CN117768034A - 一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 - Google Patents
一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN117768034A CN117768034A CN202311679623.1A CN202311679623A CN117768034A CN 117768034 A CN117768034 A CN 117768034A CN 202311679623 A CN202311679623 A CN 202311679623A CN 117768034 A CN117768034 A CN 117768034A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- symbol
- information
- dpsk
- constellation
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 title claims abstract description 68
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 47
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims abstract description 57
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 6
- 230000002146 bilateral effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 6
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010835 comparative analysis Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
本发明涉及一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，属于空间光通信领域。该方法通过两个判决轴对DPSK符号的信息为进行逐一判决，根据判决逻辑确定新的星座图；根据新的星座图在信号发送端确定DPSK预编码方案，以定义星座图内的星座点的相位分布，发送端将信息调制到光信号的相位中以进行信息传输；接收端解调出各个星座点在第一判决轴上以及第二判决轴上的幅度信息；根据新的星座图以及解调出的星座点分别在两个判决轴上的幅度信息来确定新的判决规则进行逐一判决，得到每个符号的所有信息位，进行并串转换后恢复出原始的比特序列。本发明通过新的编码方式，提升高阶DPSK系统的灵活性，简化高阶DPSK系统的结构，并在一定程度上提升BER性能。
Description
技术领域
本发明属于空间光通信领域，涉及一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法。
背景技术
自由空间光通信(Free Space Optics，FSO)作为一种能满足高速传输需求的有前景的通信技术，它具有安全性高、抗电磁干扰能力强、成本低、部署灵活性高以及传输容量大等优势。如今，射频通信的频谱资源日益稀缺，光纤通信又具有高成本、光纤难以铺设到一些欠发达地区的缺点。FSO通信技术可以作为射频和光纤通信的替代方案，成为通信的主链路、从链路、灾备链路等。因此，FSO技术显示出了广阔的应用前景，成为最有前途的通信技术。
虽然FSO通信有很多优势，但是由于光束是在自由空间进行传输，其性能的好坏很大程度上取决于天气质量的高低。主要的影响因素有：散射、吸收和大气湍流。其中大气湍流是由于温度、压强等因素引起的大气不规则运动，从而导致信道折射率的变化，这会引起相位畸变，因此FSO通信会对相位噪声提出更高的要求。DPSK调制技术(DifferentialPhase Shift Keying，DPSK)相比于PSK调制技术，可以克服相位模糊的缺陷，而且高阶的DPSK调制具有更高的频谱效率；DPSK调制技术相比于FSO通信常用的OOK调制，具有3dB的接收灵敏度。但是随着DPSK调制阶数的变大，FSO的DPSK系统的发送端和接收端的复杂度也会逐渐升高。这具体体现为：调制端相移器个数、接收端解调支路数量的不断增加。在实际应用中，会伴随着成本升高、难以实现的问题。
本发明提出了一种新的基于高阶DPSK系统的编码方式，来实现星座图的重新映射，通过简化判决逻辑以实现高阶DPSK系统接收端的结构简化，节省了器件的使用规模，这有利于技术的实际应用和推广。本发明设计的编码方式，不仅可以在很大程度上降低接收端的复杂性，并且还可以提高系统发送端和接收端的灵活性，使DPSK系统不会随着调制阶数的升高而不断的增加相位调制器的数量，也不用改变接收端的系统结构。并且，简化后的系统与传统系统在相同的信道条件和发射功率的条件下，由于解调支路的减少，接收端的每个解调支路所分配到的光功率更大，因此简化系统还会获得一定程度上的BER性能提升。因此，本发明的优势在于通过新的编码方式，提升高阶DPSK系统的发送端和接收端的灵活性，简化高阶DPSK系统的接收端的结构，并在一定程度上提升BER性能。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，该编码方法包括以下步骤：
S1：通过两个判决轴对DPSK符号的信息为进行逐一判决，根据判决逻辑确定新的星座图；
S2：根据新的星座图在信号发送端确定DPSK预编码方案，以定义星座图内的星座点的相位分布，发送端将信息调制到光信号的相位中以进行信息传输；
S3：接收端将接收的光信号等功率分成四部分，其中，接收端解调出第一、二部分的各个星座点在第一判决轴上的幅度信息；接收端解调出第三、四部分的各个星座点在第二判决轴上的幅度信息；
