JP2010093799A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】情報ブロックはブロック伝送ベース通信における送信前に処理を提供する。
【解決手段】サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを情報ブロックに挿入すること、挿入の後に、送信に先立って時間反転ベースの前置フィルタを適用することを備える。前置フィルタは、通信が影響を被るチャネル条件の知識に基づいて構成される。受信機では、サイクリックプレフィックス及びサフィックスの挿入効果を除去するために除去動作が可能であり、元のブロックの循環シフト・バージョンが残される。この循環シフト・バージョンは、ＦＦＴの後で対角エントリに周波数領域チャネル係数を含む対角行列を使用して復号され得る。２つを超える送信アンテナを有するシステムの場合、これは、実シグナリングが送信されるか複素シグナリングが送信されるかとは関係なく、フルレートＯＳＴＢＣの使用を容易にする。
【選択図】図１１

Description

本発明は、ブロック伝送アプローチに基づいて無線通信放射を行うように動作可能な無線通信装置及びこれに関連する方法に関する。

本発明の態様は、チャネル状態情報が送信機で利用可能であるときブロック伝送を使用する任意の無線通信デバイスへ適用することができる。ブロック伝送の例は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）及び周波数領域等化を用いる単一搬送波ブロック伝送（ＳＣ−ＦＤＥ）である。

本発明の態様は、ＯＦＤＭ及び／又はＳＣ−ＦＤＥ送信を使用するいかなる製品へ適用してもよい。これらの製品の例としては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ／ｎ、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｊ／ｍに準拠したデバイス、及び実現可能性のあるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ６０ＧＨｚデバイスが含まれる。

本発明の分野を、サイクリックプレフィックスの挿入及び除去を用いるブロック伝送を採用する従来の無線通信技術の説明に言及して、以下に説明する。

無線通信で使用するためのブロック伝送は、公開された文献（例えば、Ｚ．Ｗａｎｇ及びＧ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ「無線マルチキャリヤ通信：フーリエがシャノンに会う場所」、ＩＥＥＥ信号処理マガジン、１７巻３号、２９〜４８ページ、２０００年５月（Z. Wang and G. B. Giannakis, “Wireless Multicarrier Communications: Where Fourier Meets Shannon” IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 17, No. 3, pp. 29-48, May 2000））の中で広く研究されている。２つのよく知られたブロック伝送方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）及び周波数領域等化を用いる単一搬送波（ＳＣ−ＦＤＥ）であり、これらは世界規模の標準、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１、ＩＥＥＥ８０２．１６、及びＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃで広く採用されている。

単一の送信及び受信アンテナを有する従来のＯＦＤＭ及びＳＣ−ＦＤＥシステムのブロック図を、それぞれ図１及び図２に示す。

図１は、通信システム１０の一例を概略形態で示す。ビット系列を受け取る送信機列１２が示される。ビット系列は、畳み込み符号器２０へ入力され、次いでインタリーバ２２へ入力される。次いでシンボルマッピング２４がデータへ適用され、次いでデータは直列から並列へ変換される（２６）。次いで並列データは、ＩＦＦＴ２８によって周波数領域から時間領域へ変換される。次いでサイクリックプレフィックスが挿入され（３０）、次いで単一アンテナ上での送信の前に、データは並列から直列へ逆変換される（３２）。

送信チャネルは、チャネル行列Ｈによって代表されるように示される。受信機列１４は、単一アンテナ上で送信された信号を受け取るように示され、これらの送信された信号は、直列から並列へ変換され（４０）、次いでサイクリックプレフィックスが除去される（４２）。その後、高速フーリエが信号を時間領域から周波数領域へ変換し、結果の周波数サブキャリアが並列から直列へ変換される。シンボルデマッピングを行い（４８）、次いでデマップされたシンボルがデインタリーブされ（５０）、ビタビ復号器５２がビット系列を抽出する。

図２は、ＳＣ−ＦＤＥの場合の、送信機列、チャネル、及び受信機列の同様な構成を示す。この構成において、図１の送信機列のＩＦＦＴ２８が省かれ、受信機列のＦＦＴ４４と並列／直列変換器４６との間に、等化器４５（これは周波数領域ゼロ強制等化器又は周波数領域最小２乗平均誤差等化器であり得る）及びＩＦＦＴ４７が含まれる。これはＯＦＤＭに対してＳＣ−ＦＤＥの異なる動作を考慮している。

両方のシステムにおいて、ブロック内の最後のＬ個のシンボルのコピーである長さＬのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が、送信機でこのブロックの先頭に挿入される。受信機では、各ブロック内の最初のＬ個の受信シンボルが廃棄される。ＣＰの挿入及び除去は、図３及び図４に示される。図中、ｘ（図３）はＣＰ挿入前の送信シンボルのブロックであり、ｙ（図４）はＣＰ除去前の受信データのブロックである。

ＣＰの長さがチャネルの遅延分散以上である場合、送信機及び受信機におけるＣＰの挿入及び除去により、テップリッツチャネル行列Ｈが循環行列

へ変換される。この循環行列は、

に分解することが。ここで、Ｆはフーリエ変換行列を表し、Ｆ^Ｈはこれのエルミート転置を表し、Λは対角行列であって、これのｋ番目の対角エントリ（diagonal entry）はｋ番目の周波数領域チャネル係数である。

後続の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）４４を用いて、結果として得られたチャネルは、ＯＦＤＭシステムにおける各ＯＦＤＭサブキャリア上で、又はＳＣ−ＦＤＥシステムにおいて送信されたブロックの各周波数領域シンボル上で、平坦と考えられ得る。これにより、簡単な１タップ周波数領域等化器で両方のシステム内のシンボル間干渉を除去することができる。

なお、図１に示すチャネル符号化を用いるシステムの場合、性能を向上させるために、等化器はビタビ軟復号器内に含まれてもよい。

図１及び図２で与えられる例は、ベースバンド送信に関連する。離散時間領域において、各チャネルタップは複素数である。時間領域チャネルタップのフーリエ変換を含む周波数領域チャネル係数も、同じく複素数である。

循環チャネル行列を生成する様々な方法がある。例えば、ゼロ詰め（ＺＰ）又はサイクリックサフィックス（ＣＳ）も使用され得る。正確なシンボルタイミングを目的としてＯＦＤＭにおいてＣＰ及び／又はＣＳを使用することは、Ｊ．Ｃｈｕｎ、Ｂ．Ｉｈｍ、及びＹ．Ｊｉｎ「ＯＦＤＭシステムにおけるＯＦＤＭシンボルタイミング検出方法（Method for detecting OFDM symbol timing in OFDM system）」（ＬＧエレクトロニクス社（LG Electronics Inc.）２００６年２月、国際公開第ＷＯ２００６／０１９２５５号）に詳説されている。しかしながら、この刊行物において、受信機構造は述べられていない。

