JP2001298439A - チャネル特性を決定する方法、およびその方法を実施する離散ウェーブレット送信器と離散ウェーブレット受信器 - Google Patents
チャネル特性を決定する方法、およびその方法を実施する離散ウェーブレット送信器と離散ウェーブレット受信器Info
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- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信器ＴＸと受信器ＲＸの間で、チャネルＣ
ＨＡＮＮＥＬのチャネル特性を決定する方法を提供する
こと。 【解決手段】 パルス振幅変調シンボルの所定の周期信
号は、受信器ＴＸの余弦変調フィルタバンクＤＷＭＴ
ＭＯＤによって波形で変調されており、その波形は、チ
ャネルＣＨＡＮＮＥＬを介して送信される。受信器ＲＸ
では、受信パルス振幅変調シンボルは、余弦変調フィル
タバンクＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤによってその波形から復
調され、受信パルス振幅変調シンボルの対を組み合わせ
て受信直交振幅変調シンボルを形成し、受信直交振幅変
調シンボルは、送信直交振幅変調シンボルの対の形と見
なされる送信した所定のパルス振幅変調シンボルによっ
て分割される。したがって、チャネル特性のサンプルが
発生される。
ＨＡＮＮＥＬのチャネル特性を決定する方法を提供する
こと。 【解決手段】 パルス振幅変調シンボルの所定の周期信
号は、受信器ＴＸの余弦変調フィルタバンクＤＷＭＴ
ＭＯＤによって波形で変調されており、その波形は、チ
ャネルＣＨＡＮＮＥＬを介して送信される。受信器ＲＸ
では、受信パルス振幅変調シンボルは、余弦変調フィル
タバンクＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤによってその波形から復
調され、受信パルス振幅変調シンボルの対を組み合わせ
て受信直交振幅変調シンボルを形成し、受信直交振幅変
調シンボルは、送信直交振幅変調シンボルの対の形と見
なされる送信した所定のパルス振幅変調シンボルによっ
て分割される。したがって、チャネル特性のサンプルが
発生される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項１の非特徴
部分で規定されている、推定されたチャネル特性のサン
プルを決定する方法と、請求項３の非特徴部分で規定さ
れている離散ウェーブレットマルチトーン送信器と、請
求項４の非特徴部分で規定されている離散ウェーブレッ
トマルチトーン受信器とに関する。送信器と受信器はど
ちらも、この方法のステップを実施するために装備され
ている。
部分で規定されている、推定されたチャネル特性のサン
プルを決定する方法と、請求項３の非特徴部分で規定さ
れている離散ウェーブレットマルチトーン送信器と、請
求項４の非特徴部分で規定されている離散ウェーブレッ
トマルチトーン受信器とに関する。送信器と受信器はど
ちらも、この方法のステップを実施するために装備され
ている。
【０００２】
【従来の技術】デジタル加入者線を試験または認定する
技術の概略は、著者Ｅｒｉｃ ＨｅｄｌｕｎｄとＴｏｍ
Ｃｕｌｌｉｎａｎによる論文「ＤＳＬ Ｌｏｏｐ Ｔ
ｅｓｔ」に与えられている。この論文は、１９９８年８
月２４日発行の雑誌「テレフォニ（Ｔｅｌｅｐｈｏｎ
ｙ）」の４８〜５２ページに発表されており、まずルー
プを検査し、その後ｘＤＳＬ（任意のデジタル加入者
線）のサービスをそのループを介して提供する重要性を
強調している。ループ試験により、ロードコイルやブリ
ッジドタップなどの線の欠陥を局在化することができ、
また、近端漏話または遠端漏話などの雑音を測定するこ
とができる。さらに、チャネルインパルス応答の知識に
より、中央局と顧客敷地内の設備の間で同期化を容易に
し、受信器に適応等化器のタップ（チャネル特性を等化
し、したがって、シンボル間の干渉を回避するために、
データシンボルに追加される周期的なプリフィックスま
たはサフィックスの長さは、依然として許容可能であ
る）を設置することを容易にする。
技術の概略は、著者Ｅｒｉｃ ＨｅｄｌｕｎｄとＴｏｍ
Ｃｕｌｌｉｎａｎによる論文「ＤＳＬ Ｌｏｏｐ Ｔ
ｅｓｔ」に与えられている。この論文は、１９９８年８
月２４日発行の雑誌「テレフォニ（Ｔｅｌｅｐｈｏｎ
ｙ）」の４８〜５２ページに発表されており、まずルー
プを検査し、その後ｘＤＳＬ（任意のデジタル加入者
線）のサービスをそのループを介して提供する重要性を
強調している。ループ試験により、ロードコイルやブリ
ッジドタップなどの線の欠陥を局在化することができ、
また、近端漏話または遠端漏話などの雑音を測定するこ
とができる。さらに、チャネルインパルス応答の知識に
より、中央局と顧客敷地内の設備の間で同期化を容易に
し、受信器に適応等化器のタップ（チャネル特性を等化
し、したがって、シンボル間の干渉を回避するために、
データシンボルに追加される周期的なプリフィックスま
たはサフィックスの長さは、依然として許容可能であ
る）を設置することを容易にする。
【０００３】知られているチャネル分析技術は、別々の
試験用計器を必要とする。上述の論文「ＤＳＬ Ｌｏｏ
ｐ Ｔｅｓｔ」では、中央局でのみ試験設備を必要とす
る非平衡終端試験と、両端、すなわち顧客の敷地と中央
局で試験設備を必要とする双終端チャネル試験とを区別
している。双終端試験は、専門技術者を派遣する必要が
あり、これは正当化することが困難な余分な出費であ
る。知られているループ識別技術の中では、中央局での
み試験設備が必要で、現場に専門技術者がいる必要のな
い非平衡終端試験が、最も費用効果が高い。
試験用計器を必要とする。上述の論文「ＤＳＬ Ｌｏｏ
ｐ Ｔｅｓｔ」では、中央局でのみ試験設備を必要とす
る非平衡終端試験と、両端、すなわち顧客の敷地と中央
局で試験設備を必要とする双終端チャネル試験とを区別
している。双終端試験は、専門技術者を派遣する必要が
あり、これは正当化することが困難な余分な出費であ
る。知られているループ識別技術の中では、中央局での
み試験設備が必要で、現場に専門技術者がいる必要のな
い非平衡終端試験が、最も費用効果が高い。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、著し
くハードウエアを追加する必要がない、すなわち、中央
局または顧客の敷地で別々の試験設備を必要とせず、顧
客の敷地または中央局の現場に、専門技術者がいる必要
がないループのチャネル特性を決定する方法を提供する
ことである。
くハードウエアを追加する必要がない、すなわち、中央
局または顧客の敷地で別々の試験設備を必要とせず、顧
客の敷地または中央局の現場に、専門技術者がいる必要
がないループのチャネル特性を決定する方法を提供する
ことである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的は、請求項１で規定されている推定されたチャネル特
性のサンプルを決定する方法と、請求項３によって規定
