CN111800368A - 一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于16进制8‑8星座图映射的数字通信方法，涉及无线测控通信技术领域。本发明的通信方法，设计了一种16APSK信号星座图，该星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，采用差分编码方式进行星座图相位映射，采用幅度调制进行星座图幅度映射，解调端采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。本发明可在数十微秒生存时间内，确保突发大容量爆轰数据的传输。提出的新型16APSK（8‑8星座图）遥测信号具有带宽效率高、能量效率高、适合高码突发率数据传输等特点，是一种可实现快速同步与低复杂度接收解调的新型遥测体制。

Description

一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法
技术领域
本发明涉及无线测控通信技术领域，更具体地说涉及一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法。
背景技术
爆轰数据测量环境为一个大动态、极短生存时间、平台空间及功率极度受限的无线环境，此条件下实现高码率遥测将面临如下一系列的问题：1.遥测分配S频段，可用带宽200Mhz，频谱资源有限，需选择高频谱效率的高阶调制体制；2.调制阶数的提高和码率的提升，会降低系统灵敏度，为保证作用距离，须增加能量消耗，而爆轰平台空间受限，须提高功率效率，爆轰无线发射场景需要综合权衡频谱效率与功率效率；3.爆轰无线突发数据接收，需具备低时延高可靠接收解调能力，极短时间内大容量突发数据的可靠传输，需要低时延、高可靠的无线接收技术。
目前常用遥测信号体制主要包括：PCM/FM(脉冲编码调制/调频)、PPK(脉冲位置键控)、QPSK(四进制相移键控)、16QAM(十六进制正交幅度调制)、16APSK(4-12)(4-12星座图的十六进制幅度相移键控)和64QAM(六十四进制正交幅度调制)。上述遥测体制在频谱效率、接收机灵敏度、信号峰均比、系统复杂度及同步时间方面各有优缺点。但均不适用于突发大容量遥测通信。
发明内容
为了克服上述现有技术中存在的缺陷和不足，本发明提供了一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，本发明的发明目的在于解决上述现有技术中的遥测信号通信方法不能适用于突发大容量遥测通信的问题，本发明的通信方法，设计了一种16APSK信号星座图，该星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，采用差分编码方式进行星座图相位映射，采用幅度调制进行星座图幅度映射，解调端采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。本发明可在数十微秒生存时间内，确保突发大容量爆轰数据的传输。提出的新型16APSK(8-8星座图)遥测信号具有带宽效率高、能量效率高、适合高码突发率数据传输等特点，是一种可实现快速同步与低复杂度接收解调的新型遥测体制。
为了解决上述现有技术中存在的问题，本发明是通过下述技术方案实现的：
一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤A、在二维XY平面内设计一16APSK信号星座图，所述星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，所述16APSK信号星座图内外圈的8个星座点均匀分布；
步骤B、将信源产生的信息序列输入串并转换模块，经串并转换模块转换后，每四个比特信息为一组，将该组比特信息中最高比特采用幅值调制进行星座图幅度映射；该组比特信息中其余三比特采用差分编码方式进星座图相位映射；将映射后的序列，依据步骤A中设计的16APSK信号星座图格式，映射为16APSK信号的同相分量和正交分量；
步骤C、将步骤B中得到的16APSK信号的同相分量和正交分量，输入调制器进行调制，在通过信道发送至接收端的解调器；
步骤D、解调器采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。
所述16APSK(16进制幅度相移键控)信号的M个波形可表示为：
Figure BDA0002559560480000021