S4：根据新的星座图以及解调出的星座点分别在两个判决轴上的幅度信息来确定新的判决规则，根据每个信息位独立判决的思路，进行逐一判决，得到每个符号的所有信息位，进行并串转换后恢复出原始的比特序列。
进一步，该编码方法在S1中确定新的星座图时其每个星座点均分布在非判决轴上，并且各个星座点之间的相同信息位均符合左右以及上下对称的规律。区别于传统的高阶DPSK系统按不同信息位分别将判决轴旋转到不同的角度的解调方法，设计的新的星座图只需要两个判决轴，利用不同星座点分别在两路上的幅度信息的差异即可得到星座点的所有信息位信息。
进一步，该编码方法在S1中的星座点分布规律为：以第一判决轴为界限将星座图分为左右两部分，左侧的符号第一信息位均为0，右侧的符号第一信息位均为1；以第二判决轴为界限将星座图分为上下两部分，上侧的符号的第二个信息位均为1，下侧的符号的第二个信息位均为0；其他信息位以第一判决轴或第二判决轴为对称轴。进一步地，第一判决轴记为Q轴，第二判决轴记为I轴。新的星座图的符号判决逻辑依然是按照不同的信息位进行独立判决，根据各个星座点分别在两个判决轴上的幅值差异来设定判决门限，进行一一判决，最后将判决出来的不同信息位进行串并转换，即可得到原始的比特序列。
进一步，该编码方法在S2中确定预编码方案的方式包括：给定一个参考符号，其选则M个符号中的任意符号的相位作为绝对相位；根据不同的信源符号在新的星座图上找到其相对相位，某符号的绝对相位就是上一个符号的绝对相位与此符号的相对相位相加，然后下一个符号的绝对相位为在此符号的绝对相位上与下一个符号的相对相位相加得到，以此类推，直到所有符号编码完毕。设计的新的编码方式可以自定义星座点的起始相位，灵活地定义不同符号的相位分布，为接收端的符号判决提供便利，这样就可以根据新的星座图来确定新的判决规则。
进一步，该编码方法在S2中确定编发方案的具体方式为：若{S1，S2…Sk}表示信源的第i个符号，代表第i个符号的相对相位((k＝1,2...k))，/>的取值集合是新的星座图的相位集合；编码前给定一个参考符号S0，它的相对相位是/>编码时，当前符号的绝对相位是在前一个符号的绝对相位上加上这个符号的相对相位，即Sk的绝对相位为然后根据本符号的绝对相位在星座图上确定的点在两个轴的幅度值来输出上下两路进行幅度调制所需要的M进制信号。
进一步，该编码方法在步骤S3中进行解调时将接收到的光信号分成四部分信号，其中，第一、第二部分经过时延器、耦合器和光电探测器后得到不同星座点在第一判断轴上的幅度信息；第三、第四部分通过额外的一个相移器将判决轴旋转至与第一判决轴相差90°的位置，再经过时延器、耦合器和光电探测器后得到不同星座点在第二判断轴上的幅度信息；进而通过不同星座点的两个判决轴上的信息确定此星座点在星座图上的唯一位置。
进一步，该编码方法在S4中确定判决规则时根据每个星座点在两个判决轴上的幅度值限定边界，以确定每个星座点不同信息位的判决门限，进而以仅需两个判决轴的方式完成信源符号的判决。DPSK星座点在星座图上由I、Q两个轴上的两个值确定唯一的位置，当信号受到信道以及器件噪声影响时，此星座点会在理论位置上发生一定程度的偏移，但是每两个星座点之间都有一定的相位间隔，所以在I、Q轴上的幅度值也有一定的限制范围；那么根据每个星座点在两个判决轴上的幅度值限定边界，即可确定每个星座点不同信息位的判决门限，实现只用两个判决轴就可以完成DPSK符号的判决
进一步，该编码方法针对调制阶数为8的DPSK符号进行判决时的规则为：若i＞0，则a＝1，否则a＝0；若q＞0，则b＝1，否则b＝0；若|q|-|i|＞0，那么c＝0；若|q|-|i|＜0，那么c＝1；其中，a表示第一个信息位；b表示第二个信息位；c表示第三个信息位。
进一步，该编码方法针对调制阶数为16的DPSK符号进行判决时的规则为：若i＞0，则a＝1，否则a＝0；若q＞0，则b＝1，否则b＝0；若|q|-|i|＞0，那么c＝0；若|q|-|i|＜0，那么c＝1；若|q|-|i|＜0且则d＝1，否则d＝0；若|q|-|i|＞0且/>则d＝0，否则d＝1；其中，a表示第一个信息位；b表示第二个信息位；c表示第三个信息位；d表示第四个信息位。
本发明的有益效果在于：
(1)本申请的编码方法可以利用此种编码方案实现星座图的星座点的指定相位分布，任意星座点的排布给符号判决方法带来了更多的可能性，所以可以通过改变符号的判决方式，达到简化系统结构的目的，并且系统结构不会随着DPSK调制阶数的改变而改变。
(2)由于解调支路的减少，每个解调支路的接收光功率变大，那么信号受到的接收端的器件噪声的影响越小，所以能一定程度上提升系统的误码性能。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为传统8DPSK系统星座图(图a)和简化8DPSK系统星座图(图b)；
图2为传统16DPSK系统星座图(图a)和简化16DPSK系统星座图(图b)；
图3为传统8DPSK系统和传统16DPSK系统的系统结构；
图4为简化高阶DPSK系统的系统结构和新的编码规则；
图5为简化8DPSK系统在不同接收光功率下的BER性能曲线；
图6为简化16DPSK系统在不同接收光功率下的BER性能曲线；
图7为简化8DPSK系统与传统8DPSK系统在不同接收光功率和不同大气湍流下的BER性能对比曲线；
图8为简化16DPSK系统与传统16DPSK系统在不同接收光功率和不同大气湍流下的BER性能对比曲线。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
下面将结合附图1～8，对本发明实施例中的主要技术方案进行详细描述。
传统的自由空间光高阶DPSK系统的解调方式是将每个符号中的n(M＝2n,n≥2，M为调制阶数)个信息位进行独立判决，即需要将判决轴旋转分别旋转至若干个不同的角度，需要的解调支路数量至少为2(n-1)。显而易见，当调制阶数M越大时，n越大，解调支路的数量会越来越多，那必然带来解调复杂度的提升和实际应用成本的增加。
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，该编码方法包括以下步骤：
