JPH114271A - 多値振幅位相変調方式の伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 大容量で高速動作が可能なＲＯＭを用いず、
且つ符号誤り率が低い符号が容易に復調できるようにし
た、高性能の伝送装置を提供すること。 【解決手段】 振幅変調成分を復調する回路を、受信信
号の振幅値Ｒ(m)に前もって定まった係数を乗算して現
シンボルの閾値ｔｈ(m)を算出する現シンボル閾値演算
回路１９と、求めた閾値ｔｈ(m)から低雑音のコヒーレ
ント閾値ＴＨ(m＋１)を算出するコヒーレント閾値演算
回路２４と、１シンボル期間遅延したコヒーレント閾値
ＴＨ(m＋１)と次のシンボルの振幅値Ｒ(m＋１)を比較し
て振幅符号Ａ'(m)を復調する振幅符号判別回路１８とで
構成したもの。 【効果】 演算に用いるＲＯＭの記憶容量が大幅に低減
できる。また、割算処理を含まないので、Ｓ／Ｎが良く
なり、低い符号誤り率で振幅成分符号を復調できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送信号の信号空
間となる複素平面上の信号点を、その複素平面上に描い
た半径が異なる二重の円の上に配置して処理するように
した多値振幅位相変調方式の伝送装置に係り、特に、振
幅成分で伝送した符号を復調する回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体や地上系のディジタル無線
通信では、伝送レートを上げるため、振幅方向にも変調
を加えて情報符号を伝送する多値振幅位相変調(ＡＰＳ
Ｋ)方式が検討されるようになってきている。そして、
このＡＰＳＫ方式における信号点の配置方法としては、
電力利用効率と符号誤り率の観点から、例えば、室谷正
芳、山本平一共著「ディジタル無線通信」（株）産業図
書発行、Ｐ３０などに見られるように、１６ＱＡＭ方式
を初めとして各種の配置方法が従来から知られている。

【０００３】このとき、一般に、伝送信号は、信号空間
である複素平面上の点、或いはその点が表す複素ベクト
ルで表現できる。そこで、信号点の配置方法としては、
その一例として、信号点を複素平面上の二重の円上に配
置する方式が、下記の文献により提案されている。 ＩＥＥＥ Transactions on Coｍｍunications,Vol.44,N
o.4,APRIL 1996 「Decision Feedback Differential Detection ofDiffe
rentially Encoded 16APSK Signals」

【０００４】図６は、この方式による複素平面上での信
号点配置の一例で、１６ＡＰＳＫ方式と呼ばれるもので
あり、図示のように、外側の半径Ｄ１の大円上に８点、
内側の半径Ｄ０の小円上に８点、合わせて１６点の信号
点を配置したものであり、これにより、１６点の中のど
の信号点の信号を伝送するかにより、１６種の値を表現
することができる。以下、このとき選択した１個の信号
点の信号を伝送する期間を１シンボルと記す。

【０００５】この１６ＡＰＳＫ方式の一般的な伝送シス
テムにおいて、送信側で用いられている変調部の一例を
図７に、受信側で用いられる復調部の一例を図８に示
す。まず、図７の送信側では、伝送すべきディジタルの
情報符号を分割回路１に入力し、ここで４ビット単位で
順次分割処理を行い、４ビットの内の１ビットを、振幅
成分として伝送すべき符号とし、これを振幅遅延処理回
路２に入力し、残りの３ビットは、位相成分として伝送
すべき符号とし、これは位相遅延処理回路３に入力す
る。

【０００６】ここで、振幅成分として伝送すべき符号を
Ａ(m)とし、その振幅値をＲ(m)とする。そして、振幅遅
延処理回路２では、入力された符号値Ａ(m)に以下の処
理を施し、この処理が施された符号を振幅値Ｒ'(m)とし
て出力する。次に、２進数の値の一方を“Ｌ”とし、他
方を“Ｈ”とする。いま、第ｍシンボルにおいて、振幅
成分として伝送すべき符号値Ａ(m)が、図９(a)に符号４
として示すように、“Ｈ”のときは、前のシンボルであ
る第（ｍ−１）シンボルで伝送した符号の値を反転した
図９（ｂ）の符号５を出力する。

