CN101562499B - 16apsk编码调制中软判决信息获取方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种16APSK编码调制中软判决信息获取方法，主要解决现有的硬判决信息不能用于软输入软输出译码器进行译码的问题。其实施步骤为：(1)将16APSK的星座图按顺序分解为4幅子星座图，每幅子星座图的星座点的码元值为原星座图对应星座点的码元序列对应位置的码元；(2)分别计算出这4幅子星座图中判决门限；(3)将16APSK解调器接收到的调制信号值分别映射到4幅子星座图的坐标系中，根据每幅子星座图的判决门限，分别计算4幅子星座图的软判决信息；(4)将计算得到的4位软判决信息按顺序合并，得到译码器所需的软判决信息序列。本发明极大地简化了运算复杂度，减少了运算时间，可以作为一种快速获取软判决信息的方法应用于实际系统中。

Description

16APSK编码调制中软判决信息获取方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及软判决信息获取方法，可用于Turbo码或LDPC码级联16APSK时在译码时获取软判决信息。

背景技术

编码和调制是通信系统的重要组成部分，是提高系统性能的关键技术。特别在卫星移动通信中，编码和调制方式的选取对于整个系统的性能有着举足轻重的影响。

卫星通信信道是典型的功率和带宽都受限的信道，幅度相位键控APSK作为一种正交幅度调制QAM与相移键控PSK调制的结合方法，既减小了对放大器非线性的敏感性，又提高频谱利用率，在宽带卫星通信中得到广泛关注。Turbo码、LDPC码等编码技术使得对抗恶劣信道的能力大大增强，将Turbo码、LDPC码与APSK调制技术结合，特别是与16APSK这种高阶的APSK调制技术结合，将对解决非线性卫星信道的通信技术来说是一个非常有吸引力的技术方案，可以提高可靠性和效率。

图1为现有的Turbo码或LDPC码与16APSK调制技术结合的无线通信系统，信号通过该系统进行传输，有如下步骤：

1.用户通过信号发送端向信号接收端发送信息码元序列，序列中的每个码元符号代表1位二进制信号0或者1；

2.信息码元序列通过Turbo或者LDPC的编码器进行编码，加入校验码元，生成编码序列，编码序列也是一连串0或者1二进制信号；

3.编码序列通过16APSK进行调制，将编码序列的每4位连续码元调制成1位调制信号，生成调制信号序列；

4.调制信号被传送给信号接收端，传送过程中由于各种噪声的干扰，调制信号序列会出现失真；

5.信号接收端接收到已经失真的调制信号序列，对调制信号序列按照本发明提供的软判决信息获取方法进行16APSK的解调，产生软判决信息序列；

6.软判决信息序列通过Turbo或者LDPC译码器进行译码后，得到用户最初发送的信息序列。

上述无线通信系统中，由于Turbo码和LDPC码要求有一种软输入、软输出的译码方法，这就要求16APSK的解调必须输出软判决信息。

软判决，就是将解调以后得到的模拟信号直接输入到译码器进行译码；硬判决就是将解调以后得到的信号强制进行判决，设定一个判决门限，如果信号值高于门限就认为信号值为1，否则认为信号值为0，即输入到译码器进行译码的是0、1码序列的硬判决信息。硬判决会导致接收端信息的不可恢复的丢失，因此它的性能差于软判决的性能。

软判决信息就是为了进行软判决而解调后得到的信号值，它会被直接输入译码器进行译码。软判决信息具有这样的特点：(1)它的正负号代表硬判决值，小于0就认为信号值为0，大于0就认为信号值为1；(2)它的绝对值代表硬判决的可信度，绝对值越大，表明判决的可信度越高。

目前，计算软判决信息的方法基于最大似然准则，它的缺点是：(1)运算量大，对硬件计算能力的要求较高，需要花费的成本大；(2)运算时间长，会造成时延，不利于接收端和发送端信号的同步。

由于16APSK调制技术的星座图的结构复杂，目前还没有有效的软判决信息获取方法，对16APSK的解调还主要以硬判决为主，而硬判决信息不利于软输入软输出译码。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的缺点，提出一种快速、简单的16APSK编码调制软判决信息获取方法，以实现对Turbo码和LDPC码的软输入软输出译码提供软判决信息。