S1：通过两个判决轴对DPSK符号的信息为进行逐一判决，根据判决逻辑确定新的星座图；
S2：根据新的星座图在信号发送端确定DPSK预编码方案，以定义星座图内的星座点的相位分布，发送端将信息调制到光信号的相位中以进行信息传输；
S3：接收端将接收的光信号等功率分成四部分，其中，接收端解调出第一、二部分的各个星座点在第一判决轴上的幅度信息；接收端解调出第三、四部分的各个星座点在第二判决轴上的幅度信息；
S4：根据新的星座图以及解调出的星座点分别在两个判决轴上的幅度信息来确定新的判决规则，根据每个信息位独立判决的思路，进行逐一判决，得到每个符号的所有信息位，进行并串转换后恢复出原始的比特序列。
为此，本发明提出了利用重新设计编码方式的方法提出了简化系统结构。首先，高阶DPSK系统的复杂度主要是由于判决逻辑的复杂性导致的，所以要尽量减少判决轴的数量。本发明实现只用两个判决轴(两个解调支路)完成所有信息位的判决，不用随调制阶数的改变而改变解调端的结构。基本思想是通过星座点的重构(即编码方案的重新设计)，根据不同星座点在两个判决轴上的幅度差异，完成每个符号不同信息位的判决。图1是8DPSK传统系统的星座图和简化系统重构的星座图，图2为16DPSK传统传统系统的星座图和简化系统重构的星座图。从图1(a)可以看出，传统的8DPSK系统需要4个判决轴：星座点分别在在判决轴cos(Δφ-5π/8)和cos(Δφ-π/8)上的正负值决定a、b信息位是1还是0，然后根据星座点在判决轴cos(Δφ-3π/8)和判决轴cos(Δφ-7π/8)上的正负值分别判出1或0，再将判决结果进行异或逻辑运算才能得到c信息位。相应地，对于传统的16DPSK系统，图2(a)，需要6个判决轴才能将每个符号的4个信息位全部恢复。那么，8DPSK系统需要4个解调支路，16DPSK系统需要6个解调支路才能完成全部信息位的判决，图3展示了传统8DPSK和16DPSK系统的系统结构。如果继续增大调制阶数，那么判决支路的数量还要继续增多。
实施例1
由以上分析可见，简化系统相较于传统系统，因为解调支路的数量至少减少一半，简化系统每一路用于解调的光信号的功率更大，所以会表现出更优异的BER性能。在设备规模的使用上，传统系统每一个解调支路所用的MZI(Mach-Zehnder interferometer,MZI)包含两个耦合器、一个时延器和一个光相移器，而简化系统两个解调支路一共只需要两个耦合器、一个相移器和一个两个时延器；传统系统每一个解调支路都需要两个光电探测器，简化系统一共只需要四个光电探测器；传统系统的发送端需要一个MZM和若干个相位调制器(Phase Modulator,PM)，简化系统需要两个MZM。
根据以上的编码规则，能够得到每个DPSK符号所对应的绝对相位。因为最终要将信息调制到光信号的相位中，所以分别在同向支路和正交支路上进行光信号的幅度调制，最后将各路调制后的信号相加即可得到相位调制信号。设激光器发出的光为E0(t)，经过第一个耦合器后将光源分为两束分别为E1out(t)和E2out(t)：
上、下支路的光信号各自经过马赫曾德尔调制器(Mach-Zehndermodulator,MZM)进行幅度调制，调制后的光信号输出分别为Eup(t)、Edown(t)：
其中，C1和C2是常数，和MZM内部的参数“消光比”有关，这里规定两个MZM的消光比大小一致，那么有C1＝C2；MZM工作在推挽模式时，V1(t)＝-V2(t)(V1(t)＞0)，V3(t)＝-V4(t)(V3(t)＞0)，V1(t)、V2(t)是上支路输入到MZM两个端口的电信号的电压，V3(t)、V4(t)是下支路输入到MZM两个端口的电信号的电压；V是MZM的开关电压。如果功率合并器的功率损耗忽略不计，那么功率合并器将两个幅度调制光信号进行合并得到：
Eout(t)即为发送端发出的调制信号。令 那么有：
式(5)也就是发送端调制后的光信号，幅度C是常量，信息存在于相位中。明显地，/>由V、V1(t)和V3(t)三个值来共同决定，其中V1(t)、V3(t)的大小与编码模块输出的M进制信号有关，需要根据每个符号的绝对相位来决定：根据绝对相位在星座图上所决定的点确定在两个轴上的幅值的大小，来确定输出的M进制的大小。
综上，系统发送端的结构从由一个MZM和若干个相位调制器组成的串联结构，简化为由两个MZM组成的并联结构，两路分别进行幅度调制后相加得到最后的相位调制信号。此结构具有一定的灵活性，不需要随着DPSK调制阶数的变化而改变相位调制器的数量，即不需要改变发送端的结构。
据两路判决的需求，只需要两个判决轴，即系统的接收端只需要两路进行解调。那么在第一个判决轴的基础上，另一路只需要将判决轴旋转90°即可。
假设系统接收端收到的光信号被1:1:1:1的等功率分光器分成功率相等的四部分，分别表示成E1(t)＝E2(t)＝E3(t)＝E4(t)＝AejΦ(t)。其中，E1(t)、E2(t)、E3(t)和E4(t)为分光器从上至下依次四个端口的输出，A为光信号的振幅(常数)，Φ(t)为当前光DPSK信号的相位。在解调端的上支路，E1(t)直接输入到x型耦合器的第一个端口，E2(t)进入x型耦合器第二个端口之前要先经过时延器以形成一个时间差τ，也就是两个DPSK符号之间的时间间隔，进行差分相位解调。那么最终x型耦合器两个端口的输出光信号E1out(t)、E2out(t)为：
式中，为耦合器的插入损耗，p由耦合器的复共轭定义参数“Conjugate”决定，p等于1或者-1。上支路规定α＝1，p＝1。然后经过两个光电探测器(PD)进行光信号到电信号的转换，输出的两个电信号i1、i2分别为：
i1、i2经过减法器后：
i1-i2＝2A2sin(Φ(t)-Φ(t-τ)) (9)
跟上支路不同的是，E4(t)输入到x耦合器第二个端口之前，E4(t)需要一个π/2的相移，即将判决轴顺时针旋转90°，那么经过x耦合器的输出光信号E3out(t)、E4out(t)为：
下支路规定α＝1，p＝-1。然后经过两个光电探测器(PD)进行光信号到电信号的转换，输出的两个电信号i3、i4分别为：
两个电信号i3、i4经过减法器后的输出为：
i3-i4＝2A2cos[Φ(t)-Φ(t-τ)] (13)
