CN1614964A - 全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制的方法 - Google Patents

Abstract

全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制的方法，属于全球数字广播技术，其步骤是：在发射端，对输入的信息分组分别进行差分相位和差分幅度调制，把需要传送的信息隐藏到前后两个符号的幅度相对比值和相位差之中；在接收端，利用前后两个符号的比值，分别提取幅度比值和相位差的信息，进行差分解调，恢复传送的信息。与目前DRM标准中的正交幅度调制(QAM)相比，具有如下优点：降低了由于本地时钟漂移和多普勒频偏带来的严格定时同步问题；降低了对接收机中放大器线性度要求；克服了QAM判决时严格的判决门限问题；完全不需要信道估计和均衡，降低了实现的复杂度，极大简化了接收机的设计。

Description

全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制的方法

技术领域

本发明涉及一种完全不需要信道均衡的调制解调方案，特别适用于全球数字广播(DRM)的发射机和接收机的设计。

背景技术

高阶正交幅度调制(QAM)作为一种频谱利用率较高的调制方式，结合正交频分复用技术(OFDM)，已被应用到数字用户环路(ADSL)和数字陆地电视广播(DVB-T)中。例如欧洲电信联盟(ITU)在1998年制定的DVB-T标准中采用的是64QAM+OFDM。但高阶QAM要获得高性能需要高精度的信道估计和均衡技术，这会大大增加接收机的设计复杂度，而且高精度的信道均衡需要用一定的子载波来传递训练符号，这会降低系统的频带利用率，对于接收机是固定的数字无线OFDM通信系统，这一方案是可行的。但对于便携式或移动的接收终端，这一方案并不合适。ITU于2001年4月通过了由DRM即全球数字广播组织提交的30MHz以下的全球数字广播方案，该方案仍然采用64QAM+OFDM方式。短波信道是一种非常恶劣的信道，多普勒频移和多径现象都非常严重，在该信道下要获得高性能的接收质量，需要复杂的接收技术，如：在全球数字广播(DRM)标准中，采用了高达1/3的子载波传递训练符号进行信道均衡，占用了系统1/3的频谱资源，并且复杂的均衡算法给接收机带来很大的计算负担，会增加实现的复杂性；高阶的64QAM调制由于星座图中的相位差很小，会增加由于多普勒频移和本地振荡器的漂移带来的载波同步误差的敏感性；另外，64QAM的解调需要精确的判决门限，放大器的非线性也会给64QAM的解调带来较大的影响。这些问题给DRM接收机的设计带来了很大的挑战，增加了实现的复杂性和实现成本。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是：克服目前DRM广播中已有的64QAM调制解调方式的不足，提供一种新的基于差分幅度和相位联合调制解调的方式，该方式可以有效地实现在短波恶劣信道下信息的调制和解调。由于该方式不需要任何信道估计和均衡，不需要为均衡分配任何系统资源，因而，可以有效地解决非差分调制带来的各种问题。该方式与原有的64QAM调制解调方式相比，在保证系统接收性能的前提下，可以极大的降低系统实现的复杂度，并可以在一定程度上降低64QAM带来的同步误差敏感性、精确判决门限和放大器带来的非线性影响等。该调制解调方式可以用于DRM广播接收机设计，也可以用于其它无线数据传输系统上，如DVB-T等。无需修改实现的方式，具有很好的通用性。

本发明的特征在于：它依次含有以下步骤：

(1)在发射端，用第一个信号处理器(DSP)对输入的二进制信息依次进行如下操作：

1.1对上述二进制信息按照数字广播组织制定的标准中定义的交织方法进行交织；

1.2对交织后的信息以1/2编码速率用编码多项式为(133，171)的卷积编码进行编码；

1.3对经过编码后的信息进行分组，每6bits b₀b₁b₂b₃b₄b₅为一个单位，形成多个信息组；

1.4对编码后的信息分组分别进行差分幅度和差分相位的64DAPSK调制，把所要传输的第m-1个OFDM符号的第K个子载波所要传递的复绝对信号s(k，m-1)和第m个OFDM符号的第K个子载波所要传递的复绝对信号s(k，m)的幅度相对比值和构成相位差用上述信息分组中的6bits信息比特表示，其中b₀b₁表示上述两个符号的幅度相对比值，b₂b₃b₄b₅表示相位差，即：

s(k，m)＝A(k，m)e^jφ(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)e^jΔφ(k，m)

