JP2000115032A - エコ―キャンセラを有するｄｓｌ伝送システム - Google Patents
エコ―キャンセラを有するｄｓｌ伝送システムInfo
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成で且つ信頼性の高いエコー除去を
有するデジタル加入者回線伝送システムを提供する。 【解決手段】 周波数領域係数としてＮ個のデジタル出
力値を受信する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
（１４）と、時間領域信号を受信し、入力値としてＮ個
のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路（１８）と、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路を
加入者回線（１０）と結合する回線インタフェース（１
６）と、シンボルはＮ個の出力値に対応する時間領域信
号の一部であり、各シンボルの端で周期サフィックス
（ＣＳ）を挿入するための回路（２６）とを有してお
り、それぞれの一定の倍率（ｋ）によって乗算されたそ
れぞれの出力値を、各入力値から減算するために設けら
れたエコーキャンセラを含む。
有するデジタル加入者回線伝送システムを提供する。 【解決手段】 周波数領域係数としてＮ個のデジタル出
力値を受信する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
（１４）と、時間領域信号を受信し、入力値としてＮ個
のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路（１８）と、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路を
加入者回線（１０）と結合する回線インタフェース（１
６）と、シンボルはＮ個の出力値に対応する時間領域信
号の一部であり、各シンボルの端で周期サフィックス
（ＣＳ）を挿入するための回路（２６）とを有してお
り、それぞれの一定の倍率（ｋ）によって乗算されたそ
れぞれの出力値を、各入力値から減算するために設けら
れたエコーキャンセラを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル加入者回
線（ＤＳＬ）伝送システムに関し、特に、ツイストペア
電話回線で高速通信を可能にするものである。詳細に
は、本発明は、同一サブキャリア周波数で双方向通信を
可能にしようとする個々の多重音声（ＤＭＴ）システム
におけるエコーキャンセラに関する。
線（ＤＳＬ）伝送システムに関し、特に、ツイストペア
電話回線で高速通信を可能にするものである。詳細に
は、本発明は、同一サブキャリア周波数で双方向通信を
可能にしようとする個々の多重音声（ＤＭＴ）システム
におけるエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】かなり概略的に表された図１は、電話回
線１０の一方の端にあるＤＳＬ伝送システムを表してい
る。出力デジタルデータＤoutのシリアルストリーム
は、Ｎ個の複数ビット値を取り出すシリアル−パラレル
コンバータ１２に入力される。その各ビットは、周波数
領域係数又は振幅に対応する。これら周波数領域係数
は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路１４に入力さ
れる。その回路１４は、Ｎ個の係数の各群に対して時間
領域シンボルを発生させる。従って、シンボルは、異な
る周波数のＮ個の正弦波サブキャリアの和となる。各サ
ブキャリアの振幅は、ＩＦＦＴ回路によって受信され
た、対応する周波数領域係数によって決定される。
線１０の一方の端にあるＤＳＬ伝送システムを表してい
る。出力デジタルデータＤoutのシリアルストリーム
は、Ｎ個の複数ビット値を取り出すシリアル−パラレル
コンバータ１２に入力される。その各ビットは、周波数
領域係数又は振幅に対応する。これら周波数領域係数
は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路１４に入力さ
れる。その回路１４は、Ｎ個の係数の各群に対して時間
領域シンボルを発生させる。従って、シンボルは、異な
る周波数のＮ個の正弦波サブキャリアの和となる。各サ
ブキャリアの振幅は、ＩＦＦＴ回路によって受信され
た、対応する周波数領域係数によって決定される。
【０００３】各シンボルは、ハイブリッド回線インタフ
ェース１６を介して電話回線１０に伝送される。回線イ
ンタフェース１６はまた、回線１０からの入力シンボル
も受信する。これら入力シンボルは高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路１８へ入力され、その回路１８は各受信
シンボルのＮ個の周波数領域係数を取り出す。これら周
波数領域係数は、パラレル−シリアルコンバータ２０を
介して入力シリアルデータストリームＤin内に置かれ
る。
ェース１６を介して電話回線１０に伝送される。回線イ
ンタフェース１６はまた、回線１０からの入力シンボル
も受信する。これら入力シンボルは高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路１８へ入力され、その回路１８は各受信
シンボルのＮ個の周波数領域係数を取り出す。これら周
波数領域係数は、パラレル−シリアルコンバータ２０を
介して入力シリアルデータストリームＤin内に置かれ
る。
【０００４】同一の構成が、回線１０の他方の端に設け
られる。
られる。
【０００５】図２は、このようなシステムにおいて、回
線１０で伝送される信号のスペクトルを説明する。電話