されている離散ウェーブレットマルチトーン送信器と、
請求項４によって規定されている離散ウェーブレットマ
ルチトーン受信器とによって実現される。
的は、請求項１で規定されている推定されたチャネル特
性のサンプルを決定する方法と、請求項３によって規定
されている離散ウェーブレットマルチトーン送信器と、
請求項４によって規定されている離散ウェーブレットマ
ルチトーン受信器とによって実現される。
【０００６】実際、離散ウェーブレットマルチトーン
（ＤＷＭＴ）送信器と離散ウェーブレットマルチトーン
（ＤＷＭＴ）受信器の間で伝送された、パルス振幅変調
（ＰＡＭ）周期信号に対し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
シンボルの各対は、信号が転送されたチャネルのチャネ
ルインパルス応答によって回転および減衰された直交振
幅変調（ＱＡＭ）シンボルを構成するという洞察は、Ｄ
ＷＭＴシステムの中央局または顧客の敷地の現場で、著
しくハードウエアを追加する必要がないチャネルインパ
ルス応答を推定する自動化された方法を提供する。送信
器側では、所定の周期信号を発生することができるパル
ス振幅変調（ＰＡＭ）シンボル発生器が必要であり、受
信器側では、受信パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボル
は、対の形に組み合わされなければならず、また、対に
組み合わされた所定の送信したパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）シンボルによって分割されなければならない。これ
は、ＤＷＭＴ受信器で一般に利用可能なデジタル信号処
理（ＤＳＰ）機能によって実施することができるタスク
である。
（ＤＷＭＴ）送信器と離散ウェーブレットマルチトーン
（ＤＷＭＴ）受信器の間で伝送された、パルス振幅変調
（ＰＡＭ）周期信号に対し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
シンボルの各対は、信号が転送されたチャネルのチャネ
ルインパルス応答によって回転および減衰された直交振
幅変調（ＱＡＭ）シンボルを構成するという洞察は、Ｄ
ＷＭＴシステムの中央局または顧客の敷地の現場で、著
しくハードウエアを追加する必要がないチャネルインパ
ルス応答を推定する自動化された方法を提供する。送信
器側では、所定の周期信号を発生することができるパル
ス振幅変調（ＰＡＭ）シンボル発生器が必要であり、受
信器側では、受信パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボル
は、対の形に組み合わされなければならず、また、対に
組み合わされた所定の送信したパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）シンボルによって分割されなければならない。これ
は、ＤＷＭＴ受信器で一般に利用可能なデジタル信号処
理（ＤＳＰ）機能によって実施することができるタスク
である。
【０００７】銅線を介する高速デジタルデータ転送に離
散ウェーブレットマルチトーンＤＷＭＴ送信器と受信器
を使用することは、著者Ｏ．ｖａｎ ｄｅ Ｗｉｅｌ、
Ｌ．Ｖａｎｄｅｎｄｏｒｐｅ、およびＭ．Ｐｅｅｔｅｒ
ｓによる論文「Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍ
ｕｌｔｉｔｏｎｅ ｆｏｒ Ｃｏｐｐｅｒ ＬｉｎｅＴ
ｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」に記載されている。この論文
は、１９９６年１２月１１日にアントワープでＩＥＥＥ
Ｂｅｎｅｌｕｘ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ Ｃｈａｐｔｅｒによって開催されたシンポジウム、
Ａ ＮｅｗＴｏｏｌ ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｉ
ｍａｇｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇのプロシーディング
「Ｗａｖｅｌｅｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ：Ａ ｎｅｗ Ｔ
ｏｏｌｉｎ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｉｍａｇｅ Ｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ」に発表されているが、ＤＷＭＴ送信
器と受信器の能力を使用して、銅線のチャネルインパル
ス応答を決定することは提案していない。また、Ａｎｄ
ｒｅｗ Ｂｒｕｃｅ、Ｄａｖｉｄ Ｄｏｎｏｈｏ、およ
びＨｏｎｇ−Ｙｅ Ｇａｏが著者である論文「Ｗａｖｅ
ｌｅｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ」は、雑誌「ＩＥＥＥ Ｓｐ
ｅｃｔｒｕｍ」の１９９６年１０月号に発表され、圧
縮、高速行列計算、および信号と画像の雑音除去につい
て記述しているが、所定のパルス振幅変調（ＰＡＭ）周
期信号の特定な取り扱いと組み合わせてウェーブレット
技術を使用し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボルが転
送されるループのチャネルインパルス応答を推定するこ
とは、教示していない。
散ウェーブレットマルチトーンＤＷＭＴ送信器と受信器
を使用することは、著者Ｏ．ｖａｎ ｄｅ Ｗｉｅｌ、
Ｌ．Ｖａｎｄｅｎｄｏｒｐｅ、およびＭ．Ｐｅｅｔｅｒ
ｓによる論文「Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍ
ｕｌｔｉｔｏｎｅ ｆｏｒ Ｃｏｐｐｅｒ ＬｉｎｅＴ
ｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」に記載されている。この論文
は、１９９６年１２月１１日にアントワープでＩＥＥＥ
Ｂｅｎｅｌｕｘ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ Ｃｈａｐｔｅｒによって開催されたシンポジウム、
Ａ ＮｅｗＴｏｏｌ ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｉ
ｍａｇｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇのプロシーディング
「Ｗａｖｅｌｅｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ：Ａ ｎｅｗ Ｔ
ｏｏｌｉｎ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｉｍａｇｅ Ｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ」に発表されているが、ＤＷＭＴ送信