令也就是接收到的两个符号之间的相位差，即代表DPSK符号的相位，把公式(9)和公式(13)表示为：
其中，q、i为上路和下路的电流，代表的当前DPSK符号分别在Q、I判决轴上值的大小。根据8DPSK星座图和16DPSK星座图中每个符号的所在位置，即可根据i、q的值分别对8DPSK的三个信息位和16DPSK的四个信息位进行逐一判决。
综上，系统的接收端由原来的多个解调支路，变成固定的两个解调支路，且不会随着DPSK调制阶数的改变而改变，调制阶数越大的时候，节省的解调支路越多。
如下所示，表1为8DPSK绝对相位和I/Q路上MZM电压的关系；表2为仿真系统的关键参数设置。
表1
表2
实施例2
图1(b)展示了重新设计的8DPSK星座图，编码的具体实施方式以及简化后的系统如图4所示。
本实施例以8DPSK系统的具体编码方案举例：
假设给定参考符号为110(绝对相位为π/8)，接下来将信源的k个符号依次输入到编码器中进行逐一编码，如果第一个符号为111，那么这个符号的相对相位为3π/8，此符号的相对相位加上参考符号的绝对相位得到4π/8，这个相位即为111符号的绝对相位，如果第二个符号为011(相对相位为5π/8)，将此符号的相对相位与第一个符号的绝对相位4π/8相加得到第二个符号的绝对相位，按照此方法依次编码，直至k个符号编码完成；即，重新设计的8DPSK的星座图的第一个星座点的相位为π/8，每两个星座点相隔π/4的相位，那么八个符号的相位分别为{π/8,3π/8,5π/8,7π/8,9π/8,11π/8,13π/8,15π/8}。此编码方式符合格雷码编码的规则，8DPSK与上述相位一一对应的符号分别为{110，111，011，010，000，001，101}。
然后根据这个符号的绝对相位在两个轴上的大小生成对应的M进制，M进制的大小应符合表1中I/Q路的电压关系(V1(t)和V3(t)表示输入到MZM中的电压，V为MZM的开关电压)，使得最后光信号和M进制波形电信号进入MZM中进行光信号的幅度调制。两路分别进行幅度调制后，经过功率合并器对两路信号进行功率合并，即可生成最后的相位调制信号。
在简化系统的接收端，将光信号分为两路进行解调，上路不进行判决轴的旋转，直接进行差分相位解调，经过光电探测器和减法器后输出DPSK符号在Q轴上的值q(如式(9)所示)，下路将判决轴顺时针旋转90°，最后得到DPSK信号在I轴上的值i(如式(10)所示)。至此，DPSK符号在两个判决轴的信息已确定。本发明提出的8DPSK符号的判决规则如下：假定上支路和下之路经过减法器后输入的电信号的值分别用q和i表示，每个符号的三个信息位分别用a、b和c表示，若i＞0，则a＝1，否则a＝0，若q＞0，则b＝1，否则b＝0，若|q|-|i|＞0(||表示取绝对值)，那么c＝1，若|q|-|i|＜0，那么c＝0。
以上的判决门限是由图1(b)、图2(b)中的I、Q轴和虚线所表示的轴确定的。再获得符号在两个判决轴上电信号值的大小，根据以上的判决规则，就能完成8DPSK符号所有信息位的判决，恢复出原始的比特信息。此判决方法可以推广至更高的DPSK调制阶数。
根据表2的参数设置，通过光学仿真软件OptiSystem对简化后的自由空间光8DPSK系统进行了模拟，并对简化后的系统与传统光8DPSK进行了BER性能的对比分析。表1中需要指出的是，8DPSK系统的大气衰减值范围为[18dB,32dB]。
为了分析简化系统的BER性能，在给定大气折射率常数激光器发射光功率为20mw的情况下，测得了两个简化系统在不同接收光功率下的误码率和各个信息位各自的误码率数据，系统BER性能如图5所示，其中，图5的“简化8DPSK系统”曲线代表了8DPSK系统误码率。可以看出，在接收光功率约为-24dBm时，系统误码率为0.003632，接收光功率低于-24dBm时，系统BER将会低于FEC(Forward Error Correction,FEC)阈值，无法进行正常的通信。由于8DPSK三个信息位是独立判决的，所以各自的BER会表现出不同的特点。如图5的BER曲线所示，分别统计了a、b、c三个信息位的误码率，分别由“简化8DPSK系统—abit”、“简化8DPSK系统—b bit”和“简化8DPSK系统—c bit”三条曲线表示。可以看出，在接收光功率低于-23dBm时(排除了较高接受光功率的条件下比特发生偶然随机错误的情况)，BER呈现有规律的分布：a、b两个信息位的BER相近，c信息位的BER高于a、b两位。这是由于c信息位需要i、q两个值进行联合判决，更复杂的判决规则会带来更大的错判机率，即BER与判决逻辑的复杂性成正比，那么系统的BER将介于a、b信息位和c信息位的BER之间。
为了更好地对比分析传统系统和简化系统的BER性能，测出了大气折射率结构常数分别为(弱湍流)、/>(中湍流)和/>(强湍流)在不同接收光功率下的传统系统和简化系统的BER性能。如图7所示，简化8DPSK系统和传统8DPSK系统，它们在弱湍流和中湍流下的两条曲线，都各自表现出相近的BER性能；而在强湍流时，两个系统都表现出明显的BER性能的下降，这是因为强湍流使得信号产生较强的相位畸变。在接收光功率相同和BER大小都低于FEC阈值的时候：在弱中湍流的条件下，当BER大小相同时，简化8DPSK系统较传统8DPSK系统有大约4.2dBm的接收光功率增益；在强湍流的情况下，简化8DPSK系统较传统8DPSK系统有大约5dBm的接收光功率增益。
实施例3
图2(b)展示了16DPSK星座图。编码的具体实施方式以及简化后的系统如图4所示。
本实施例以16DPSK系统的具体编码方案举例：
假设给定参考符号为1110(绝对相位为π/16)，接下来将信源的k个符号依次输入到编码器中进行逐一编码，如果第一个符号为1111，那么这个符号的相对相位为3π/16，此符号的相对相位加上参考符号的绝对相位得到4π/16，这个相位即为1111符号的绝对相位，如果第二个符号为1101(相对相位为5π/16)，将此符号的相对相位与第一个符号的绝对相位π/16相加得到第二个符号的绝对相位，按照此方法依次编码，直至k个符号编码完成；即，重新设计的8DPSK的星座图的第一个星座点的相位为π/16，每两个符号之间间隔π/8，16个符号的相位分别为{π/16,3π/16,5π/16,...,27π/16,29π/16,31π/16}。此编码方式符合格雷码编码的规则，8DPSK与上述相位一一对应的符号分别为{1110，1111，1101，1100，0100，0101，0111，0110，0010，0011，0001，0000，1000，1001，1011，1010}。