回線の帯域幅はＮ個のチャネルに細分され、各チャネル
は、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路によって処理される、１つ
の周波数領域係数に対応する。実際に、Ｎ＝２０４８チ
ャネルがあり、その各々は５ｋＨｚの帯域幅を有する。
第１の周波数領域係数は１１ビット幅にすることがで
き、従って時間領域において２０４８個の異なる振幅／
位相に対応する。電話回線の高域周波数の減衰に耐える
ために、最後の周波数領域係数は２ビット幅しかない。
線１０で伝送される信号のスペクトルを説明する。電話
回線の帯域幅はＮ個のチャネルに細分され、各チャネル
は、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路によって処理される、１つ
の周波数領域係数に対応する。実際に、Ｎ＝２０４８チ
ャネルがあり、その各々は５ｋＨｚの帯域幅を有する。
第１の周波数領域係数は１１ビット幅にすることがで
き、従って時間領域において２０４８個の異なる振幅／
位相に対応する。電話回線の高域周波数の減衰に耐える
ために、最後の周波数領域係数は２ビット幅しかない。
【０００６】図２でスペクトルの始点を表したギャップ
は、「普通の旧電話サービス(plainold telephone serv
ices)」（ＰＯＴＳ）のために確保されている。
は、「普通の旧電話サービス(plainold telephone serv
ices)」（ＰＯＴＳ）のために確保されている。
【０００７】図３は、シンボル内で伝送される１つのサ
ブキャリアｆ１のスペクトルを表している。このスペク
トルは、シンボルの長さが制限されているために、ｆ１
で個別の値とならない。例えば、スペクトルはsin(x)/x
(sinc)関数の形状を有する。近くのチャネルに対する
このスペクトルの突出(lobe)の干渉を避けるために、サ
ブキャリアは「直交」となるように選択される。これ
は、表されたように、各サブキャリアがsinc関数の交差
を零とするように、サブキャリア間の間隔が選択される
ことを意味する。sinc関数は、一定のシンボル幅にしか
依存せず、従って一定の擬似周期を有し、その全てが同
一周波数で零値を有する。
ブキャリアｆ１のスペクトルを表している。このスペク
トルは、シンボルの長さが制限されているために、ｆ１
で個別の値とならない。例えば、スペクトルはsin(x)/x
(sinc)関数の形状を有する。近くのチャネルに対する
このスペクトルの突出(lobe)の干渉を避けるために、サ
ブキャリアは「直交」となるように選択される。これ
は、表されたように、各サブキャリアがsinc関数の交差
を零とするように、サブキャリア間の間隔が選択される
ことを意味する。sinc関数は、一定のシンボル幅にしか
依存せず、従って一定の擬似周期を有し、その全てが同
一周波数で零値を有する。
【０００８】理想的には、このような伝送システムは、
各チャネルが同時双方向伝送、即ち全二重で用いられる
ことを可能にする。しかし、実際にこれは、近端エコー
の問題のために非常に難しい。実際に、ハイブリッド回
線インターフェース１６は、ＦＦＴ回路１８への入力信
号に、出力信号の一部を常に加えることになる。入力信
号が一般に減衰されるために、この近端エコーは、利用
できない入力信号を作ることになる。いくつかの解決策
は、この問題を回避するための工夫である。
各チャネルが同時双方向伝送、即ち全二重で用いられる
ことを可能にする。しかし、実際にこれは、近端エコー
の問題のために非常に難しい。実際に、ハイブリッド回
線インターフェース１６は、ＦＦＴ回路１８への入力信
号に、出力信号の一部を常に加えることになる。入力信
号が一般に減衰されるために、この近端エコーは、利用
できない入力信号を作ることになる。いくつかの解決策
は、この問題を回避するための工夫である。
【０００９】第１の一般的な解決策は、一方向通信用だ
けのチャネルを用いることからなる。それにより、理論
的に、出力シンボルの近端エコーが、入力信号で利用さ
れないチャネル内に発生する。実際に、以下の例のよう
に、この解決策を実現するには、主な難しさがある。
けのチャネルを用いることからなる。それにより、理論
的に、出力シンボルの近端エコーが、入力信号で利用さ
れないチャネル内に発生する。実際に、以下の例のよう
に、この解決策を実現するには、主な難しさがある。
【００１０】図４は、回線１０における出力シンボルＳ
1、Ｓ2、・・・のストリームと、入力シンボルＳ'1、Ｓ'
2、・・・のストリームとを表している。明らかな理由とし
て、入力シンボルは１つのサブキャリアｆ2だけを伝送
し、出力シンボルは１つのサブキャリアｆ1だけを伝送
し、サブキャリアｆ1及びｆ2は隣接していることを想定
している。表されたように、入力及び出力シンボルは、
同期しておらず、位相シフトは、電話回線１０の特性に
本質的に依存する。ＦＦＴ回路１８は、破線によって表
されたように、入力シンボル上のそのサンプリングに同
期する。各入力シンボルがＦＦＴ回路１８によってサン
プルされる間、出力信号のエコーもサンプルされる。
1、Ｓ2、・・・のストリームと、入力シンボルＳ'1、Ｓ'
2、・・・のストリームとを表している。明らかな理由とし
て、入力シンボルは１つのサブキャリアｆ2だけを伝送
し、出力シンボルは１つのサブキャリアｆ1だけを伝送
し、サブキャリアｆ1及びｆ2は隣接していることを想定
している。表されたように、入力及び出力シンボルは、
同期しておらず、位相シフトは、電話回線１０の特性に
本質的に依存する。ＦＦＴ回路１８は、破線によって表
されたように、入力シンボル上のそのサンプリングに同
期する。各入力シンボルがＦＦＴ回路１８によってサン
プルされる間、出力信号のエコーもサンプルされる。