式中，A(n)∈{A1,A2}，A1表示内圈星座点幅度，A2表示外圈星座点幅度，fc表示载波频率，sm(t)表示16APSK(16进制幅度相移键控)信号，g(t)是信号成型脉冲形状，θm＝2π(m-1)/M(m＝1,2,...,M)是载波的M个可能相位，M＝8，
Figure BDA0002559560480000022
信息序列经过串并转换为四比特并行数据，高一比特被映射到星座幅度A(n)，低三比特经过差分编码后被映射为星座图上的八个可能相位之一θm。
所述步骤B，具体为：对信息比特s[n]进行分组，由串行比特流转为并行四比特流s[n]；然后，将信息符号的最高比特s[n]3映射为16APSK的符号a[n]的最高位a[n]3，即a[n]3＝s[n]3；同时，将信息符号的低三比特s[n]2～0进行相位差分映射编码为a[n]的低三位a[n]2～0；然后，将编码后的序列a[n]3～0依据步骤A给出的星座图格式映射为16APSK信号的同相分量I和正交分量Q；最后，将IQ信号进行正交载波调制即可得到16APSK(8-8)调制信号。
上述方法中，相位差分编码迭代方式如下所示：
Figure BDA0002559560480000031
其中，s[n]2～0表示信息序列的低三比特，a[n]2～0表示差分编码后的编码序列低三比特，整个编码过程由信息序列逐个迭代完成。
而对应的解调过程则可以表示为前后相位编码序列的差分结果，即
d[k]2～0＝a[k]2～0-a[k-1]2～0 (3)。
所述步骤D中，对输入的信号分别进行相位估计和能量估计，通过绝对幅度是否过自适应门限判决输出dk3，通过相邻符号周期的差分相位判决得到比特流中的后三位dk2dk1dk0；最后对解调结果进行并串转换即可获得解调结果。
上述相位估计中，并不需要得到信号绝对同步的相位，而只需要取前后序列的差分即可。
与现有技术相比，本发明所带来的有益的技术效果表现在：
1、本申请中的16APSK(8-8)体制可以分解为2ASK和8PSK两种调制方式的结合。其中，8PSK采用差分相位调制可有效消除接收信号中随机初始相位，解决了相位模糊的问题，并且解调端不需要锁相环估计星座点的绝对相位，因而可以采用差分非相干解调，即提高了判决可靠性，又简化了判决算法，提高了判决速度。而2ASK信号直接检测信号幅度即可获得可靠的判决结果，同样具有判决速度快、延时低、可靠性高等优点。
2、相比于PCM/FM、PPK和QPSK三种遥测体制，本申请的通信方法涉及的16APSK(8-8)波形调制阶数更高，因而具有更高的频谱效率，更适合用于高码率和带宽受限信道的数据传输。
3、相比于64QAM遥测体制，本申请的通信方法涉及的16APSK(8-8)波形调制阶数更低，具有更优的解调灵敏度和更高的功率效率，更适合用于空间受限、功率受限的遥测应用。
4、相比于16QAM遥测体制，本申请的通信方法涉及的16APSK(8-8)波形内外圈具有相同的星座点数量，因而具有更小的信号峰均比，对发射机功放具有更小的线性回退要求，更适合用于功率受限的遥测应用。
5、相比于16APSK(4-12)(4-12星座图的十六进制幅度相移键控)遥测体制，本申请的通信方法涉及的16APSK(8-8)信号采用幅值映射和差分相位映射解调判决方法具有更低的复杂度和更短的同步时间，适合用于生存时间短的突发数据传输。
附图说明
图1为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)与其他主要遥测体制频率利用率对比柱状图；
图2为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)与其他主要遥测体制非相干接收机理论误码性能对比图；
图3为16QAM信号功率分布和非线性PA解调星座图；
图4为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)信号功率分布和非线性PA解调星座图；
图5为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)信号星座图；
图6为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)信号调制示意图；
图7为本发明通信方法中涉及的16APSK(8-8)信号解调判决结构框图。
具体实施方式
下面结合说明书附图，对本发明的技术方案作出进一步详细地阐述。
