JP3470583B2 - 受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信機に係り、よ
り詳しくは、複数の送信データ系列各々を表す複数のデ
ータシンボル系列を多重化した送信信号を受信し、該受
信した送信信号により表される複数の送信データ系列を
推定する受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、図３８に示すように、複数の
送信データ系列各々を表す複数のデータシンボル系列を
直交変換部１１６を用いて多重化して送信信号を形成
し、形成した送信信号を送信する送信機１００と、送信
信号を受信し、受信した送信信号を、送信機１００で行
った直交変換と逆の直交変換を行う直交変換部１６を用
いて、多重化された各信号系列どうしが干渉しないよう
に多重化前の各信号系列に分離し、分離した信号系列を
各判定器８４にて符号（位相−振幅）の判定を行い、並
列．直列変換回路８６を介して、復号データとして出力
する受信機１０と、を備えた通信システムが提案されて
いる。

【０００３】ここで、送信側の直交変換で離散逆フーリ
エ変換を行い、受信側の直交変換で離散フーリエ変換を
行う通信方式は、マルチキャリア変調方式の一種である
直交周波数分割多重方式として知られており、地上波デ
ィジタルテレビ放送への採用が決定している（ John A.
C. Bingham : "Multicarrier Modulation for Data Tra
nsmission: An Idea Whose Time Has Come," IEEE Comm
unications Magazine,pp.5-14, May 1990. 都竹愛一
郎：“ＯＦＤＭ変復調方式、”電子情報通信学会誌、vo
l.79, No.8, pp.831-834,1996 参照）。

【０００４】また、送信側の直交変換で離散逆ウェーブ
レット変換あるいはウェーブレットパケットによる合成
を行い、受信側の直交変換に離散ウェーブレット変換あ
るいはウェーブレットパケットによる分割を用いる通信
方式も提案されている（ G.W.Wornell, A.V.Oppenheim:
"Wavelet-Based Representation for a Class of Self
-Similar Signals with Application to Fractal Modul
ation," IEEE Trans.Information Theory, vol.38, pp.
785-800, 1992 March. M.A.Tzannes, M.C.Tzannes, J.Proakis, P.N.Heller: "
DMT systems, DWMT Systems and Digital Filter Bank
s," IEEE Proceedings of ICC'94. A.R.Lindsey, et al.: "Wavelet Packet Modulations:
A generalized methodfor orthogonally multiplexed c
ommunications," IEEE Proceedings of SSST'95, 1995
March.等の文献参照）。

【０００５】直交変換としてウェーブレットパケットに
よる分割・合成を用いて信号系列を多重化する場合の送
信機１００、受信機１０の構成例を図３９に示す。図３
９では一例としてウェーブレットパケットの時間・周波
数領域の分割パターンに帯域を均等に４分割する分割パ
ターンを用いる場合を示す。送信機１００の直交変換部
１１６では、４つの信号系列を合成し、送信信号を作成
する。受信機１０では、送信信号を受信後、直交変換部
１６で送信機１００の直交変換と同じウェーブレットパ
ケットの分割パターンにより分割することで、多重化前
の信号系列を得ている。

【０００６】ここで、ウェーブレットパケットにより分
割・合成を行う直交変換部は、送信機１００側では複数
の帯域合成フィルタ１２０により、受信機１０側は帯域
分割フィルタ２０により構成することができる。

【０００７】ここで、送信機１００側の帯域合成フィル
タ１２０は、図４０に示すように、サンプリング回路１
２０Ａ１、１２０Ａ２で、周波数帯域を高域側に割り当
てる信号及び低域側に割り当てる信号のサンプリングレ
ートを２倍にアップサンプリングし、サンプリング回路
１２０Ａ１、１２０Ａ２によりサンプリンクされた信号
を、高域フィルタ１２０Ｂ１、低域フィルタ１２０Ｂ２
で、高域側及び低域側の周波数帯域の信号にそれぞれ変
換し、高域フィルタ１２０Ｂ１及び低域フィルタ１２０
Ｂ２を通過した信号を、合成器１２０Ｃで、合成してい
る。高域フィルタ１２０Ｂ１及び低域フィルタ１２０Ｂ
２のフィルタ特性は使用するウェーブレットの基底関数
に応じて適切に設定する。例えば、ドブシズ・ウェーブ
レット（４タップＦＩＲフィルタによる構成）の場合
は、

【０００８】

【数１】

【０００９】となる。一方、受信機１０側の帯域合成フ
ィルタ２０は、図４１に示すように、入力信号を高域フ
ィルタ２０Ａ１及び低域フィルタ２０Ａ２に通し、か
つ、サンプリング回路２０Ｂ１、２０Ｂ２でサンプリン
グレートを1/2 倍にダウンサンプリングして、高域側と
低域側の信号に分割する。高域フィルタ２０Ａ１及び低
域フィルタ２０Ａ２のフィルタ特性は使用するウェーブ
レットの基底関数に応じて適切に設定する。例えば、ド
ブシズ・ウェーブレット（４タップＦＩＲフィルタによ
る構成）の場合は、

【００１０】

【数２】

【００１１】となる。ところで、受信機１０側の直交変
換部１６においてウェーブレットパケットによる分割を
行う場合の直交変換部の構成を図４２（Ａ）〜図４２
（Ｃ）に示す。図４２（Ａ）に示すように、帯域分割フ
ィルタの低域側出力に順次、帯域分割フィルタを接続し
ていく構成とすると、通常のウェーブレット変換にな
る。通常のウェーブレット変換では、入力信号は図４２
（Ａ）の右領域に示すような分割パターンに分割され
る。この分割パターンは、高域側ほど周波数帯域幅が広
く時間間隔が短い信号に分割され、低域側ほど周波数帯
域幅が狭く時間間隔が長い信号に分割されることを表し
ている。また、帯域分割フィルタの接続段数を増加させ
るほど、低域側の周波数帯域が細かく分割されていく。
サンプリングレートを順次変換しているため時間軸上で
は、分割された領域を示す各々の四角形に対して信号が
一つずつ出力される。ウェーブレットパケットによる分
割は、帯域分割フィルタを任意の組み合わせで接続した
ものであり、図４２（Ｂ）、図４２（Ｃ）に示すよう
に、接続の仕方により様々な分割パターンを実現するこ
とができる。ウェーブレットパケットはこの時間・周波
数領域の分割パターンを目的に応じて設定できることが
大きな利点である。

【００１２】なお、逆ウェーブレット変換の場合は低域
側から順次、帯域合成フィルタを接続する。また、ウェ
ーブレットパケットによる合成では、受信機側の帯域分
割フィルタの接続に対応する順序で帯域合成フィルタを
接続する。

【００１３】その他の代表的な直交変換としては、離散
コサイン変換、離散サイン変換、ウォルシュ・アダマー
ル変換、カルーネン・レーベ変換等がある。

【００１４】ところで、上記通信システムでは、通信路
において送信信号に雑音、ひずみ等が混入し、送信デー
タ系列を誤って伝えられる虞が高い。よって、復号誤り
率が高い。従って、通信路で発生する誤り影響を抑え
て、通信路使用の信頼性を向上させる必要がある。そこ
で、従来では、送信データ（通報）に予め、誤り訂正符
号化を行い、受信機では、誤り訂正符号化に対応する復
号処理により復号するようにしている。例えば、図４３
（Ａ）に示すように、送信機側の畳み込み符号器２００
で、予め畳み込み符号化を行い、図４３（Ｂ）に示すよ
うに、受信機側の最尤系列推定部３００で、畳み込み符
号の復号法の一種である最尤系列推定を行う。なお、畳
み込み符号は、複数の送信データ系列を複数個の送信デ
ータ系列のブロックに分け、各ブロックの送信データ系
列の符号化は、各ブロック毎に別個独立に行うのではな
く、それ以前のブロックの送信データ系列に依存する方
法である。また、最尤系列推定は、送信側の情報がラン
ダムである場合には、最も誤り率を小さくできる復号法
であることが知られている。なお、最尤系列推定におい
て、最も確からしい系列を効率よく推定するアルゴリズ
ムにビタビアルゴリズムがある（“情報理論、”昭晃堂
(1987)、“符号理論、”電子情報通信学会(1990)参
照）。その他、系列推定には、最大事後確率法（ＭＡ
Ｐ）等を用いても良い。また、情報の信頼度情報を基
に、反復操作により系列を推定する手法等もある。