時間反転（ＴＲ）は、音響及び医療応用において多くの注目を集めているフィードバック手法である。最近、無線通信へのＴＲ応用も研究されている。ＴＲシステムでは、受信機からのフィードバックを介して（周波数分割多重が採用された場合）、又はチャネルの相反性を利用することによって（時間分割多重が採用された場合）、チャネル状態情報が送信機で利用可能になる。

例えば、無線チャネルがチャネルインパルス応答ｈ（ｔ）を有するシステムにおいて、ＴＲシステムは、時間反転複素共役チャネルインパルス応答によって、送信信号を予めフィルタし、次いで得られた信号を送信する。

図５に、Ｍ個の送信アンテナ及び１つの受信アンテナを有するＴＲシステムが示される。図中、ｈ^＊ _ｋ（−ｔ）は、ｋ番目の送信アンテナの上に適用された前置フィルタである。前置フィルタはｈ_ｋ（ｔ）の時間反転複素共役であり、ｈ_ｋ（ｔ）はｋ番目の送信アンテナと受信機との間のチャネルインパルス応答である。

前置フィルタリングによって、ＴＲ前置フィルタとチャネルインパルス応答との畳み込みである等価合成チャネルは、本質的にチャネルインパルス応答の自己相関である。即ち、

ここで、

は畳み込みを表す。したがって、等価チャネルインパルス応答は、これの中心及び中心近傍においてエネルギーが増大され、尾部においてエネルギーが減少される。これはＴＲシステムの「時間集中（time focusing）」性である。多アンテナ／多元接続シナリオでは、ＴＲは「空間集中（space focusing）」も提供する。「空間集中」では、意図された受信アンテナ又は意図されたユーザへエネルギーを集中させることができる。

ＴＲの「時間集中」及び「空間集中」性は、通信システムにおいて利用されている。例えば、「時間集中」性は、受信機で時間領域等化器タップの数を少なくすることを本質的に可能にする。例は、インパルス無線超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいて見られる。残念ながら、ＴＲの研究はシンボルごとの送信に限定され、ＴＲ前置フィルタによる得られた等価チャネルタップの複素対称を考慮した研究者は、ほとんどいない（いるとしても少数である）。

複数の送信アンテナを有するシステムにおいて、空間−時間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）は非常に関心が持たれている。直交空間−時間ブロック符号化（ＯＳＴＢＣ）の利点は、復号器の単純性である。ＯＳＴＢＣの１つのよく知られた例は、２つの送信アンテナ用のＡｌａｍｏｕｔｉ空間−時間ブロック符号化である。この符号化は、実シグナリング及び複素シグナリングの両方についてフルレート（レート１）及びフルダイバーシティを達成する。

直交設計の理論を使用して、一般化された直交設計を使用する送信アンテナが２つを超える場合へＡｌａｍｏｕｔｉ ＳＴＢＣを拡張することができる。一定の状況では、及びＭ個の送信アンテナを有するシステムでは、サイズｐ×Ｍ及びエントリ（entry）０，±ｘ_１，±ｘ^＊ _１，・・・，±ｘ^＊ _ｋ，±ｘ_ｋを有する一般化直交行列を形成することができ、送信レートはＲ＝ｋ／ｐとして定義される。

複素シグナリングが送信されるとき（例えば、ＱＰＳＫ）、フルレート（Ｒ＝１）直交設計は２つの送信アンテナについてのみ存在することが示された。しかしながら、ＢＰＳＫのような実配置が使用されるとき、Ｍ≧２個の送信アンテナについてフルレートＯＳＴＢＣが存在する。

２つを超える送信アンテナを使用して複素シグナリングを送信しているシステムの場合、これまでの試みは、レート損失（例えば、レート３／４及びレート１／２ＯＳＴＢＣ）を犠牲にして直交設計を模索するか、復号器複雑度の増加又はダイバーシティ損失犠牲にしてフルレート疑似直交設計を使用することに焦点を当てている。

送信レート、カバレージ、又はロバスト性を増加させるために、送信機におけるチャネル状態情報（ＣＳＩＴ）を利用して、複数の送信アンテナを有するシステムのために送信プリコーディングが広範に研究され、将来の無線応用（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６）においても考慮されている。

図６に、プリコーディングを用いる送信機構造が示される。図中、Ｗはプリコーディング行列／ベクトルであり、Ｃは、送信された信号から符号化された符号語である。

符号語は、サイズＭ×Ｔの空間−時間ブロック符号化信号であり得る。ここで、Ｍは送信アンテナの数であり、Ｔはタイムスロットであるか、単純にプリコーディングベクトルｗ_ｋのｋ番目のエントリによって重みづけられたｋ番目の送信アンテナで送信しているスカラーである。平均の対単位符号語誤り確率（ＰＥＰ）を最小にする最適送信は、単一モード固有ビームフォーミングであることが示されている。ここで、プリコーディングベクトルはＨ^Ｈ _ｔＨ_ｔの優越固有ベクトルであり、Ｈ_ｔはサイズ１×ＭのＭＩＳＯチャネル行列である。ＯＦＤＭのようなブロック伝送において、プリコーディングはサブキャリアごとに適用されてもよい。

次に、本発明の分野の本説明では、例として、複数の送信アンテナ及び１つの受信アンテナ（即ち、多入力１出力（ＭＩＳＯ））を有し、完全なＣＳＩＴを有するシステムを考察する。

以下、本発明の分野において見られる問題を説明するために、先行技術の例を用いる。

チャネルインパルス応答が実数値であるとき、チャネルインパルス応答と、これの時間反転対応値との畳み込みは、（複素対称だけでなく）得られた等価チャネルにおける対称性を提供する。この対称性を利用して、マルチキャリヤシステムでＦＦＴの代わりに離散余弦変換（ＤＣＴ）を使用し、チャネル行列を対角化して実数値のＤＣＴチャネル係数を得ることができる。この方法は、Ｎ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ、Ｈ．Ｍｉｎｎ及びＳ．Ｓａｔｉｓｈ「周波数選択チャネル用の最適ＤＣＴベース・マルチキャリヤ・トランシーバ」、ＩＥＥＥ通信会報５４巻、２００６年５月、９１１〜９２１ページ（N. Al-Dhahir, H. Minn and S. Satish, “Optimum DCT-Based Multicarrier Transceivers for Frequency-Selective Channels”, IEEE Trans. on Comm. Vol. 54, May 2006, pp. 911-921）で提案されて述べられている。Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒと従来のマルチキャリヤシステムとの主な差異は、次のとおりである。

１．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒでは、受信機においてフロントエンド前置フィルタが使用される。前置フィルタ係数は次のように設計される。

ここで、Ｒ_ｙｘ及びＲ_ｙｙは、それぞれ出力−入力交差相関及び出力自己相関行列であり、ｇは元のチャネルインパルス応答とこれの時間反転チャネルとを畳み込むことによって得られる等価チャネルである。代替として、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒで述べられているように、前置フィルタ係数も時間反転チャネルとして設計され、全体の対称等価チャネルインパルス応答を得ることができる。等価チャネルの上述した対称性は、チャネルインパルス応答が実数値であるときにのみ得られることが看取されるが、このことは、通常、ベースバンド通信が考慮される場合、及び複素シグナリングが送信される場合、真ではない。

２．等価チャネルインパルス応答が対称であるとき、マルチキャリヤシステムの送信機及び受信機で使用される畳み込みＩＤＦＴ及びＤＦＴは、ＩＤＣＴ及びＤＣＴ演算によって置換されて、実数値のＤＣＴチャネル係数を得ることができる。図７に、実シグナリング用のＤＣＴベースのマルチキャリヤシステムの送信機ブロック図が示される。送信信号が複素数値である場合、等価チャネルは複素対称となり、上記の示された送信機構造は２つの分岐へ調整されて、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒで示されるように複素信号の実成分及び複素成分をそれぞれ処理しなければならない。図８に、複素シグナリングへのＤＣＴベースのマルチキャリヤ手法の送信機ブロック図が示される。

ＳＴＢＣにおけるＴＲの使用は、Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ「シンボル間干渉があるチャネルに対する時間反転ブロック伝送ダイバーシティシステム及び方法（Time-reversal block transmit diversity system for channels with intersymbol interference and method）」（スタンドフォード（Standford）、２００１年１０月、国際公開第ＷＯ／２００１／０８０４４６）で示された。ここでは、送信信号（チャネルインパルス応答ではなく）が時間反転され、所与の送信アンテナの１つから所与のタイムスロットの１つで送信される前に複素共役される。図９に、Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊの送信ブロック形式が示される。図中、「ＧＳ」はガード系列を表し、従来のＣＰ挿入が使用されて、最後のＬ個のデータシンボルが各ブロックの先頭へ「コピー」される。

Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊでは、長さＬの離散的周波数選択チャネルｈ＝［ｈ_１，ｈ_２，・・・，ｈ_Ｌ−１］^Ｔを、単位遅延作用素ｑ^−１の多項式

によって表すと、無雑音の受信信号は次のように書かれ得る。

ここで、ｘ（ｔ）はアンテナから送信されたシンボル系列である。あるいは、受信信号は離散形式で次のように表現され得る。

図９で与えられた送信形式を有する２つの送信アンテナを考察すると、第１及び第２のアンテナ上の無雑音受信信号は、次式によって与えられる。

及び

である。ｚ_１及びｚ_２を行列形式で表すと、次のようになる。

受信機における２Ｄマッチトフィルタリングの後では、受信信号は次のようになる。

このように、ｘ_１及びｘ_２の検出は切り離される。なお、シンボル間干渉（ＩＳＩ）は各ブロック内に依然として存在する。これは、最大尤度系列推定（ＭＬＳＥ）アルゴリズムを使用することによって、Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊにおいて解決されている。

ＴＲ−ＳＴＢＣに加えて、ＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ及びＳＣＦＤＥ−ＳＴＢＣの両方も、例えば、Ｄ．Ｗａｎｇ、Ｌ．Ｊｉａｎｇ及びＣ．Ｈｅ、「周波数領域等化を用いるシングルキャリヤＵＷＢ通信についてＴＲ−ＳＴＢＣを使用するＭＩＭＯトランシーバスキーム」、（ＩＥＥＥチャイナコム’０７、２００７年８月、１１４２〜１１４６ページ）（D. Wang, L. Jiang, and C. He, “A MIMO Transceiver Scheme using TR-STBC for Single-Carrier UWB Communications with Frequency domain Equalization”, (IEEE CHINACOM ’07, Aug. 2007, pp. 1142-1146)）に説明されている。

実数値ＤＣＴチャネル係数は、第１の先行技術文献であるＡｌ−Ｄｈａｈｉｒで提供された方法を使用して生成され得るが、これは実シグナリングのみへ限定される。複素信号が送信される場合、受信機における時間反転前置フィルタの畳み込みにより、「共役対称の全体のＣＩＲが得られ、実数部分のみが対称で、虚数部分は非対称であり、したがってＤＣＴ−ＩＩによって対角化され得ない」（Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）。

したがって、ＱＰＳＫのような複素信号が使用される場合、実数値のＤＣＴチャネル係数は得られず、ＩＤＣＴ／ＤＣＴの２つの分岐を使用して、複素信号の実数成分及び虚数成分を扱わなければならない。これは複雑度が高まることを意味する。

第２の先行技術文献であるＥ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊには、２つの大きな問題がある。

１．複素配置用のＳＴＢＣ符号の直交設計について、Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊで説明される構成は、フルレート送信が所望されるとき２つの送信アンテナへ限定される。２つのブロックの切り離しはＭＩＭＯチャネル行列Ｈ（ｑ^−１）の直交性に基づいており、これはＡｌａｍｏｕｔｉのような２つの送信アンテナ用の送信構造によって実現され得る。送信アンテナの数が２よりも大きい場合、レート１を有するフルレート直交設計は複素配置には存在せず、したがって、Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊで提供された方法を直接使用することによっては、フルレートを達成するために使用され得ない。

２．シンボル間干渉が各ブロックの中に存在し、時間領域内の信号検出にＭＬＳＥを使用することは、計算的に複雑になり得る。

ＴＲ−ＳＴＢＣ（Ｅ．Ｌｉｎｄｓｋｏｇ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ）と同様に、ＳＴＢＣをブロック伝送へ適用する他の先行技術テクノロジが存在する。これらの技術では、シンボルのブロックが、所与のアンテナの１つを介して所与のタイムスロットの１つで送信する前に、時間反転及び複素共役されるか単に複素共役される。これらの先行技術テクノロジは、ブロック伝送へのＳＴＢＣの拡張として考えられる。例としては、ＴＲ−ＳＴＢＣ、ＯＦＤＭ−ＳＴＢＣ、及びＳＣＦＤＥ−ＳＴＢＣがある（Ｗａｎｇ及びＪｉａｎｇ）。