然后根据这个符号的绝对相位在两个轴上的大小生成对应的M进制，M进制的大小应符合表1中I/Q路的电压关系(V1(t)和V3(t)表示输入到MZM中的电压，V为MZM的开关电压)，使得最后光信号和M进制波形电信号进入MZM中进行光信号的幅度调制。两路分别进行幅度调制后，经过功率合并器对两路信号进行功率合并，即可生成最后的相位调制信号。
在简化系统的接收端，将光信号分为两路进行解调，上路不进行判决轴的旋转，直接进行差分相位解调，经过光电探测器和减法器后输出DPSK符号在Q轴上的值q(如式(9)所示)，下路将判决轴顺时针旋转90°，最后得到DPSK信号在I轴上的值i(如式(10)所示)。至此，DPSK符号在两个判决轴的信息已确定。本发明提出的16DPSK符号的判决规则如下：假定上支路和下之路经过减法器后输入的电信号的值分别用q和i表示，每个符号的四个信息位分别用a、b、c和d表示，若i＞0，则a＝1，否则a＝0；若q＞0，则b＝1，否则b＝0；若|q|-|i|＞0(||表示取绝对值)，那么c＝0，若|q|-|i|＜0，那么c＝1；若|q|-|i|＜0且则d＝1，否则d＝0，若|q|-|i|＞0且/>则d＝0，否则d＝1。
以上的判决门限是由图1(b)、图2(b)中的I、Q轴和虚线所表示的轴确定的，以16DPSK星座图为例来说明：以Q轴为界限，在Q轴左侧的符号i＜0，在Q轴右侧的符号i＞0，所以将a信息位分别判为0和1；以I轴为界限，在I轴上侧的符号q＞0，在I轴下侧的符号q＜0，所以将b信息位分别判为1和0；以π/4相位在星座图上的点以及5π/4相位在星座图上的点的连线为判决轴(1)，以3π/4相位在星座图上的点以及7π/4相位在星座图上的点的连线为判决轴(2)，这两个轴所围成的四个区域中，上下两个区域|q|-|i|＞0，左右两个区域|q|-|i|＜0，则将c信息位分别判为0和1；在|q|-|i|＞0和|q|-|i|＜0四个判决区域内进一步划分判决区域，以7π/8相位在星座图上的点以及-π/8相位在星座图上的点的连线为判决轴(3)，以9π/8相位在星座图上的点以及π/8相位在星座图上的点的连线为判决轴(4)，以11π/8相位在星座图上的点以及3π/8相位在星座图上的点的连线为判决轴(5)，以13π/8相位在星座图上的点以及5π/8相位在星座图上的点的连线为判决轴(6)，(3)、(4)判决轴在|q|-|i|＜0区域内且轴上的点|i|与|q|的比值所以以此值为界限，分别将d判为1和0，(5)、(6)判决轴同理。
根据表2的参数设置，通过光学仿真软件OptiSystem对简化后的自由空间光16DPSK系统进行了模拟，并对简化后的系统与16DPSK系统分别进行了BER性能的对比分析。表1中需要指出的是，16DPSK系统的大气衰减值范围为[13dB,37dB]。
为了分析简化系统的BER性能，在给定大气折射率常数激光器发射光功率为20mw的情况下，测得了两个简化系统在不同接收光功率下的误码率和各个信息位各自的误码率数据，系统BER性能如图6所示，其中，图6展示了16DPSK系统在不同接收光功率下的BER性能，同样地，“简化16DPSK系统—abit”、“简化16DPSK系统—b bit”、“简化16DPSK系统—c bit”和“简化16DPSK系统—dbit”四条曲线分别代表每个符号中四个不同信息位的误码率，“简化16DPSK系统”曲线代表16DPSK系统的BER。可以看出，a、b信息位误码率相近且最小，d信息位的误码率最大，c信息位的误码率介于二者之间，这也是由于各个信息位判决逻辑的复杂度不同导致的。
为了更好地对比分析传统系统和简化系统的BER性能，测出了大气折射率结构常数分别为(弱湍流)、/>(中湍流)和/>(强湍流)在不同接收光功率下的传统系统和简化系统的BER性能。图8展示了简化16DPSK系统和传统16DPSK系统的BER性能对比曲线，在接收光功率较大的时候，简化系统相对于传统系统大概有6dB的性能增益，比8DPSK系统的性能增益更大，这是因为16DPSK传统系统的解调支路更多，所以简化后的系统都是两个解调支路的条件下，16DPSK系统的BER性能提升的效果会更明显。图8表明，在接收光功率较大的时候，简化系统的BER性能有较大的提升，而随着接收光功率的逐渐变小，信号会被器件噪声掩盖，逐渐不能分辨出信号，所以简化系统与传统系统的BER性能差距越来越小。
综上，本发明提出的新的编码规则而简化的高阶DPSK系统具有一定的灵活性，在接收端，不需要随着调制阶数的改变而改变解调端的系统结构，只需要调整发送端的预编码规则和接收端的符号判决规则即可；在系统的发射端，不需要随着调制阶数的改变而不断增加相位调制器的个数，只需要多增加一个MZM，但是系统的接收端的器件节省数量更多，显然简化系统的器件使用规模较传统系统来说要少很多；由于简化后的DPSK系统只有两个解调支路，所以调制阶数越大，系统能够简化的规模越大，系统的BER性能增益越明显。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (9)
1.一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法包括以下步骤：
S1：通过两个判决轴对DPSK符号的信息为进行逐一判决，根据判决逻辑确定新的星座图；
S2：根据新的星座图在信号发送端确定DPSK预编码方案，以定义星座图内的星座点的相位分布，发送端将信息调制到光信号的相位中以进行信息传输；
S3：接收端将接收的光信号分成四部分，其中，接收端解调出第一、二部分的各个星座点在第一判决轴上的幅度信息；接收端解调出第三、四部分的各个星座点在第二判决轴上的幅度信息；