【００１１】入力及び出力シンボルの間の位相シフトの
ために、出力シンボル間の遷移は、エコー内でサンプル
されることになる。このような遷移は、周波数領域の広
域スペクトルを有する不連続(discontinuities)とな
る。これは、サブキャリアｆ2として図３に破線で表さ
れている。この広域スペクトルは、近くのチャネルの全
てに悪影響を及ぼす。
ために、出力シンボル間の遷移は、エコー内でサンプル
されることになる。このような遷移は、周波数領域の広
域スペクトルを有する不連続(discontinuities)とな
る。これは、サブキャリアｆ2として図３に破線で表さ
れている。この広域スペクトルは、近くのチャネルの全
てに悪影響を及ぼす。
【００１２】図５は、近端エコーの広域スペクトルの影
響を避けるための従来の解決策を説明する。この解決策
は、例えば非対称ＤＳＬシステム（ＡＤＳＬ）で実現さ
れる。この解決策は、例えば出力では一方向の通信に対
して第１のチャネルを用い、例えば入力では他方向の通
信に対して残りの全てのチャネルを用いることからな
る。ＡＤＳＬシステムにおいて、入力帯域幅は出力帯域
幅よりも大きく、それによって多くのチャネルは、出力
通信よりも入力通信に用いられる。
響を避けるための従来の解決策を説明する。この解決策
は、例えば非対称ＤＳＬシステム（ＡＤＳＬ）で実現さ
れる。この解決策は、例えば出力では一方向の通信に対
して第１のチャネルを用い、例えば入力では他方向の通
信に対して残りの全てのチャネルを用いることからな
る。ＡＤＳＬシステムにおいて、入力帯域幅は出力帯域
幅よりも大きく、それによって多くのチャネルは、出力
通信よりも入力通信に用いられる。
【００１３】図５において、サブキャリアｆ1及びｆ2は
それぞれ、出力通信に対して最後に用いられ、入力通信
に対して最初に用いられる。前述されたエコーの問題
は、チャネルの周囲のｆ1及びｆ2内で発生する。それら
を避けるために、入力信号がハイパスフィルタされ、一
方で出力信号がローパスフィルタされる。両方のフィル
タは、周波数ｆ１及びｆ２の間で急傾斜を有する。
それぞれ、出力通信に対して最後に用いられ、入力通信
に対して最初に用いられる。前述されたエコーの問題
は、チャネルの周囲のｆ1及びｆ2内で発生する。それら
を避けるために、入力信号がハイパスフィルタされ、一
方で出力信号がローパスフィルタされる。両方のフィル
タは、周波数ｆ１及びｆ２の間で急傾斜を有する。
【００１４】欧州特許出願０４９８３６９は、各チャネ
ルの全二重通信を可能にするＤＳＬシステムを開示して
いる。従って、この解決策は、入力信号内の出力信号の
エコーを除去するために近端エコーキャンセラを用い
る。
ルの全二重通信を可能にするＤＳＬシステムを開示して
いる。従って、この解決策は、入力信号内の出力信号の
エコーを除去するために近端エコーキャンセラを用い
る。
【００１５】図６は、このエコーキャンセラを概略的に
表している。ＩＦＦＴ回路１４の出力は、エコーエミュ
レータ２２に入力される。そのエミュレータ２２の出力
を、ＦＦＴ回路１８で処理される前に、回線インタフェ
ース１６からの入力信号から減算する。エコーエミュレ
ータ２２は、時間領域の畳み込みを行うタップ付き遅延
回線である。それは、回線インタフェース１６の動作を
再現しようとする。この回線インタフェース１６の動作
は複雑であり、多くの可変パラメータに依存する。エコ
ーエミュレータ２２は、制御回路２４によって動作状態
に従って調整される。その制御回路２４は、ＩＦＦＴ回
路１４へ入力される周波数領域係数と、ＦＦＴ回路１８
から出力された周波数領域係数とを分析する。
表している。ＩＦＦＴ回路１４の出力は、エコーエミュ
レータ２２に入力される。そのエミュレータ２２の出力
を、ＦＦＴ回路１８で処理される前に、回線インタフェ
ース１６からの入力信号から減算する。エコーエミュレ
ータ２２は、時間領域の畳み込みを行うタップ付き遅延
回線である。それは、回線インタフェース１６の動作を
再現しようとする。この回線インタフェース１６の動作
は複雑であり、多くの可変パラメータに依存する。エコ
ーエミュレータ２２は、制御回路２４によって動作状態
に従って調整される。その制御回路２４は、ＩＦＦＴ回
路１４へ入力される周波数領域係数と、ＦＦＴ回路１８
から出力された周波数領域係数とを分析する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】この解決策は、特に複
雑であり、その影響は常に隣接することになるエコーエ
ミュレーションの品質に依存する。
雑であり、その影響は常に隣接することになるエコーエ
ミュレーションの品質に依存する。
【００１７】本発明の目的は、特に簡単な構成であるに
も関わらず信頼性の高いエコー除去を有するＤＳＬ伝送
システムを提供することである。
も関わらず信頼性の高いエコー除去を有するＤＳＬ伝送
システムを提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この目的は、周波数領域
係数としてＮ個のデジタル出力値を受信する逆高速フー
リエ変換回路と、時間領域信号を受信し、入力値として
Ｎ個のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ
変換回路と、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路を加入者回線と結
合する回線インタフェースと、Ｎ個の出力値に対応する
前記時間領域信号の一部であるシンボルについて、各シ
ンボルの端に周期サフィックス(cyclicsuffix)を挿入す
る回路とを含むデジタル加入者回線伝送システムにおい
て、各入力値から、それぞれの一定の倍率（ｋ）によっ
て乗算されたそれぞれの出力値を減算するために設けら
れたエコーキャンセラを含むデジタル加入者回線伝送シ
ステムによって達成される。
係数としてＮ個のデジタル出力値を受信する逆高速フー
リエ変換回路と、時間領域信号を受信し、入力値として
Ｎ個のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ
変換回路と、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路を加入者回線と結
合する回線インタフェースと、Ｎ個の出力値に対応する
前記時間領域信号の一部であるシンボルについて、各シ
ンボルの端に周期サフィックス(cyclicsuffix)を挿入す
る回路とを含むデジタル加入者回線伝送システムにおい
て、各入力値から、それぞれの一定の倍率（ｋ）によっ
て乗算されたそれぞれの出力値を減算するために設けら
れたエコーキャンセラを含むデジタル加入者回線伝送シ
ステムによって達成される。
【００１９】本発明の一実施形態によれば、エコーキャ
ンセラは、各周波数領域係数に対して零以外の値を送信
し、対応する入力値を除去するためにそれぞれの倍率を
調整するために設けられた調整手段を含む。
ンセラは、各周波数領域係数に対して零以外の値を送信
し、対応する入力値を除去するためにそれぞれの倍率を
調整するために設けられた調整手段を含む。
【００２０】本発明の一実施形態によれば、出力値のシ
リアル出力データストリームを変換するシリアル−パラ
レルコンバータと、シリアル入力データストリームの入
力値を変換するパラレル−シリアルコンバータとを含ん
でおり、エコーキャンセラは、１つの乗算器とシリアル
データストリーム上で作用する１つの加算器とを含む。
リアル出力データストリームを変換するシリアル−パラ
レルコンバータと、シリアル入力データストリームの入
力値を変換するパラレル−シリアルコンバータとを含ん
でおり、エコーキャンセラは、１つの乗算器とシリアル
データストリーム上で作用する１つの加算器とを含む。
【００２１】本発明の一実施形態によれば、エラー訂正
システムを含んでおり、調整手段は、対応する入力値内
に存在する繰り返しエラー数を減少するために、各倍率
を変更するために設けられる。
システムを含んでおり、調整手段は、対応する入力値内
に存在する繰り返しエラー数を減少するために、各倍率
を変更するために設けられる。
【００２２】本発明の一実施形態によれば、加入者回線
の束の一方の端を制御する幾つかのモデムの少なくとも
１つについて、エコーキャンセラは、各入力値から、そ
れぞれの倍率によって乗算された、他のモデムのそれぞ
れの出力値を減算するために設けられる。
の束の一方の端を制御する幾つかのモデムの少なくとも
１つについて、エコーキャンセラは、各入力値から、そ
れぞれの倍率によって乗算された、他のモデムのそれぞ
れの出力値を減算するために設けられる。
【００２３】本発明のこれら目的、特徴、様相及び効果
は、添付図面を参照した何ら限定しない、以下の実施の
形態の記載から明らかとなる。
は、添付図面を参照した何ら限定しない、以下の実施の
形態の記載から明らかとなる。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明は、ＰＣＴ特許出願ＷＯ９
７／０６６１９に開示された特定のＤＳＬシステム内で
用いられる原理を利用する。この特定のＤＳＬシステム
は、各チャネルが１つの通信方向で用いられるタイプで
ある。それは、各チャネルの通信方向を個々に選択する
ことを可能にする。このシステムの目的は、チャネルの
通信方向を便宜的に選択することによって、種々の通信
システムを用いる幾つかの電話回線を束ねたケーブル内
で生じる近端漏話を除去するものである。
７／０６６１９に開示された特定のＤＳＬシステム内で
用いられる原理を利用する。この特定のＤＳＬシステム
は、各チャネルが１つの通信方向で用いられるタイプで
ある。それは、各チャネルの通信方向を個々に選択する
ことを可能にする。このシステムの目的は、チャネルの
通信方向を便宜的に選択することによって、種々の通信
システムを用いる幾つかの電話回線を束ねたケーブル内
で生じる近端漏話を除去するものである。
【００２５】図７は、前述したＤＳＬシステム内で用い
られる原理を説明している。先に述べたように、２つの
隣接するチャネルが異なる方向の通信に用いられたなら
ば、一方のチャネルの出力信号は、広域スペクトルエコ
ーを生じ、他方のチャネルの入力信号に逆に悪影響を及
ぼす。入力シンボルがサンプルされると同時に、２つの
出力シンボルの間の遷移を含む不連続エコーもサンプル
されるために、この広域スペクトルエコーを発生する。
られる原理を説明している。先に述べたように、２つの
隣接するチャネルが異なる方向の通信に用いられたなら
ば、一方のチャネルの出力信号は、広域スペクトルエコ
ーを生じ、他方のチャネルの入力信号に逆に悪影響を及
ぼす。入力シンボルがサンプルされると同時に、２つの
出力シンボルの間の遷移を含む不連続エコーもサンプル
されるために、この広域スペクトルエコーを発生する。
【００２６】図７において、これを回避するために、各
シンボルは、入力シンボル及び出力シンボル間の位相シ
フトよりも長い周期サフィックスＣＳによって伸長され
る。この周期サフィックスは、対応するシンボルの先頭
(first)のわずかな部分(fraction)の簡単なコピーであ
る。［ここで述べた周期サフィックスは、欧州特許出願
０４９８３６９で述べられた「周期プレフィックス」を
誤ったものとすべきではない。これは、シンボルの前に
置かれた各シンボルの端部分(end-portion)に対応す
る。これら周期プレフィックスは、回線の過度伝搬(pro
pagation transients)が減衰(decay)してもよい間に、
ガード周期を提供することによって遠端レシーバのシン
ボル間干渉を除去しようとする］。
シンボルは、入力シンボル及び出力シンボル間の位相シ
フトよりも長い周期サフィックスＣＳによって伸長され
る。この周期サフィックスは、対応するシンボルの先頭
(first)のわずかな部分(fraction)の簡単なコピーであ
る。［ここで述べた周期サフィックスは、欧州特許出願
０４９８３６９で述べられた「周期プレフィックス」を
誤ったものとすべきではない。これは、シンボルの前に
置かれた各シンボルの端部分(end-portion)に対応す
る。これら周期プレフィックスは、回線の過度伝搬(pro
pagation transients)が減衰(decay)してもよい間に、
ガード周期を提供することによって遠端レシーバのシン
ボル間干渉を除去しようとする］。
【００２７】表されたように、入力シンボルは、周期サ
フィックスＣＳの外側でサンプルされる。この方法にお
いて、システムは、周期サフィックスＣＳの一部に続く
各出力信号の一部のエコーをサンプルする。２つのシン
ボル間の遷移は見えない。シンボルとその周期サフィッ
クスとの間の遷移は、高速フーリエ変換によって不連続
として見えない。即ち、シンボル内で伝送される各サブ
キャリアは、同じ振幅の周期サフィックス内で連続され
る。その結果、サンプルされたエコーの各サブキャリア
は、直交を維持し、即ち破線で表された広域スペクトル
でなく、図３の連続回線で表されたsinc形状スペクトル
を有する。
フィックスＣＳの外側でサンプルされる。この方法にお
いて、システムは、周期サフィックスＣＳの一部に続く
各出力信号の一部のエコーをサンプルする。２つのシン
ボル間の遷移は見えない。シンボルとその周期サフィッ
クスとの間の遷移は、高速フーリエ変換によって不連続
として見えない。即ち、シンボル内で伝送される各サブ
キャリアは、同じ振幅の周期サフィックス内で連続され
る。その結果、サンプルされたエコーの各サブキャリア
は、直交を維持し、即ち破線で表された広域スペクトル
でなく、図３の連続回線で表されたsinc形状スペクトル
を有する。
【００２８】本質的な本発明の様相は、前述された周期
サフィックスを用いることによって、非常に簡単な方法
で周波数領域のエコーを効率良く除去することを可能に
するということに注目する。実際に、ＦＦＴによって出
力された各周波数領域係数は、「純粋」な係数となる。
即ち、それは、入力シンボル及びエコーの対応するサブ
キャリアを反射するだけとなり、近くのサブキャリアの
不連続によって挿入された擬似周波数成分ではない。そ
れゆえ、周波数領域のエコーを除去するために、対応す
る入力周波数領域係数から各出力周波数領域係数を減算
することで十分である。結局、回線インタフェース１６
の伝達関数を反映する一定の倍率を印加する。
サフィックスを用いることによって、非常に簡単な方法
で周波数領域のエコーを効率良く除去することを可能に
するということに注目する。実際に、ＦＦＴによって出
力された各周波数領域係数は、「純粋」な係数となる。
即ち、それは、入力シンボル及びエコーの対応するサブ
キャリアを反射するだけとなり、近くのサブキャリアの
不連続によって挿入された擬似周波数成分ではない。そ
れゆえ、周波数領域のエコーを除去するために、対応す
る入力周波数領域係数から各出力周波数領域係数を減算
することで十分である。結局、回線インタフェース１６
の伝達関数を反映する一定の倍率を印加する。
【００２９】効率の良いエコーキャンセラを達成するこ
とによって、各チャネルは、通信回線のスループットを
通常の２倍とする全二重モードで使用される。各チャネ
ルが全二重モードで使用されるならば、前述のＰＣＴ特
許出願ＷＯ９７／０６６１９の目的がもはや得られる。
即ち、チャネルの伝送方向を適切に選択することによっ
て、近端漏話を除去することがもはや可能である。しか
し、全二重モードの各チャネルを用いることによって得
られた利得は、近端漏話によって損失を大幅に補償する
ことができる。更に、後述するように、本発明は、この
ような近端漏話を除去するためにも適用できる。
とによって、各チャネルは、通信回線のスループットを
通常の２倍とする全二重モードで使用される。各チャネ
ルが全二重モードで使用されるならば、前述のＰＣＴ特
許出願ＷＯ９７／０６６１９の目的がもはや得られる。
即ち、チャネルの伝送方向を適切に選択することによっ
て、近端漏話を除去することがもはや可能である。しか
し、全二重モードの各チャネルを用いることによって得
られた利得は、近端漏話によって損失を大幅に補償する
ことができる。更に、後述するように、本発明は、この
ような近端漏話を除去するためにも適用できる。
【００３０】図８は、本発明によるエコーキャンセラの
第１の実施形態を表す。図２に表されたものと同一要素
は、同一参照符号で示される。前述した周期サフィック
スは、ＩＦＦＴ回路１４及び回線インタフェース１６の
間に設けられた回路２６によって挿入される。回路２６
は、デジタル信号で通常動作する。これら信号は、回線
インタフェース１６に入力される前に、アナログに変換
される。
第１の実施形態を表す。図２に表されたものと同一要素
は、同一参照符号で示される。前述した周期サフィック
スは、ＩＦＦＴ回路１４及び回線インタフェース１６の
間に設けられた回路２６によって挿入される。回路２６
は、デジタル信号で通常動作する。これら信号は、回線
インタフェース１６に入力される前に、アナログに変換
される。
【００３１】前述したように、ＩＦＦＴ回路１４へ入力
される各成分は、３０で、それぞれの倍率ｋによって乗
算され、次に３２で、ＦＦＴ回路１８から出力されたそ
れぞれの周波数成分から減算される。
される各成分は、３０で、それぞれの倍率ｋによって乗
算され、次に３２で、ＦＦＴ回路１８から出力されたそ
れぞれの周波数成分から減算される。
【００３２】倍率ｋは通常一定であり、特定の装置、特
に回線インタフェース１６に依存する。これら倍率は、
初期フェーズ中に係数を決定する計算回路３４によって
出力される。このような初期フェーズは、任意のデータ
が回線１０で受信される前に、ＩＦＦＴ回路１４の入力
の各々に零以外の値を入力し、ＦＦＴ回路１８の各出力
で減算された後で零の値が得られるように倍率ｋを調整
することからなる。ＦＦＴ回路１８の各出力がそのそれ
ぞれの倍率だけによって影響を及ぼされるために、この
調整フェーズは特に簡単である。
に回線インタフェース１６に依存する。これら倍率は、
初期フェーズ中に係数を決定する計算回路３４によって
出力される。このような初期フェーズは、任意のデータ
が回線１０で受信される前に、ＩＦＦＴ回路１４の入力
の各々に零以外の値を入力し、ＦＦＴ回路１８の各出力
で減算された後で零の値が得られるように倍率ｋを調整
することからなる。ＦＦＴ回路１８の各出力がそのそれ
ぞれの倍率だけによって影響を及ぼされるために、この
調整フェーズは特に簡単である。
【００３３】図８は、本発明の原理を明確に表わそうと
している。しかし、膨大な数の乗算器及び加算器を必要
とする（各通信チャネルに対して１対）ために、効率の
良い実現には対応しない。
している。しかし、膨大な数の乗算器及び加算器を必要
とする（各通信チャネルに対して１対）ために、効率の
良い実現には対応しない。
【００３４】図９は、１つの乗算器３０及び１つの加算
器３２を用いる実際の実施形態を表す。エコーキャンセ
ラは、シリアルデータストリームＤout及びＤin、シリ
アル−パラレルコンバータ１２のアップストリーム並び
にパラレル−シリアルコンバータ２０のダウンストリー
ムで動作するためにここに設けられる。倍率計算回路３
４は、並列な全ての倍率ｋで出力する代わりに、データ
ストリームと同期する１つの乗算器３０へそれらを次々
に出力することになる。
器３２を用いる実際の実施形態を表す。エコーキャンセ
ラは、シリアルデータストリームＤout及びＤin、シリ
アル−パラレルコンバータ１２のアップストリーム並び
にパラレル−シリアルコンバータ２０のダウンストリー
ムで動作するためにここに設けられる。倍率計算回路３
４は、並列な全ての倍率ｋで出力する代わりに、データ
ストリームと同期する１つの乗算器３０へそれらを次々
に出力することになる。
【００３５】通常、初期フェーズ中に決定された倍率係
数は、以下の通信フェーズ中に一定に維持される。しか
し、通信フェーズが十分に長いならば、システムは、例
えば特に回線インタフェース１６の伝達関数を変更する
温度変化にさらされる。この場合、倍率は再調整されな
ければならなくなる。
数は、以下の通信フェーズ中に一定に維持される。しか
し、通信フェーズが十分に長いならば、システムは、例
えば特に回線インタフェース１６の伝達関数を変更する
温度変化にさらされる。この場合、倍率は再調整されな
ければならなくなる。
【００３６】このような再調整は、初期フェーズを定期
的に実行することで実現できる。
的に実行することで実現できる。
【００３７】別の解決策としては、このような通信シス
テムがエラー訂正コードを用いるために、特定の種類の
エラーが繰り返し発生するならば、発生するエラーを分
析し且つ倍率を再調整する。詳細には、例えば、所与の
チャネルを介して入力値がシステム的に小さすぎるとい
うことをエラーが指示するならば、これは対応する倍率
が大きすぎるので減らすべきであることを意味する。倍
率は、このようなエラーが消滅するまで徐々に減少され
るか、又は少なくとももはやシステム的(systematic)で
はない。
テムがエラー訂正コードを用いるために、特定の種類の
エラーが繰り返し発生するならば、発生するエラーを分
析し且つ倍率を再調整する。詳細には、例えば、所与の
チャネルを介して入力値がシステム的に小さすぎるとい
うことをエラーが指示するならば、これは対応する倍率
が大きすぎるので減らすべきであることを意味する。倍
率は、このようなエラーが消滅するまで徐々に減少され
るか、又は少なくとももはやシステム的(systematic)で
はない。
【００３８】このような直接的な倍率調整は、倍率がそ
のそれぞれのチャネルにしか関係しないために、更に簡
単な構成となる。そして、チャネルエラーを発生するエ
ラー訂正アルゴリズムから決定することは容易である。
のそれぞれのチャネルにしか関係しないために、更に簡
単な構成となる。そして、チャネルエラーを発生するエ
ラー訂正アルゴリズムから決定することは容易である。
【００３９】前述したように、本発明はまた近端漏話を
除去する。近端漏話が同じ束の加入者回線の間で発生す
ることを再考してほしい。それは、一方の回線の出力信
号と、束の同じ側で隣接する回線の入力信号との間の干
渉である。本発明によれば、一方のモデムのＦＦＴ回路
１８によって出力された各入力値から、束の同じ側の各
モデムの各対応する出力値を減算する。束の異なる回線
で伝送されるシンボルを、同期する必要はない。シンボ
ルが前述した周期サフィックスを有することを提供す
る。
除去する。近端漏話が同じ束の加入者回線の間で発生す
ることを再考してほしい。それは、一方の回線の出力信
号と、束の同じ側で隣接する回線の入力信号との間の干
渉である。本発明によれば、一方のモデムのＦＦＴ回路
１８によって出力された各入力値から、束の同じ側の各
モデムの各対応する出力値を減算する。束の異なる回線
で伝送されるシンボルを、同期する必要はない。シンボ
ルが前述した周期サフィックスを有することを提供す
る。
【００４０】例えば図９を再び参照して、一方のモデム
の加算器３２は、同じモデムの出力値を受信し、それぞ
れの係数によって倍数にされた他方のモデムの出力値も
受信する。倍率は、前述したように調整される。もちろ
ん、加算器３２が作用するデジタルデータの流れは同期
すべきであるが、これは通常の場合である。それは、同
じ束の回線を制御するモデムが、通常、同じ回路基板又
は背面にあるためである。
の加算器３２は、同じモデムの出力値を受信し、それぞ
れの係数によって倍数にされた他方のモデムの出力値も
受信する。倍率は、前述したように調整される。もちろ
ん、加算器３２が作用するデジタルデータの流れは同期
すべきであるが、これは通常の場合である。それは、同
じ束の回線を制御するモデムが、通常、同じ回路基板又
は背面にあるためである。
【００４１】このような変更、修正及び改善は、この開
示の一部でしようとするものであり、本発明の技術思想
及び見地の中でしようとするものである。従って、前述
の記載は、例であって限定しようとするものではない。
本発明は、特許請求の範囲及びそれらの均等物に規定さ
れるものにのみ限定される。
示の一部でしようとするものであり、本発明の技術思想
及び見地の中でしようとするものである。従って、前述
の記載は、例であって限定しようとするものではない。
本発明は、特許請求の範囲及びそれらの均等物に規定さ
れるものにのみ限定される。
【図１】従来のＤＳＬ伝送システムの概略図である。
【図２】ＤＳＬシステムで用いられる幾つかのチャネル
の電話回線帯域幅の細分の説明図である。
の電話回線帯域幅の細分の説明図である。
【図３】サンプルされたサブキャリア及び近端エコーの
スペクトルの説明図である。
スペクトルの説明図である。
【図４】電話回線における入力シンボルと出力シンボル
の説明図である。
の説明図である。
【図５】ＡＤＳＬ伝送方法の説明図である。
【図６】ＤＳＬシステムで用いられる従来のエコーキャ
ンセラの構成図である。
ンセラの構成図である。
【図７】本発明を実行するために用いられる特定のＤＳ
Ｌシステムにおける電話回線の入力シンボル及び出力シ
ンボルの説明図である。
Ｌシステムにおける電話回線の入力シンボル及び出力シ
ンボルの説明図である。
【図８】本発明によるエコーキャンセラの第１の実施形
態の構成図である。
態の構成図である。
【図９】本発明によるエコーキャンセラの第２の実施形
態の構成図である。
態の構成図である。
１０ 電話回線 １２ シリアル−パラレルコンバータ １４ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路 １６ ハイブリッド回線インタフェース １８ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路 ２０ パラレル−シリアルコンバータ ２２ エコーエミュレータ ２４ 制御回路 ２６ 周期サフィックス挿入回路 ３０ 乗算器 ３２ 加算器 ３４ 倍率計算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ドニ ジ．ジェ． メストダグ フランス国， 38420 サン マルタン デュリアージュ， ルート デュ ブール ー， 2606番地 (72)発明者 ミカエル エル． イサクソン スウェーデン国， 973 42 ルレア， ボルグマスタレヴァゲン ７番地 (72)発明者 ゴェーラン エス． オェークヴィスト スウェーデン国， 974 45 ルレア， ハガプラン ７番地
Claims (5)
- 【請求項１】 周波数領域係数としてＮ個のデジタル出
力値を受信する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
（１４）と、 時間領域信号を受信し、入力値としてＮ個のデジタル周
波数領域係数を出力する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回
路（１８）と、 前記逆高速フーリエ変換回路及び前記高速フーリエ変換
回路を加入者回線（１０）と結合する回線インタフェー
ス（１６）と、 Ｎ個の出力値に対応する前記時間領域信号の一部である
シンボルについて、各シンボルの端に周期サフィックス
（ＣＳ）を挿入する回路（２６）とを含むデジタル加入
者回線伝送システムにおいて、 前記各入力値から、それぞれの一定の倍率（ｋ）によっ
て乗算されたそれぞれの前記出力値を減算するために設
けられたエコーキャンセラを含むことを特徴とするデジ
タル加入者回線伝送システム。 - 【請求項２】 前記エコーキャンセラは、各周波数領域
係数に対して零以外の値を送信し、前記対応する入力値
を除去するために前記それぞれの倍率を調整するために
設けられた調整手段（３４）を含むことを特徴とする請
求項１に記載のシステム。 - 【請求項３】 前記出力値のシリアル出力データストリ
ーム（Ｄout）を変換するシリアル−パラレルコンバー
タ（１２）と、シリアル入力データストリーム（Ｄin）
の前記入力値を変換するパラレル−シリアルコンバータ
（２０）とを含んでおり、前記エコーキャンセラは、１
つの乗算器（３０）とシリアルデータストリーム上で作
用する１つの加算器（３２）とを含むことを特徴とする
請求項１に記載のシステム。 - 【請求項４】 エラー訂正システムを含んでおり、前記
調整手段（３４）は、対応する前記入力値内に存在する
繰り返しエラー数を減少するために、各倍率を変更する
ために設けられることを特徴とする請求項２に記載のシ
ステム。 - 【請求項５】 加入者回線の束の一方の端を制御する幾
つかのモデムの少なくとも１つについて、前記エコーキ
ャンセラは、各入力値から、それぞれの倍率によって乗
算された、他のモデムのそれぞれの出力値を減算するた
めに設けられることを特徴とする請求項１に記載のシス
テム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP98410112.1 | 1998-10-01 | ||
| EP98410112A EP0991202B1 (en) | 1998-10-01 | 1998-10-01 | Dsl transmission system with echo-cancellation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000115032A true JP2000115032A (ja) | 2000-04-21 |
| JP4841713B2 JP4841713B2 (ja) | 2011-12-21 |
Family
ID=8235619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28134099A Expired - Lifetime JP4841713B2 (ja) | 1998-10-01 | 1999-10-01 | エコーキャンセラを有するｄｓｌ伝送システム |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0991202B1 (ja) |
| JP (1) | JP4841713B2 (ja) |
| DE (1) | DE69810293T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100353598B1 (ko) * | 2000-10-05 | 2002-09-27 | 전자부품연구원 | 지퍼 방식의 브이디에스엘 시스템 |
| KR100421957B1 (ko) * | 2001-10-30 | 2004-03-11 | 엘지전자 주식회사 | 디엠티 에코캔설러의 에코임펄스응답 획득방법 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7672447B1 (en) | 2000-06-01 | 2010-03-02 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Frequency domain echo canceller |
| EP1363408A1 (en) * | 2002-05-17 | 2003-11-19 | STMicroelectronics N.V. | Apparatus and method of echo-cancellation |
| WO2003098832A2 (en) | 2002-05-17 | 2003-11-27 | Stmicroelectronics N.V. | Time domain equalization using frequency domain operations |
| SE0301063D0 (sv) * | 2003-04-10 | 2003-04-10 | Upzide Labs Ab | A data communication system |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5317596A (en) * | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU1054992A (en) * | 1991-02-04 | 1992-08-06 | Telebit Corporation | Method and apparatus for echo cancellation of multicarrier signal |
| SE9502775L (sv) * | 1995-08-04 | 1997-02-05 | Telia Ab | Förfarande för att undertrycka näröverhörning vid dubbelriktad kommunikation i trådnät |
-
1998
- 1998-10-01 DE DE1998610293 patent/DE69810293T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-01 EP EP98410112A patent/EP0991202B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-10-01 JP JP28134099A patent/JP4841713B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5317596A (en) * | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100353598B1 (ko) * | 2000-10-05 | 2002-09-27 | 전자부품연구원 | 지퍼 방식의 브이디에스엘 시스템 |
| KR100421957B1 (ko) * | 2001-10-30 | 2004-03-11 | 엘지전자 주식회사 | 디엠티 에코캔설러의 에코임펄스응답 획득방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69810293T2 (de) | 2003-11-13 |
| DE69810293D1 (de) | 2003-01-30 |
| EP0991202A1 (en) | 2000-04-05 |
| JP4841713B2 (ja) | 2011-12-21 |
| EP0991202B1 (en) | 2002-12-18 |
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