＝A(k，m-1)r(k，m)e^{j[φ(k，m-1)+Δφ(k，m)]}

上式中的幅度和相位可以进一步分解为：

A(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)

φ(k，m)＝φ(k，m-1)+Δφ(k，m)

其中：r(k，m)：表示上述两个符号的相对幅度；

Δφ(k，m)：表示上述两个符号的相对相位；

A(k，m-1)：表示符号s(k，m-1)的幅度；

在64DAPSK调制的星座图上，用α表示圆周半径比率，即各圆周半径与1的比值，α的范围为[1.36，1.42]。从而，基于Gray编码，在|s(k，m-1)|确定时，不同取值的信息比特表示上述两个符号间的不同的相对幅度r(k，m)，即：

设定|s(k，m-1)|依次按1，α，α²，α³变化，则：

r(k，m)相应地依次为1，1，1，1时，b₀b₁＝00，

r(k，m)相应地依次为α，α，α，α^-3时，b₀b₁＝01，

r(k，m)相应地依次为α²，α²，α^-2，α^-2时，b₀b₁＝11，

r(k，m)相应地依次为α³，α^-1，α^-1，α^-1时，b₀b₁＝10；

在b₂b₃b₄b₅＝0000代表上述两个符号间的相对相位为Δφ(k，m)＝0，当b₂b₃b₄b₅的值依次从0000增至1101时，Δφ(k，m)便依次以π/8的相同的增量增加。

1.5把64DAPSK调制后的信息分组经OFDM调制发射机发送到短波信道。

(2)在接收端，利用前后两个符号的比值，分别提取符号比值和相位差信息，进行查分解调，恢复原来的信息，用第二个DSP依次按下面操作来实现：

2.1接收端对64DAPSK进行解调

设：接收端的第m个OFDM符号的第K个子载波和第m-1个子载波上的复绝对值符号分别为r(k，m)和r(k，m-1)，则得到的差分复值为：

$y_r(k,m)=\frac{r(k,m)}{r(k,m-1)}=\frac{A(k,m)H(k,m)+w(k,m)}{A(k,m-1)H(k,m-1)+w(k,m-1)}$

其中，H(k，m)是信道在第m个符号第k个子载波出的频响值，w(k，m)是第k个子载波上的加性高斯白噪声，w(k，m-1)是第k-1个子载波的加性高斯白噪声。当信道变化较慢时，

y_r(k，m)＝r(k，m)e^jΔφ(k，m)

2.2对y_r(k，m)进行硬判决

对于r(k，m)：判决门限取具相应幅度分界点的中点；

对于Δφ(k，m)：判决门限取θ＝π/16；

2.3对A(k，m)进行软判决

在每一位变化的位置处进行3bits的量化处理，共有0，1，2，3，4，5，7八个等分点，形成八个量化空间。

在做相位量化判决时，量化区间的长度为2，量化的门限依次为：1.75，1.5，1.25，1，0.75，0.5和0.25；

在做幅度量化判决时，量化区间的长度为1，量化门限为：0.875，0.75，0.625，0.5，0.375，0.25和0.125；

2.4把经过量化判决的信息送入维特比译码器进行信道译码；

2.5从维特比软判决译码后的输出便得到所要的原来的信息。

本发明与现有技术相比具有的优点：

1.不需要信道估计和信道均衡技术，降低了接收机的复杂度和实现成本；

2.降低了由于本地时钟漂移和多普勒频偏带来的严格定时同步问题；

3.克服了QAM判决是需要的严格的判决门限问题；另外，DAPSK调制降低了发射机和接收机中放大器的非线性失真带来的影响；

4.可以采用Gray编码，进一步提高系统的性能，原方案中由于采用分层编码，无法采用Gray编码；

5.不需要传送训练序列，节省了1/3的频谱带宽；

6.原方案中训练序列高达1/3，所以，在同样的速率下，新方案可以采用冗余度更大的信道编码方式，可以进一步提高系统的性能；或者保持原有系统性能不变的情况下，增加1/3的系统容量。