器と受信器の能力を使用して、銅線のチャネルインパル
ス応答を決定することは提案していない。また、Ａｎｄ
ｒｅｗ Ｂｒｕｃｅ、Ｄａｖｉｄ Ｄｏｎｏｈｏ、およ
びＨｏｎｇ−Ｙｅ Ｇａｏが著者である論文「Ｗａｖｅ
ｌｅｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ」は、雑誌「ＩＥＥＥ Ｓｐ
ｅｃｔｒｕｍ」の１９９６年１０月号に発表され、圧
縮、高速行列計算、および信号と画像の雑音除去につい
て記述しているが、所定のパルス振幅変調（ＰＡＭ）周
期信号の特定な取り扱いと組み合わせてウェーブレット
技術を使用し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボルが転
送されるループのチャネルインパルス応答を推定するこ
とは、教示していない。
【０００８】請求項で使用している「備える」という用
語は、その後に列挙している手段に限定されると解釈す
るべきではないことに留意されたい。したがって、「手
段ＡおよびＢを備える装置」という表現の範囲は、構成
要素ＡとＢのみからなる装置に限定されるべきではな
い。これが意味することは、本発明に関して、装置の単
に適切な構成要素は、ＡとＢであるということである。
語は、その後に列挙している手段に限定されると解釈す
るべきではないことに留意されたい。したがって、「手
段ＡおよびＢを備える装置」という表現の範囲は、構成
要素ＡとＢのみからなる装置に限定されるべきではな
い。これが意味することは、本発明に関して、装置の単
に適切な構成要素は、ＡとＢであるということである。
【０００９】同様に、やはり請求項で使用している「結
合された」という用語は、直接結合にのみ限定されると
解釈するべきではないことに留意されたい。したがっ
て、「装置Ｂに結合された装置Ａ」という表現の範囲
は、装置Ａの出力が、装置Ｂの入力に直接接続されてい
る装置またはシステムに限定されるべきではない。これ
が意味することは、Ａの出力とＢの入力の間に経路が存
在し、その経路は他の装置または手段を含む経路とする
ことができるということである。
合された」という用語は、直接結合にのみ限定されると
解釈するべきではないことに留意されたい。したがっ
て、「装置Ｂに結合された装置Ａ」という表現の範囲
は、装置Ａの出力が、装置Ｂの入力に直接接続されてい
る装置またはシステムに限定されるべきではない。これ
が意味することは、Ａの出力とＢの入力の間に経路が存
在し、その経路は他の装置または手段を含む経路とする
ことができるということである。
【００１０】本発明による、推定されたチャネル特性を
決定する方法に関するその他の選択的な特徴は、請求項
２および請求項５によって規定されている。
決定する方法に関するその他の選択的な特徴は、請求項
２および請求項５によって規定されている。
【００１１】このように、推定されたチャネル特性のサ
ンプルをフーリエ逆変換することによって、チャネル特
性の時間領域表示が得られる。
ンプルをフーリエ逆変換することによって、チャネル特
性の時間領域表示が得られる。
【００１２】添付の図に関連して取り入れた実施形態の
以下の説明を参照することによって、本発明の上述の目
的と特徴および他の目的と特徴はより明らかになり、本
発明自体は最適に理解されるであろう。
以下の説明を参照することによって、本発明の上述の目
的と特徴および他の目的と特徴はより明らかになり、本
発明自体は最適に理解されるであろう。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１の離散ウェーブレットマルチ
トーン送信器ＴＸは、パルス振幅変調シンボル発生器Ｐ
ＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ、直列並列変
換器Ｓ／Ｐ、離散ウェーブレットマルチトーン変調器Ｄ
ＷＭＴ ＭＯＤ、およびデジタルアナログ変換器Ｄ／Ａ
のカスケード結合を含む。デジタルアナログ変換器Ｄ／
Ａの出力は、離散ウェーブレットマルチトーン送信器Ｔ
Ｘと離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸとの間
で、銅の電話線ＣＨＡＮＮＥＬに結合されている。この
離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸは、銅の電
話線ＣＨＡＮＮＥＬが結合されている入力端末と、デー
タ出力端末の間に、アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ、離
散ウェーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭ
ＯＤ、並列直列変換器Ｐ／Ｓ、およびパルス振幅変調シ
ンボル復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲの
カスケード結合を含む。後者のパルス振幅変調シンボル
復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲは、その
第２出力を経て、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲ、直交振幅変調
シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＩＶＩＤＥ
Ｒ、および高速逆フーリエ変換器ＩＮＶ ＦＯＵＲＩＥ
Ｒ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲのカスケード結合に接続さ
れている。高速逆フーリエ変換器ＩＮＶ ＦＯＵＲＩＥ
Ｒ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲの出力は、離散ウェーブレ
ットマルチトーン受信器ＲＸに対する第２出力端子とし
て役立つ。
トーン送信器ＴＸは、パルス振幅変調シンボル発生器Ｐ
ＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ、直列並列変
換器Ｓ／Ｐ、離散ウェーブレットマルチトーン変調器Ｄ
ＷＭＴ ＭＯＤ、およびデジタルアナログ変換器Ｄ／Ａ
のカスケード結合を含む。デジタルアナログ変換器Ｄ／
Ａの出力は、離散ウェーブレットマルチトーン送信器Ｔ
Ｘと離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸとの間
で、銅の電話線ＣＨＡＮＮＥＬに結合されている。この
離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸは、銅の電
話線ＣＨＡＮＮＥＬが結合されている入力端末と、デー
タ出力端末の間に、アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ、離
散ウェーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭ
ＯＤ、並列直列変換器Ｐ／Ｓ、およびパルス振幅変調シ