S4：根据新的星座图以及解调出的星座点分别在两个判决轴上的幅度信息来确定新的判决规则，进行逐一判决，得到每个符号的所有信息位，进行并串转换后恢复出原始的比特序列。
2.根据权利要求1所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在S1中确定新的星座图时其每个星座点均分布在非判决轴上，并且各个星座点之间的相同信息位均符合左右以及上下对称的规律。
3.根据权利要求2所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在S1中的星座点分布规律为：以第一判决轴为界限将星座图分为左右两部分，左侧的符号第一信息位均为0，右侧的符号第一信息位均为1；以第二判决轴为界限将星座图分为上下两部分，上侧的符号的第二个信息位均为1，下侧的符号的第二个信息位均为0；其他信息位以第一判决轴或第二判决轴为对称轴。
4.根据权利要求1所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在S2中确定预编码方案的方式包括：给定一个参考符号，其选则M个符号中的任意符号的相位作为绝对相位；根据不同的信源符号在新的星座图上找到其相对相位，某符号的绝对相位就是上一个符号的绝对相位与此符号的相对相位相加，然后下一个符号的绝对相位为在此符号的绝对相位上与下一个符号的相对相位相加得到，以此类推，直到所有符号编码完毕。
5.根据权利要求4所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在S2中确定编发方案的具体方式为：若{S1，S2…Sk}表示信源的第i个符号，代表第i个符号的相对相位((k＝1,2...k))，/>的取值集合是新的星座图的相位集合；编码前给定一个参考符号S0，它的相对相位是/>编码时，当前符号的绝对相位是在前一个符号的绝对相位上加上这个符号的相对相位，即Sk的绝对相位为然后根据本符号的绝对相位在星座图上确定的点在两个轴的幅度值来输出上下两路进行幅度调制所需要的M进制信号。
6.根据权利要求1所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在步骤S3中进行解调时将接收到的光信号分成四部分信号，其中，第一、第二部分经过时延器、耦合器和光电探测器后得到不同星座点在第一判断轴上的幅度信息；第三、第四部分通过额外的一个相移器将判决轴旋转至与第一判决轴相差90°的位置，再经过时延器、耦合器和光电探测器后得到不同星座点在第二判断轴上的幅度信息；进而通过不同星座点的两个判决轴上的信息确定此星座点在星座图上的唯一位置。
7.根据权利要求1所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法在S4中确定判决规则时根据每个星座点在两个判决轴上的幅度值限定边界，以确定每个星座点不同信息位的判决门限，进而以仅需两个判决轴的方式完成信源符号的判决。
8.根据权利要求7所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法针对调制阶数为8的DPSK符号进行判决时的规则为：若i＞0，则a＝1，否则a＝0；若q＞0，则b＝1，否则b＝0；若|q|-|i|＞0，那么c＝0；若|q|-|i|＜0，那么c＝1；
其中，a表示第一个信息位；b表示第二个信息位；c表示第三个信息位。
9.根据权利要求7所述的一种空间光通信高阶DPSK简化系统的编码方法，其特征在于：所述编码方法针对调制阶数为16的DPSK符号进行判决时的规则为：若i＞0，则a＝1，否则a＝0；若q＞0，则b＝1，否则b＝0；若|q|-|i|＞0，那么c＝0；若|q|-|i|＜0，那么c＝1；若|q|-|i|＜0且则d＝1，否则d＝0；若|q|-|i|＞0且/>则d＝0，否则d＝1；
其中，a表示第一个信息位；b表示第二个信息位；c表示第三个信息位；d表示第四个信息位。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311679623.1A CN117768034A (zh) | 2023-12-08 | 2023-12-08 | 一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311679623.1A CN117768034A (zh) | 2023-12-08 | 2023-12-08 | 一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117768034A true CN117768034A (zh) | 2024-03-26 |
Family
ID=90315551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202311679623.1A Pending CN117768034A (zh) | 2023-12-08 | 2023-12-08 | 一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN117768034A (zh) |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1614964A (zh) * | 2004-09-03 | 2005-05-11 | 清华大学 | 全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制的方法 |
| US20080025733A1 (en) * | 2006-06-27 | 2008-01-31 | Technion Research & Development Foundation Ltd. | Optical differential phase shift keying receivers with multi-symbol decision feedback-based electro-optic front-end processing |