【００１５】更に、前記通信システムを移動通信環境の
ように送受信機間の伝送路特性が時間的に変動する環境
で用いる場合、送受信機間の伝送路において送信信号に
大きな歪みや、信号強度の変動等が生じ、送信データ系
列を誤って伝えられる虞が高い。よって、複号誤り率が
高い。そこで、従来では、伝送路特性を推定し、伝送路
の影響の補正を行っている。例えば、図４４に示すよう
に、図４３（Ｂ）の受信機に伝送路特性推定部４００を
付加した受信機が提案されている。図４４の受信機で
は、伝送路特性推定部４００において受信信号と受信信
号を判定した結果である復号データとに基づいて伝送路
特性を推定し、最尤系列推定部３００において推定され
た伝送路特性の影響を含めて最も確からしい系列を推定
する。なお、伝送路推定には、最急こう配法、最小２乗
（ＬＭＳ）アルゴリズム、漸化的最小２乗（ＲＬＳ）ア
ルゴリズム等が用いられる（“ディジタル信号処理の基
礎”、電子情報通信学会（１９８８）参照）。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、データ
を伝送する際の信頼性を向上させるために誤り訂正符号
化を行うと、送信信号が冗長となり、データを伝送する
効率を低下させてしまう。一方、データを伝送する効率
を低下させないようにするために誤り訂正符号化を行わ
ないようにすると、送信データ系列を精度よく推定する
ことができない。

【００１７】また、伝送路特性が時間的に変動する通信
環境において、伝送路推定を行っても、時間的な変動が
速い場合には伝送路特性を精度良く推定することができ
ない。即ち、送信データ系列を精度良く推定することが
できない。

【００１８】本発明は、上記事実に鑑み成されたもの
で、データを伝送する効率を低下させることなく精度よ
く送信データ系列を推定することの可能な受信機を提案
することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的達成のため本発
明に係る受信機は、複数の送信データ系列各々を表す複
数のデータシンボル系列を多重化した送信信号を受信す
る受信手段と、前記受信手段により受信された送信信号
を、該送信信号により表される複数の送信データ系列の
内の所定個の送信データ系列を各々表す複数の信号系列
に変換する変換手段と、前記変換手段により変換された
複数の信号系列各々と該複数の信号系列各々について予
想される複数の予想信号系列各々とに基づいて、前記受
信された送信信号により表される複数の送信データ系列
を推定する系列推定手段と、を備えている。

【００２０】即ち、受信手段は、複数の送信データ系列
各々を表す複数のデータシンボル系列を多重化した送信
信号を受信する。変換手段は、受信手段により受信され
た送信信号を、該送信信号により表される複数の送信デ
ータ系列の内の所定個の送信データ系列を各々表す複数
の信号系列に変換する。

【００２１】このように変換手段により変換された複数
の信号系列各々は、送信信号により表される複数の送信
データ系列の内の所定個の送信データ系列を表す。よっ
て、変換手段により変換された複数の信号系列各々は、
所定個の送信データ系列を表すデータシンボル系列のデ
ータシンボル間に一種の干渉が生じている信号系列であ
ると考えられる。

【００２２】なお、送信信号が、所定の第１の直交変換
により多重化されたものである場合には、変換手段は、
第１の直交変換の逆変換と異なりかつ少なくとも１つ以
上の各々異なる第２の直交変換により送信信号を複数の
信号系列に変換するようにしてもよい。また、変換手段
は、第１の直交変換の逆変換とは異なりかつ少なくとも
１つ以上の各々異なる第２の直交変換に更に第１の直交
変換の逆変換も用いて、送信信号を複数の信号系列に変
換するようにしてもよい。これらの場合、第２の直交変
換は、ウェーブレットパケットによる分割を用いて行う
又はフーリエ変換を用いて行うようにしてもよい。

【００２３】そして、系列推定手段は、変換手段により
変換された複数の信号系列各々と該複数の信号系列各々
について予想される複数の予想信号系列各々とに基づい
て、受信された送信信号により表される複数の送信デー
タ系列を推定する。

【００２４】このように、一種のデータシンボル間の干
渉が生じていると考えられる複数の信号系列各々と複数
の信号系列各々について予想される複数の予想信号系列
各々とに基づいて、受信された送信信号により表される
複数の送信データ系列を推定するので、送信信号を生成
する際に誤り訂正符号化処理しなくても、送信信号によ
り表される送信データ系列を推定することができる。よ
って、データを伝送する効率を低下させることなく精度
よく送信データ系列を推定することができる。

【００２５】更に、本発明に係る受信機は、前記変換手
段により変換された複数の信号系列各々と該複数の信号
系列各々について予想される複数の予想信号系列各々と
に基づいて、送受信機間の伝送路特性を推定する伝送路
推定手段を備えることができ、前記系列推定手段は、前
記変換手段により変換された複数の信号系列各々と該複
数の信号系列各々について予想される複数の予想信号系
列各々と前記伝送路推定手段より推定された伝送路特性
とに基づいて、前記受信された送信信号により表される
複数の送信データ系列を推定する。

【００２６】即ち、伝送路推定手段は、変換手段により
変換された複数の信号系列各々と該複数の信号系列各々
について予想される複数の予想信号系列各々とに基づい
て、送受信機間の伝送路特性を推定する。

【００２７】そして、系列推定手段は、変換手段により
変換された複数の信号系列各々と該複数の信号系列各々
について予想される複数の予想信号系列各々と伝送路推
定手段より推定された伝送路特性とに基づいて、受信さ
れた送信信号により表される複数の送信データ系列を推
定する。

【００２８】このように、伝送路推定手段を備えること
により、送受信機間の伝送路特性の推定を行いつつ受信
された送信信号により表される複数の送信データ系列を
推定するので、送受信機間の伝送路の特性が時間的に変
化する場合においても、送信信号により表される送信デ
ータ系列を精度良く推定することができる。

【００２９】なお、以上より、複数の送信データ系列各
々を表す複数のデータシンボル系列を多重化した送信信
号を送信する送信機と、前記送信機により送信された送
信信号を受信する受信手段、該受信手段により受信され
た送信信号を、該送信信号により表される複数の送信デ
ータ系列の内の所定個の送信データ系列を各々表す複数
の信号系列に変換する変換手段、及び該変換手段により
変換された複数の信号系列各々と該複数の信号系列各々
について予想される複数の予想信号系列各々とに基づい
て、該受信された送信信号により表される複数の送信デ
ータ系列を推定する推定手段を備えた受信機と、を備え
た通信システムが提案される。

【００３０】また、複数の送信データ系列各々を表す複
数のデータシンボル系列を多重化した送信信号を送信す
る送信機と、前記送信機により送信された送信信号を受
信する受信手段、該受信手段により受信された送信信号
を、該送信信号により表される複数の送信データ系列の
内の所定個の送信データ系列を各々表す複数の信号系列
に変換する変換手段、該変換手段により変換された複数
の信号系列各々と該複数の信号系列各々について予想さ
れる複数の予想信号系列各々とに基づいて、送受信機間
の伝送路特性を推定する伝送路推定手段、及び該変換手
段により変換された複数の信号系列各々と該複数の信号
系列各々について予想される複数の予想信号系列各々と
該伝送路推定手段より推定された伝送路特性とに基づい
て、該受信された送信信号により表される複数の送信デ
ータ系列を推定する系列推定手段を備えた受信機と、を
備えた通信システムが提案される。

【００３１】更に、複数の送信データ系列各々を表す複
数のデータシンボル系列が多重化されかつ受信した送信
信号を、該送信信号により表される複数の送信データ系
列の内の所定個の送信データ系列を各々表す複数の信号
系列に変換し、前記変換された複数の信号系列各々と該
複数の信号系列各々について予想される複数の予想信号
系列各々とに基づいて、前記受信された送信信号により
表される複数の送信データ系列を推定する復号方法が提
案される。

【００３２】また、複数の送信データ系列各々を表す複
数のデータシンボル系列が多重化されかつ受信した送信
信号を、該送信信号により表される複数の送信データ系
列の内の所定個の送信データ系列を各々表す複数の信号
系列に変換し、前記変換された複数の信号系列各々と該
複数の信号系列各々について予想される複数の予想信号
系列各々とに基づいて、送受信機間の伝送路特性を推定
し、前記変換された複数の信号系列各々と該複数の信号
系列各々について予想される複数の予想信号系列各々と
前記推定された伝送路特性とに基づいて、前記受信され
た送信信号により表される複数の送信データ系列を推定
する復号方法が提案される。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
を図面を参照して詳細に説明する。

【００３４】図１に示すように、本実施の形態に係る受
信機１０Ａは、複数の送信データ系列各々を表す複数の
データシンボル系列を所定の第１の直交変換により多重
化した送信信号を受信する、図示しない受信回路と、上
記第１の直交変換の逆変換と異なりかつ少なくとも１つ
以上の各々異なる第２の直交変換により、受信回路によ
り受信された送信信号を、該送信信号により表される複
数の送信データ系列の内の所定個の送信データ系列を各
々表す複数の信号系列に変換する直交変換部１２Ａ（直
交変換回路１６Ａ、１６Ｂ、・・・１６Ｘ）と、直交変
換部１２Ａから出力される複数の信号系列各々と該複数
の信号系列各々について予想される複数の予想信号系列
各々とに基づいて、送信信号により表される複数の送信
データ系列を推定する送信データ系列推定部１４Ａと、
を備えている。なお、図１では、直交変換回路１６Ａ、
１６Ｂ、・・・１６Ｘを備えた直交変換部１２Ａが示さ
れているが、直交変換回路１６Ａのみでもよい。即ち、
直交変換部１２Ａは、第１の直交変換の逆変換とは異な
る直交変換を行う単一の直交変換回路１６Ａにより構成
してもよい。

【００３５】図２には、従来の送信機（図３９（Ａ）参
照）と同一構成の送信機１００と、送信機側において行
う直交変換の逆変換と異なる直交変換を行う受信機１０
Ａ１と、を備えた通信システムが示されている。

【００３６】ここで、送信機側において行う直交変換と
しては、ウェーブレットパケットにより合成することで
４つのデータシンボル系列を多重化する場合を例にとり
説明する。なお、変調方式はＢＰＳＫ変調であり、ウェ
ーブレットの基底関数はドブシズウェーブレット（４タ
ップのＦＩＲフィルタにより構成）である。

【００３７】一方、受信機１０Ａ１は、直交変換部１２
Ａ１と、送信データ系列推定部１４Ａ１と、を備えてい
る。直交変換部１２Ａ１は、単一の帯域分割フィルタ２
０Ａを備えている。これにより、送信側とは異なるウェ
ーブレットパケットの分割パターンとなる。よって、送
信側とは異なる直交変換出力（信号系列）を得る。

【００３８】次に、第１の実施の形態の作用を説明す
る。受信機１００の直列／並列変換回路１８６には、図
３（Ａ）に示すように、送信すべき送信データが入力さ
れる。

【００３９】直列／並列変換回路１８６は、入力された
４つの送信データＡ〜Ｄ各々を並列な送信データ系列に
変換した後、各変調器１８４に入力する。なお、図３
（Ａ）には、４つの並列な送信データ系列Ａ〜Ｄとし
て、最初は、０１１０、次は、１１１０である場合が示
されている。各変調器１８４は、図３（Ｂ）に示すよう
に、入力された各送信データ系列を、送信データを表す
シンボルに変換して、直交変換部１１６に送信データシ
ンボル系列として入力する。

【００４０】図４に示すように、直交変換部１１６に入
力された送信データシンボル系列Ａ _n 〜Ｄ_n （Ａ₁ 〜Ｄ
₁ 、Ａ₂ 〜Ｄ₂ 、Ａ₃ 〜Ｄ₃ ・・・）の内の送信データ
シンボル系列Ａ_n 、Ｂ_n は、第１の周波数帯域用の帯域
合成フィルタ１２０に入力され、送信データシンボル系
列Ｃ_n 、Ｄ_n は、第１の周波数帯域より低い第２の周波
数帯域用の帯域合成フィルタ１２０に入力される。

【００４１】第１の周波数帯域用の帯域合成フィルタ１
２０では、入力された送信データシンボル系列Ａ_n 、Ｂ
_n が合成された信号系列（サンプリング時間間隔Ｔ／
２）を出力し、第２の周波数帯域用の帯域合成フィルタ
１２０は、入力された送信データシンボル系列Ｃ_n 、Ｄ
_n が合成された信号系列（サンプリング時間間隔Ｔ／
２）を出力する。

【００４２】即ち、帯域合成フィルタ１２０（４タップ
のＦＩＲフィルタで構成される場合）を通ると、サンプ
リング間隔Ｔで同時に入力された２つの信号点が、サン
プリング間隔Ｔ／２の４サンプルの信号点に変換され
る。

【００４３】例えば、データシンボルＡ₁ 、Ｂ₁ が、
（１）式で示される帯域合成フィルタに入力された場
合、その出力は、

【００４４】

【数３】

【００４５】と表すことができるので、４サンプルの信
号になることが理解できる。ここで、入力される信号点
のサンプリング間隔は、出力側では２サンプル分に相当
する。そのため、順次入力された各信号点に対して出力
される４サンプルの信号は、２サンプルずつずれて重な
り合い、足し合わされた結果の信号が出力される。

【００４６】即ち、図５（Ａ）に示すように、データシ
ンボルＡ₁ 、Ｂ₁ が入力され、次にデータシンボル
Ａ₂ 、Ｂ₂ が入力された場合、データシンボルＡ₁ 、Ｂ
₁ から図５（Ｂ）に示すように、時間間隔Ｔ／２の４サ
ンプルの信号点（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₂ 、
（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₃ 、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₄ が出力され、デー
タシンボルＡ₂ 、Ｂ₂ から図５（Ｃ）に示すように、時
間間隔Ｔ／２の４サンプルの信号点（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ 、
（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₂ 、（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₃ 、（Ａ₂ 、Ｂ ₂ ）
₄ が出力され、これらは２サンプルずつずれて重なり合
い、足し合わされて、最終的には、図５（Ｄ）に示すよ
うに、時間間隔Ｔ／２で、信号系列（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ 、
（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₂ 、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₃ と出力（Ａ₂ 、Ｂ
₂ ）₁ との和である信号系列（（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₃ 、（Ａ
₂ 、Ｂ₂ ）₁ ）が出力され、以降同様となる。なお、送
信データシンボル系列Ｃ_n 、Ｄ_n についても同様に処理
される。

【００４７】そして、２段目の帯域合成フィルタにおい
ても同様な処理が繰り返される。即ち、図６（Ａ）に示
すように、データシンボルＡ₁ 、Ｂ₁ 、データシンボル
Ｃ₁ 、Ｄ₁ のみが入力されたとして考えると、１段目の
帯域合成フィルタによりそれぞれ、時間間隔Ｔ／２の４
サンプルの信号点（（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ 、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）
₂ 、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₃ 、（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₄ ）、及び
（（Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₁ 、（Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₂ 、（Ｃ₁ 、
Ｄ₁ ）₃ 、（Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₄ ）となる。そして、２段目
の帯域合成フィルタによりそれぞれ合成されて、時間間
隔Ｔ／４で ［（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₁ ］₁ ［（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₁ ］₂ ［（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₁ ］₃ ＋［（Ａ₁ 、
Ｂ₁ ）₂ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ） ₂ ］₁ ［（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）₁ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ）₁ ］₄ ＋［（Ａ₁ 、
Ｂ₁ ）₂ （Ｃ₁ 、Ｄ₁ ） ₂ ］₂・・・が出力される。

【００４８】また、図７（Ａ）に示すように、データシ
ンボルＡ₂ 、Ｂ₂ 、データシンボルＣ₂ 、Ｄ₂ のみが入
力されたとして考えると、１段目の帯域合成フィルタに
よりそれぞれ、時間間隔Ｔ／２の４サンプルの信号点
（（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ 、（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₂ 、（Ａ₂ 、
Ｂ₂ ）₃ 、（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₄ ）、サンプル信号
（（Ｃ₂ 、Ｄ ₂ ）₁ 、（Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₂ 、（Ｃ₂ 、
Ｄ₂ ）₃ 、（Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₄ ）となる。そして、２段目
の帯域合成フィルタによりそれぞれ合成されて、時間間
隔Ｔ／４で、 ［（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₁ ］₁ ［（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₁ ］₂ ［（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₁ ］₃ ＋［（Ａ₂ 、
Ｂ₂ ）₂ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ） ₂ ］₁ ［（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）₁ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ）₁ ］₄ ＋［（Ａ₂ 、
Ｂ₂ ）₂ （Ｃ₂ 、Ｄ₂ ） ₂ ］₂・・・が出力される。

【００４９】以上より、送信データシンボル系列Ａ_n 〜
Ｄ_n が全て順に入力された場合の出力信号は、送信デー
タシンボルＡ₁ 〜Ｄ₁ が入力された場合の出力信号、送
信データシンボルＡ₂ 〜Ｄ₂ が入力された場合の出力信
号・・・の各出力信号が足し合わされ、送信信号が生成
され、送信される。

【００５０】上記送信された送信信号（送信データシン
ボル系列Ａ_n 〜Ｄ_n が合成されかつサンプリング時間間
隔Ｔ／４）は、受信器１０Ａ１の図示しない受信回路に
より受信される。送信信号は、図８に示すように、直交
変換部１２Ａ１の単一の帯域分割フィルタ２０Ａ（詳細
構成は、図４１参照）に入力される。なお、送信信号
は、帯域分割フィルタ２０Ａで、送信データシンボル系
列Ａ_n 、Ｂ_n が合成された信号系列（サンプリング時間
間隔Ｔ／２）と送信データシンボル系列Ｃ_n 、Ｄ _n が合
成された信号系列（サンプリング時間間隔Ｔ／２）とに
分離される。

【００５１】即ち、帯域分割フィルタ（４タップのＦＩ
Ｒフィルタで構成される場合）２０Ａでは、帯域合成フ
ィルタの逆の変換を行い、図９（Ａ）に示すように、入
力された信号系列の４サンプルの信号点に対して、図９
（Ｂ）に示すように、対応する変換された１サンプルの
信号点を出力する。その後、２サンプル入力のある毎
に、それまでに入力された４サンプルの信号点を用いて
変換後の信号点が求められ、出力される。なお、受信機
１０Ａ１の帯域分割フィルタ２０Ａから出力される信号
系列と、送信機１００の１段目の帯域合成フィルタ１２
０から出力される信号系列とは、処理による遅延を無視
すれば、全く同じ信号である。即ち、受信機１０Ａ１の
帯域分割フィルタ２０Ａから出力される信号系列は、図
９（Ｃ）に示すように、（Ａ₁ 〜Ｄ₁ ）に関する出力
（時間間隔Ｔ／２の信号点４サンプル）と、図９（Ｄ）
に示すように、（Ａ₂ 〜Ｄ₂ ）に関する出力（時間間隔
Ｔ／２の信号点４サンプル）と、を成分にもち、これは
図５（Ｂ）、図５（Ｃ）に示すように、送信機１００の
１段目の帯域合成フィルタ１２０から出力される信号系
列に等しい。

【００５２】ここで、帯域分割フィルタ２０Ａから出力
される信号系列のＡ、Ｂのみの成分に注目すると、図１
０に示すように、帯域分割フィルタ２０Ａから出力され
る信号系列は、Ａ₁ 、Ｂ₁ に関する成分（時間間隔Ｔ／
２の信号点４サンプル）と、Ａ₂ 、Ｂ₂ に関する成分
（時間間隔Ｔ／２の信号点４サンプル）と、に分けられ
る。よって、帯域分割フィルタ２０Ａから出力される、
例えば、信号点Ｓ₁ 、Ｓ ₂ は、 Ｓ₁ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₃ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₁ Ｓ₂ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₄ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₂ となる。

【００５３】このように送信データ系列推定部１４Ａ１
は、直交変換部１２Ａ１から上記信号系列が入力される
と、図１１に示した制御ルーチン（ビタビアルゴリズム
に基づく）をスタートする。

【００５４】図１１のステップ２２で、上記信号系列が
入力された当該時刻ｔ＝ｋに対応する部分のトレリス線
図を形成する。

【００５５】ここで、前述したように、信号点Ｓ₁ 、Ｓ
₂ は、図１２にも示すように、送信データシンボル
Ａ₁ 、Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ の組み合わせにより決まる信号
であり、それぞれ、振幅・位相を持つ複素信号点であ
る。前述したようにＢＰＳＫ変調としているため、送信
データシンボルＡ₁ 、Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ は、それぞれ
０，１を表す。送信機の直交変換部に同時に入力される
２つのデータシンボルＡ₁ 、Ｂ ₁ 及びＡ₂ 、Ｂ₂ をそれ
ぞれ組にして考える。

【００５６】（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）の組み合わせは、（００、
０１、１０、１１）の４通り、（Ａ ₂ 、Ｂ₂ ）の組み合
わせは、（００、０１、１０、１１）の４通りとなるた
め、全部で１６通りの組み合わせが考えられる。

【００５７】（Ａ₁ 、Ｂ₁ ）及び（Ａ₂ 、Ｂ₂ ）の組み
合わせをそれぞれ状態とおくことにより、１６通りの組
み合わせが状態遷移の枝（ブランチ）として表すことが
でき、図１３に示すトレリス線図で表現することができ
る。

【００５８】なお、前回時刻ｔ＝ｋ−１において既に、
図１４（Ａ）に示すように、トレリス線図を形成してい
るので、今回時刻ｔ＝ｋでは、既に形成されているトレ
リス線図（図１４（Ａ）参照）に、図１４（Ｂ）に示す
ように、今回時刻ｔ＝ｋに対応する部分を延長する。

【００５９】ステップ２４では、トレリス線図の各状態
遷移を示す各ブランチに対してブランチメトリックを演
算する。ステップ２６では、当該時刻ｔ＝ｋの各状態ま
でのパスメトリックを演算し、生き残りパス（後述）を
選択する。即ち、本実施の形態では、当該時刻ｔ＝ｋの
各状態までの各時刻の各状態点を結ぶブランチをたどっ
た複数のパスに沿ってブランチメトリックを加算してパ
スメトリックを演算する。どのパスが最も送信された可
能性の高い系列であるかは、パスがたどっていく各ブラ
ンチのブランチメトリックの和であるパスメトリックと
いう値の大小で評価される。パスメトリック値が最も大
きな値であるパスが最も確からしいパス（最尤パス）で
ある。最尤パスを求めるために、各時刻において各状態
に到達する複数のパスの中でパスメトリックの最も大き
いパスのみを選択して残し、その他のパスを取り除く。
残されたパスは生き残りパスと呼ばれる。即ち、生き残
りパスの数はトレリス線図の状態の数と等しくなる。そ
して、ステップ２８では、最尤パスとして確定した部分
に対応する送信データ系列を復号データとして出力す
る。

【００６０】次に、ステップ２４のブランチメトリック
演算処理を、図１５を参照して詳細に説明する。

【００６１】ステップ３４で、信号点Ｓ₁ 、Ｓ₂ と、各
ブランチの状態遷移に対応して決まる送信データシンボ
ルが送られた場合に信号点Ｓ₁ 、Ｓ₂ として出力される
予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ との、２乗ユークリッド距離を演
算する。なお、２乗ユークリッド距離を演算するため、
予め予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ を求めておく。即ち、信号点
Ｓ₁ について、各ブランチの１６通りの信号点Ｋ₁ ⁰⁰〜
Ｋ₁ ¹⁵を、信号点Ｓ₂について、各ブランチの１６通り
の信号点Ｋ₂ ⁰⁰〜Ｋ₂ ¹⁵を求めると、以下のようにな
る。

【００６２】信号点Ｓ₁ について、 Ｓ₁ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₃ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₁ Ｋ₁ ⁰⁰＝（００）₃ ＋（００）₁ Ｋ₁ ⁰¹＝（０１）₃ ＋（００）₁ Ｋ₁ ⁰²＝（１０）₃ ＋（００）₁ ・ ・ ・ Ｋ₁ ¹⁵＝（１１）₃ ＋（１１）₁ ここで、信号点Ｓ₁ 及び１６通りの信号点Ｋ₁ ⁰⁰〜Ｋ₁
¹⁵を、複素平面上に表示すると、図１６に示すようにな
る。信号点Ｓ₁ と各信号点Ｋ₁ ⁰⁰〜Ｋ₁ ¹⁵との距離ｒ₁
⁰⁰〜ｒ₁ ¹⁵の２乗が２乗ユークリッド距離である。雑音
等の影響がない場合には、信号点Ｓ₁ は信号点Ｋ₁ ⁰⁰〜
Ｋ₁ ¹⁵の何れかに一致する。

【００６３】なお、信号点Ｓ₂ についても、 Ｓ₂ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₄ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₂ Ｋ₂ ⁰⁰＝（００）₄ ＋（００）₂ Ｋ₂ ⁰¹＝（０１）₄ ＋（００）₂ Ｋ₂ ⁰²＝（１０）₄ ＋（００）₂ ・ ・ ・ Ｋ₂ ¹⁵＝（１１）₄ ＋（１１）₂ のように各ブランチの状態遷移に対応して決まる送信デ
ータシンボルが送られた場合に信号点Ｓ₂ として出力さ
れる信号点Ｋ₂ を求め、上記と同様に２乗ユークリッド
距離を求める。

【００６４】ステップ３８で、ブランチメトリックとし
て、各ブランチに対応して各信号点Ｓ₁ 、Ｓ₂ 各々毎に
求めた２乗ユークリッド距離の和を演算する。

【００６５】次に、ステップ２６のパスメトリック演算
処理を、図１７を参照して詳細に説明する。

【００６６】図１７のステップ４２で、今回時刻ｔ＝ｋ
に対応するトレリス線図の各状態を識別する変数ｓを初
期化し、ステップ４４で前回時刻ｔ＝ｋ−１における各
状態へ到達する各生き残りパスのパスメトリックＰＭ
_o,k-1 〜ＰＭ_3,k-1 を取り込む。ステップ４６で、前回
時刻ｔ＝ｋ−１の各生き残りパスのパスメトリックに、
時刻ｔ＝ｋで状態ｓへ遷移する各ブランチのブランチメ
トリックを加算する。即ち、本実施例の場合、図１８に
示すように状態（００）（ｓ＝０の場合）へつながるブ
ランチはｂ＝０，４，８，１２の４本であり、各々のブ
ランチはそれぞれ状態（００）、（０１）、（１０）、
（１１）からつながっている。したがって、時刻ｔ＝ｋ
に状態（００）へ到達するパスは４本あり、各々のパス
メトリックは、 ＰＭ_0,k-1 ＋ＢＭ₀₀ ＰＭ_1,k-1 ＋ＢＭ₀₄ ＰＭ_2,k-1 ＋ＢＭ₀₈ ＰＭ_3,k-1 ＋ＢＭ₁₂ の４つが演算されている。

【００６７】ステップ４８で、この４つのパスメトリッ
クの最も小さい値となるパス即ち最も確からしいパスを
生き残りパスとして選択し、それ以外のパスを消去す
る。そして最も小さい値のパスメトリックを時刻ｔ＝ｋ
における状態（００）へ到達する生き残りパスのパスメ
トリックとする。即ち、この４つのパスメトリックのう
ちＰＭ_0,k-1 ＋ＢＭ₀₀の値が最も小さいとすると、時刻
ｔ＝ｋにおける状態（００）へ到達する生き残りパスの
パスメトリックＰＭ_0,k は、 ＰＭ_0,k ＝ＰＭ_0,k-1 ＋ＢＭ₀₀ となる。

【００６８】そして、ステップ５０で変数ｓを状態の総
数ｓ_o （本実施の形態ではｓ_o ＝４）と比較し、まだ時
刻ｔ＝ｋにおける生き残りパスを求めていない状態が残
っている場合には、ステップ５２で変数ｓを１増加し、
次の状態へ到達するパスのパスメトリックを求める演算
を行うためにステップ４４へ戻り、以上の処理（ステッ
プ４４〜５０）を実行する。ステップ５０で各状態へ到
達する全てのパスのパスメトリックを求める演算が終了
した場合には、即ち、前回時刻から今回時刻への全ての
ブランチに関して前回時刻までの生き残りパスに対する
加算、比較、選択が終了した事になる。

【００６９】そして、ステップ２８（図１１参照）の復
号データの出力処理では、前回時刻において出力した復
号データの時刻の次の時刻の状態の内、今回時刻の各状
態へ到達する生き残りパス全てが共通のパスとなり、最
尤パスとして確定する時刻の状態が表すデータを復号デ
ータとして出力する。

【００７０】即ち、図１９（Ａ）に示すように、時刻ｔ
＝ｋ−１において、時刻ｔ＝ｋ−１までの各状態に到達
する生き残りパス全てが共通のパスとなる状態は、時刻
ｔ＝ｋ−３における状態（００）である。よって、（０
０）が復号データとして出力される。このとき、時刻ｔ
＝ｋ−２における状態（００）、（０１）は、時刻ｔ＝
ｋ−１までの状態に生き残りパスが到達しており、いず
れの生き残りパスが、最尤パスであるか分からない。よ
って、復号データとして出力することができない。

【００７１】しかし、時刻ｔ＝ｋ−２における状態（０
０）、（０１）の内、図１９（Ｂ）に示すように、時刻
ｔ＝ｋにおいて、時刻ｔ＝ｋまでの各状態に生き残りパ
ス全てが共通のパスとなる状態は、（００）である。よ
って、（００）が復号データとして出力される。

【００７２】以上説明したように本実施の形態では、直
交変換部により変換されて得た複数の信号系列各々は、
送信信号により表される複数の送信データ系列の内の２
つのの送信データ系列を表し、この複数の信号系列各々
は、２つの送信データ系列を表すデータシンボル系列の
データシンボル間に一種の干渉が生じている信号系列で
あると考えられる。この干渉は送信側と受信側で行う直
交変換の組み合わせによって決まる。更に、どのような
干渉が生じるかは用いる直交変換の組合せによりあらか
じめ分っている。そこで、受信機の直交変換部からの出
力信号に生じている干渉を畳み込み符号化によって生じ
た干渉とみなすことにより、受信側において最尤系列推
定を可能としている。そして、受信側で複数の直交変換
出力を組み合わせて最尤系列推定を行うことで、誤り率
特性を更に改善することが可能と考えられる。

【００７３】このように、送信側において特別な誤り訂
正符号化等を行う必要がないため、データを伝送する効
率を低下させることなく最尤系列推定を行うことがで
き、誤り率特性を改善することができる。

【００７４】次に、本発明の第２の実施の形態を説明す
る。図２０に示すように、第２の実施の形態に係る受信
機１０Ｂ１の直交変換部１２Ｂ１は、少なくとも２つは
各々異なる直交変換を行いかつ該２つの直交変換の内の
１つは送信機側が行った直交変換の逆の直交変換である
複数の直交変換回路１６Ａ〜１６Ｘと、複数の直交変換
回路１６Ａ〜１６Ｘの出力に基づいて、送信データ系列
を推定する送信データ系列推定部１４Ｂ１と、を備えて
いる。

【００７５】例えば、図示しない送信機の直交変換部が
直交変換としてウェーブレットパケットによる合成を行
った場合には、図２１に示すように、受信機の直交変換
部１２Ｂ２は、帯域分割フィルタ２０を複数段に組み合
わせて、ウェーブレットパケットによる分割を行うよう
にしてもよい。このように、帯域分割フィルタ２０を複
数段に組み合わせるので、時間・周波数領域の分割パタ
ーンを各段で異なる分割パターンとすることができる。
よって、少なくとも一つ以上の相異なる直交変換を行う
機能を有する。

【００７６】図２２には、帯域分割フィルタを２段に組
み合わせて構成された受信機１０Ｂ３が示されている。
この受信機１０Ｂ３は、１段目の帯域分割フィルタ２０
Ｋ１と、帯域分割フィルタ２０Ｋ１に接続された２段目
の帯域分割フィルタ２０Ｋ２、２０Ｋ３と、を備えた直
交変換部１２Ｂ３と、１段目の帯域分割フィルタ２０Ｋ
１及び２段目の帯域分割フィルタ２０Ｋ２、２０Ｋ３に
接続された送信データ系列推定部１４Ｂ３と、を備えて
いる。なお、帯域分割フィルタ２０Ｋ２は、１段目の帯
域分割フィルタ２０Ｋ１により分離された高周波数帯域
側の信号系列が入力されるように、帯域分割フィルタ２
０Ｋ３は、１段目の帯域分割フィルタ２０Ｋ１により分
離された低周波数帯域側の信号系列が入力されるよう
に、それぞれ帯域分割フィルタ２０Ｋ１に接続されてい
る。なお、帯域分割フィルタ２０Ｋ１、２０Ｋ２、２０
Ｋ３は、前述した帯域分割フィルタ２０（図４１参照）
と同様であるので、その説明を省略する。

【００７７】次に、第２の実施の形態の作用を説明す
る。１段目の帯域分割フィルタ２０から出力された信号
系列は、前述した第１の実施の形態における帯域分割フ
ィルタ２０により出力された信号系列と同様であるの
で、その説明を省略する。

【００７８】２段目の帯域分割フィルタ２０から出力さ
れた信号系列は、送信側と逆の直交変換を行った信号で
あるため多重化される前の各送信データシンボル系列Ａ
〜Ｄに分離されている。

【００７９】帯域分割フィルタ２０Ｋ１、２０Ｋ２、２
０Ｋ３から上記信号系列が入力された送信データ系列推
定部１４Ｂ３は、図２３に示した制御ルーチンを実行す
る。本制御ルーチンは、前述した第１の実施の形態の制
御ルーチン（図１１参照）と同様の部分があるので、同
一の部分には同一の符号を付してその詳細な説明を省略
する。即ち、本実施の形態に係る制御ルーチンは、図２
３に示すように、ステップ２２、２４を実行し、次のス
テップ６０で、当該時刻の各状態点のステートメトリッ
クを演算し、ステップ２６、２８を順に実行する。

【００８０】次に、ステップ６０のステートメトリック
演算処理を、図２４を参照して説明する。

【００８１】図２４のステップ６４では、２段目の帯域
分割フィルタ２０Ｋ２、２０Ｋ３から入力された４つの
信号系列Ａ〜Ｄの内の、信号系列Ａ、Ｂの信号点（２
つ）（なお、本実施の形態では、信号系列Ａ、Ｂと信号
系列Ｃ、Ｄとに対して同じ処理を実行するので、以下、
信号系列Ａ、Ｂに対する処理を説明し、信号系列Ｃ、Ｄ
に対する処理の説明を省略する）と、出力されると予想
される各データを表すデータシンボル点各々と、の２乗
ユークリッド距離を演算する。なお、信号系列Ａ、Ｂ
は、多重化される前の送信データシンボルに分離されて
いるため、それそれ０又は１のデータシンボルの何れか
となるためである。前述したようにＢＰＳＫ変調として
いるため０又は１を表すデータシンボルの信号点は±１
の点となる。信号点の配置を複素平面上に示したもの
が、図２５である。図２５の距離ｒ_A0、ｒ_A1、ｒ_B0、ｒ
_B1の２乗が、求める２乗ユークリッド距離である。雑音
等の影響がない場合には、信号点Ａ、Ｂは０又は１を表
すデータシンボルのどちらかに一致する。

【００８２】ステップ６８で、ステートメトリックとし
て、各ステート（状態）に対応して各信号点ＡＢ各々毎
に求めた２乗ユークリッド距離の和を演算する。

【００８３】即ち、ステートメトリックの計算は、 ＡＢ＝００：距離ｒ_A0、ｒ_B0から求める。 ＡＢ＝０１：距離ｒ_A0、ｒ_B1から求める。 ＡＢ＝１０：距離ｒ_A1、ｒ_B0から求める。 ＡＢ＝１１：距離ｒ_A1、ｒ_B1から求める。

【００８４】ところで、本実施の形態におけるステップ
２６（図２３参照）のパスメトリック演算処理では、パ
スメトリックとして、図２６に示すように、各ブランチ
に対して演算されたブランチメトリックに、当該ブラン
チに対応するステートにおいて演算されたステートメト
リックを加算する。

【００８５】以上説明したように本実施の形態では、受
信機の直交変換部からの２種類の出力を合成して最尤パ
スの探索を行うことになり、更に誤り率特性を改善する
ことが可能となる。

【００８６】次に、本発明の第３の実施の形態を説明す
る。なお、本実施の形態に係る図示しない送信機は、離
散逆フーリエ変換を行うものである。

【００８７】図２７に示すように、本実施の形態に係る
受信機１０Ｃは、各々時間窓幅が異なるフーリエ変換を
行う複数のフーリエ変換回路１８Ａ〜１８Ｘを備えた、
直交変換部１２Ｃと、フーリエ変換回路１８Ａ〜１８Ｘ
により出力された出力に基づいて、受信信号の送信デー
タ系列を予測する送信データ系列推定部１４Ｃと、を備
えている。

【００８８】図２８には、各々時間窓幅が異なるフーリ
エ変換を行う２つのフーリエ変換回路１８Ａ１、１８Ｂ
１を備えた、直交変換部１２Ｃ１と、フーリエ変換回路
１８Ａ１、１８Ｂ１により出力された出力に基づいて、
受信信号の送信データ系列を予測する送信データ系列推
定部１４Ｃ１と、を備えている。

【００８９】次に、本実施の形態の作用を説明する。フ
ーリエ変換回路１８Ａ１、１８Ｂ１は、互いに時間窓幅
が異なるフーリエ変換１、２を行う。よって、２種類の
直交変換出力を得る。即ち、フーリエ変換回路１８Ａ１
の時間窓幅は、送信機の離散逆フーリエ変換の時間窓幅
と同じである。このため、図２９に示すように、送信機
側において多重化される前の送信データシンボル系列に
分離された送信データシンボル系列が出力される。一
方、フーリエ変換回路１８Ｂ１の時間窓幅は、送信機の
離散逆フーリエ変換の時間窓幅の１／２である。このた
め、図２９下段に示すように周波数帯域の分割数は２と
なる。時間窓幅が半分であるため、時間窓が重ならない
ように時間をずらして２回フーリエ変換を行うことで、
時間方向に２つの信号系列が出力される。フーリエ変換
２の出力信号は、送信側で多重化した２つの信号系列に
相当する帯域幅で周波数を分離した信号であるため、こ
の帯域に含まれる２つの送信データ系列によって出力信
号が決まる。

【００９０】フーリエ変換回路１８Ａ１、１８Ｂ１から
上記各信号を受信した送信データ系列推定部１４Ｃ１
は、図３０に示した制御ルーチンをスタートする。

【００９１】図３０のステップ７２で、送信側でどの送
信データ系列が送られたかを評価するために、フーリエ
変換１の４つの出力信号に基づいて、各信号の信号点と
各データシンボル点との２乗ユークリッド距離を求め
る。ステップ７４では、フーリエ変換１の４つの出力信
号をフーリエ変換２の出力信号に各々対応する２つの出
力信号同士の２つの組み合わせに分割し、各組み合わせ
に対応する信号点各々と前述したデータシンボル点々と
の２乗ユークリッド距離から、各組み合わせに対応する
信号点各々とデータシンボル点各々とを組み合わせた２
乗ユークリッド距離の和を演算し、第１のメトリックと
する。

【００９２】ステップ７６で、フーリエ変換２における
先の出力信号の信号点と各データシンボルを組み合わせ
た場合に予想される予想信号点各々との２乗ユークリッ
ド距離を演算し、第２のメトリックとする。ステップ７
８では、フーリエ変換２における後の出力信号の信号点
と各データシンボルを組み合わせた場合に予想される予
想信号点各々との２乗ユークリッド距離を演算し、第３
のメトリックを計算する。

【００９３】ステップ８０で、上記第１のメトリック〜
第３のメトリックの和を演算し、ステップ８２で、第１
のメトリック〜第３のメトリックの和の最も小さいデジ
タルシンボルの組み合わせを決定し、当該組み合わせに
対応する送信データ系列を復号データ（送信データ系
列）として出力する。

【００９４】以上説明したように本実施の形態では、送
信機側で離散逆フーリエ変換を行い、受信機側では、各
々時間窓幅が異なる複数のフーリエ変換を行い、各複数
のフーリエ変換による出力に基づいて、受信信号の送信
データ系列を予測するので、送信側において特別な誤り
訂正符号化等を行う必要がないため、通信路使用の効率
を最大に維持しつつ、最尤系列推定を行うことができ、
誤り率特性を改善することができる。

【００９５】次に、本発明の第４の実施の形態を説明す
る。上記第１の実施の形態では直交変換部１２Ａ１とし
て、単一の帯域分割フィルタ２０を備えており、ウェー
ブレットの基底関数としてドブシズウェーブレット（４
タップのＦＩＲフィルタにより構成）の場合を示した
が、他の基底関数を用いてもよい。一例として、６タッ
プのＦＩＲフィルタにより構成されるドブシズウェーブ
レットを用いた場合の例を示す。

【００９６】図３１に示すように、第４の実施の形態に
係る受信機１０Ｄ１の直交変換部１２Ｄ１は、１段の帯
域分割フィルタ２０Ｄ１を備えている。帯域分割フィル
タ２０Ｄ１は、前述した帯域分割フィルタ２０（図４１
参照）と同様の構成であるが、高域フィルタ２０Ａ１お
よび低減フィルタ２０Ａ２の特性を、次式で示す特性と
したものである。

【００９７】

【数４】

【００９８】また、図示しない送信機の直交変換部が直
交変換としてウェーブレットパケットにより４つのデー
タシンボル系列の合成を行う場合、送信機の直交変換部
の帯域合成フィルタは、前述した帯域合成フィルタ１２
０（図４０参照）と同様の構成とし、帯域合成フィルタ
の高域フィルタ１２０Ｂ１および低減フィルタ１２０Ｂ
２の特性を次式で示す特性とするものとする。

【００９９】

【数５】

【０１００】各フィルタの特性以外は第１の実施の形態
と同様であるため、その説明を省略する。

【０１０１】次に、第４の実施の形態の作用を説明す
る。１段目の帯域分割フィルタ２０Ｄ１から出力された
信号系列は、第１の実施の形態と同様に送信機１００の
１段目の帯域合成フィルタの出力と同じ信号系列とな
る。図３２に帯域分割フィルタ２０Ｄ１から出力される
信号系列のＡ、Ｂのみの成分を示す。図３２に示す信号
点Ｓ₁ 、Ｓ₂ は、第１の実施の形態の場合と異なり、６
つの送信データシンボルＡ₁ 、Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ 、
Ａ₃ 、Ｂ₃ の組み合わせにより決まる信号である。即
ち、 Ｓ₁ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₅ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₃ ＋（Ａ₃ Ｂ₃ ）
₁ Ｓ₂ ＝（Ａ₁ Ｂ₁ ）₆ ＋（Ａ₂ Ｂ₂ ）₄ ＋（Ａ₃ Ｂ₃ ）
₂ となる。

【０１０２】この場合、４つのデータシンボルＡ₁ 、Ｂ
₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ を一つの組に、４つのデータシンボルＡ
₂ 、Ｂ₂ 、Ａ₃ 、Ｂ₃ をもう一つの組として考える。２
つの組は送信機の直交変換部に入力される時刻が１シン
ボルシフトした関係にある。

【０１０３】（Ａ₁ ，Ｂ₁ ，Ａ₂ ，Ｂ₂ ）、（Ａ₂ ，Ｂ
₂ ，Ａ₃ ，Ｂ₃ ）の組み合わせは各々１６通りある。こ
の組み合わせを状態とおくことにより、図３３に示すト
レリス線図を形成すれば良い。信号点Ｓ₁ 、Ｓ₂ は、デ
ータシンボルＡ₂ 、Ｂ₂ が共通する状態どうしをつなぐ
状態遷移のブランチにより表すことができる。なお、デ
ータシンボルＡ₂ 、Ｂ₂ が異なる状態どうしの間にはブ
ランチは存在しない。

【０１０４】以降の処理については第１の実施の形態と
同様に、信号点Ｓ₁ 、Ｓ₂ の予想信号点を計算し、ブラ
ンチメトリックを演算し、同様の処理を行う事ができ
る。

【０１０５】したがって、ウェーブレットの基底関数が
６タップで構成されるドブシズウェーブレットの場合で
も実施可能であることが示された。同様に、異なるウェ
ーブレットの基底関数を用いることも可能である。

【０１０６】次に本発明の第５の実施の形態を説明す
る。図３４に示すように、第５の実施の形態に係る受信
機１０Ｅ１は、第１の実施の形態の受信機１０Ａ１の直
交変換部１２Ａ１の出力信号に、更に受信信号系列をそ
のまま変換することなく出力する出力信号を追加したも
のである。直交変換部１２Ｅ１からの出力信号の一つと
して、受信信号をそのまま変換出力の信号系列を出力す
る。これは直交変換の特殊な場合として考える事ができ
る。その他の構成については第１の実施の形態と同様で
あるため、その説明を省略する。

【０１０７】第５の実施の形態の作用を説明する。受信
信号系列は、第１の実施の形態の際に説明した送信信号
そのものであるため、説明を省略する。

【０１０８】図３５に本実施の形態でのトレリス線図の
一部を示す。受信信号をそのまま出力した信号系列は信
号系列Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄが合成されたものである。この信
号系列は時間間隔Ｔ／４の信号系列であるため、４つの
信号点Ｓ₁ 〜Ｓ₄ を考える。信号点Ｓ₁ 〜Ｓ₄ は、各々
１２個のデータシンボルＡ₁ 〜Ｄ₁ 、Ａ₂ 〜Ｄ₂ 、Ａ ₃
〜Ｄ₃ により表される。第４の実施の形態と同様に考え
て、形成したトレリス線図の１部を図３５に示す。

【０１０９】ブランチメトリックの演算は、これまでの
実施の形態の説明と同様に行う事ができる。

【０１１０】次に、直交変換部１２Ａ１の帯域分割フィ
ルタ２０Ｅ１の出力の処理について説明する。帯域分割
フィルタ２０Ｅ１の出力は、第１の実施の形態における
ブランチメトリックの演算と同様の処理を行う。第１の
実施の形態におけるブランチメトリックは、データシン
ボルＡ₁ 、Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ の組み合わせに対して決ま
る値である。本実施の形態では、データシンボルＡ₁ 、
Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ の組み合わせに対して、いずれかの状
態が該当する。したがって、第１の実施の形態における
ブランチメトリックの演算と同様の処理を行って得られ
た値を、データシンボルＡ₁ 、Ｂ₁ 、Ａ₂ 、Ｂ₂ の組み
合わせに該当する状態の第１のメトリックとして用いれ
ばよい。データシンボルＣ₁ 、Ｄ₁ 、Ｃ₂ 、Ｄ₂ の組み
合わせに対しても同様に処理を行い、第２のメトリック
として用いる。各々該当する状態のステートメトリック
として、第１のメトリック、第２のメトリックの和を用
いることにより、第２の実施の形態と同様に処理を行う
ことができる。

【０１１１】次に本発明の第６の実施の形態を説明す
る。図３６に示すように、第６の実施の形態に係る受信
機１０Ｆ１は、第１の実施の形態の受信機１０Ａ１に更
に伝送路推定部４００Ｆ１を備えたものである。図３７
に示すように、伝送路推定部４００Ｆ１は、１サンプル
遅延素子４０４と推定された伝送路特性を表す係数４０
６および該係数を更新する推定伝送路特性更新部４０２
とからなる。

【０１１２】第６の実施の形態の作用を説明する。伝送
路推定部４００Ｆ１では、直交変換部１２Ｆ１から出力
される信号系列と送信データ系列推定部１４Ｆ１から出
力される各生き残りパスから得られた予想信号系列とを
用いて伝送路特性の推定を行い、推定された伝送路特性
を出力する。

【０１１３】送信データ系列推定部１４Ｆ１では、直交
変換部１２Ｆ１から出力される信号と伝送路推定部４０
０Ｆ１から出力される推定された伝送路特性とを用い
て、送信データ系列を推定する。

【０１１４】伝送路推定部４００Ｆ１について図３７を
用いて説明する。伝送路推定部４００Ｆ１は従来の伝送
路推定と同様の様々なアルゴリズムが使用できるが、本
実施の形態では、伝送路推定のために用いる入力信号が
従来の場合と異なることが特徴である。伝送路推定部４
００Ｆ１としてＬＭＳアルゴリズムにより伝送路特性の
推定を行う構成例を図３７に示す。

【０１１５】伝送路推定部には、伝送路において歪みや
信号強度の変動が生じた信号として、直交変換部１２Ｆ
１からの出力信号ｘ_k を入力する。同時に、本来歪みや
変動が生じていない場合の基準となる信号ｄ_k を入力す
る。ここで、時刻ｔ＝ｋにおける推定された伝送路の特
性を、

【０１１６】

【数６】

【０１１７】と表すことにする。伝送路の特性が正しく
推定できている場合には、基準信号に推定された伝送路
の特性を畳込んだ信号、即ち１サンプル遅延素子４０４
と推定された伝送路特性の係数４０６を組み合わせて得
られる信号ｄ’_k と直交変換部からの出力信号ｘ _k と
は、等しくなるはずである。したがって、次式が成り立
つ。

【０１１８】

【数７】

【０１１９】しかし、伝送路の特性が時間とともに変動
している場合、上式は等しくならなくなり、誤差が発生
する。そのため、誤差信号ｅ_k を

【０１２０】

【数８】

【０１２１】として求める。推定伝送路特性更新部４０
２では、この誤差信号ｅ_k を用いて、次式に従い、伝送
路特性の係数ｇ⁰ _k 、ｇ¹ _k 、ｇ² _k を順次更新する。

【０１２２】

【数９】

【０１２３】ここで、Δは更新を行う時のステップサイ
ズ、＊は複素共役を表す。直交変換部からの出力信号ｘ
_k と基準信号ｄ_k とが入力される毎に以上の処理を繰り
返す事で、時間とともに変動する伝送路特性の推定を行
うことができる。

【０１２４】基準信号ｄ_k は、伝送路特性の影響を受け
ていない場合に直交変換部１２Ｆ１から出力されると予
想される信号である。この基準信号の系列は、送信デー
タ系列推定部１４Ｆ１において正しい送信データ系列を
表すパス上のブランチのブランチメトリックを演算する
ために用いる予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ と同じ信号である。
そこで、この予想信号点の系列を伝送路推定部４００Ｆ
１に入力すれば良い。そのためには正しい送信データ系
列を表すパスが分かっている必要があるが、ここでは、
正しい送信データ系列を表すパスである可能性の高い最
尤パスを求める途中の段階の各生き残りパスを利用す
る。各生き残りパスのブランチメトリックを演算する際
に用いた予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ を伝送路推定部４００Ｆ
１に入力して、時間とともに変動する伝送路特性の推定
を行う。なお、生き残りパスは、トレリス線図の状態数
と同じ数だけ存在するため、伝送路推定も生き残りパス
各々について推定を行う。

【０１２５】次に、推定された伝送路特性を用いて送信
データ系列推定部１４Ｆ１で系列推定を行う処理につい
て説明する。ブランチメトリックを演算する際に用いる
予想信号点Ｋ₁ Ｋ₂ は、伝送路特性の影響が含まれてい
ない。そこで、その時点で推定されている伝送路特性を
用いて、予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ を補正する。補正後の予
想信号点をＫ’₁ 、Ｋ’₂ とする。この補正後の予想信
号点を用いてブランチメトリックの演算を行う。

【０１２６】なお、補正のために用いる伝送路特性は生
き残りパス各々について推定されているので、生き残り
パス各々からつながる各ブランチに対して、それぞれの
生き残りパスに対して推定された伝送路特性を用いれば
良い。

【０１２７】各ブランチメトリックを演算し、パスメト
リックの演算を行い、新しい生き残りパスが選択される
と、選択された生き残りパスに該当するブランチメトリ
ックの計算に用いた予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ を、伝送路推
定部４００Ｆ１に対して出力する。

【０１２８】したがって、ある時点に推定されている伝
送路特性を用いて送信データ系列推定を行い、新しい生
き残りパスが選択されると、次の時点の伝送路特性推定
のための基準信号として予想信号点Ｋ₁ 、Ｋ₂ を用い
る。即ち、生き残りパス各々について、送信データ系列
推定と伝送路推定を交互に繰り返しながら処理が進めら
れることになる。

【０１２９】以上説明したように本実施の形態では、時
間的に変動する伝送路特性を推定するための伝送路推定
部を備えることにより、伝送路特性が時間的に変動する
通信環境においても、良好な誤り率特性を得る事が可能
となる。更に本実施の形態では、時間間隔がデータシン
ボルの半分（Ｔ／２）の間隔となる信号系列により伝送
路推定を行っている。そのため、従来のデータシンボル
毎に伝送路推定を行っている場合に比べて、伝送路の変
動が速い場合にも伝送路特性を精度良く推定することが
でき、誤り率特性を改善することができる。

【０１３０】本実施の形態では、時間間隔がデータシン
ボルの半分の間隔となる信号を用いて伝送路推定を行っ
ているが、更に短い間隔の信号が得られる直交変換を用
い、その出力信号により伝送路特性の推定することもで
きる。

【０１３１】前述した実施の形態では、４タップドブシ
ズ、６タップドブシズのウェーブレット基底関数を説明
しているが、本発明はこれに限定されず、その他、１０
タップドブシズ等の基底関数に適用してもよい。

【０１３２】また、以上説明した実施の形態では、ＢＰ
ＳＫ変調の場合について示しているが、本発明はこれに
限定されず、他の変調方式、例えばＱＰＳＫ変調、８Ｐ
ＳＫ変調、１６ＱＡＭ変調等も用いる事ができる。ま
た、複数のデータシンボル系列の多重化として４つのデ
ータシンボル系列を多重化した場合について示している
が、本発明はこれに限定されず、多重化数が異なる場合
にも用いる事ができる。即ち、４以外の複数のデータシ
ンボル系列を多重化してもよい。なお、分割は、等分割
に限定されず、等分割でない場合にも適用してもよい。
また、本発明では予め誤り訂正符号化を行う必要がない
が、既に誤り訂正符号化を行ってある場合についても用
いる事が可能である。

【０１３３】なお、前述した実施の形態では、直交変換
を用いて、送信信号を、該送信信号により表される複数
の送信データ系列の内の所定個の送信データ系列を各々
表す複数の信号系列に変換しているが、本発明はこれに
限定されず、変換結果が予め予想される変換方法であれ
ば何れの変換方法を用いることができる。

【０１３４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、送信信号
を生成する際に誤り訂正符号化処理しなくても、送信信
号により表される複数の送信データ系列を推定すること
ができるので、データを伝送する効率を低下させること
なく精度よく送信データ系列を推定することができる、
という効果を有する。

【０１３５】また、本発明は、伝送路推定手段を備える
ことにより、送受信機間の伝送路特性の推定を行いつつ
受信された送信信号により表される複数の送信データ系
列を推定するので、送受信機間の伝送路の特性が時間的
に変化する場合においても、送信信号により表される送
信データ系列を精度良く推定することができる、という
効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態に係る受信機のブロック図で
ある。

【図２】第１の実施の形態に係る他の受信機を備えた通
信システムのブロック図である。

【図３】送信信号の形成過程を示す図である。

【図４】送信信号の形成過程を示す他の図である。

【図５】送信信号の変換過程を示す図である。

【図６】送信信号の変換過程を示す他の図である。

【図７】送信信号の変換過程を示す更に他の図である。

【図８】帯域分割フィルタによる変換を示す図である。

【図９】帯域分割フィルタによる変換を示す他の図であ
る。

【図１０】帯域分割フィルタによる変換を示す更に他の
図である。

【図１１】メイン制御ルーチンを示したフローチャート
である。

【図１２】送信データ系列推定部に入力される信号系列
の成分を示す図である。

【図１３】トレリス線図である。

【図１４】トレリス線図の形成過程を示した図である。

【図１５】メイン制御ルーチンのステップ２４のサブル
ーチンを示したフローチャートである。

【図１６】第１の実施の形態における２乗ユークリッド
距離を説明するための図である。

【図１７】メイン制御ルーチンのステップ２６のサブル
ーチンを示したフローチャートである。

【図１８】第１の実施の形態におけるパスメトリックの
演算方法を示した図である。

【図１９】復号データを選択する方法を示した図であ
る。

【図２０】第２の実施の形態に係る受信機のブロック図
である。

【図２１】第２の実施の形態に係る他の受信機のブロッ
ク図である。

【図２２】第２の実施の形態に係る更に他の受信機のブ
ロック図である。

【図２３】第２の実施の形態におけるメイン制御ルーチ
ンを示したフローチャートである。

【図２４】メイン制御ルーチンのステップ６０のサブル
ーチンを示したフローチャートである。

【図２５】第２の実施の形態における２乗ユークリッド
距離を説明するための図である。

【図２６】第２の実施の形態におけるパスメトリックの
演算方法を示した図である。

【図２７】第３の実施の形態に係る受信機のブロック図
である。

【図２８】第３の実施の形態に係る他の受信機のブロッ
ク図である。

【図２９】各々異なる時間窓幅の２つのフーリエ変換に
よる出力内容を示した図である。

【図３０】メイン制御ルーチンを示したフローチャート
である。

【図３１】第４の実施の形態に係る受信機のブロック図
である。

【図３２】第４の実施の形態に係る帯域分割フィルタに
よる変換を示す図である。

【図３３】第４の実施の形態に係るトレリス線図であ
る。

【図３４】第５の実施の形態に係る受信機のブロック図
である。

【図３５】第５の実施の形態に係るトレリス線図の一部
を示す図である。

【図３６】第６の実施の形態に係る受信機のブロック図
である。

【図３７】伝送路特性推定部の詳細ブロック図である。

【図３８】従来技術に係る通信システムのブロック図で
ある。

【図３９】従来技術に係る他の通信システムのブロック
図である。

【図４０】帯域合成フィルタの詳細ブロック図である。

【図４１】帯域分割フィルタの詳細ブロック図である。

【図４２】ウェーブレットパケットによる分割を行う場
合の種々の直交変換部の構成を示したブロック図であ
る。

【図４３】誤り訂正符号化及び誤り訂正符号化に対応す
る復号処理する場合の通信システムの概略ブロック図で
ある。

【図４４】誤り訂正符号化に対応する復号処理と伝送路
特性の推定を行う受信機の概略ブロック図である。

【符号の説明】

１０Ａ１ 受信機 １２Ａ１ 直交変換部（変換手段） １４Ａ１ 送信データ系列推定部（系列推定手段） １０Ｂ３ 受信機 １２Ｂ３ 直交変換部（変換手段） １４Ｂ３ 送信データ系列推定部（系列推定手段） １０Ｃ１ 受信機 １２Ｃ１ 直交変換部（変換手段） １４Ｃ１ 送信データ系列推定部（系列推定手段） １０Ｄ１ 受信機 １２Ｄ１ 直交変換部（変換手段） １４Ｄ１ 送信データ系列推定部（系列推定手段） １０Ｅ１ 受信機 １２Ｅ１ 直交変換部（変換手段） １４Ｅ１ 送信データ系列推定部（系列推定手段） １０Ｆ１ 受信機 １２Ｆ１ 直交変換部（変換手段） １４Ｆ１ 送信データ系列推定部（系列推定手段） ４００Ｆ１ 伝送路推定部（伝送路推定手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−112736（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の送信データ系列各々を表す複数の
   データシンボル系列を多重化した送信信号を受信する受
   信手段と、 前記受信手段により受信された送信信号を、該送信信号
   により表される複数の送信データ系列の内の所定個の送
   信データ系列を各々表す複数の信号系列に変換する変換
   手段と、 前記変換手段により変換された複数の信号系列各々と該
   複数の信号系列各々について予想される複数の予想信号
   系列各々とに基づいて、前記受信された送信信号により
   表される複数の送信データ系列を推定する系列推定手段
   と、 を備えた受信機。
2. 【請求項２】 前記変換手段により変換された複数の信
   号系列各々と該複数の信号系列各々について予想される
   複数の予想信号系列各々とに基づいて、送受信機間の伝
   送路特性を推定する伝送路推定手段を更に備え、 前記系列推定手段は、前記変換手段により変換された複
   数の信号系列各々と該複数の信号系列各々について予想
   される複数の予想信号系列各々と前記伝送路推定手段よ
   り推定された伝送路特性とに基づいて、前記受信された
   送信信号により表される複数の送信データ系列を推定す
   る請求項１記載の受信機。
3. 【請求項３】 前記送信信号は、所定の第１の直交変換
   により多重化されたものであり、 前記変換手段は、前記第１の直交変換の逆変換と異なり
   かつ少なくとも１つ以上の各々異なる第２の直交変換に
   より、受信された送信信号を複数の信号系列に変換する
   請求項１又は請求項２記載の受信機。
4. 【請求項４】 前記送信信号は、所定の第１の直交変換
   により多重化されたものであり、 前記変換手段は、前記第１の直交変換の逆変換とは異な
   りかつ少なくとも１つ以上の各々異なる第２の直交変換
   及び前記第１の直交変換の逆変換により、前記受信され
   た送信信号を複数の信号系列に変換する請求項１又は請
   求項２記載の受信機。
5. 【請求項５】 前記第２の直交変換は、ウェーブレット
   パケットによる分割を用いて行う又はフーリエ変換を用
   いて行う請求項３又は請求項４記載の受信機。