本发明涉及一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，设计了一种16APSK(8-8)信号星座图，该星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，采用差分编码方式进行星座图相位映射，采用幅度调制进行星座图幅度映射，解调端采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。本发明可在数十微秒生存时间内，确保突发大容量爆轰数据的传输。本发明方法中涉及的新型16APSK(8-8星座图)遥测信号具有带宽效率高、能量效率高、适合高码突发率数据传输等特点，是一种可实现快速同步与低复杂度接收解调的新型遥测体制。
以下分别从这五个方面分析对比现有遥测体制在突发大容量爆轰数据的传输中存在的缺陷。
(1)遥测信号频谱效率
调制信号的频谱利用率(频谱效率)定义为：每赫兹频谱每秒所能传输的比特数目。信号频谱利用率计算公式如公式(1)，其中RS表示传输信息符号速率，M表示调制阶数(调制进制数)，B表示信号单边带占用频谱带宽，ηb表示信号频谱效率。几种典型遥测信号频谱利用率对比如图1所示。
Figure BDA0002559560480000051
针对爆轰测量中，爆轰数据生存时间极短，需要采用突发大容量遥测保证数据传输，表1给出了这些遥测信号传输150Mbps码率所需要占用的频谱带宽。
Figure BDA0002559560480000052
表1为本发明涉及的16APSK(8,8)与主要遥测体制150Mbps码率下占用带宽对比表。
从图1和表1可以看出，16QAM，16APSK，64QAM等高阶调制体制的频谱效率更高，较传统PCM/FM、PPK体制频谱利用率较低。
目前遥测使用频带为S频段(2200MHz～2400MHz)，在频谱资源日益紧张的情况下，通常要求遥测信号占用的频谱带宽小于100MHz。因此，无法支持PPK、FM调制等传统遥测体制在大于100Mbps下工作，为保证大容量高码率信息的传输应采用频谱利用率更高的调制信号波形。因此，传统PCM/FM、PPK、QPSK等体制无法适用高码率突发大容量爆轰测量。
(2)遥测信号解调灵敏度
传输码率的提升，会降低系统灵敏度，为保证作用距离，须增加能量消耗，而空基平台空间受限，功率受限，因此需要选择能量效率较优的调制体制，提升接收机灵敏度。主要遥测体制非相干接收机理论误码性能如图2所示，对应的非相干接收机灵敏度见表2。
Figure BDA0002559560480000061
表2为本发明涉及的16APSK(8,8)与主要遥测体制非相干接收机灵敏度对比表。
其中，比特信噪比(Eb/N0)定义为：比特能量与噪声平均功率之比(dB)；BER(误码率)定义为：错误比特数与传输总比特数之比。相同信噪比下，误码率越低，接收机性能越好。接收机灵敏度是指保证相同误码率条件下(BER＝10-4)，接收机所需的最低功率，接收机灵敏度是衡量接收机性能的最重要指标之一。
从图2和表2可以看出，16APSK(4-12)、16APSK(8-8)和16QAM具有相当的误码性能和接收机灵敏度，64QAM的误码性能和接收机灵敏度较差，考虑爆轰测量系统体积功率极度受限，64QAM等更高阶调制体制无法适用于高码率突发大容量爆轰测量。
(3)信号峰值均比
信号峰均比表示信号峰值功率与平均功率比值，反映信号功率动态特征，信号峰均比越小对功放线性需求越小，主要遥测体信号功放线性回退程度对比见表3所示。
Figure BDA0002559560480000062
表3为本发明涉及的16APSK(8,8)与主要遥测体制信号功放线性回退程度对比表。
由表3可知，16APSK(4-12)和16APSK(8-8)比16QAM具有更小的线性回退要求。16QAM和16APSK(8-8)对应的功率分布和非线性PA解调星座如图3和图4所示，可以看出：16QAM均值功率39dBm，峰值功率压缩4.1dB，三阶幅度退化为二阶，对PA非线性敏感；16APSK(8-8)均值功率39dBm，峰值功率压缩3.4dB，二阶幅度易判决，对PA非线性不敏感。因此，16APSK比16QAM更适应于功率受限环境。
(4)解调复杂度
较低的系统复杂度有利于减少信号处理环节，降低信号处理延时，实现高可靠、低延时的16APSK信号接收。主要遥测体制接收占用硬件资源对比见表4。
占用FPGA资源种类 逻辑资源 存储器资源 乘法器资源
16APSK(8，8) 1 1 1
PCM/FM 120％ 120％ 150％
PPK/AM 120％ 100％ 80％
QPSK 130％ 120％ 100％
16QAM 135％ 155％ 160％
64QAM 150％ 170％ 200％