ンボル復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲの
カスケード結合を含む。後者のパルス振幅変調シンボル
復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲは、その
第２出力を経て、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲ、直交振幅変調
シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＩＶＩＤＥ
Ｒ、および高速逆フーリエ変換器ＩＮＶ ＦＯＵＲＩＥ
Ｒ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲのカスケード結合に接続さ
れている。高速逆フーリエ変換器ＩＮＶ ＦＯＵＲＩＥ
Ｒ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲの出力は、離散ウェーブレ
ットマルチトーン受信器ＲＸに対する第２出力端子とし
て役立つ。
【００１４】通常の動作中、離散ウェーブレットマルチ
トーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤは、多くの波形で、図１
には図示していない離散ウェーブレットマルチトーン送
信器ＴＸの入力において受信した、パルス振幅変調（Ｐ
ＡＭ）の符号化したデジタルデータを変調する。これら
の波形の合計は、デジタルアナログ変換器Ｄ／Ａによっ
てアナログ信号に変換され、電話線ＣＨＡＮＮＥＬを介
して、離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸに向
けて送信される。離散ウェーブレットマルチトーン受信
器ＲＸでは、受信した信号は、アナログデジタル変換器
Ａ／Ｄによってサンプルされ、離散ウェーブレットマル
チトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤによって、波形が
復調される。そのように発生されたパルス振幅変調符号
化シンボルは、並列直列変換器Ｐ／Ｓによって直列化さ
れ、パルス振幅変調シンボル復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＤＥＣＯＤＥＲによって復号されて、その後出力さ
れる。
トーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤは、多くの波形で、図１
には図示していない離散ウェーブレットマルチトーン送
信器ＴＸの入力において受信した、パルス振幅変調（Ｐ
ＡＭ）の符号化したデジタルデータを変調する。これら
の波形の合計は、デジタルアナログ変換器Ｄ／Ａによっ
てアナログ信号に変換され、電話線ＣＨＡＮＮＥＬを介
して、離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸに向
けて送信される。離散ウェーブレットマルチトーン受信
器ＲＸでは、受信した信号は、アナログデジタル変換器
Ａ／Ｄによってサンプルされ、離散ウェーブレットマル
チトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤによって、波形が
復調される。そのように発生されたパルス振幅変調符号
化シンボルは、並列直列変換器Ｐ／Ｓによって直列化さ
れ、パルス振幅変調シンボル復号器ＰＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＤＥＣＯＤＥＲによって復号されて、その後出力さ
れる。
【００１５】送信器ＴＸと受信器ＲＸとの間で、チャネ
ルＣＨＡＮＮＥＬのチャネル特性を測定するために、Ｍ
個のパルス振幅変調（ＰＡＭ）符号化シンボルで変調さ
れたＭ個の波形の周期信号は、離散ウェーブレットマル
チトーン送信器ＴＸと離散ウェーブレットマルチトーン
受信器ＲＸとの間で、チャネルＣＨＡＮＮＥＬを介して
送信される。Ｍ個の所定パルス振幅変調（ＰＡＭ）シン
ボルは、パルス振幅変調シンボル発生器ＰＡＭ ＳＹＭ
ＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲによって周期的に発生さ
れ、Ｍ個の波形で、離散ウェーブレットマルチトーン変
調器ＤＷＭＴ ＭＯＤによって変調される。受信器ＲＸ
では、離散ウェーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ
ＤＥＭＯＤとパルス振幅変調シンボル複合器ＰＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲが、それぞれ、正規のデ
ータから受信した場合と全く同じように、Ｍ個の波形か
ら受信パルス振幅変調シンボルを変調し、パルス振幅変
調シンボルを復号する。しかし、復号されたパルス振幅
変調シンボルは、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲに供給され、こ
れは、対の形の受信ＰＡＭシンボルを組み合わせてＱＡ
Ｍシンボルを構成する。チャネルＣＨＡＮＮＥＬの入力
−出力関係を記述する式の線形セットを解くことによっ
て、これらのＱＡＭシンボルから、Ｍ個の周波数ｋ／
（Ｍ・Ｔ）（本明細書では、Ｔはサンプル周期を表し、
ｋはｋ＝１，．．．，Ｍの整数指標）でのチャネルの減
衰とチャネルの位相を得ることができる。この式のセッ
トは、直交振幅変調シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＤＩＶＩＤＥＲによって解かれる。この分割器は、
受信したＰＡＭシンボルを対の形に組み合わせることに
より、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲによって構成されたＱＡＭ
信号を、パルス振幅変調シンボル発生器ＰＡＭ ＳＹＭ
ＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲによって発生され、チャネ
ル特徴付けモードで波形を周期的に変調した所定の送信
したＰＡＭシンボルを対の形に組み合わせることによっ
て構成したＱＡＭシンボルによって分割する。したがっ
て、チャネル周波数応答ＦＩＲのＭ個のサンプルは、直
交振幅変調シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＩ
ＶＩＤＥＲによって計算される。時間領域チャネルイン
パルス応答ＣＩＲのＭ個のサンプルは、チャネル周波数
応答ＦＩＲのＭ個のサンプルを逆フーリエ変換すること
によって獲得される。これは、離散ウェーブレットマル
チトーン受信器ＲＸにおける、高速逆フーリエ変換器Ｉ
ＮＶ ＦＯＵＲＩＥＲ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲのタス
クである。
ルＣＨＡＮＮＥＬのチャネル特性を測定するために、Ｍ
個のパルス振幅変調（ＰＡＭ）符号化シンボルで変調さ
れたＭ個の波形の周期信号は、離散ウェーブレットマル