为实现上述目的，本发明用于16APSK编码调制中软判决信息获取方法，包括如下步骤：

(1)将16APSK的星座图按顺序分解为4幅子星座图，每幅子星座图的星座点的码元值为原星座图对应星座点的码元序列对应位置的码元；

(2)分别计算出这4幅子星座图中判决门限，用于判定接收信号为二进制信号0或者1；

(3)将16APSK解调器接收到的调制信号值分别映射到4幅子星座图的坐标系中，根据每幅子星座图的判决门限，分别计算4幅子星座图的软判决信息；

(4)将计算得到的4位软判决信息按顺序合并，得到译码器所需的软判决信息序列。

上述步骤(2)所述的分别计算出4幅子星座图中判决门限，按如下公式计算：

第1幅子星座图的门限计算公式为：

$W_1=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right),$ 式中R_out1为第1幅子星座图的外圆半径，R_in1为第1幅子星座图的内圆半径；

第2幅子星座图的门限计算公式为：

$W_2=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right),$ 式中R_out2为第2幅子星座图的外圆半径，R_in2为第2幅子星座图的内圆半径；

第3幅子星座图的门限计算公式为：W₃＝0；

第4幅子星座图的门限计算公式为：W₄＝0。

上述步骤(3)所述的分别计算4幅子星座图的软判决信息，按如下公式计算：

第1幅子星座图的软判决信息计算公式为： ${\tilde{m}}_1=W_1-\left|a\right|,$ 式中W₁为第1幅子星座图的判决门限，a为调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 的实部；

第2幅子星座图的软判决信息计算公式为： ${\tilde{m}}_2=W_2-\left|b\right|,$ 式中W₂为第2幅子星座图的判决门限，b为调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 的虚部；

第3幅子星座图的软判决信息计算公式为： ${\tilde{m}}_3=W_3-a,$ 式中W₃为第3幅子星座图的判决门限，a为调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 的实部；

第4幅子星座图的软判决信息计算公式为： ${\tilde{m}}_4=W_4-b,$ 式中W₄为第4幅子星座图的判决门限，b为调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 的虚部。

本发明具有如下优点：

(1)本发明由于将标准的16APSK星座图分解为4幅子星座图，简化了原星座图的结构，分解得到的4幅子星座图比原星座图更直观，有利于快速确定判决门限；

(2)本发明由于分别计算4幅子星座图的判决门限，再根据判决门限分别计算软判决信息，可将软判决信息序列的计算简化为对4个单独的软判决信息的计算，极大地简化了运算的复杂度；

(3)本发明由于计算得到的软判决信息序列中的每一位软判决信息是通过不同的独立子星座图分别计算得出，所以它们之间不会相互干扰，避免了由于软判决信息之间相互干扰而导致译码效果降低的情况；

(4)本发明由于极大地简化了运算的复杂度，所以计算速度快，能在极短的时间内得出Turbo码和LDPC码的译码器所需的软判决信息，不容易造成时延，有利于信号的同步接收。

附图说明

本发明可通过以下附图进一步详细说明：

图1是现有无线通信系统的系统框图；

图2是本发明16APSK调制编码软判决信息获取方法的过程图；

图3是DVB-S.2标准中提供的(4+12)的16APSK星座图；

图4是本发明将图3所示星座图分解得到的第1幅子星座图；

图5是本发明将图3所示星座图分解得到的第2幅子星座图；

图6是本发明将图3所示星座图分解得到的第3幅子星座图；

图7是本发明将图3所示星座图分解得到的第4幅子星座图。

具体实施方式

参照图2，本发明的软判决信息获取方法的具体步骤如下：

步骤1.将16APSK的星座图按顺序分解为4幅子星座图。

16APSK的星座图如图3所示。根据图3的星座图结构创建4幅新的星座图，使它们与图3拥有相同的星座点个数，且每个星座点的位置与图3完全相同；由于图3中的每一个星座点的星座值是一组4位码元序列m₁m₂m₃m₄，故将该码元序列先按顺序分解为单独的4位码元m₁，m₂，m₃，m₄；再将m₁，m₂，m₃，m₄的值依次赋给4幅新星座图中与图3中星座点位置相同的星座点，作为其码元值，得到4幅子星座图，如图4-图7所示。其中：

图4是第1幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第1个码元；

图5是第2幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第2个码元；

图6是第3幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第3个码元；

图7是第4幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第4个码元。

步骤2.分别计算出图4-图7这4幅子星座图中的判决门限。

(2.1)计算第1幅子星座图中的判决门限W₁

参照图4，所有码元值为1的星座点坐标的实部均靠近Y轴，而所有码元值为0的星座点坐标的实部均远离Y轴，因此本发明利用接收到的调制信号

信号值的实部进行判决，将判决门限选取为实部相隔最近的0码元值和1码元值对应的星座点的中线，即为图4中的H1和H2两条直线，其判决门限值为：

$W_1=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right),$

式中R_out1为图4子星座图的外圆半径，R_in1为图4子星座图的内圆半径；

(2.2)计算第2幅子星座图中的判决门限W₂

参照图5，所有码元值为1的星座点坐标的虚部均靠近X轴，而所有码元值为0的星座点坐标的虚部均远离X轴，因此本发明利用接收到的调制信号

信号值的虚部进行判决，将判决门限选取为虚部相隔最近的0码元值和1码元值对应的星座点的中线，即为图5中的G1和G2两条直线，其判决门限值为：

$W_2=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right),$

式中R_out2为图5子星座图的外圆半径，R_in2为图5子星座图的内圆半径；

(2.3)计算第3幅子星座图中的判决门限W₃

参照图6，所有码元值为1的星座点坐标的实部均小于0，而所有码元值为0的星座点坐标的实部均大于0，因此本发明利用接收到的调制信号

信号值的实部进行判决，将判决门限选取为图6中的Y坐标轴，其判决门限值为：W₃＝0；

(2.4)计算第4幅子星座图中的判决门限W₄

参照图7，所有码元值为1的星座点坐标的虚部均小于0，而所有码元值为0的星座点坐标的虚部均大于0，因此本发明利用接收到的调制信号

信号值的虚部进行判决，将判决门限选取为图7中的X坐标轴，其判决门限值为：W₄＝0。

步骤3.根据判决门限，分别计算每一幅子星座图的软判决信息。

设输入的调制信号

为 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb},$ 将该复数值分别映射到图4-图7子星座图所在的坐标系中，分别计算各自的软判决信息。

(3.1)将调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 映射到图4，由于图4利用调制信号

的实部a进行判决，本发明通过比较a与判决门限W₁的值，得到第1位软判决信息为：

${\tilde{m}}_1=W_1-\left|a\right|;$

(3.2)将调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 映射到图5，由于图5利用调制信号的虚部b进行判决，本发明通过比较b与判决门限W₂的值，得到第2位软判决信息为：

${\tilde{m}}_2=W_2-\left|b\right|;$

(3.3)将调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 映射到图6，由于图6利用调制信号

的实部a进行判决，本发明通过比较a与判决门限W₃的值，得到第3位软判决信息为：

${\tilde{m}}_3=W_3-a;$

(3.4)将调制信号 $\tilde{r}=a+\mathrm{jb}$ 映射到图7，由于图7利用调制信号的虚部b进行判决，本发明通过比较b与判决门限W₄的值，得到第4位软判决信息为：

${\tilde{m}}_4=W_4-b.$

步骤4.合并软判决信息，得到软判决信息序列。

将计算得到的四位软判决信息

按顺序进行排列，得到译码器所需要的软判决信息序列为

为了验证本发明的可实施性，以下给出一个参照图1的无线通信系统传送信息过程中16APSK调制编码软判决信息获取的实例，该实例的信号传输过程如下：

1)用户在信号发送端将源信息序列通过Turbo编码器进行编码，得到编码序列0011 1111...，本实例取前8位编码序列0011 1111用于信号传输过程中16APSK调制编码软判决信息获取方法的说明。

2)编码序列0011 1111按照图3所示的16APSK的星座图进行调制，星座图的外圆半径R_out＝2.7，内圆半径R_in＝1，每4位连续码元生成1位调制信号：查找0011序列在图3所示的星座图中对应的星座点，其坐标值为(-1.9092，-1.9092)，得到该4位码元序列的调制信号值为-1.9092-1.9092j；查找1111序列在图3所示的星座图中对应的星座点，其坐标值为(-0.7071，-0.7071)，得到该4位码元序列的调制信号值为-0.7071-0.7071j。因此，编码序列0011 1111生成的2位调制信号序列为(-1.9092-1.9092j，-0.7071-0.7071j)。

3)信号发送端将该调制信号序列发送给信号接收端，由于发送过程中信号受到干扰而失真，信号接收端接收到的调制信号序列为：

(-0.9092+1.1072j，-1.7071-0.9071j)。

4)信号接收端根据本发明提供的方法将接收到的2位调制信号序列(-0.9092+1.1072j，-1.7071-0.9071j)进行解调，由于每1位调制信号生成4位软判决信息，所以该调制信号序列共生成8位软判决信息。