| EP1956781A1 (en) * | 2007-02-08 | 2008-08-13 | Abb Research Ltd. | Method for adaptive equalization of differential phase modulated signals |
| CN101547182A (zh) * | 2009-04-17 | 2009-09-30 | 北京大学 | 一种qam星座图的映射和解映射方法 |
| CN101562499A (zh) * | 2009-05-27 | 2009-10-21 | 西安电子科技大学 | 16apsk编码调制中软判决信息获取方法 |
| CN105723673A (zh) * | 2014-05-30 | 2016-06-29 | 华为技术有限公司 | 一种高阶调制、解调装置、方法及系统 |
| US20170134120A1 (en) * | 2014-07-25 | 2017-05-11 | Xieon Networks S.A.R.L. | Cycle slip resilient coded modulation for fiber-optic communications |
| CN111800368A (zh) * | 2020-06-29 | 2020-10-20 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法 |
| CN114640391A (zh) * | 2022-04-01 | 2022-06-17 | 重庆邮电大学 | 面向fso信道变化的高阶光dpsk系统的混合星座整形方法 |
| CN114785411A (zh) * | 2022-04-01 | 2022-07-22 | 重庆邮电大学 | 一种基于高阶光dpsk系统的低复杂度系统结构设计方法 |
| US20230318714A1 (en) * | 2022-03-31 | 2023-10-05 | Nokia Solutions And Networks Oy | Optical transmitter for passive optical networks |
-
2023
- 2023-12-08 CN CN202311679623.1A patent/CN117768034A/zh active Pending
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1614964A (zh) * | 2004-09-03 | 2005-05-11 | 清华大学 | 全球数字广播用基于差分幅度和相位联合调制的方法 |
| US20080025733A1 (en) * | 2006-06-27 | 2008-01-31 | Technion Research & Development Foundation Ltd. | Optical differential phase shift keying receivers with multi-symbol decision feedback-based electro-optic front-end processing |
| EP1956781A1 (en) * | 2007-02-08 | 2008-08-13 | Abb Research Ltd. | Method for adaptive equalization of differential phase modulated signals |
| CN101547182A (zh) * | 2009-04-17 | 2009-09-30 | 北京大学 | 一种qam星座图的映射和解映射方法 |
| CN101562499A (zh) * | 2009-05-27 | 2009-10-21 | 西安电子科技大学 | 16apsk编码调制中软判决信息获取方法 |
| CN105723673A (zh) * | 2014-05-30 | 2016-06-29 | 华为技术有限公司 | 一种高阶调制、解调装置、方法及系统 |
| US20170134120A1 (en) * | 2014-07-25 | 2017-05-11 | Xieon Networks S.A.R.L. | Cycle slip resilient coded modulation for fiber-optic communications |
| CN111800368A (zh) * | 2020-06-29 | 2020-10-20 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法 |
| US20230318714A1 (en) * | 2022-03-31 | 2023-10-05 | Nokia Solutions And Networks Oy | Optical transmitter for passive optical networks |
| CN114640391A (zh) * | 2022-04-01 | 2022-06-17 | 重庆邮电大学 | 面向fso信道变化的高阶光dpsk系统的混合星座整形方法 |
| CN114785411A (zh) * | 2022-04-01 | 2022-07-22 | 重庆邮电大学 | 一种基于高阶光dpsk系统的低复杂度系统结构设计方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| SONG SONG; JUNXIAN WU; YEJUN LIU; LEI GUO: "A Novel Low-Complexity High-Order DPSK System With Constellation Reconstruction for FSO Communication", IEEE WIRELESS COMMUNICATIONS LETTERS, no. 07, 18 July 2022 (2022-07-18) * |