16APSK(12，4) 145％ 155％ 120％
表4为本发明涉及16APSK(8,8)与主要遥测体制接收占用硬件资源对比表。
解调所需硬件处理资源反映了信号接收解调的复杂程度，复杂度越低越好。主要遥测体制接收机系统实现复杂度对比见表5。
Figure BDA0002559560480000071
表5为本发明涉及16APSK(8,8)与主要遥测体制接收机系统实现复杂度对比表。
其中，本发明涉及16APSK(8-8)相较于标准16APSK(4-12)占用资源更少，具有更低的系统复杂度，更简单的接收机结构，更高的可靠性，更适用于高码率突发大容量爆轰测量对可靠性和延时的要求。
(5)同步时间
同步时间为接收机同步建立时延，对于突发遥测场景，同步时间越短越好。针对突发大容量数据传输需求，在仅有50us生存时间限制下，同步时间需要限制到30us以内才能保证测量数据的正确接收。因此，设计了幅值映射和差分相位映射的解调判决方法，通过绝对幅度快速判决符号信息的最高位，通过差分相位快速判决符号信息的低3位，避免用锁相环获得绝对相位估计，可实现信号快速解调。主要遥测体制非相干接收机同步时间对比见表6所示，16APSK(8-8)更适合高码率突发大容量爆轰测量。
Figure BDA0002559560480000081
表6为本发明涉及16APSK(8,8)与主要遥测体制非相干接收机同步时间对比表。
基于上述分析，综合权衡频谱效率、误码性能、功率效率、同步速度与系统复杂度等关键指标，可以看出，本发明给出的16APSK(8-8)信号体制在各个关键指标上具有更加均衡的优势，比其他遥测信号体制更加适合用于突发大容量遥测通信。
本发明公开的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，包括以下步骤：
步骤A、在二维XY平面内设计一16APSK信号星座图，所述星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，所述16APSK信号星座图内外圈的8个星座点均匀分布；
步骤B、将信源产生的信息序列输入串并转换模块，经串并转换模块转换后，每四个比特信息为一组，将该组比特信息中最高比特采用幅值调制进行星座图幅度映射；该组比特信息中其余三比特采用差分编码方式进星座图相位映射；将映射后的序列，依据步骤A中设计的16APSK信号星座图格式，映射为16APSK信号的同相分量和正交分量；
步骤C、将步骤B中得到的16APSK信号的同相分量和正交分量，输入调制器进行调制，在通过信道发送至接收端的解调器；
步骤D、解调器采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。
步骤A中设计的16APSK信号星座图如图5所示，这种16进制幅度相移键控信号的M个波形可表示为：
Figure BDA0002559560480000091
式中，A(n)∈{A1,A2}，A1表示内圈星座点幅度，A2表示外圈星座点幅度，fc表示载波频率，g(t)是信号成型脉冲形状，θm＝2π(m-1)/M(m＝1,2,...,M)是载波的M个可能相位，本发明所设计的新型16APSK内外圈分别有8个均匀分布的星座点，因此M＝8,
Figure BDA0002559560480000092
信息序列经过串并转换为四比特并行数据，高一比特被映射到星座幅度A(n)，低三比特经过差分编码后被映射为星座图上的八个可能相位之一θm。
如图6所示，本发明涉及的16APSK遥测信号调制方法如下：首先，对信息比特s[n]进行分组，由串行比特流转为并行四比特流s[n]；然后，将信息符号的最高比特s[n]3映射为16APSK(8-8)的符号a[n]的最高位a[n]3，即a[n]3＝s[n]3；同时，将信息符号的低三比特s[n]2～0进行相位差分映射编码为a[n]的低三位a[n]2～0；然后，将编码后的序列a[n]3～0依据图5给出的星座图格式映射为16APSK(8-8)信号的同相分量I和正交分量Q；最后，将IQ信号进行正交载波调制即可得到16APSK(8-8)调制信号。
上述方法中，相位差分编码迭代方式如下
Figure BDA0002559560480000093
其中，s[n]2～0表示信息序列的低三比特，a[n]2～0表示差分编码后的编码序列低三比特，整个编码过程由信息序列逐个迭代完成。而对应的解调过程则可以表示为前后相位编码序列的差分结果，即
d[k]2～0＝a[k]2～0-a[k-1]2～0 (3)