7.给出了DAPSK误码率通用计算公式，方便估计系统的性能；

8.新方案中DAPSK采用软判决，进行信道软译码，可以提高2-3dB的增益。

9.新方案比原方案的性能要好，尤其在信道较差的情况下。

附图说明

图1为64DAPSK星座图；

图2为α最优值的选取；

图3ITU标准中未编码的DRM系统性能(64QAM)；

图4新方案的未编码DRM系统性能(64DAPSK)；

图5ITU标准中编码的DRM系统性能(64QAM)；

图6新方案的编码DRM系统性能(64DAPSK)；

图7新方案的系统框图；

图8新方案的仿真流程图；

具体实施方式

本发明的技术解决方案是：一种基于差分幅度和相位联合广播和通信调制方式，其特征在于：不需要任何信道估计和均衡，不需要为均衡分配任何系统资源。在发射端，对输入的信息分组分别进行差分相位和差分幅度调制，把需要传送的信息隐藏到前后两个符号的幅度相对比值和相位差之中；在接收端，利用前后两个符号的比值，分别提取幅度比值和相位差的信息，进行差分解调，恢复传送的信息。具体包括下列步骤：

(1)对经过编码后的信息进行分组，每6bits b₀b₁b₂b₃b₄b₅为一个单位。

(2)对输入的信息比特进行64DAPSK调制。

调制的星座图如图1所示。具体过程如下：

假设第m-1个OFDM的第k个子载波所传递的复绝对信号为s(k，m-1)，则第m符号的第k个子载波复绝对信号s(k，m)为：

s(k，m)＝A(k，m)e^jφ(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)e^jΔφ(k，m)

＝A(k，m-1)r(k，m)e^{j[φ(k，m-1)+Δφ(k，m)]}       (1)

上式中幅度r(k，m)和相位Δφ(k，m)表示的k相对幅度和相对相位，它们与输入比特的对应关系分别如表1和表2所示。其中表1中1，α，α²，α³是各圆的半径，用各圆半径与1的比值表示，又称为圆周半径比率。表1和表2中采用的都是Gray编码。(1)式中的幅度和相位可以进一步分解为：

A(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)和φ(k，m)＝φ(k，m-1)+Δφ(k，m)    (2)

DAPSK的幅度和相位的调制是相互独立的。

(3)确定最佳的圆周半径比率α

α的范围用下述方法确定：

MDAPSK可以分解为：M＝M₁*M²；对于64DAPSK而言，可以分解为16*4，即16DPSK和4DASK。

对于半径分别为a和1二阶DASK而言，我们有下面的计算公式：

$p_{b,2\mathrm{DASK}}=Q\left[\frac{\mathrm{\α}-1}{\sqrt{2(1+{\mathrm{\α}}^2)}}\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{(1+{\mathrm{\α}}^2)}^2/4}}\right]$

对于M₂阶的DASK，误码率为相邻幅度调制之间的误码率的平均值，即：

$p_{b,M_2\mathrm{DASK}}=\frac{1}{1+{\log }_2{M}_2}\underset{i=0}{\overset{\mathrm{lo}{g}_2{M}_2}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\frac{{\mathrm{\α}}^{i+1}-{\mathrm{\α}}^i}{\sqrt{2(1+{\mathrm{\α}}^2)}}\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{(1+{\mathrm{\α}}^2)}^2/4}}\right]$