チトーン送信器ＴＸと離散ウェーブレットマルチトーン
受信器ＲＸとの間で、チャネルＣＨＡＮＮＥＬを介して
送信される。Ｍ個の所定パルス振幅変調（ＰＡＭ）シン
ボルは、パルス振幅変調シンボル発生器ＰＡＭ ＳＹＭ
ＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲによって周期的に発生さ
れ、Ｍ個の波形で、離散ウェーブレットマルチトーン変
調器ＤＷＭＴ ＭＯＤによって変調される。受信器ＲＸ
では、離散ウェーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ
ＤＥＭＯＤとパルス振幅変調シンボル複合器ＰＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＤＥＣＯＤＥＲが、それぞれ、正規のデ
ータから受信した場合と全く同じように、Ｍ個の波形か
ら受信パルス振幅変調シンボルを変調し、パルス振幅変
調シンボルを復号する。しかし、復号されたパルス振幅
変調シンボルは、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ
ＳＹＭＢＯＬ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲに供給され、こ
れは、対の形の受信ＰＡＭシンボルを組み合わせてＱＡ
Ｍシンボルを構成する。チャネルＣＨＡＮＮＥＬの入力
−出力関係を記述する式の線形セットを解くことによっ
て、これらのＱＡＭシンボルから、Ｍ個の周波数ｋ／
（Ｍ・Ｔ）（本明細書では、Ｔはサンプル周期を表し、
ｋはｋ＝１，．．．，Ｍの整数指標）でのチャネルの減
衰とチャネルの位相を得ることができる。この式のセッ
トは、直交振幅変調シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＤＩＶＩＤＥＲによって解かれる。この分割器は、
受信したＰＡＭシンボルを対の形に組み合わせることに
より、直交振幅変調シンボル解釈器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯ
Ｌ ＩＮＴＥＲＰＲＥＴＥＲによって構成されたＱＡＭ
信号を、パルス振幅変調シンボル発生器ＰＡＭ ＳＹＭ
ＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲによって発生され、チャネ
ル特徴付けモードで波形を周期的に変調した所定の送信
したＰＡＭシンボルを対の形に組み合わせることによっ
て構成したＱＡＭシンボルによって分割する。したがっ
て、チャネル周波数応答ＦＩＲのＭ個のサンプルは、直
交振幅変調シンボル分割器ＱＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＤＩ
ＶＩＤＥＲによって計算される。時間領域チャネルイン
パルス応答ＣＩＲのＭ個のサンプルは、チャネル周波数
応答ＦＩＲのＭ個のサンプルを逆フーリエ変換すること
によって獲得される。これは、離散ウェーブレットマル
チトーン受信器ＲＸにおける、高速逆フーリエ変換器Ｉ
ＮＶ ＦＯＵＲＩＥＲ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥＲのタス
クである。
【００１６】上述したチャネルＣＨＡＮＮＥＬのチャネ
ル特性を測定する方法は、離散ウェーブレットマルチト
ーン送信器ＴＸと離散ウェーブレットマルチトーン受信
器ＲＸの間で送信したパルス振幅変調（ＰＡＭ）周期信
号に対し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボルの各対
は、信号が転送されたチャネルの周波数ｋ／（Ｍ・Ｔ）
でのチャネル応答によって回転および減衰された直交振
幅変調（ＱＡＭ）シンボルを形成するという洞察に基づ
いている。この洞察は、以下の段落で、数学的に獲得さ
れる。
ル特性を測定する方法は、離散ウェーブレットマルチト
ーン送信器ＴＸと離散ウェーブレットマルチトーン受信
器ＲＸの間で送信したパルス振幅変調（ＰＡＭ）周期信
号に対し、パルス振幅変調（ＰＡＭ）シンボルの各対
は、信号が転送されたチャネルの周波数ｋ／（Ｍ・Ｔ）
でのチャネル応答によって回転および減衰された直交振
幅変調（ＱＡＭ）シンボルを形成するという洞察に基づ
いている。この洞察は、以下の段落で、数学的に獲得さ
れる。
【００１７】図２に示すように、離散ウェーブレットマ
ルチトーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤは、長さがＮ＝２Ｋ
Ｍ（Ｋは整数値）であるＭ個のＦＩＲ（有限インパルス
応答）フィルタｆｐ［ｎ］からなる最大限にデシメート
（ｄｅｃｉｍａｔｅ）されたフィルタバンクの合成部分
によって作成されることになる。結局、Ｍは偶数に限定
される。受信器ＲＸでは、離散ウェーブレットマルチト
ーン変調器ＤＷＭＴＤＥＭＯＤは、フィルタが合成フィ
ルターの逆バージョンｈｐ［ｎ］＝ｆｐ［Ｎ−ｎ−１］
である、フィルタバンクの分析部分によって形成され
る。Ｍ個のサンプルである、Ｍ個のパルス振幅変調（Ｐ
ＡＭ）シンボルｌｍ ｐ（ｐ＝０，．．．，Ｍ−１の整数
値）のセットは、波形ｆｐで変調されている。したがっ
て、連続的な送信時間領域信号は、次のように表すこと
ができる。
ルチトーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤは、長さがＮ＝２Ｋ
Ｍ（Ｋは整数値）であるＭ個のＦＩＲ（有限インパルス
応答）フィルタｆｐ［ｎ］からなる最大限にデシメート
（ｄｅｃｉｍａｔｅ）されたフィルタバンクの合成部分
によって作成されることになる。結局、Ｍは偶数に限定
される。受信器ＲＸでは、離散ウェーブレットマルチト
ーン変調器ＤＷＭＴＤＥＭＯＤは、フィルタが合成フィ
ルターの逆バージョンｈｐ［ｎ］＝ｆｐ［Ｎ−ｎ−１］
である、フィルタバンクの分析部分によって形成され
る。Ｍ個のサンプルである、Ｍ個のパルス振幅変調（Ｐ
ＡＭ）シンボルｌｍ ｐ（ｐ＝０，．．．，Ｍ−１の整数
値）のセットは、波形ｆｐで変調されている。したがっ
て、連続的な送信時間領域信号は、次のように表すこと
ができる。
【数１】
【００１８】本明細書では、次の表記を使用する。
【００１９】Ｔはサンプリング周期 Ｍは波形番号 ｐ（ｔ）は補間パルス ｆｐ［ｎ］はｐ番目の波形の合成フィルタ ｎ、ｍ、およびｐは整数指標 図２に示すように、信号ｓ（ｔ）は、インパルス応答ｃ
（ｔ）と、受信器の入力において追加された雑音ｎ
（ｔ）とによってモデルされることになるチャネルＣＨ
ＡＮＮＥＬを介して送信される。したがって、復調器Ｄ
ＷＭＴ ＤＥＭＯＤの入力での信号は、次のように与え
られる。
（ｔ）と、受信器の入力において追加された雑音ｎ
（ｔ）とによってモデルされることになるチャネルＣＨ
ＡＮＮＥＬを介して送信される。したがって、復調器Ｄ
ＷＭＴ ＤＥＭＯＤの入力での信号は、次のように与え
られる。
【数２】
【００２０】本明細書では、次の表記を使用する。
【００２１】