本发明中的新型16APSK(8-8)体制可以分解为2ASK和8PSK两种调制方式的结合。其中，8PSK采用差分相位调制可有效消除接收信号中随机初始相位，解决了相位模糊的问题，并且解调端不需要锁相环估计星座点的绝对相位，因而可以采用差分非相干解调，即提高了判决可靠性，又简化了判决算法，提高了判决速度。而2ASK信号直接检测信号幅度即可获得可靠的判决结果，同样具有判决速度快、延时低、可靠性高等优点。
图7给出了16APSK(8-8)解调算法框图，接收端为了从接收到的信号中解调出信息比特流dk3dk2dk1dk0，可以通过绝对幅度是否过自适应门限判决输出dk3，通过相邻符号周期的差分相位判决得到比特流中的后三位dk2dk1dk0。最后对解调结果进行并串转换即可获得解调结果。其中，“相位估计”模块并不需要得到信号绝对同步的相位，而只需要取前后序列的差分即可。

Claims (7)

1.一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤A、在二维XY平面内设计一16APSK信号星座图，所述星座图设计为内圈8个星座点，外圈8个星座点，所述16APSK信号星座图内外圈的8个星座点均匀分布；
步骤B、将信源产生的信息序列输入串并转换模块，经串并转换模块转换后，每四个比特信息为一组，将该组比特信息中最高比特采用幅值调制进行星座图幅度映射；该组比特信息中其余三比特采用差分编码方式进星座图相位映射；将映射后的序列，依据步骤A中设计的16APSK信号星座图格式，映射为16APSK信号的同相分量和正交分量；
步骤C、将步骤B中得到的16APSK信号的同相分量和正交分量，输入调制器进行调制，在通过信道发送至接收端的解调器；
步骤D、解调器采用幅值映射和差分相位映射方法进行解调判决。
2.如权利要求1所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：所述16APSK(16进制幅度相移键控)信号的M个波形可表示为：
Figure FDA0002559560470000011
式中，A(n)∈{A1,A2}，A1表示内圈星座点幅度，A2表示外圈星座点幅度，fc表示载波频率，sm(t)表示16APSK(16进制幅度相移键控)信号，g(t)是信号成型脉冲形状，θm＝2π(m-1)/M(m＝1,2,...,M)是载波的M个可能相位，M＝8，
Figure FDA0002559560470000012
3.如权利要求2所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：信息序列经过串并转换为四比特并行数据，高一比特被映射到星座幅度A(n)，低三比特经过差分编码后被映射为星座图上的八个可能相位之一θm。
4.如权利要求1所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：所述步骤B，具体为：对信息比特s[n]进行分组，由串行比特流转为并行四比特流s[n]；然后，将信息符号的最高比特s[n]3映射为16APSK的符号a[n]的最高位a[n]3，即a[n]3＝s[n]3；同时，将信息符号的低三比特s[n]2～0进行相位差分映射编码为a[n]的低三位a[n]2～0；然后，将编码后的序列a[n]3～0依据步骤A给出的星座图格式映射为16APSK信号的同相分量I和正交分量Q；最后，将IQ信号进行正交载波调制即可得到16APSK(8-8)调制信号。
5.如权利要求4所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：上述方法中，相位差分编码迭代方式如下所示：
Figure FDA0002559560470000021
其中，s[n]2～0表示信息序列的低三比特，a[n]2～0表示差分编码后的编码序列低三比特，整个编码过程由信息序列逐个迭代完成。
6.如权利要求5所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：对应的解调过程则可以表示为前后相位编码序列的差分结果，即
d[k]2～0＝a[k]2～0-a[k-1]2～0 (3)。
7.如权利要求1所述的一种基于16进制8-8星座图映射的数字通信方法，其特征在于：所述步骤D中，对输入的信号分别进行相位估计和能量估计，通过绝对幅度是否过自适应门限判决输出dk3，通过相邻符号周期的差分相位判决得到比特流中的后三位dk2dk1dk0；最后对解调结果进行并串转换即可获得解调结果。
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