当M₂＝4时，有：

$p_{b,4\mathrm{DASK}}=\frac{1}{1+{\log }_{2}4}\underset{i=0}{\overset{{\log }_{2}4}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\frac{{\mathrm{\α}}^{i+1}-{\mathrm{\α}}^i}{\sqrt{2(1+{\mathrm{\α}}^2)}}\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{(1+{\mathrm{\α}}^2)}^2/4}}\right]=\frac{1}{3}\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\frac{{\mathrm{\α}}^{i+1}-{\mathrm{\α}}^i}{\sqrt{2(1+{\mathrm{\α}}^2)}}\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{(1+{\mathrm{\α}}^2)}^2/4}}\right]$

同理可以推得M₁DPSK的误码率公式为：

$p_{b,M_1\mathrm{DPSK}}=\frac{1}{{\log }_2{M}_1}\underset{i=1}{\overset{{\log }_2{M}_1}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{\mathrm{\α}}^2}}2{\mathrm{\α}}^{i-1}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{M_1\sqrt{2}}\right)\right]$

当M₁＝16时，有：

$p_{b,16\mathrm{DPSK}}=\frac{1}{{\log }_{2}16}\underset{i=1}{\overset{{\log }_{2}16}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{\mathrm{\α}}^2}}2{\mathrm{\α}}^{i-1}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{M_1\sqrt{2}}\right)\right]=\frac{1}{4}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}Q\left[\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{\mathrm{\α}}^2}}2{\mathrm{\α}}^{i-1}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{M_1\sqrt{2}}\right)\right]$

因为DAPSK是DPSK和DASK的联合调制方式，所以，DAPSK的误码率由DPSK和DASK的误码率共同决定。对于M阶DAPSK而言，其误码率公式可写为：

$p_{\mathrm{MDAPSK}}=\frac{1}{{\log }_{2}M}[p_{b,M_1\mathrm{DASK}}+p_{b,M_2\mathrm{DPSK}}]$

对于64DAPSK，把M＝64，M1＝16，M2＝4代入上式，可以得到64DAPSK的误码率计算公式：

$P_{64\mathrm{DAPSK}}=\frac{1}{6}\left[\frac{1}{4}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}Q\right[\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{\mathrm{\α}}^2}}2{\mathrm{\α}}^{i-1}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{16\sqrt{2}}\right)]+\frac{1}{3}\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}Q[\frac{{\mathrm{\α}}^i-{\mathrm{\α}}^{i-1}}{\sqrt{2(1+{\mathrm{\α}}^2)}}\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}}{1+{(1+{\mathrm{\α}}^2)}^2/4}}\left]\right]$

其中a是星座图中各圆周半径与1的比率，SNR是子载波的信噪比。

可以看出，误码率是SNR和圆周率比值α的函数，图2中画出了不同信噪比和不同圆半径比率下的误码率曲线。从图2中可以看出，当圆半径比值α在1.36～1.42之间时，系统的性能最好。

(4)接收端对64DAPSK进行解调。

从第(2)步可以看出，DAPSK的调制实现起来比QAM要复杂，但它的解调非常简单。假设OFDM信号经过信道传输之后，接收端的第m个OFDM符号的第k个子载波和第m-1个子载波上的复绝对符号分别为r(k，m)和r(k，m-1)，可以得到差分(相对)的复值为：

$y_r(k,m)=\frac{r(k,m)}{r(k,m-1)}=\frac{A(k,m)H(k,m)+w(k,m)}{A(k,m-1)H(k,m-1)+w(k,m-1)}---\left(5\right)$

上式H(k，m)是信道在第m个符号第k个子载波处的频响值，w(k，m)是加性高斯白噪声。当信道变化较慢时，可以认为H(k，m)＝H(k，m-1)，则上式可以化简为：

$y_r(k,m)=\frac{A(k,m)H(k,m)+w(k,m)}{A(k,m-1)H(k,m-1)+w(k,m-1)}=r(k,m)e^{\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_r(k,m)}---\left(6\right)$