【数３】 はコンボリューション Ｉは整数指標 ｃ（ｔ）はチャネルインパルス応答 ｇｐ，ｅｑ（ｔ）は次のように定義された複合チャネル
【数４】
【００２２】送信側で発生されたシンボル、すなわち各
波形で変調されたＰＡＭシンボルは、時間的に不変であ
り、したがって、全てのｍに対しｌｍ ｐ＝ｌｐである。
さらに、関数ｃｆｏｌｄ（ｔ）は、周期がＭＴで、チャ
ネルｃ（ｔ）のフォールドバージョンであり、次のよう
に定義することができる。
波形で変調されたＰＡＭシンボルは、時間的に不変であ
り、したがって、全てのｍに対しｌｍ ｐ＝ｌｐである。
さらに、関数ｃｆｏｌｄ（ｔ）は、周期がＭＴで、チャ
ネルｃ（ｔ）のフォールドバージョンであり、次のよう
に定義することができる。
【数５】
【００２３】複合チャネルのフォールドバージョンは、
次のように定義することができる。
次のように定義することができる。
【数６】
【００２４】定義（４）と（５）により、復調器ＤＷＭ
Ｔ ＤＥＭＯＤの入力での信号は、次のように与えられ
る。
Ｔ ＤＥＭＯＤの入力での信号は、次のように与えられ
る。
【数７】
【００２５】信号ｒ（ｔ）は、周波数１／Ｔで同期的に
サンプルされ、分析フィルタバンクによってデジタル方
式でフィルタリングされる。したがって、ｑ番目の分析
フィルタの出力での信号は、次のように与えられる。
サンプルされ、分析フィルタバンクによってデジタル方
式でフィルタリングされる。したがって、ｑ番目の分析
フィルタの出力での信号は、次のように与えられる。
【数８】
【００２６】本明細書では、ηｑ［ｎ］は、フィルタｈ
ｑによってサンプリングされフィルタリングされた雑音
ｎ（ｔ）に対応する、ゼロ平均を有するランダム変数で
ある。その周期性のために、ｇｐｅｒ ｐ，ｅｑ（ｎ’
Ｔ）は、Ｍ点の離散フーリエ変換によって展開すること
ができ、次式を得る。
ｑによってサンプリングされフィルタリングされた雑音
ｎ（ｔ）に対応する、ゼロ平均を有するランダム変数で
ある。その周期性のために、ｇｐｅｒ ｐ，ｅｑ（ｎ’
Ｔ）は、Ｍ点の離散フーリエ変換によって展開すること
ができ、次式を得る。
【数９】
【００２７】次式で、Ｈｑ，ｋは、
【数１０】 で取り入れたフィルタｈｑ［ｎ’］のｚ変換であり、
【００２８】
【数１１】 （９）の等号関係を使用することによって、式（８）を
次のように書き直すことができる。
次のように書き直すことができる。
【数１２】
【００２９】Ｇｐｅｒ ｐ，ｅｑ［ｋ］は、次式を考慮す
ることによって、計算することができる。
ることによって、計算することができる。
【数１３】
【００３０】本明細書では、ＤＦＴは離散フーリエ変換
演算子を表し、ＤＦＴｉは、指標がｉＭから（ｉ＋１）
Ｍ−１で、サンプルのブロックで取り入れられた離散フ
ーリエ変換である。式（１１）の離散フーリエ変換を取
り入れることによって、係数Ｇｐｅｒ ｐ，ｅｑ［ｋ］が
次のように得られる。
演算子を表し、ＤＦＴｉは、指標がｉＭから（ｉ＋１）
Ｍ−１で、サンプルのブロックで取り入れられた離散フ
ーリエ変換である。式（１１）の離散フーリエ変換を取
り入れることによって、係数Ｇｐｅｒ ｐ，ｅｑ［ｋ］が
次のように得られる。
【数１４】
【００３１】式
【数１５】 で、Ｆｐ（ｚ）はｆｐ［ｎ］のｚ変換であることに留意
することによって、ＣｋがＣｋ＝ＤＦＴ（ｃｆｏｌｄ）
［ｋ］と定義されているＣｋの関数としての復調器の出
力は、次のように与えられる。
することによって、ＣｋがＣｋ＝ＤＦＴ（ｃｆｏｌｄ）
［ｋ］と定義されているＣｋの関数としての復調器の出
力は、次のように与えられる。
【数１６】
【００３２】本明細書で、表記Ｆｐ，ｋは、Ｈｐ，ｋと
同様の意味で使用されている。
同様の意味で使用されている。
【００３３】分析フィルタバンクの出力は、時点ｍＭ−
１でダウンサンプルされる。したがって、分析フィルタ
バンクのｑ番目のブランチのｍ番目の出力は、式（１
４）によって与えられる。
１でダウンサンプルされる。したがって、分析フィルタ
バンクのｑ番目のブランチのｍ番目の出力は、式（１
４）によって与えられる。
【数１７】
【００３４】式（１４）の導出は、分析フィルタバンク
の時間を反転した特性により行われる。Ｘｍ ｑの期待値
をとることによって、雑音の項は消え、分析フィルタバ
ンクのｑ番目のブランチの出力での平均値は、次式のよ
うになる。
の時間を反転した特性により行われる。Ｘｍ ｑの期待値
をとることによって、雑音の項は消え、分析フィルタバ
ンクのｑ番目のブランチの出力での平均値は、次式のよ
うになる。
【数１８】
【００３５】実列ベクトルを定義することによって、
【数１９】
【００３６】式（１５）のＭ個の方程式のセットは、次
のように行列形式で書き直すことができる。
のように行列形式で書き直すことができる。
【数２０】
【００３７】本明細書では、
【数２１】 は次元Ｍの正方行列であり、次のように定義される。
【数２２】
【００３８】本明細書では、
【数２３】 である。
【００３９】したがって、
【数２４】 が可逆であり、送信シンボルｌｐが一定で知られている
場合、ｃｆｏｌｄ［ｎ］は、合成フィルタバンクｆｐと
送信シンボルｌｐによって
場合、ｃｆｏｌｄ［ｎ］は、合成フィルタバンクｆｐと
送信シンボルｌｐによって
【数２５】 行列を構築し、実ベクトルＣを計算するために
【数２６】 行列を逆行列にし、関係ＣＭ．ｋ＝Ｃ＊ ｋを用いて複素
数値Ｃｋ（ｋ＝１，．．．，Ｍ−１）を発生し、Ｍ個の
実数値Ｃｆｏｌｄ［ｎ］を計算するためにＭ個の値Ｃｋ
のＩＤＦＴをとることによって、受信器ＲＸで計算する
ことができる。フォールドチャネルは、チャネルのサン
プルしたインパルス応答がＭ個のサンプルより短い場
合、実チャネルの良い近似となる。
数値Ｃｋ（ｋ＝１，．．．，Ｍ−１）を発生し、Ｍ個の
実数値Ｃｆｏｌｄ［ｎ］を計算するためにＭ個の値Ｃｋ
のＩＤＦＴをとることによって、受信器ＲＸで計算する
ことができる。フォールドチャネルは、チャネルのサン
プルしたインパルス応答がＭ個のサンプルより短い場
合、実チャネルの良い近似となる。
【００４０】一般に、反転するシステムは、ベクトルＣ
のＭ個が未知である、Ｍ個の式の線形システムである。
このシステムは、低域通過プロトタイプが、停止帯の減
衰を最大にすることによって最適化されている場合、余
弦変調フィルタバンク用に簡単にすることができる。実
際、トランスマルチプレクサの特性は、合成および分析
フィルタバンクに強く依存する。一般に余弦変調フィル
タバンクが選択されるが、これは、高速変換で実施する
ことができ、良好なスペクトルの閉じ込めが可能だから
である。各合成フィルタｆｋ［ｎ］は、実低域通過プロ
トタイプの変調ｈ［ｎ］によって、次のようになる。
のＭ個が未知である、Ｍ個の式の線形システムである。
このシステムは、低域通過プロトタイプが、停止帯の減
衰を最大にすることによって最適化されている場合、余
弦変調フィルタバンク用に簡単にすることができる。実
際、トランスマルチプレクサの特性は、合成および分析
フィルタバンクに強く依存する。一般に余弦変調フィル
タバンクが選択されるが、これは、高速変換で実施する
ことができ、良好なスペクトルの閉じ込めが可能だから
である。各合成フィルタｆｋ［ｎ］は、実低域通過プロ
トタイプの変調ｈ［ｎ］によって、次のようになる。
【数２７】
【００４１】周波数は、
【数２８】 である。
【００４２】本明細書では、θｋは、フィルタバンクの
選択に依存する位相のセットである。低域通過プロトタ
イプは、Ｎ＝２ＫＭのサンプルの長さを有し、Ｋは整数
値でオーバーラップファクタと呼ばれ、また対称的なの
で、ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−ｎ−１］である。さらにプロト
タイプと位相に制約を課すことによって、完全再構築特
性を有するフィルタバンクを設計することが可能であ
る。結局、分析および合成フィルタのスペクトル特性は
有用となる。ｚ変換を得ることができ、次のように与え
られる。
選択に依存する位相のセットである。低域通過プロトタ
イプは、Ｎ＝２ＫＭのサンプルの長さを有し、Ｋは整数
値でオーバーラップファクタと呼ばれ、また対称的なの
で、ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−ｎ−１］である。さらにプロト
タイプと位相に制約を課すことによって、完全再構築特
性を有するフィルタバンクを設計することが可能であ
る。結局、分析および合成フィルタのスペクトル特性は
有用となる。ｚ変換を得ることができ、次のように与え
られる。
【数２９】
【００４３】本明細書では、
【数３０】 は、プロトタイプのｚ変換を表す。
【００４４】低域通過プロトタイプは対称的で実なの
で、そのｚ変換は、単一円周上で次の特性を有する。
で、そのｚ変換は、単一円周上で次の特性を有する。
【数３１】
【００４５】上式でθは実数角である。
【００４６】遮断周波数π／２Ｍより大きいエネルギー
として定義されている、実低域通過プロトタイプｈ
［ｎ］は、その停止帯減衰を最大にすることによって最
適化されているという仮定は、数学的に次式のように表
すことができる。
として定義されている、実低域通過プロトタイプｈ
［ｎ］は、その停止帯減衰を最大にすることによって最
適化されているという仮定は、数学的に次式のように表
すことができる。
【数３２】
【００４７】Ｆｐ，ｋの小さい項を無視し、低域通過プ
ロトタイプの特性（２３）を考慮することによって、式
（１５）を次のように書き直すことができる。
ロトタイプの特性（２３）を考慮することによって、式
（１５）を次のように書き直すことができる。
【数３３】 余弦変調フィルタに対し、
【数３４】 である。送信した直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルがＺ
ｋ＝ｌ２ｋ−１−ｊｌ２ ｋと定義され、受信直交振幅変
調（ＱＡＭ）シンボルが、式Ｑｋ＝Ｘ２ｋ−１−ｊＸ
２ｋ， ｋ＝１，．．．，Ｍ／２−１と定義される場
合、式（２５）は、次のように、簡潔な形に書き直すこ
とができる。
ｋ＝ｌ２ｋ−１−ｊｌ２ ｋと定義され、受信直交振幅変
調（ＱＡＭ）シンボルが、式Ｑｋ＝Ｘ２ｋ−１−ｊＸ
２ｋ， ｋ＝１，．．．，Ｍ／２−１と定義される場
合、式（２５）は、次のように、簡潔な形に書き直すこ
とができる。
【数３５】
【００４８】式（２６）のこの最後のセットは、周期信
号に対し、波形（２ｋ−１、２ｋ）（ｋ＝１，．．．，
Ｍ／２−１）の各対が、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボ
ルを形成し、これは、周波数ｋ／ＭＴでのチャネル周波
数応答によって回転および減衰され、低域通過プロトタ
イプに依存するファクタによってスケールされることを
示している。
号に対し、波形（２ｋ−１、２ｋ）（ｋ＝１，．．．，
Ｍ／２−１）の各対が、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボ
ルを形成し、これは、周波数ｋ／ＭＴでのチャネル周波
数応答によって回転および減衰され、低域通過プロトタ
イプに依存するファクタによってスケールされることを
示している。
【００４９】フィルタバンクのこの特性は、周波数領域
において容易に理解することができる。サンプリングし
た送信信号の周期性は、周期が２πｋ／Ｍに等しいディ
ラックコーム（Ｄｉｒａｃ ｃｏｍｂ）までそのスペク
トルを低減する。仮定（２４）によって表されている合
成および分析フィルタのスペクトル選択性は、送信信号
の周波数２πｋ／Ｍの構成要素は、主に合成フィルタｆ
２ｋ−１とｆ２ｋによるものであり、主に分析フィルタ
ｈ２ｋ−１およびｈ２ｋと干渉することを保証した。こ
れは、シンボルＺｋとＱｋが、式（２６）で関係付けら
れている理由を説明する。したがって、式（２６）は、
時間的に不変な信号がチャネルを介して送信され、受信
側で分析される場合、フォールドチャネルインパルス応
答ｃｆｏ ｌｄ［ｎ］（ｎ＝０，．．．，Ｍ−１）を測定
する、直線的な方法を与える。まず、復調器ＤＷＭＴ
ＤＥＭＯＤの出力は組み合わされて、直交振幅変調（Ｑ
ＡＭ）シンボルＱｋを形成する。次いで、これらの受信
したＱＡＭシンボルは、送信したシンボルによって分割
され、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルと見なされ、一
定のファクタによってスケールされて推定Ｃｋ（ｋ＝
１，．．．，Ｍ／２−１）を与える。ＤＣおよびナイキ
スト構成要素は、式（２６）の初めの２式によって計算
される。最後に、Ｍ点の逆フーリエ変換をチャネル転送
関数に対して実施して、フォールドチャネルインパルス
応答を得る。
において容易に理解することができる。サンプリングし
た送信信号の周期性は、周期が２πｋ／Ｍに等しいディ
ラックコーム（Ｄｉｒａｃ ｃｏｍｂ）までそのスペク
トルを低減する。仮定（２４）によって表されている合
成および分析フィルタのスペクトル選択性は、送信信号
の周波数２πｋ／Ｍの構成要素は、主に合成フィルタｆ
２ｋ−１とｆ２ｋによるものであり、主に分析フィルタ
ｈ２ｋ−１およびｈ２ｋと干渉することを保証した。こ
れは、シンボルＺｋとＱｋが、式（２６）で関係付けら
れている理由を説明する。したがって、式（２６）は、
時間的に不変な信号がチャネルを介して送信され、受信
側で分析される場合、フォールドチャネルインパルス応
答ｃｆｏ ｌｄ［ｎ］（ｎ＝０，．．．，Ｍ−１）を測定
する、直線的な方法を与える。まず、復調器ＤＷＭＴ
ＤＥＭＯＤの出力は組み合わされて、直交振幅変調（Ｑ
ＡＭ）シンボルＱｋを形成する。次いで、これらの受信
したＱＡＭシンボルは、送信したシンボルによって分割
され、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルと見なされ、一
定のファクタによってスケールされて推定Ｃｋ（ｋ＝
１，．．．，Ｍ／２−１）を与える。ＤＣおよびナイキ
スト構成要素は、式（２６）の初めの２式によって計算
される。最後に、Ｍ点の逆フーリエ変換をチャネル転送
関数に対して実施して、フォールドチャネルインパルス
応答を得る。
【００５０】上記では、ＡＤＳＬ（非同期デジタル加入