对于调制信号-0.9092+1.1072j，根据本发明提供的软判决信息获取方法，计算步骤如下：

4.1)将图3所示的星座图分解成图4-图7所示的4幅子星座图。

4.2)分别计算图4-图7的子星座图的判决门限。

第1位码元的判决门限为：

$W_1=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}1}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}1}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right)$

$=\frac{1}{2}(2.7\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{2.7\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right);$

$=1.3081$

第2位码元的判决门限为：

$W_2=\frac{1}{2}(R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{R_{\mathrm{out}2}\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},R_{\mathrm{in}2}\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right)$

$=\frac{1}{2}(2.7\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}+\max \{2.7\cos \frac{5\mathrm{\π}}{12},\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}\left\}\right);$

$=1.3081$

第3位码元的判决门限为：

W₃＝0；

第4位码元的判决门限为：

W₄＝0。

4.3)将调制信号-0.9092+1.1072j分别映射到图4-图7子星座图所在的坐标系中，根据每幅星座图的判决门限，分别计算各自的软判决信息。

第1位软判决信息为m₁＝W₁-|-0.9092|＝0.3989；

第2位软判决信息为m₂＝W₂-|1.1072|＝0.2009；

第3位软判决信息为m₃＝W₃-(-0.9092)＝0.9092；

第4位软判决信息为m₄＝W₄-1.1072＝-1.1072。

4.4)将四位软判决信号按顺序合并，得到调制信号-0.9092+1.1072j的软判决信息序列(0.3989，0.2009，0.9092，-1.1072)。

对于调制信号-1.7071-0.9071j的软判决信息的计算过程，可以参照以上步骤4.1)-4.4)，计算后得到其软判决信息序列为(-0.3990，0.4010，1.7071，0.9071)。

所以，接收到的2位调制信号序列(-0.9092+1.1072j，-1.7071-0.9071j)按照本发明提供的软判决信息获取方法生成的软判决信息序列为：

(0.3989，0.2009，0.9092，-1.1072，-0.3990，0.4010，1.7071，0.9071)。

5)接收端的Turbo译码器根据8位软判决信息序列进行译码，得到最终的译码结果。

本发明所提供的16APSK编码调制软判决信息获取方法，适用于任何需要软判决信息作为输入的译码器，不限于上文所提到的Turbo和LDPC译码器。

本发明不限于所给出的这种实施例，显然任何人在了解了本发明的技术构思以后均可作出不同的实施方式，这些方式均在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种16APSK编码调制中软判决信息获取方法，包括如下步骤：

(1)将16APSK的星座图按顺序分解为4幅子星座图，每幅子星座图的星座点的码元值为原星座图对应星座点的码元序列对应位置的码元；

(2)分别利用如下公式计算出这4幅子星座图中判决门限，用于判定接收信号为二进制信号0或者1：

第1幅子星座图的门限计算公式为：

式中R_out1为第1幅子星座图的外圆半径，R_in1为第1幅子星座图的内圆半径；

第2幅子星座图的门限计算公式为：

式中R_out2为第2幅子星座图的外圆半径，R_in2为第2幅子星座图的内圆半径；

第3幅子星座图的门限计算公式为：W₃＝0；

第4幅子星座图的门限计算公式为：W₄＝0；

(3)将16APSK解调器接收到的调制信号值分别映射到4幅子星座图的坐标系中，根据每幅子星座图的判决门限，分别按如下公式计算4幅子星座图的软判决信息： 

第1幅子星座图的软判决信息计算公式为： 

式中W₁为第1幅子星座图的判决门限，a为调制信号 

的实部；

第2幅子星座图的软判决信息计算公式为： 

式中W₂为第2幅子星座图的判决门限，b为调制信号 

的虚部；

第3幅子星座图的软判决信息计算公式为： 

式中W₃为第3幅子星座图的判决门限，a为调制信号 

的实部；

第4幅子星座图的软判决信息计算公式为： 

式中W₄为第4幅子星座图的判决门限，b为调制信号 

的虚部；

(4)将计算得到的4位软判决信息按顺序合并，得到译码器所需的软判决信息序列。

2.根据权利要求1所述的软判决信息获取方法，其中步骤(4)所述将计算得到的4位软判决信息按顺序合并，是按照所分解的子星座图的顺序排列成 

序列。 

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