これらの拡張では、ＣＰの挿入及び除去は従来のブロック伝送におけるＣＰ挿入及び除去に従い（例えば、図３及び図４）、周波数領域チャネル係数は複素数値である。これは、複素配置が採用される場合、フルレートＯＳＴＢＣの使用を、２つを超える送信アンテナを有するシステムへ限定する。というのは、送信アンテナの数が２よりも大きいとき、フルレートＯＳＴＢＣは実配置のみに存在するからである。単純な例として、送信アンテナの数が４であるとき、及びシンボルがＱＰＳＫのような複素配置の上にマップされるとき、先行技術テクノロジのいずれも、既存のＯＳＴＢＣを使用してフルレートを達成することはできない。

上記の先行技術の例のいずれも、ＴＲシステムにおける等価チャネルの複素対称を考慮していない。ＴＲシステムのチャネル対称はＡｌ−Ｄｈａｈｉｒで検討されたが、実数値のＤＣＴチャネル係数は、残念ながら実数シグナリングのみへ限定され、信号が複素信号であるとき、信号の実数成分及び虚数成分を処理するためにＤＣＴの２つの分岐が必要となる。

本発明の一態様は、実数値の周波数領域チャネル係数が得られるようにＴＲシステムでＣＰ／ＣＳを挿入及び除去する方法を提供し、実配置が使用されるか複素配置が使用されるかに関わりなく、任意の数のアンテナを有するシステムへ従来の実配置用設計ＯＳＴＢＣを適用することが、実数値の周波数領域チャネル係数によってどのように容易になるかを示す。

本発明の他の態様は、時間反転手法を使用してブロック伝送用の実数値の周波数領域チャネル係数を生成する方法を提供する。

本発明のこの態様は、等価チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を形成する方法を備えてもよい。このインパルス応答の最初のタップｇ_０は実数値であり、チャネルタップの残りは、ｋ＝０，・・・，２Ｌ−１のときｇ_ｋ＝ｇ^＊ _２Ｌ−ｋであるという意味で複素対称である。ここで、ｇ_ｋは等価時間領域チャネルインパルス応答のｋ番目のタップであり、２Ｌは等価チャネルインパルス応答の長さであり、（□）^＊は複素共役を表す。

本発明のこの態様は、ＣＰ／ＣＳの長さがチャネル遅延分散以上であるブロック伝送用サイクリックプレフィックス（ＣＰ）及びサイクリックサフィックス（ＣＳ）を、それぞれ各送信ブロックの先頭及び末尾に挿入する方法を備えてもよい。ここで、前記送信ブロックは、ＯＦＤＭシステムではＮ個のサブキャリアを含む１つのＯＦＤＭシンボルであるか、ＳＣ−ＦＤＥシステムでは長さＮの時間領域シンボルのブロックである。

本発明のこの態様は、挿入されたＣＰ又はＣＳの長さの２倍を受信データの先頭から受信機で除去することを備えてもよい。

上記の方法は、単一又は複数の送信アンテナを有するシステムへ適用されてもよい。

本発明の他の態様は、上記の記載で説明された方法を使用するシステムを備え、任意の数の複数の送信アンテナを有するシステムへ前記方法を適用することを更に備える。これは、実シグナリング用の既存のフルレートＯＳＴＢＣ設計を使用することによって、実シグナリング又は複素シグナリング用のフルレートＯＳＴＢＣを達成するためである。このようなフルレートＯＳＴＢＣは、複素シグナリングが使用されるとき、２を超える送信アンテナを有するシステムについては存在しない。

システムは、他の型のＳＴＢＣを使用する任意の数の複数の送信アンテナを有するシステムへ適用されてもよい。他の型のＳＴＢＣは非直交ＳＴＢＣを含んでもよい。

本発明の他の態様は、上記の記載のいずれかに従った方法によって、ブロック伝送として形成された送信ブロック構造を備える。性能を向上させるために、追加の送信プリコーディングが使用されてもよい。

本発明の他の態様は、ブロック伝送を送信するように動作可能な通信装置を提供する。この装置はＴＲ前置フィルタを備え、等価時間領域チャネルが複素対称であり周波数領域チャネル係数が実数値であるように、ＣＰ／ＣＳが挿入及び除去されるようにする。結果として、実シグナリング用に設計され、複素シグナリング用の２つを超える送信アンテナを有する従来のシステムでは存在しないフルレートＯＳＴＢＣが、複素シグナリングへ適用することができるようになる。

本発明の他の態様は、ブロック伝送ベースの通信において、情報ブロックを送信する前に情報ブロックを処理する方法を提供する。この方法は、時間反転ベースの前置フィルタをデータへ適用すること、通信が影響を被るチャネル条件の知識に基づいて前置フィルタが構成されること、及び送信前にサイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを情報ブロックへ挿入することを備える。

方法は、２つ以上のアンテナストリームから送信されることを意図された情報ブロックへ適用されてもよい。

方法は、空間時間ブロック符号化によって送信用データブロックを符号化することを備えてもよい。前記空間時間ブロック符号化は、送信アンテナの数が２よりも大きいとき、実シグナリング用には直交するが複素シグナリング用には直交しない。

前記サイクリックプレフィックスの挿入は、前記プレフィックスが挿入されるべき端部とは反対側のブロック端部に置かれた情報部分をコピーすることを備えてもよい。

前記サイクリックサフィックスの挿入は、前記サフィックスが挿入されるべき端部とは反対側のブロック端部に置かれた情報部分をコピーすることを備えてもよい。

サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスは等しい長さであってもよいが、これは本発明の性能に必須ではないことが理解される。

サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを挿入するステップは、処理された情報ブロックを生じてもよい。この情報ブロックの送信は、循環チャネル行列によって代表され得るチャネルを定義する。ここで、前記行列の最初の列は複素対称であり、前記最初の列の最初のエントリは実数値である。

本発明の他の態様は、信号送信装置を備える。この装置は、上記に従った処理を実行するように動作可能なブロック伝送プロセッサ、及び処理された結果の情報ブロックを送信するように動作可能な送信手段を備える。

本発明の他の態様は、通信チャネル上で受信された信号を処理する方法を提供する。前記信号はブロック伝送を備え、前記方法は、前記受信ブロックの１つの端部で、前記受信ブロックの、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを代表する長さを除去することを備える。

方法は、前記ブロックの末尾ではなく前記ブロックの頭部から前記サイクリックサフィックスを除去する結果として前記ブロック内情報の循環を考慮しながら、結果のブロックを復号することを更に備えてもよい。

復号することは、前記処理された情報ブロックへ線形結合器を適用することを含んでもよい。前記線形結合器の適用は、対角線上に周波数領域チャネル係数を含む対角行列に基づく行列乗法演算によって代表されることができ、前記係数は、前記ブロックが受信された通信チャネルを記述する循環チャネル行列から得られる。

信号処理装置は、ブロック伝送を受信する受信手段、及び上記に従って処理を実行するように動作可能なブロック伝送プロセッサを備えてもよい。

本発明の他の態様は、ブロック伝送ベースの通信において、情報ブロックの送信前に情報ブロックを処理するように動作可能な信号プロセッサを提供する。このプロセッサは、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを情報ブロックへ挿入し、時間反転ベース前置フィルタを、送信に先立って、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスの挿入後のデータへ適用するように動作することができる。通信が影響を被るチャネル条件の知識に基づいて、前置フィルタが構成される。

本発明の他の態様は、通信チャネル上で受信された信号を処理するように動作可能な信号プロセッサを提供する。前記信号はブロック伝送を備え、前記プロセッサは、前記受信ブロックの１つの端部で、前記受信ブロックの、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを代表する長さを除去するように動作することができる。

無線通信を確立する方法は、上記の方法に従った送信の準備として情報ブロックを処理すること、前記処理された情報ブロックを保有する信号を放射すること、無線送信チャネルを横切って前記信号を受信すること、及び上記の方法に従って前記受信された信号を処理することを備えてもよい。

本発明の上記の態様の全ては、コンピュータ・プログラム製品によって実現され得る。前記コンピュータ・プログラム製品は、搬送メディア上に保有されたコンピュータ実行可能命令を備えてもよい。搬送メディアは記憶装置製品を備えてもよく、又はダウンロードのような信号を備えてもよい。

上記の記載で説明されたようなシステムは、多元接続シナリオで使用されてもよい。

単一の送信アンテナを有する従来のＯＦＤＭ通信システムの概略図である。 単一の送信アンテナを有する従来のＳＣ−ＦＤＥ通信システムの概略図である。 図１及び図２に示すような従来のシステムでのサイクリックプレフィックスの挿入を示す。 図１及び図２に示すような従来のシステムでのサイクリックプレフィックスの除去を示す。 Ｍ個の送信アンテナ及び１つの受信アンテナを有する通信システムで採用される時間反転を示す。 通信システムにおける送信プリコーディングのプロセスを概略的に示す。 実シグナリング用のＤＣＴベース・マルチキャリヤ・システムについて、先行技術の例に従った送信ブロック形式及び受信機構造を示す。 複素シグナリング用のＤＣＴベース・マルチキャリヤ・システムについて、他の先行技術の例に従った送信ブロック形式及び受信機構造を示す。 先行技術の例に従ったＴＲ−ＳＴＢＣシステムの送信ブロック形式を示す。 先行技術の例に従ったＴＲ−ＳＴＢＣシステムの受信機構造を示す。 本発明の特定の実施形態に従って、１つの送信及び受信アンテナのためにＴＲ前置フィルタを用いるＯＦＤＭを採用する送信及び受信システムを示す。 本発明の特定の実施形態に従って、１つの送信及び受信アンテナのためにＴＲ前置フィルタを用いるＳＣ−ＦＤＥを採用する送信及び受信システムを示す。 特定の実施形態に従ったＣＰ及びＣＳの挿入を概略的に示す。 特定の実施形態に従ったＣＰ及びＣＳの除去を概略的に示す。 本発明の特定の実施形態における循環行列の形成を示す。 本発明の特定の実施形態を実証するためのいくつかの性能の例を示す。 本発明の特定の実施形態の方法と単一モード固有ビームフォーミング方法との複雑度の比較を示す。

図１１に、ＴＲ前置フィルタを用いるブロック伝送のブロック図が示される。図１１は、通信システム１００を概略図の形式で示す。先行技術構成の前述の例と同様に、ビット系列を受け取る送信機列はが示される。ビット系列は、畳み込み符号器１２０へ入力され、次いでインタリーバ１２２へ入力される。次いでシンボルマッピング１２４がデータへ適用され、次いでデータは直列から並列へ変換される（１２６）。次いで並列データは、ＩＦＦＴ１２８によって周波数領域から時間領域へ変換される。次いでサイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスが挿入され（１３０）、次いでＴＲ前置フィルタリング及び単一アンテナ上の送信の前に、データは並列から直列へ逆変換される（１３２）。

送信機は、ＴＲフィルタ１３４及びＣＰ／ＣＳの挿入及び除去のやり方が従来のブロック伝送（例えば、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＥ）とは異なっている。

図１及び図２の従来のブロック伝送スキームと比較して、本実施形態はＴＲ前置フィルタ１３４を備える。信号系列は、アンテナから送信される前に、このＴＲ前置フィルタを用いて畳み込まれる。

ＴＲ前置フィルタｈ^＊（−ｔ）と実際のチャネルｈ（ｔ）自体との畳み込みである等価合成チャネルｇは、複素対称である。これを理解するために、読み手はチャネルを離散的時間領域で考察すべきである。ｈ＝［ｈ_０，ｈ_１，・・・，ｈ_Ｌ−１］^Ｔは長さＬのチャネルタップを表し、

は時間反転複素共役バージョンを表し、ｇ＝［ｇ_０，ｇ_１，・・・，ｇ_２Ｌ−１］^Ｔは全体の等価チャネルを表す。故に、

である。これは複素対称である（即ち、ｇ_ｋ＝ｇ^＊ _２Ｌ−ｋ）。中心要素

は実数値である。これは全チャネルタップの２乗ノルムだからである。

ここでＣＰ／ＣＳの挿入及び除去の特徴に注目すると、従来のブロック伝送はＣＰ／ＣＳの挿入及び除去を使用して循環チャネル行列を形成し、周波数選択チャネルが周波数平坦チャネルへ変換され得るようにする。本発明の本実施形態では、循環行列を形成することに加えて、等価チャネルの得られる周波数係数が実数値になるようにＣＰ／ＣＳが挿入及び除去される。図１３及び図１４に、ＣＰを挿入及び除去するプロセスが示される。

ＴＲ前置フィルタリングを用いるブロック伝送において、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスは、送信されるブロックの先頭及び末尾にそれぞれ挿入される。具体的には、ブロック内の最後のＬ個のシンボルがブロックの先頭へ「コピー」され、次いで最初のＬ個のシンボルがブロックの末尾へ「コピー」される。図３及び図４と図１３及び図１４とを比較すると、この実施形態でＣＰ／ＣＳを挿入するやり方は、従来のブロック伝送で取られるやり方とは異なることが明らかである。ＣＰ／ＣＳを挿入する方法は、Ｊ．Ｃｈｕｎ、Ｂ．Ｉｈｍの開示に基づく。しかしながら、この文献は、この送信ブロック構造をＯＦＤＭだけに使用し、また正確なシンボルタイミングを検出する目的だけに使用する。ＣＰ／ＣＳが受信機でどのように除去されるかの具体的な説明はなく、またこのブロック構造を使用して実数値の周波数領域チャネル係数を形成する意図もない。しかし、本実施形態では、このブロック構造は受信機でＣＰの除去と一緒に使用され、実数値チャネル係数の形成を容易にする。

図示したように、読み手は、この例が、等しい長さのＣＰ及びＣＳを示すことがわかるであろう。しかしながら、この場合に限る必要はなく、ＣＰ及びＣＳが異なる長さである実施形態は、本明細書で説明された例のようなＣＰ／ＣＳ除去容易性の利益を依然として有することを、読み手は認識するであろう。

図示されたような受信機列は、単一アンテナ上の送信信号を受信し、これらの送信信号は直列領域から並列領域へ変換され（１４０）、次いでサイクリックプレフィックスが除去される（１４２）。その後、高速フーリエ１４４が信号を時間領域から周波数領域へ変換し、得られた周波数サブキャリアが並列から直列へ変換される（１４６）。シンボルデマッピングが行われ（１４８）、次いでデマッピングされたシンボルがデインタリーブされ（１５０）、ビタビ復号器１５２がビット系列を抽出する。

本実施形態では、受信機の「ＣＰ／ＣＳ除去」ブロック１４２において、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを有するシンボルが受信ブロックの先頭から除去される。これは従来のブロック伝送とは異なる。従来のブロック伝送では、サイクリックプレフィックスの長さではなくサイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを有するシンボルの除去により、得られた等価チャネルが実際に或るタップ数だけ下方へ循環的にシフトする。ここで、或るタップ数とはサイクリックサフィックスの長さである。

サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスの長さが共にＬである例を取り上げると、前述したサイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスの挿入及び除去を行うことによって、等価循環行列チャネルは等価チャネルインパルス応答ｇの複素対称性を用いて本質的に次のようになる。

最初の２Ｌ個の受信シンボルの除去により、得られるチャネルの最初のタップが実数値になることが保証される。チャネルタップの残りは複素対称であるから、

のフーリエ変換を行うことによって得られる

の周波数領域チャネル係数は実数値になることを示すことができる。

サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスが共に長さＬである例を再び取り上げると、以下の説明は、循環チャネル行列（この最初の列は

である）がどのようにして形成されるか、またこの周波数領域チャネル係数がどうして実数値になるかを示す。

送信された信号のブロックはｘ＝［ｘ_０，ｘ_１，・・・ｘ_Ｎ−１］^Ｔとして表される。ＣＰを挿入した後の信号は長さ（２Ｌ＋Ｎ）のベクトルｘ_ＣＰ＝［ｘ_Ｎ−Ｌ，・・・ｘ_Ｎ−１，ｘ_０，ｘ_１，・・・ｘ_Ｎ−１，ｘ_０，・・・ｘ_Ｌ−１］^Ｔである。したがって、無雑音受信信号は次のように書かれ得る。

ここで、Ｇは（２Ｌ＋Ｎ）×（２Ｌ＋Ｎ）の下位テップリッツ行列である。この行列の最初の列は等価チャネルタップｇであり、この行列の末尾までゼロが詰められる。ＣＰ及びＣＳの挿入は行列形式で次のように表され得る。

行列Ｔは、ＣＰ及びＣＳの挿入を明らかにする。ＣＰ及びＣＳはこの所与の例では共に長さＬである。行列Ｔのサイズは（２Ｌ＋Ｎ）×Ｎであり、

ここで、０_{Ｌ×（２Ｎ＋Ｌ）}はＬ×（２Ｎ＋Ｌ）ゼロ行列を表し、Ｉ_ＭはＭ×Ｍ恒等行列を表す。受信機では、最初の２Ｌ個のタップが除去される。ＣＰを除去した後の無雑音信号は、次のように書かれ得る。

ここで、ＲはＮ×（２Ｌ＋Ｎ）行列である。この行列の最初の２Ｌ列はゼロであり、最後のＮ列は恒等行列である。Ｒは、ＣＰ及びＣＳを合わせた長さのシンボルが、受信された信号ブロックの先頭からの除去を明らかにする。ここで、この所与の例において、ＣＰ及びＣＳを合わせた長さは２Ｌである。上記の式を再表現すると、関係は次のようになる。

ここで、

はＮ×Ｎ循環行列であり、これの最初の列は

であり、図１５の行列を観察することによって示され得る。ここで、Ｒ及びＴの左及び右の乗算（left and right multiplication）は元のチャネルのテップリッツ行列Ｇの中の部分行列１及び２を、図１５の中で示された対応する位置へ移動し、図１５の中で陰影を付けられた行列である循環行列

を形成する。

次に、ＣＰを挿入及び除去した後の等価チャネルの周波数チャネル係数が実数値であることを実証することができる。

のフーリエ変換を取ると、次式が与えられる。

ここで、

の複素対称性が用いられ、ｇ_Ｌが実数値であるからｇ_Ｆは実数値である。

一度複素対称等価チャネルが形成されると、受信機構造の残りは、単一又は複数の送信アンテナ及び受信アンテナを有する従来のブロック伝送の場合と同じである。明瞭にするために、図１１における参照番号は、図１及び図２で使用された参照番号と同じパターンに従い、頭に「１」が付く。

上述されたプロセスから、ＣＰ／ＣＳの挿入及び除去は先行技術で使用するものとは異なり、したがって、先行技術において得られるチャネル周波数係数は複素数値であり、本発明における係数は実数値である。更に、ＴＲ−ＳＴＢＣシステムのように、ＳＴＢＣ構造を検討する先行技術では、時間反転シンボルが送信されるブロック伝送にＴＲ前置フィルタは使用されない。

完全を期すために、図１２は図２と類似した構成の本発明の一実施形態を示す。図１と図１１との関係のように、図１２で示される構成の要素であって、図１で用いられた要素と類似した要素は、単に頭に「２」を付けることで図１のものとは区別される。

全体のＣＩＲが対称であるが複素対称ではないとき、ＤＣＴ演算を用いて実配置用の実数値ＤＣＴチャネル係数を求める先行技術とは対照的に、上述した実施形態はＦＦＴ／ＩＦＦＴの対を用いてチャネル行列を対角化する。また、ＣＰ／ＣＳの挿入及び除去が相違するため、送信信号が複素であって全体のＣＩＲが共役対称であるときでも、実数値の周波数領域チャネル係数が得られる。

複数の送信アンテナを有するシステムが考慮されるとき、及びＣＰ／ＣＳの適切な挿入及び除去を用いるブロック伝送によって周波数領域内の平坦チャネルが可能であるとき、一度実数値の周波数領域チャネル係数が得られると、通信システムモデル内の送信シンボル及びチャネルの可換的性質のために、システムは複素チャネル上で実シグナリングを送信するシステムと等価に看做され得る。したがって、実数値の周波数領域チャネル係数が得られると、実配置及び任意の数の送信アンテナのために存在するフルレート（レート１）ＯＳＴＢＣを、同数の送信アンテナを有するが複素配置であるシステムへ直接適用することができる。このフルレートＯＳＴＢＣは、複素シグナリングが送信されるとき、従来のシステムでは２つの送信アンテナを有するシステムについてのみ存在する。

例えば、４つの送信アンテナ及びＱＰＳＫ変調を用いるシステムの場合、従来のブロック伝送は、フルレートＯＳＴＢＣを達成することはできない。というのは、ＢＰＳＫのような実配置が使用されない限り、フルレートＯＳＴＢＣは２つの送信アンテナについてのみ存在するからである。上記で詳説された信号処理方法を使用することによって、実シグナリングが送信されるか複素シグナリングが送信されるかに関係なく、実数値の周波数領域チャネル係数を形成することができる。これは、実配置が用いられるか複素配置が用られるかに関係なく、同数の送信アンテナを有するシステムへの実シグナリングに設計された既存のフルレートＯＳＴＢＣの使用を容易にする。言い換えれば、本明細書で開示された手法は、複素シグナリングを有するシステムが、任意の数の送信アンテナについてフルレートＯＳＴＢＣを達成することを可能にする。一方、従来は、フルレートＯＳＴＢＣは複素シグナリングを用いて２つの送信アンテナの場合にのみ達成され得る。

送信シンボルが複素配置上にマップされるとき、フルダイバーシティを達成するフルレートＯＳＴＢＣは、２つの送信アンテナを有するシステムについてのみ存在し、一方、送信シンボルが実配置上にマップされるとき、フルレートＯＳＴＢＣは任意の数（２つ以上）の送信アンテナを有するシステムについて存在することが示された。

本発明の態様は、ＯＦＤＭ及びＳＣ−ＦＤＥなどのブロック伝送のために送信機でＴＲフィルタを使用し、等価チャネルの得られた周波数領域係数が実数値になるようにＣＰ／ＣＳが挿入及び除去され、したがって、実配置用にのみ存在するフルレート直交ＳＴＢＣが、実配置又は複素配置を有するシステムへ適用されることを可能にする方法を提供する。言い換えれば、本発明の態様は、複素配置及び任意の数（２つ以上）の送信アンテナを有するシステムについてフルレートＯＳＴＢＣを達成する方法を提供する。一方、ＯＳＴＢＣを用いる従来のブロック伝送は、複素シグナリングのために２つの送信アンテナを有するシステムの場合にのみフルレートＯＳＴＢＣを達成することができる。

簡単な一適用例は、４つの送信アンテナを有するシステムの場合である。この場合、フルレートＯＳＴＢＣは複素配置については存在せず、実配置については存在する。

本明細書で提供される方法を使用して、実配置が用いられるか複素配置が用いられるかに関係なく、実配置用に設計された既存のフルレート４×４ＯＳＴＢＣが、４つの送信アンテナを有するシステムへ適用され得る。

実配置用に設計された既存のフルレート４×４ＯＳＴＢＣの一例を以下に示す。ここで、ｘ_ｉは送信される長さＮの信号のｉ番目のブロックを表し、ｍ番目のアンテナ上で送信されるシンボルのｊ番目のブロックは、次の行列Ｃの（ｊＮ）番目から（（ｊ＋１）Ｎ−１）番目の行及びｍ番目の列によって与えられる（１≦ｊ，ｍ≦４）。

上述したＳＴＢＣを使用し、ＴＲ前置フィルタ及びＣＰ／ＣＳの挿入及び除去を適用することによって、各送信アンテナと受信機との間の実数値の周波数領域チャネル係数が形成され得る。この結果、上記のＳＴＢＣは、複素シグナリング用に直交してはいないが、複素シグナリングへ適用することが可能となり、簡単な線形結合器を使用して受信機で信号を切り離すことができる。上述したＳＴＢＣに従った線形結合器の一例が以下に与えられる。ここで、対角行列Λ_ｉはｉ番目のアンテナのＴＲ前置フィルタリング及びＣＰ／ＣＳの挿入及び除去によって得られた実数値の周波数係数を含み、Λ_ｉのｋ番目の対角要素は、ｉ番目の送信アンテナから受信機への等価チャネルのフーリエ変換のｋ番目のエントリである。

複素シグナリングが送信されるとき、２つを超える送信アンテナを有するシステムのフルレートＯＳＴＢＣは、ＣＰ／ＣＳの長さが２倍になることを犠牲とし、またチャネル情報が送信機で利用可能な状況のもとで行われることに、読み手は気づくであろう。

チャネル状態情報が送信機で利用可能であるとき、単一モード固有ビームフォーミング方法（前に言及した）を使用することによって、フルダイバーシティが達成され得る。しかしながら、これにはチャネル行列の特異値分解（ＳＶＤ）の計算が必要となる。ＯＦＤＭのようなブロック伝送において、固有ビームフォーミングの複雑度は更に高くなる。これは、各々のサブキャリア、又はサブキャリアのグループについて、ＳＶＤを行う必要があるからである。本発明のこの実施形態は、チャネル符号化を用いるブロック伝送システムで固有ビームフォーミング方法を使用することに匹敵する性能を提供する。また、本発明の実施形態はＳＶＤ演算を要求せず、したがって、単一モード固有ビームフォーミング方法と比較して、計算複雑度がはるかに低減される。これについては以下に詳説する。

４つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを有し、チャネル符号化を用いるＯＦＤＭ送信を行う例示的システムを使用すると、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルのもとで２ビット／ｓ／Ｈｚの帯域幅効率でのシミュレーション結果は、フルレートＳＴＢＣがＢＥＲレベル１０^−４でＱＰＳＫを使用して行われるとき（ＳＴＢＣは実配置について直交するが、複素配置については直交しない）、本実施形態（図１６におけるＴＲ、ＱＰＳＫ、レート１、ＯＳＴＢＣ）は、同じＳＴＢＣを使用するがＴＲを使用しない（ＮＴＲ，ＱＰＳＫ、レート１ＮＯＳＴＢＣ）システムと比較して、約７ｄＢの利得を提供し、ＴＲなしの低レート（レート１／２）ＯＳＴＢＣ（ＮＴＲ、１６ＱＡＭ、レート１／２、ＯＳＴＢＣ）を使用する場合の性能と比較して、約４ｄＢの利得を提供する。というのは、ここでＱＰＳＫの代わりに１６ＱＡＭを使用して、レート損失を補償しなければならないからである。更に、本実施形態は、ＳＴＢＣを適用するか又は適用しないで固有ビームフォーミングを使用するシステム（それぞれ、ＮＴＲ、ＱＰＳＫ、レート１、ＮＯＳＴＢＣ、固有ビームフォーミングを用いる、及び、ＮＴＲ、ＱＰＳＫ、レート１、固有ビームフォーミング）に匹敵する性能を提供する。

複雑度に関しては、固有ビームフォーミング方法及びこの開示で提供される方法は共に、チャネル状態情報が送信機で利用可能であること（ＣＳＩＴ）が必要であるが、従来のＳＴＢＣでは必要ではない。しかしながら、ＣＳＩＴが利用可能であるとき、本構成は特異値分解（ＳＶＤ）を必要とせず、したがって固有ビームフォーミング・スキームよりもはるかに計算複雑度が低くなる。図１７は、４つの送信アンテナ、１２８のサブキャリア、及び３２のＣＰを用いるＯＦＤＭ送信において各複素信号に必要な乗算及び可算（ＭＡＤＤ）の数をプロットしている。図１７は、ＳＶＤの計算複雑度が、４つの送信アンテナを有するシステムについて本発明よりも１０倍高く、８つの送信アンテナを有するシステムについて本発明よりも１００倍高いことを示す。

本発明の態様及び特徴は、求められる保護の範囲を限定することなく上記で説明された。保護の範囲は、上記の説明の観点から理解され、上記の説明によっては決して限定されない添付の特許請求の範囲から引き出されるべきである。

Claims (13)

1. ブロック伝送をベースとした通信において情報ブロックの送信前に前記情報ブロックを処理する方法であって、
   サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを前記情報ブロックに挿入すること、およびサイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスの挿入の後に、該データに対し、送信に先立って時間反転ベースの前置フィルタを適用することを備え、前記前置フィルタは、通信が影響を被るチャネル条件の知識に基づいて構成される方法。
2. ２つ以上のアンテナストリームから伝送される予定の情報ブロックへ適用される請求項１に記載の方法。
3. 空間時間ブロック符号化によって送信用のデータブロックを符号化することを備え、
   前記空間時間ブロック符号化は、実シグナリングとしては直交するが複素シグナリングとしては直交しない請求項２に記載の方法。
4. 前記サイクリックプレフィックスを挿入することは、前記プレフィックスが挿入される前記ブロックの端部とは反対側の端部に位置する情報部分をコピーすることを備える請求項１に記載の方法。
5. 前記サイクリックサフィックスを挿入することは、前記サフィックスが挿入される前記ブロックの端部とは反対側の端部に位置する情報部分をコピーすることを備える請求項１に記載の方法。
6. 前記サイクリックプレフィックス及び前記サイクリックサフィックスは等しい長さである請求項１に記載の方法。
7. 前記サイクリックプレフィックス及び前記サイクリックサフィックスを挿入するステップは、処理された情報ブロックを生成し、前記処理された情報ブロックの送信は、循環チャネル行列によって表されるチャネルを定義し、前記行列の第１の列は複素対称であり、前記第１の列の第１のエントリは実数値である請求項１に記載の方法。
8. 通信チャネル上で受信されたブロック伝送を構成する信号を処理する方法であって、
   前記受信されたブロックの、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを代表する長さを、前記受信されたブロックの１つの端部で除去することを備える方法。
9. 前記ブロックの末尾ではなく前記ブロックの先頭から前記サイクリックプレフィックスを除去した結果として、前記ブロック内の情報の循環を考慮して前記結果のブロックを復号することを含む請求項８に記載の方法。
10. 前記復号することは、線形結合器を前記処理された情報ブロックへ適用することを含み、前記線形結合器の適用は、対角線上に周波数領域チャネル係数を含む対角行列に基づく行列乗法演算によって代表されることができ、前記係数は、前記ブロックが受信された通信チャネルを記述する循環チャネル行列から得られる請求項９に記載の方法。
11. ブロック伝送をベースとした通信において、情報ブロックの伝送前に前記情報ブロックを処理するように動作可能な信号プロセッサであって、
    サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを前記情報ブロックに挿入し、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスの挿入の後に、該データに対し、送信に先立って時間反転ベースの前置フィルタを適用するように動作可能であり、前記前置フィルタは、通信が影響を被るチャネル条件の知識に基づいて構成される信号プロセッサ。
12. 通信チャネルを経てきた受信信号を処理するように動作可能な信号プロセッサであって、前記受信信号はブロック伝送されたものであり、前記受信されたブロックの、サイクリックプレフィックス及びサイクリックサフィックスを合わせた長さを代表する長さを、前記受信されたブロックの１つの端部で除去するように動作可能なプロセッサ。
13. 汎用処理手段で実行されたとき、請求項１から７又は請求項９から１１までのいずれか一項に記載の方法の実行させるように動作可能なコンピュータ・プログラム製品。

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