者線）、ＳＤＳＬ（同期デジタル加入者線）システム、
ＨＤＳＬ（高速デジタル加入者線）システム、ＶＤＳＬ
（超高速デジタル加入者線）システムなど、ツイストペ
ア電話線を介する送信で使用されるＤＳＬ（デジタル加
入者線）技術について説明したが、当業者なら、フィル
タバンクに基づくマルチ搬送波のラインコードを使用し
て、それを介してデータを送信する場合、本発明は、ケ
ーブルベースまたはファイバベースの通信システムなど
で適用することもできることを理解するであろう。
者線）、ＳＤＳＬ（同期デジタル加入者線）システム、
ＨＤＳＬ（高速デジタル加入者線）システム、ＶＤＳＬ
（超高速デジタル加入者線）システムなど、ツイストペ
ア電話線を介する送信で使用されるＤＳＬ（デジタル加
入者線）技術について説明したが、当業者なら、フィル
タバンクに基づくマルチ搬送波のラインコードを使用し
て、それを介してデータを送信する場合、本発明は、ケ
ーブルベースまたはファイバベースの通信システムなど
で適用することもできることを理解するであろう。
【００５１】さらに、本発明の実施形態は、上記で、む
しろ機能ブロックの観点で説明していることに留意され
たい。これらのブロックの機能的な説明から、電子装置
を設計する当業者には、これらのブロックの実施形態を
よく知られている電子構成要素で作成することができる
方法が明らかであろう。したがって、機能ブロックのコ
ンテンツの詳細な構成は示していない。
しろ機能ブロックの観点で説明していることに留意され
たい。これらのブロックの機能的な説明から、電子装置
を設計する当業者には、これらのブロックの実施形態を
よく知られている電子構成要素で作成することができる
方法が明らかであろう。したがって、機能ブロックのコ
ンテンツの詳細な構成は示していない。
【００５２】以上、本発明の原理について、特定の装置
に関連して説明したが、この説明は、例として行ったも
のにすぎず、本発明の範囲を限定するものではないこと
を明確に理解されたい。
に関連して説明したが、この説明は、例として行ったも
のにすぎず、本発明の範囲を限定するものではないこと
を明確に理解されたい。
【図１】本発明による離散ウェーブレットマルチトーン
送信器ＴＸの実施形態の機能ブロックの図と、本発明に
よる離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸの実施
形態の機能ブロックの図である。
送信器ＴＸの実施形態の機能ブロックの図と、本発明に
よる離散ウェーブレットマルチトーン受信器ＲＸの実施
形態の機能ブロックの図である。
【図２】図１に示した本発明の実施形態の離散ウェーブ
レットマルチトーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤと離散ウェ
ーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤで
それぞれ使用される、最大にデシメートされたフィルタ
バンクの合成部分と分析部分の図である。
レットマルチトーン変調器ＤＷＭＴ ＭＯＤと離散ウェ
ーブレットマルチトーン復調器ＤＷＭＴ ＤＥＭＯＤで
それぞれ使用される、最大にデシメートされたフィルタ
バンクの合成部分と分析部分の図である。
ＲＸ 離散ウェーブレットマルチトーン受信器 ＴＸ 離散ウェーブレットマルチトーン送信器
Claims (5)
- 【請求項１】 送信器（ＴＸ）と受信器（ＲＸ）の間
で、チャネル（ＣＨＡＮＮＥＬ）の推定されたチャネル
特性のサンプルを決定する方法であって、 ａ．送信パルス振幅変調シンボルの所定の周期信号を発
生するステップと、 ｂ．前記送信器（ＴＸ）の余弦変調フィルタバンク（Ｄ
ＷＭＴ ＭＯＤ）において、前記送信パルス振幅変調シ
ンボルで波形を変調するステップと、 ｃ．前記波形を、前記チャネル（ＣＨＡＮＮＥＬ）を介
して、前記送信器（ＴＸ）から前記受信器（ＲＸ）に転
送するステップと、 ｄ．前記受信器（ＲＸ）の余弦変調フィルタバンク（Ｄ
ＷＭＴ ＤＥＭＯＤ）において、前記波形から受信パル
ス振幅変調シンボルを復調するステップと、 ｅ．前記受信パルス振幅変調シンボルの対を組み合わせ
て、受信直交振幅変調シンボルを形成するステップと、 ｆ．送信直交振幅変調シンボルの対の形と考えられる前
記送信パルス振幅変調シンボルによって前記受信直交振
幅変調シンボルを分割し、それにより、前記推定された
チャネル特性の前記サンプルを発生するステップとを含
むことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 推定されたチャネル特性のサンプルを決
定する方法であって、 さらに、 ｇ．前記推定されたチャネル特性の前記サンプルを逆フ
ーリエ変換するステップを含むことを特徴とする、請求
項１に記載の方法。 - 【請求項３】 送信パルス振幅変調シンボルで波形を変
調するように構成された余弦変調フィルタバンク（ＤＷ
ＭＴ ＭＯＤ）を備えた離散ウェーブレットマルチトー
ン送信器（ＴＸ）であって、 前記離散ウェーブレットマルチトーン送信器（ＴＸ）が
さらに、パルス振幅変調シンボル発生器（ＰＡＭ ＳＹ
ＭＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）を備えており、それに
前記余弦変調フィルタバンク（ＤＷＭＴ ＭＯＤ）がカ
スケード結合されており、前記パルス振幅変調シンボル
発生器（ＰＡＭ ＳＹＭＢＯＬ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）
が、送信パルス振幅変調シンボルの所定の周期信号を発
生し、かつ前記送信パルス振幅変調シンボルを前記余弦
変調フィルタバンク（ＤＷＭＴＭＯＤ）に加えるように
構成されていることを特徴とする離散ウェーブレットマ
ルチトーン送信器（ＴＸ）。 - 【請求項４】 波形から受信パルス振幅変調シンボルを
復調するように構成された余弦変調フィルタバンク（Ｄ
ＷＭＴ ＤＥＭＯＤ）を備えた離散ウェーブレットマル
チトーン受信器（ＲＸ）であって、 前記離散ウェーブレットマルチトーン受信器（ＲＸ）が
さらに、前記受信パルス振幅変調シンボルの対を組み合
わせて、受信直交振幅変調シンボルを形成するための手
段と、送信直交振幅変調シンボルの対の形と考えられる
送信パルス振幅変調シンボルによって前記受信直交振幅
変調シンボルを分割し、それにより、送信器（ＴＸ）と
前記離散ウェーブレットマルチトーン受信器（ＲＸ）と
の間にある、前記送信パルス振幅変調シンボルが転送さ
れるチャネル（ＣＨＡＮＮＥＬ）の推定されたチャネル
特性のサンプルを発生するための手段とを備えることを
特徴とする離散ウェーブレットマルチトーン受信器（Ｒ
Ｘ）。 - 【請求項５】 前記離散ウェーブレットマルチトーン受
信器（ＲＸ）がさらに、逆フーリエ変換器を備えてお
り、前記推定されたチャネル特性の前記サンプルを逆フ
ーリエ変換するように構成されていることを特徴とす
る、請求項４に記載の離散ウェーブレットマルチトーン
受信器（ＲＸ）。
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