$\stackrel{w(k,m)\→0,w(k,m-1)\→0}{\→}{y}_r(k,m)=y(k,m)=r(k,m)e^{\mathrm{j\Δ\φ}(k,m)}$

对于硬判决，幅度的判决门限取其分界点的中点，判决门限与幅度比特的信息如表3所示。相位判决类似，见表4，其中θ＝π/16。解调后的比特流然后送入Viterbi译码器，就可以恢复原来的信息。

(5)软判决。

为了充分利用Viterbi译码的优势，进一步提高系统的性能，我们在Viterbi译码之前DAPSK硬判决解调后，需要进行量化，即进行软判决。软判决是针对每一位进行的，在每一位变化的位置处进行3比特的量化处理，共有8个量化空间，分别为0，1，2，3，4，5，6，7。量化的门限为量化区间的8等分点。对于相位量化判决时，由于我们定义θ＝π/16，θ为调制时相邻相位差的一半，所以量化的区间长度为2，量化门限为：1.75，1.5，1.25，1，0.75，0.5，0.25；对于幅度量化判决时，α跟调制时是一样的，所以幅度的量化区间长度为1，量化门限为：0.875，0.75，0.625，0.5，0.375，0.25，0.125。经过量化判决的信息流，送入Viterbi软译码器，译码输出就可获得原发送的信息。

以上所述的表1-4为：

表1幅度差分调制(Gray编码)；

表2相位差分调制(Gray编码)；

表3幅度差分解调；

表4相位差分解调；

r(k，m)		INFORMATIONBITS b0b1
						00	01	11	10
		|s(k，m-1)|	1	1	a					a2	a3
a	1					a	a2	a-1
			a2	1	a				a-2	a-1
a3	1					a-3	a-2	a-1

           表1

b2b3b4b5	Δφ(k，m)
		0000	0
0001	π/8
		0011	2π/8
0010	3π/8
		0110	4π/8
0111	5π/8
		0101	6π/8
0100	7π/8
		1100	8π/8
1101	9π/8

          表2

          表3

	Δφ(k，m)
									0	2θ	4θ	6θ	8θ	10θ	12θ	14θ
	bi，2bi，3bi，4bi，5	0000	0001	0011	0010	0110	0111	0101									0100
门限									-θθ	θ3θ	3θ5θ	5θ7θ	7θ9θ	9θ11θ	11θ13θ	13θ15θ
		16θ	-14θ	-12θ	-10θ	-8θ	-6θ	-4θ									-2θ
bi，2bi，3bi，4bi，5									1100	1101	1111	1110	1010	1011	1001	1000

门限

15θ-15θ

-15θ-13θ

-13θ-11θ

-11θ-9θ

-9θ-7θ

-7θ-5θ

-5θ-3θ

-3θ-θ

                                     表4

仿真结果如图3-图6所示。其中图3和图5是DRM标准采用64QAM调制的系统性能；图4和图6是采用64DAPSK调制系统的性能。图3和图4是未编码时两种实现方式的误码率曲线，图5采用分层编码，平均编码速率为0.6，图6采用Gray和卷积编码，编码速率为0.5。可以看出，在DRM信道2条件下，新的调制方式比标准中的调制方式性能稍差一些，在误码率为10^-3时，前者比后者相差2dB的增益；在较差的信道3下，两者的性能基本上一样；在恶劣的信道4下，前者的性能就远远好于后者的性能了。经过信道译码后，从图5和图6中可以看出，我们提出的方案性能都要好于原来标准中方案的性能：在信道2下，约有1dB的增益，在信道3下有4dB增益，在信道4下好得更多，有15dB以上的增益。

Claims (1)

1、全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制解调得方法，基本特征在于，它依次含有以下步骤：

(1)在发射端，用第一个信号处理器(DSP)对输入的二进制信息依次进行如下操作：

1.1对上述二进制信息按照数字广播组织制定的标准中定义的交织方法进行交织；

1.2对交织后的信息以1/2编码速率用编码多项式为(133，171)的卷积编码进行编码；

1.3对经过编码后的信息进行分组，每6bits b₀b₁b₂b₃b₄b₅为一个单位，形成多个信息组；

1.4对编码后的信息分组分别进行差分幅度和差分相位的64DAPSK调制，把所要传输的第m-1个OFDM符号的第K个子载波所要传递的复绝对信号s(k，m-1)和第m个OFDM符号的第K个子载波所要传递的复绝对信号s(k，m)的幅度相对比值和构成相位差用上述信息分组中的6bits信息比特表示，其中b₀b₁表示上述两个符号的幅度相对比值，b₂b₃b₄b₅表示相位差，即：

s(k，m)＝A(k，m)e^jφ(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)e^jΔφ(k，m)

＝A(k，m-1)r(k，m)e^{j[φ(k，m-1)+Δφ(k，m)]}

上式中的幅度和相位可以进一步分解为：

A(k，m)＝A(k，m-1)r(k，m)

φ(k，m)＝φ(k，m-1)+Δφ(k，m)

其中：r(k，m)：表示上述两个符号的相对幅度；

      Δφ(k，m)：表示上述两个符号的相对相位；

      A(k，m-1)：表示符号s(k，m-1)的幅度；

在64DAPSK调制的星座图上，用α表示圆周半径比率，即各圆周半径与1的比值，α的范围为[1.36，1.42]。从而，基于Gray编码，在|s(k，m-1)|确定时，不同取值的信息比特表示上述两个符号间的不同的相对幅度r(k，m)，即：

设定|s(k，m-1)|依次按1，α，α²，α³变化，则：

r(k，m)相应地依次为1，1，1，1时，b₀b₁＝00，

r(k，m)相应地依次为α，α，α，α^-3时，b₀b₁＝01，

r(k，m)相应地依次为α²，α²，α^-2，α^-2时，b₀b₁＝11，

r(k，m)相应地依次为α³，α^-1，α^-1，α^-1时，b₀b₁＝10；

在b₂b₃b₄b₅＝0000代表上述两个符号间的相对相位为Δφ(k，m)＝0，当b₂b₃b₄b₅的值依次从0000增至1101时，Δφ(k，m)便依次以π/8的相同的增量增加。

1.5把64DAPSK调制后的信息分组经OFDM调制发射机发送到短波信道。

(2)在接收端，利用前后两个符号的比值，分别提取符号比值和相位差信息，进行查分解调，恢复原来的信息，用第二个DSP依次按下面操作来实现：

2.1接收端对64DAPSK进行解调

设：接收端的第m个OFDM符号的第K个子载波和第m-1个子载波上的复绝对值符号分别为r(k，m)和r(k，m-1)，则得到的差分复值为：

$y_r(k,m)=\frac{r(k,m)}{r(k,m-1)}=\frac{A(k,m)H(k,m)+w(k,m)}{A(k,m-1)H(k,m-1)+w(k,m-1)}$

其中，H(k，m)是信道在第m个符号第k个子载波出的频响值，w(k，m)是第k个子载波上的加性高斯白噪声，w(k，m-1)是第k-1个子载波的加性高斯白噪声。当信道变化较慢时，

                  y_r(k，m)＝r(k，m)e^jΔφ(k，m)

2.2对y_r(k，m)进行硬判决

对于r(k，m)：判决门限取具相应幅度分界点的中点；

对于Δφ(k，m)：判决门限取θ＝π/16；

2.3对A(k，m)进行软判决

在每一位变化的位置处进行3bits的量化处理，共有0，1，2，3，4，5，7八个等分点，形成八个量化空间。

在做相位量化判决时，量化区间的长度为2，量化的门限依次为：1.75，1.5，1.25，1，0.75，0.5和0.25；

在做幅度量化判决时，量化区间的长度为1，量化门限为：0.875，0.75，0.625，0.5，0.375，0.25和0.125；

2.4把经过量化判决的信息送入维特比译码器进行信道译码；

2.5从维特比软判决译码后的输出便得到所要的原发送的信息。

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