| 陈发堂;刘燕;李玉河;赵永宽;贾东升;: "基于空间调制系统的星座图设计算法", 计算机工程, no. 07, 9 January 2018 (2018-01-09) * |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2109233B1 (en) | Modulation scheme with increased number of states of polarization | |
| US20080025733A1 (en) | Optical differential phase shift keying receivers with multi-symbol decision feedback-based electro-optic front-end processing | |
| EP3469743A2 (en) | Optical data coding method and optical transmitter | |
| US11245473B2 (en) | Optimum three dimensional constellations for optical interconnects employing stokes vector receivers | |
| US10320486B1 (en) | Optical signal transmitter and optical signal encoder using constant modulus formats, and method for generating modulation codes | |
| CN114640391B (zh) | 面向fso信道变化的dpsk系统的混合星座整形方法 | |
| CN110798268B (zh) | 高效谱效率且可优化功率衰落的微波信号光纤传输方法 | |
| Ren et al. | Three-dimensional probabilistically shaped CAP modulation based on constellation design using regular tetrahedron cells | |
| CN111181651A (zh) | 一种提高传输速率的四维编码调制系统 | |
| US11309972B2 (en) | Optical communication system employing a multidimensional constellation with an increased minimum distance | |
| CN117768034A (zh) | 一种空间光通信高阶dpsk简化系统的编码方法 | |
| Mani et al. | Free-space optical channel performance under atmospheric losses using orthogonal frequency division multiplexing | |
| CN116260523A (zh) | 一种基于Alamouti编码的简化同源相干系统 | |
| Ha et al. | SOP change robust optical modulation based on dual polarization modulation for multi-dimensional optical transmission | |
| Park et al. | Constellation shaped 3D HQAM-DPSK modulation for single wavelength multi-dimensional optical transmission | |
| Huo et al. | Theoretical and numerical analyses for PDM-IM signals using Stokes vector receivers | |
| Song et al. | A novel low-complexity high-order DPSK system with constellation reconstruction for FSO communication | |
| CN118018121A (zh) | 基于单平衡探测器的空间光高阶dpsk传输方法 | |
| Al-Bermani et al. | Synchronous demodulation of coherent 16-QAM with feedforward carrier recovery | |
| JP2009027441A (ja) | 光送信回路 | |
| Ma et al. | Nonlinearity-Tolerant GS-4D 7 bit/4D-Sym Modulation Format based on Adjacent Quadrant Constellations Multiplexing | |
| CN116418411B (zh) | 一种用于波分复用系统的光信号编码方法及系统 | |
| US20240039636A1 (en) | Two-Dimensional Optical Modulation And Detection Technologies For Optical Communications | |
| Roudas et al. | Mode Vector Modulation: A review | |
| Wu et al. | Probabilistic Shaping Four-dimensional Modulation with Soft Decision for Self-Homodyne Coherent Detection Systems |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination |