JPH11275165A - 直交ウェーブレットを用いた情報伝送方法 - Google Patents
直交ウェーブレットを用いた情報伝送方法Info
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- JPH11275165A JPH11275165A JP10092651A JP9265198A JPH11275165A JP H11275165 A JPH11275165 A JP H11275165A JP 10092651 A JP10092651 A JP 10092651A JP 9265198 A JP9265198 A JP 9265198A JP H11275165 A JPH11275165 A JP H11275165A
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- JP
- Japan
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- modulation method
- transmission
- wavelet
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- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】直交ウエーブレットを用いたディジタル変調方
法を提供する。 【解決手段】ディジタル変調方式において伝送情報にＵ
ＥＰをおこなう場合は通常符号化を用いるが、直交ウエ
ーブレットを用いることによって、ＢＥＲ特性の異なる
伝送を変調により実現する。
法を提供する。 【解決手段】ディジタル変調方式において伝送情報にＵ
ＥＰをおこなう場合は通常符号化を用いるが、直交ウエ
ーブレットを用いることによって、ＢＥＲ特性の異なる
伝送を変調により実現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交ウェーブレット
を用いたディジタル変調方法に関するものであり、特
に、伝送したい情報に階層的な重要度がある場合の変調
方法として利用できる。
を用いたディジタル変調方法に関するものであり、特
に、伝送したい情報に階層的な重要度がある場合の変調
方法として利用できる。
【０００２】
【従来の技術】従来、符号化によってＵＥＰを実現する
場合、例えば図１１のように一般化連接符号を用いる方
法がある。図のC′符号器では符号長はnN、情報記号数
はK1k1+K2k2+..+KLkLとなる。外符号Ciの最小ハミング
距離をｉによって異なるものにすることにより、ＵＥＰ
を実現することができる。しかしこの方法では、一般的
に冗長度が大きくなり伝送効率が落ちてしまう。
場合、例えば図１１のように一般化連接符号を用いる方
法がある。図のC′符号器では符号長はnN、情報記号数
はK1k1+K2k2+..+KLkLとなる。外符号Ciの最小ハミング
距離をｉによって異なるものにすることにより、ＵＥＰ
を実現することができる。しかしこの方法では、一般的
に冗長度が大きくなり伝送効率が落ちてしまう。
【０００３】また、信号点配置による方法の場合、図１
２のような信号点配置を用いて伝送を行うと、d1、d2の
ユークリッド距離が異なることにより、付加雑音環境下
などにおいてd1>d2のとき、a1ビットの誤り率がa2ビッ
トの誤り率よりも低くなる。この方法によってもＵＥＰ
を実現することができるが、この場合情報の階層を２段
階しか設定することができない。また１６ＱＡＭなど、
より多シンボルの信号点配置で行おうとすると、信号面
の構造が複雑になってしまう。
２のような信号点配置を用いて伝送を行うと、d1、d2の
ユークリッド距離が異なることにより、付加雑音環境下
などにおいてd1>d2のとき、a1ビットの誤り率がa2ビッ
トの誤り率よりも低くなる。この方法によってもＵＥＰ
を実現することができるが、この場合情報の階層を２段
階しか設定することができない。また１６ＱＡＭなど、
より多シンボルの信号点配置で行おうとすると、信号面
の構造が複雑になってしまう。
【０００４】更に、符号化変調による方法の場合、上記
２つの技術を統合する技術として符号化変調方式による
方法がある。この方法では一般的に信号点配置にユーク
リッド距離の差をつけ、符号化にはトレリス符号などを
用い、符号化率をビットの重要度によって変化させる。
これを用いることにより設定の自由度が得られ、伝送効
率をそれほど落すことなくＵＥＰが実現される。
２つの技術を統合する技術として符号化変調方式による
方法がある。この方法では一般的に信号点配置にユーク
リッド距離の差をつけ、符号化にはトレリス符号などを
用い、符号化率をビットの重要度によって変化させる。
これを用いることにより設定の自由度が得られ、伝送効
率をそれほど落すことなくＵＥＰが実現される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この方
法では符号化、復号化手順が複雑になり、計算量も増大
してしまうという問題を有していた。
法では符号化、復号化手順が複雑になり、計算量も増大
してしまうという問題を有していた。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記従来の欠点
に鑑み提案されたもので、ディジタル変調方式におい
て、伝送情報にＵＥＰをおこなう際に、直交ウエーブレ
ットを用いることによって、平均ビット誤り率ＢＥＲ特
性の異なる情報を変調によって伝送可能にする直交ウェ
ーブレットを用いたディジタル変調方法を提供するもの
である。
に鑑み提案されたもので、ディジタル変調方式におい
て、伝送情報にＵＥＰをおこなう際に、直交ウエーブレ
ットを用いることによって、平均ビット誤り率ＢＥＲ特
性の異なる情報を変調によって伝送可能にする直交ウェ
ーブレットを用いたディジタル変調方法を提供するもの
である。
【０００７】本発明は、直交ウエーブレットを用いた離
散ウエーブレットが１対１の可逆変換であることによ
り、サブバンド分解された成分に１つの信号点を割り当
てて合成波ｆ0を作成し、該合成波ｆ0をベースバンドの
変調信号として送信する直交ウェーブレットを用いたデ
ィジタル変調方法を提供するものである。
散ウエーブレットが１対１の可逆変換であることによ
り、サブバンド分解された成分に１つの信号点を割り当
てて合成波ｆ0を作成し、該合成波ｆ0をベースバンドの
変調信号として送信する直交ウェーブレットを用いたデ
ィジタル変調方法を提供するものである。
【０００８】また、本発明は、伝送したい情報に階層的
な重要度がある場合の変調方法として利用できる直交ウ
ェーブレットを用いたディジタル変調方法を提供するも
のである。
な重要度がある場合の変調方法として利用できる直交ウ
ェーブレットを用いたディジタル変調方法を提供するも
のである。
【０００９】更に、本発明は、陸上、衛星の移動体通信
システムにおいて、受信劣化状況によりＢＥＲ特性のよ
い階層だけを復調するという、適応変調の方法として利
用することができる直交ウェーブレットを用いたディジ
タル変調方法を提供するものである。
システムにおいて、受信劣化状況によりＢＥＲ特性のよ
い階層だけを復調するという、適応変調の方法として利
用することができる直交ウェーブレットを用いたディジ
タル変調方法を提供するものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１に本方式の原理を示す。横軸x
は時間軸である。直交ウェーブレットを用いた離散ウェ
ーブレット変換が１対１の可逆変換であることを利用し
て、サブバンド分解された成分に一つの信号点を割り当
て、合成波f0を作り、これをベースバンドの変調信号と
して送信する。
基づいて説明する。図１に本方式の原理を示す。横軸x
は時間軸である。直交ウェーブレットを用いた離散ウェ
ーブレット変換が１対１の可逆変換であることを利用し
て、サブバンド分解された成分に一つの信号点を割り当
て、合成波f0を作り、これをベースバンドの変調信号と
して送信する。
【００１１】図１は信号面に１６ＱＡＭを用い、１６シ
ンボルの情報をウェーブレットでまとめて伝送する場合
の例である。この場合はまず伝送したい情報ビットを４
ビットずつ区切り、１６ＱＡＭ信号点を１６個作成す
る。そして、それらのシンボルをサブバンド波g-1〜
g-4、f-4の係数として割り当て、ウェーブレット合成波
f0を作成し、伝送するわけである。受信側では受信波を
ウェーブレット分解し、同様にサブバンド成分に分解さ
れた信号点から復号を行う。信号点配置は伝送効率、信
号点間のユークリッド距離の関係により選択される。
ンボルの情報をウェーブレットでまとめて伝送する場合
の例である。この場合はまず伝送したい情報ビットを４
ビットずつ区切り、１６ＱＡＭ信号点を１６個作成す
る。そして、それらのシンボルをサブバンド波g-1〜
g-4、f-4の係数として割り当て、ウェーブレット合成波
f0を作成し、伝送するわけである。受信側では受信波を
ウェーブレット分解し、同様にサブバンド成分に分解さ
れた信号点から復号を行う。信号点配置は伝送効率、信
号点間のユークリッド距離の関係により選択される。
【００１２】なお、図４では実数部のみが表示されてい
るが、計算は複素領域で行う。マザーウェーブレットは
直交であれば何でもよい。伝送データはデータ数2の冪
乗でフレーム化する必要があり、その数をNw=2n（nは正
整数）とすると、サブバンドは−1から−nのレベルまで
分解することができる。
るが、計算は複素領域で行う。マザーウェーブレットは
直交であれば何でもよい。伝送データはデータ数2の冪
乗でフレーム化する必要があり、その数をNw=2n（nは正
整数）とすると、サブバンドは−1から−nのレベルまで
分解することができる。
【００１３】サブバンド分解について連続信号の式で表
すと、下記のような式となる。
すと、下記のような式となる。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【数２】
【００１６】ここで、f0(x)は合成波、gi(x)はサブバン
ド波でi=−nから−１の整数値を取り、i=−１が高周波
成分、−nが低周波成分となる。また数式２のfj(x)（−
n+1≦j≦−1、jは整数）はレベルj−１以下の合成波で
ある。f、gをスケーリング関数φ(x)、マザーウェーブ
レットΨ(x)を用いて表すと下記のようになる。
ド波でi=−nから−１の整数値を取り、i=−１が高周波
成分、−nが低周波成分となる。また数式２のfj(x)（−
n+1≦j≦−1、jは整数）はレベルj−１以下の合成波で
ある。f、gをスケーリング関数φ(x)、マザーウェーブ
レットΨ(x)を用いて表すと下記のようになる。
【００１７】
【数３】
【００１８】
【数４】
【００１９】ただし、kは整数であり、またc(j) k、d(j)
kはサブバンドレベルjの係数で、これらに伝送シンボル
を割り当てる。本方式はウェーブレットを搬送波とした
マルチキャリア変調方式である。
kはサブバンドレベルjの係数で、これらに伝送シンボル
を割り当てる。本方式はウェーブレットを搬送波とした
マルチキャリア変調方式である。
【００２０】なお、スケーリング関数、マザーウェーブ
レットは以下のようなトゥ・スケール関係を満たす。
レットは以下のようなトゥ・スケール関係を満たす。
【００２１】
【数５】
【００２２】
【数６】
【００２３】ただし、{pk}、{qk}（kは整数）はトゥ・
スケール数列と呼ばれる数列である。また、ウェーブレ
ットが直交の場合、これらは分解数列という{γk}、{η
k}に対し下記の関係を持つ。
スケール数列と呼ばれる数列である。また、ウェーブレ
ットが直交の場合、これらは分解数列という{γk}、{η
k}に対し下記の関係を持つ。
【００２４】
【数７】
【００２５】送信波合成の原理を以下に示す。ウェーブ
レットの合成、分解時の時間軸にはxを用い、実際の送
信系列を扱う時の時間軸tとは区別して考える。これは
ウェーブレットを用いた分解、合成の式がxを用いて数
式３、数式４のように表され、ここでxをtに変換するよ
り、このまま考えた方が簡単であるためである。実際に
はウェーブレット合成波、分解波は離散的に得られるの
で、得られた離散値を送信系列に当てはめることのみで
xからtへの変換を行うことができる。数式１、数式３、
数式４より、合成波を連続信号として表すと下記のよう
になる。
レットの合成、分解時の時間軸にはxを用い、実際の送
信系列を扱う時の時間軸tとは区別して考える。これは
ウェーブレットを用いた分解、合成の式がxを用いて数
式３、数式４のように表され、ここでxをtに変換するよ
り、このまま考えた方が簡単であるためである。実際に
はウェーブレット合成波、分解波は離散的に得られるの
で、得られた離散値を送信系列に当てはめることのみで
xからtへの変換を行うことができる。数式１、数式３、
数式４より、合成波を連続信号として表すと下記のよう
になる。
【００２６】
【数８】
【００２７】そして、この{d(j) k}、c(-n) 0に複素数の
信号点を割り当てることになる。その際、数式８のよう
に直交ウェーブレット変換ではサブバンドのレベルによ
って時間解像度が変わり、低周波ほど低くなるので、割
り当てられる信号点の数がレベルによって変わる。具体
的にはサブバンドj=−1レベルでNw/2個、以降レベルが
一つ下がると信号点の数が半減され、レベル(−n+1)で2
個、レベル−nでc(- n) 0、d(-n) 0が１つずつの２個であ
る。
信号点を割り当てることになる。その際、数式８のよう
に直交ウェーブレット変換ではサブバンドのレベルによ
って時間解像度が変わり、低周波ほど低くなるので、割
り当てられる信号点の数がレベルによって変わる。具体
的にはサブバンドj=−1レベルでNw/2個、以降レベルが
一つ下がると信号点の数が半減され、レベル(−n+1)で2
個、レベル−nでc(- n) 0、d(-n) 0が１つずつの２個であ
る。
【００２８】また、合成波f0(x)は数式３よりとも表す
ことができ、結局この合成波の係数c(0) kの系列を伝送
すれば{d(j) k}、c(-n) 0の情報を得ることができる。
ことができ、結局この合成波の係数c(0) kの系列を伝送
すれば{d(j) k}、c(-n) 0の情報を得ることができる。
【００２９】
【数９】
【００３０】数式８の合成の過程を離散的に与えるもの
が、数式２〜数式６から得られる再構成アルゴリズムで
ある。
が、数式２〜数式６から得られる再構成アルゴリズムで
ある。
【００３１】
【数１０】
【００３２】ただし、Ｉは整数である。
【００３３】図４はNw=16のときの合成の様子を示した
ものである。ただし、実数部のみが表示されている。デ
ータシンボル{d(j) k}、c(-4) 0から送信系列{c(0) k}が作
成されるが、数式１０より、合成は低いサブバンドレベ
ルから順番に行う。図中ではc( -4) k、d(-4) kからc(-3) k
を合成し、c(-3) k、d(-3) kからc(-2) kと繰り返してc(0)
kを求める。
ものである。ただし、実数部のみが表示されている。デ
ータシンボル{d(j) k}、c(-4) 0から送信系列{c(0) k}が作
成されるが、数式１０より、合成は低いサブバンドレベ
ルから順番に行う。図中ではc( -4) k、d(-4) kからc(-3) k
を合成し、c(-3) k、d(-3) kからc(-2) kと繰り返してc(0)
kを求める。
【００３４】そして、このc(0) kをベースバンドの送信
系列とする。図からも分かるように割り当てられる信号
点の総数は、レベル−１〜−４の合計でNwに等しいた
め、Nwのデータ信号点系列をNwシンボルの送信系列で伝
送することができる。
系列とする。図からも分かるように割り当てられる信号
点の総数は、レベル−１〜−４の合計でNwに等しいた
め、Nwのデータ信号点系列をNwシンボルの送信系列で伝
送することができる。
【００３５】合成信号f0のエネルギーは数式９より下記
の数式になる。
の数式になる。
【００３６】
【数１１】
【００３７】ただし、この計算にはスケーリング関数の
直交性を示す下記の数式を用いた。
直交性を示す下記の数式を用いた。
【００３８】
【数１２】 ただし、j、k、lは整数である。
【００３９】
【数１３】
【００４０】
【数１４】
【００４１】<u|v>は関数の内積であり、下記の数式で
定義される。
定義される。
【００４２】
【数１５】
【００４３】同様に、
【００４４】
【数１６】
【００４５】としたとき直交性は、
【００４６】
【数１７】
【００４７】
【数１８】
【００４８】（j、k、l、mは整数）ならびにトゥ・スケ
ール関係を用いて数式８から下記の数式が導き出せる。
ール関係を用いて数式８から下記の数式が導き出せる。
【００４９】
【数１９】
【００５０】そして、数式１１、数式１９から下記の数
式となる。
式となる。
【００５１】
【数２０】
【００５２】これより、送信系列の電力とデータ信号点
系列の電力の関係が表されることになる。
系列の電力の関係が表されることになる。
【００５３】受信波分解に関する説明をする。以下では
受信側ベースバンドでのサンプリングされた離散信号に
ついて考える。
受信側ベースバンドでのサンプリングされた離散信号に
ついて考える。
【００５４】受信信号をc′(0) kとすると、この系列を
離散ウェーブレット分解すれば送信されたデータ信号点
系列が得られる。なお、分解には下記の分解アルゴリズ
ムを用いる。
離散ウェーブレット分解すれば送信されたデータ信号点
系列が得られる。なお、分解には下記の分解アルゴリズ
ムを用いる。
【００５５】
【数２１】
【００５６】
【数２２】
【００５７】数式２１、数式２２を用いてレベル０から
逐次的に下のレベルのd′(j-1) kを求め、最後にc′(-n)
0を求める。そしてこれらのサブバンド成分を元の信号
点配置と比較して復調を行う。
逐次的に下のレベルのd′(j-1) kを求め、最後にc′(-n)
0を求める。そしてこれらのサブバンド成分を元の信号
点配置と比較して復調を行う。
【００５８】このように、サブバンドからの送信波合
成、受信波からのサブバンド分解には離散ウェーブレッ
ト変換を用いているが、実際にはマザーウェーブレット
を使用するわけではなく、トゥー・スケール数列、分解
数列の代数計算のみでよいため計算は比較的容易であ
る。
成、受信波からのサブバンド分解には離散ウェーブレッ
ト変換を用いているが、実際にはマザーウェーブレット
を使用するわけではなく、トゥー・スケール数列、分解
数列の代数計算のみでよいため計算は比較的容易であ
る。
【００５９】次に、本発明における階層的構造について
説明する。c(-n) 0、d(j) kに割り当てる信号の信号点配
置は、通常の変調と同様に１ビットに割り当てるエネル
ギーと伝送効率（bit/symbol）の関係によって決定され
る。また、レベル毎に変調方式を変えることにより、信
号点間距離を柔軟に設定することもできる。
説明する。c(-n) 0、d(j) kに割り当てる信号の信号点配
置は、通常の変調と同様に１ビットに割り当てるエネル
ギーと伝送効率（bit/symbol）の関係によって決定され
る。また、レベル毎に変調方式を変えることにより、信
号点間距離を柔軟に設定することもできる。
【００６０】数式２０よりすべてのサブバンドに同じ信
号点配置を適用すると、送信系列c( 0) kの中において、
下のサブバンドレベルほど相対的に割り当てられる１シ
ンボルあたりのエネルギーが増えることになる。つま
り、信号点配置の大きさは同じでも、サブバンドのレベ
ルが一つ下がると、送信系列の中における１シンボルあ
たりのエネルギーは２倍になるわけである。これによ
り、サブバンド毎に３ｄＢずつ異なる利得が得られ、階
層的な伝送を実現することができる。なお、階層の深さ
はNwの冪乗の乗数になる。
号点配置を適用すると、送信系列c( 0) kの中において、
下のサブバンドレベルほど相対的に割り当てられる１シ
ンボルあたりのエネルギーが増えることになる。つま
り、信号点配置の大きさは同じでも、サブバンドのレベ
ルが一つ下がると、送信系列の中における１シンボルあ
たりのエネルギーは２倍になるわけである。これによ
り、サブバンド毎に３ｄＢずつ異なる利得が得られ、階
層的な伝送を実現することができる。なお、階層の深さ
はNwの冪乗の乗数になる。
【００６１】また、あるサブバンドレベルに伝送信号を
割り当てず、０とする場合を考える。このとき、同じ伝
送シンボル数で伝送できる情報が減るため伝送効率は落
ちるが、数式２０より伝送シンボル中におけるその他の
サブバンドレベルの相対的エネルギーが増大するため、
ＢＥＲ特性は全体的によくなる。このようにあるサブバ
ンドレベルにのみデータを割り当てたり割り当てなかっ
たりすることで、伝送効率を柔軟に設定することがで
き、それとトレードオフの関係にある階層的なＢＥＲ特
性も柔軟に設定することができる。
割り当てず、０とする場合を考える。このとき、同じ伝
送シンボル数で伝送できる情報が減るため伝送効率は落
ちるが、数式２０より伝送シンボル中におけるその他の
サブバンドレベルの相対的エネルギーが増大するため、
ＢＥＲ特性は全体的によくなる。このようにあるサブバ
ンドレベルにのみデータを割り当てたり割り当てなかっ
たりすることで、伝送効率を柔軟に設定することがで
き、それとトレードオフの関係にある階層的なＢＥＲ特
性も柔軟に設定することができる。
【００６１】
【実施例】以下に本発明の実施例を詳細に説明する。第
１の実施例を以下に説明する。以下ではすべてのサブバ
ンドに同じ大きさの１６ＱＡＭを適用し、送信データシ
ンボルの生成確率は等しい場合を想定した。図１のよう
に信号点配置をグレイ符号化１６ＱＡＭとする。符号の
最小ユークリッド距離をaとすると、この信号面から生
成される信号の平均エネルギーs2は下記の数式となる。
１の実施例を以下に説明する。以下ではすべてのサブバ
ンドに同じ大きさの１６ＱＡＭを適用し、送信データシ
ンボルの生成確率は等しい場合を想定した。図１のよう
に信号点配置をグレイ符号化１６ＱＡＭとする。符号の
最小ユークリッド距離をaとすると、この信号面から生
成される信号の平均エネルギーs2は下記の数式となる。
【００６２】
【数２３】
【００６３】伝送効率が等価である一般的な無符号化１
６ＱＡＭ（以下無符号化１６ＱＡＭと記す）伝送時の場
合は、これが送信信号の平均エネルギーになる。すべて
のサブバンドに伝送したいデータを割り当てた場合の、
ウェーブレット合成による送信系列の平均エネルギーは
下記の数式となる。
６ＱＡＭ（以下無符号化１６ＱＡＭと記す）伝送時の場
合は、これが送信信号の平均エネルギーになる。すべて
のサブバンドに伝送したいデータを割り当てた場合の、
ウェーブレット合成による送信系列の平均エネルギーは
下記の数式となる。
【００６４】
【数２４】
【００６５】数式２３、数式２４より、信号の平均エネ
ルギーを１としたときのサブバンドレベルの相対的なユ
ークリッド距離の２乗Δ２、ならびに無符号化１６ＱＡ
Ｍに対する利得は、Nw=16のとき表１のようになる。
ルギーを１としたときのサブバンドレベルの相対的なユ
ークリッド距離の２乗Δ２、ならびに無符号化１６ＱＡ
Ｍに対する利得は、Nw=16のとき表１のようになる。
【００６６】
【表１】
【００６７】このようにすべてのサブバンドに同じ大き
さの信号点配置を行っても、送信系列の中における１シ
ンボルあたりのエネルギー割り当てが異なるため、実効
的な２Δはサブバンド毎に２倍ずつ異なる。
さの信号点配置を行っても、送信系列の中における１シ
ンボルあたりのエネルギー割り当てが異なるため、実効
的な２Δはサブバンド毎に２倍ずつ異なる。
【００６８】また、用いる直交ウェーブレットはサポー
トが小さく、合成、分解の際の計算が簡単なＨａａｒ関
数、ならびにDaubechiesN=2の関数を用いた。このと
き、トゥ・スケール数列はＨａａｒ関数の場合、下記の
数式で表される。
トが小さく、合成、分解の際の計算が簡単なＨａａｒ関
数、ならびにDaubechiesN=2の関数を用いた。このと
き、トゥ・スケール数列はＨａａｒ関数の場合、下記の
数式で表される。
【００６９】
【数２５】
【００７０】DaubechiesN=2の場合、下記の数式で表さ
れる。
れる。
【００７１】
【数２６】
【００７２】また、分解数列は数式７より、Ｈａａｒ関
数の場合、下記の数式で表されるとした。
数の場合、下記の数式で表されるとした。
【００７３】
【数２７】
【００７４】DaubechiesN=2の場合、下記の数式で表さ
れる。
れる。
【００７５】
【数２８】
【００７６】それ以外のp、q、fl、jはすべて０であ
り、数式１０、数式２１、数式２２は適当なところで終
了する。
り、数式１０、数式２１、数式２２は適当なところで終
了する。
【００７７】図４のような等価低域系のシステムを考
え、ＡＷＧＮ環境下でのＢＥＲ特性を計算した。マザー
ウェーブレットにはＨａａｒ関数を用い、ウェーブレッ
ト合成、分解時のフレーム長Nwは16とし、このフレーム
を単位として伝送を行った。また、受信側の同期は完全
であることを仮定した。
え、ＡＷＧＮ環境下でのＢＥＲ特性を計算した。マザー
ウェーブレットにはＨａａｒ関数を用い、ウェーブレッ
ト合成、分解時のフレーム長Nwは16とし、このフレーム
を単位として伝送を行った。また、受信側の同期は完全
であることを仮定した。
【００７８】図５にそれぞれのサブバンドレベル別、及
び全体のＢＥＲ特性を示す。図の横軸は、無符号化１６
ＱＡＭ伝送時のEb／N0とした。なお、サブバンドレベル
−4はc(-4) 0とd(-4) 0のエネルギーが等しいため、まと
めて評価した。図に示されているように、３ｄＢずつＢ
ＥＲが異なり、表１のようにレベル−４では無符号化１
６ＱＡＭ理論値に比べておよそ５ｄＢの利得が得られ
る。しかし、サブバンドレベル−４の伝送シンボル数は
全体の１/８であり、しかも全体の１/２はサブバンドレ
ベル−１での伝送となるため、すべてを合わせたＢＥＲ
特性は理論値より４ｄＢ近く劣化する。
び全体のＢＥＲ特性を示す。図の横軸は、無符号化１６
ＱＡＭ伝送時のEb／N0とした。なお、サブバンドレベル
−4はc(-4) 0とd(-4) 0のエネルギーが等しいため、まと
めて評価した。図に示されているように、３ｄＢずつＢ
ＥＲが異なり、表１のようにレベル−４では無符号化１
６ＱＡＭ理論値に比べておよそ５ｄＢの利得が得られ
る。しかし、サブバンドレベル−４の伝送シンボル数は
全体の１/８であり、しかも全体の１/２はサブバンドレ
ベル−１での伝送となるため、すべてを合わせたＢＥＲ
特性は理論値より４ｄＢ近く劣化する。
【００７９】このように伝送信号のエネルギーを低いサ
ブバンドレベルに集中させるため、全体の特性は劣化す
るが、本方式では階層的なＢＥＲ特性が得られるので、
情報源に階層的な重要度が与えられている場合などの伝
送に適している。
ブバンドレベルに集中させるため、全体の特性は劣化す
るが、本方式では階層的なＢＥＲ特性が得られるので、
情報源に階層的な重要度が与えられている場合などの伝
送に適している。
【００８０】第２の実施例 伝送効率を無符号化１６ＱＡＭよりも落とすことができ
る場合は、本方式は柔軟な設定が行える。例としてサブ
バンドレベル−１、−２のみにデータを割り当て、その
他のレベルをすべて０とする場合を考える。このとき伝
送効率はrate３/４の符号化１６ＱＡＭと同じになる。
すると、数式２０より−１、−２レベルでの１シンボル
当たりの相対的なエネルギーが増大するため特性がよく
なり、表１と同様に利得を計算すると、表２のようにレ
ベル−１が無符号化１６ＱＡＭと同じ特性、レベル−２
がそこから３ｄＢよい特性が得られることになる。
る場合は、本方式は柔軟な設定が行える。例としてサブ
バンドレベル−１、−２のみにデータを割り当て、その
他のレベルをすべて０とする場合を考える。このとき伝
送効率はrate３/４の符号化１６ＱＡＭと同じになる。
すると、数式２０より−１、−２レベルでの１シンボル
当たりの相対的なエネルギーが増大するため特性がよく
なり、表１と同様に利得を計算すると、表２のようにレ
ベル−１が無符号化１６ＱＡＭと同じ特性、レベル−２
がそこから３ｄＢよい特性が得られることになる。
【００８１】
【表２】
【００８２】図６にＢＥＲ特性の計算結果を示す。図
中、レベル−１の特性と無符号化１６ＱＡＭの理論値が
重なっており、ほぼ表２の通りの特性が得られている。
もちろん同じ伝送効率、つまり同じ周波数利用効率でも
っとＢＥＲ特性のよい符号は存在するが、本方式では複
雑な符号化、復号操作を必要とせずに変調自体で段階的
なＢＥＲ特性が得られる点に特徴がある。
中、レベル−１の特性と無符号化１６ＱＡＭの理論値が
重なっており、ほぼ表２の通りの特性が得られている。
もちろん同じ伝送効率、つまり同じ周波数利用効率でも
っとＢＥＲ特性のよい符号は存在するが、本方式では複
雑な符号化、復号操作を必要とせずに変調自体で段階的
なＢＥＲ特性が得られる点に特徴がある。
【００８３】本例に示したように、あるサブバンドレベ
ルにのみデータを割り当てたり割り当てなかったりする
ことで、伝送効率を柔軟に設定することができ、また、
レベル毎に３ｄＢのＢＥＲ特性の差が生じることから、
本方式をＵＥＰ符号の一種と考えることもできる。ま
た、各サブバンドレベル毎に変調方式を変化させること
により、レベル毎のＢＥＲ特性の差を調節することも可
能である。
ルにのみデータを割り当てたり割り当てなかったりする
ことで、伝送効率を柔軟に設定することができ、また、
レベル毎に３ｄＢのＢＥＲ特性の差が生じることから、
本方式をＵＥＰ符号の一種と考えることもできる。ま
た、各サブバンドレベル毎に変調方式を変化させること
により、レベル毎のＢＥＲ特性の差を調節することも可
能である。
【００８４】第３の実施例においては、伝送シンボル系
列にパイロットシンボルを挿入することにより、同期を
取ることを想定し、同時にそのパイロットシンボルによ
り、一様フェージング補償を行う計算機シミュレーショ
ンシステムを考える。図７にフェージング環境下におけ
るシステムを、図８に送信系列のフレーム構成を示す。
列にパイロットシンボルを挿入することにより、同期を
取ることを想定し、同時にそのパイロットシンボルによ
り、一様フェージング補償を行う計算機シミュレーショ
ンシステムを考える。図７にフェージング環境下におけ
るシステムを、図８に送信系列のフレーム構成を示す。
【００８５】この伝送フレームは、ウェーブレット分
解、合成のフレームとは別のフレーム化であり、図１０
のデータシンボルの中にウェーブレットのフレームがイ
ンターリーブされて入っていることになる。
解、合成のフレームとは別のフレーム化であり、図１０
のデータシンボルの中にウェーブレットのフレームがイ
ンターリーブされて入っていることになる。
【００８６】Nwは16、シンボル伝送速度は16Ksymbol/se
cとし、同期は完全であると仮定した。またフェージン
グは最大ドップラー周波数fD=80Hz（fDTs=1/200、Tsは
シンボル周期）の緩やかなレイリーフェージングとし、
幅１６、深さ１５のシンボルインタリーブと、FFTを用
いた補償法を適用した。フェージング補償に用いるパイ
ロットシンボルは図３のＡ点を用い、パイロットシンボ
ル間隔は１６、補償に用いるパイロットシンボル数は３
２個とした。
cとし、同期は完全であると仮定した。またフェージン
グは最大ドップラー周波数fD=80Hz（fDTs=1/200、Tsは
シンボル周期）の緩やかなレイリーフェージングとし、
幅１６、深さ１５のシンボルインタリーブと、FFTを用
いた補償法を適用した。フェージング補償に用いるパイ
ロットシンボルは図３のＡ点を用い、パイロットシンボ
ル間隔は１６、補償に用いるパイロットシンボル数は３
２個とした。
【００８７】図９に計算結果を示す。ＡＷＧＮ環境下と
同じく、各サブバンドレベル毎におおよそ３ｄＢずつの
ＢＥＲの差が生じているが、レベル−４は他のレベルと
比べてEb=N0に対し次第に特性がよくなる様子が表れて
いる。これはレベル−４のシンボル１つが、伝送時系列
c(0) kの中では１６シンボルに分散して構成されている
ためインターリーブが効果的に働き、フェージングの影
響がより抑えられている影響と考えられる。またフェー
ジング補償方式には、パイロットシンボルを挿入するこ
とも含めておよそ２.２ｄＢの劣化が生じるため、全体
のＢＥＲ特性は無符号化１６ＱＡＭの理論値から比べて
７〜８ｄＢ程度劣化する。
同じく、各サブバンドレベル毎におおよそ３ｄＢずつの
ＢＥＲの差が生じているが、レベル−４は他のレベルと
比べてEb=N0に対し次第に特性がよくなる様子が表れて
いる。これはレベル−４のシンボル１つが、伝送時系列
c(0) kの中では１６シンボルに分散して構成されている
ためインターリーブが効果的に働き、フェージングの影
響がより抑えられている影響と考えられる。またフェー
ジング補償方式には、パイロットシンボルを挿入するこ
とも含めておよそ２.２ｄＢの劣化が生じるため、全体
のＢＥＲ特性は無符号化１６ＱＡＭの理論値から比べて
７〜８ｄＢ程度劣化する。
【００８８】そこで図６と同じようにサブバンドレベル
−１、−２のみに伝送データを割り当てフェージング下
でのＢＥＲを計算した。結果が図１０である。この場合
はレベル−１が無符号化１６ＱＡＭ理論値からおよそ３
ｄＢの劣化、レベル−２が理論値程度のＢＥＲ特性を示
す。レベル−２の１シンボルは、伝送時系列の４シンボ
ルに分散しているだけなので、図９のレベル−４に比べ
るとインターリーブの効果が出ていないことが分かる。
−１、−２のみに伝送データを割り当てフェージング下
でのＢＥＲを計算した。結果が図１０である。この場合
はレベル−１が無符号化１６ＱＡＭ理論値からおよそ３
ｄＢの劣化、レベル−２が理論値程度のＢＥＲ特性を示
す。レベル−２の１シンボルは、伝送時系列の４シンボ
ルに分散しているだけなので、図９のレベル−４に比べ
るとインターリーブの効果が出ていないことが分かる。
【００８９】このようにフェージング環境下においても
階層的なＢＥＲ特性が得られるため、移動体通信などへ
も適用可能であることが分かる。
階層的なＢＥＲ特性が得られるため、移動体通信などへ
も適用可能であることが分かる。
【００９０】以上、本発明を図面に記載された実施形態
に基づいて説明したが、本発明は上記した実施形態だけ
ではなく、特許請求の範囲に記載した構成を変更しない
限りどのようにでも実施することができる。
に基づいて説明したが、本発明は上記した実施形態だけ
ではなく、特許請求の範囲に記載した構成を変更しない
限りどのようにでも実施することができる。
【００６２】
【発明の効果】以上要するに、本発明によれば、 1.符号化を施すことなく２段階以上の階層的なＢＥＲ特
性の得られる伝送系列が作成できる。 2.特殊な信号点配置を必要とせずにＵＥＰを実現するこ
とができる。 3.伝送効率、それとトレードオフの関係にあるＢＥＲ特
性が柔軟に設定できる。 4.変調方法自体のエネルギーの損失はない。そのため本
変調方法を用いさらに符号化を行うなど、伝送方法の拡
張が容易である。 等、多大な効果を奏する。
性の得られる伝送系列が作成できる。 2.特殊な信号点配置を必要とせずにＵＥＰを実現するこ
とができる。 3.伝送効率、それとトレードオフの関係にあるＢＥＲ特
性が柔軟に設定できる。 4.変調方法自体のエネルギーの損失はない。そのため本
変調方法を用いさらに符号化を行うなど、伝送方法の拡
張が容易である。 等、多大な効果を奏する。
【図１】本発明の離散ウエーブレットを用いた伝送原理
を示す概念図である。
を示す概念図である。
【図２】本発明の送信波合成を示す概念図である。
【図３】本発明のグレイ符号化１６ＱＡＭの信号点の配
置を示す模式図である。
置を示す模式図である。
【図４】本発明の第１の実施例におけるシステム構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図５】本発明のＡＷＧＮ環境下でのＢＥＲ特性を示す
特性図である。
特性図である。
【図６】本発明のサブバンドレベル−１，−２のみ伝送
時のＢＥＲ特性を示す特性図である。
時のＢＥＲ特性を示す特性図である。
【図７】本発明の第３の実施例におけるシステム構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態における伝送フレーム
構成を示す模式図である。
構成を示す模式図である。
【図９】本発明の穏やかなフェージング環境下でのＢＥ
Ｒ特性を示す特性図である。
Ｒ特性を示す特性図である。
【図１０】本発明のサブバンドレベル−１，−２のみの
伝送時のＢＥＲ特性を示す特性図である。
伝送時のＢＥＲ特性を示す特性図である。
【図１１】従来の連接符号の符号器の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１２】従来の非均一信号点の配置状況を示す概念図
である。
である。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年４月２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の名称
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の名称】 直交ウェーブレットを用いた情報伝送
方法
方法
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル変調方式において、伝送情報
に不均一誤り保護（以下ＵＥＰと記す）をおこなう際
に、直交ウエーブレットを用いることによって、平均ビ
ット誤り率（以下ＢＥＲと記す）特性の異なる情報を変
調によって伝送可能にすることを特徴とする直交ウェー
ブレットを用いたディジタル変調方法。 - 【請求項２】 直交ウエーブレットを用いた離散ウエー
ブレットが１対１の可逆変換であることにより、サブバ
ンド分解された成分に１つの信号点を割り当てて合成波
ｆ0を作成し、該合成波ｆ0をベースバンドの変調信号と
して送信することを特徴とする直交ウェーブレットを用
いたディジタル変調方法。 - 【請求項３】 伝送したい情報に階層的な重要度がある
場合の変調方法として利用できることを特徴とする請求
項２に記載の直交ウェーブレットを用いたディジタル変
調方法。 - 【請求項４】 陸上、衛星の移動体通信システムにおい
て、受信劣化状況によりＢＥＲ特性のよい階層だけを復
調するという、適応変調の方法として利用することがで
きることを特徴とする請求項２に記載の直交ウェーブレ
ットを用いたディジタル変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10092651A JP2967193B2 (ja) | 1998-03-20 | 1998-03-20 | 直交ウェーブレットを用いた情報伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10092651A JP2967193B2 (ja) | 1998-03-20 | 1998-03-20 | 直交ウェーブレットを用いた情報伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11275165A true JPH11275165A (ja) | 1999-10-08 |
| JP2967193B2 JP2967193B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=14060376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10092651A Expired - Lifetime JP2967193B2 (ja) | 1998-03-20 | 1998-03-20 | 直交ウェーブレットを用いた情報伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2967193B2 (ja) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006527963A (ja) * | 2003-06-18 | 2006-12-07 | 松下電器産業株式会社 | ウェーブレット変換を使用してディジタルマルチキャリア信号を受信する方法と装置 |
| WO2007013414A1 (ja) * | 2005-07-25 | 2007-02-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信機、受信機およびそれらの制御方法 |
| WO2007013413A1 (ja) * | 2005-07-25 | 2007-02-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信機、受信機およびその制御方法 |
| WO2007046558A1 (ja) * | 2005-10-21 | 2007-04-26 | Nec Corporation | 変復調方法、並びに変調装置及び復調装置 |
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-
1998
- 1998-03-20 JP JP10092651A patent/JP2967193B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2967193B2 (ja) | 1999-10-25 |
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