【０００７】次に、同じく伝送すべき符号値Ａ(m)が、
今度は、図９(a)に符号６として示すように、“Ｌ”の
ときは、第(m-1)シンボルで伝送した符号と同じ値を持
つ図９(b)の符号７を出力する。従って、振幅遅延処理
回路２は、このような処理が施された符号値Ａ(m)を、
振幅値Ｒ'(m)として出力するのである。なお、このと
き、位相遅延処理回路３では、位相成分として伝送すべ
き符号に対して、遅延検波方式のディジタル伝送装置で
通常実行する処理が施されるが、このことは、本発明と
は直接関係がないので、説明は省略する。

【０００８】次に、変調回路８は、振幅遅延処理回路２
から出力される１ビットの符号と、位相遅延処理回路３
から出力される３ビットの符号の双方から構成される４
ビットの符号を、図２に示す信号点の中の１個の信号点
に割り当て、割り当てた信号点に対応した搬送波の変調
信号を発生する。そして、この変調信号は、アップコン
バータを介して送信され、受信側に伝送される。

【０００９】更に詳しくは、この変調回路８は、振幅遅
延処理回路２から出力される符号が“１”のときは、半
径Ｄ１の大円上の信号点を割り当て、振幅遅延処理回路
２から出力される符号が“０”のときは、半径Ｄ０の小
円上の信号点を割り当て、それぞれ割り当てた信号点に
対応した搬送波の変調信号を発生するのである。

【００１０】一方、図８の受信側では、ダウンコンバー
タを介して受信した信号を振幅符号復調回路９と位相検
波回路１０の双方に入力し、振幅成分と位相成分を別々
に復調する。そして、復調された符号を結合回路１１で
再び結合し、ディジタルの情報符号に戻して出力するよ
うになっている。

【００１１】このとき、まず、位相検波回路１０で実行
される処理は、位相遅延処理回路３と同様に、遅延検波
方式のディジタル伝送装置で通常実行する処理であり、
本発明とは直接関係がないので説明を省略し、本発明と
深い関わりを持つ振幅符号復調回路９で実行する処理に
ついて、更に詳しく説明する。

【００１２】まず、この振幅符号復調回路９に入力され
る信号は、図６の複素平面上では複素ベクトルＺ(m)と
して表すことができ、この複素ベクトルＺ(m)の絶対値
Ｒ(m)は受信信号の振幅を表している。そこで、送信側
の変調回路８での説明と用語を統一するため、以下、こ
の絶対値Ｒ(m)を、振幅値Ｒ(m)と記す。

【００１３】図１０は、振幅符号復調回路９の詳細を示
したもので、まず、振幅成分分離回路１２は、受信信号
の振幅値Ｒ'(m)を演算する回路で、この振幅成分分離回
路１２で算出した振幅値Ｒ'(m)は、一方ではそのまま
で、他方は１シンボル期間の遅延回路１３を介して、そ
れぞれ振幅比演算回路１４に入力され、ここで、現在の
振幅値Ｒ'(m)と、１シンボル期間前のシンボルの振幅値
Ｒ'(m-1)と比較され、振幅比Ｈ(m)＝Ｒ'(m)／Ｒ'(m-1)
が演算される。この振幅比Ｈ(m)の波形は、図９(c)に示
すようになる。

【００１４】そこで、この求めた振幅比Ｈ(m)を振幅比
判別回路１５に入力し、予め設定してある第１の閾値Ｈ
th１＝(１＋Ｄ０／Ｄ１)／２と、第２の閾値Ｈth２＝
(１＋Ｄ１／Ｄ０)／２と比較する。そして、まず、Ｈth
１＜ Ｈ(m)、且つ、Ｈ(m)＜ Ｈth２のときは振幅が変化
しなかったと判断し、このときは符号“Ｌ”を出力し、
他方、Ｈth１＞Ｈ(m)、或いはＨ(m)＞Ｈth２のときは振
幅が変化したと判断し、このときは符号“Ｈ”を出力す
る。

【００１５】そうすると、この出力信号の波形は図９
(d)に示すようになり、この波形を見れば明らかなよう
に、図９(a)に示した、第ｍシンボルで振幅成分として
伝送した符号値Ａ(m)の符号と同一になっている。従っ
て、この従来技術によれば、振幅比判別回路１５から、
伝送された符号の中で、振幅成分として伝送した符号が
復調され、出力されてくることになり、１６ＡＰＳＫ方
式の復調部としての働きが得られることになる。

【００１６】ところで、この従来技術による振幅符号復
調回路９では、上記したように、振幅比Ｈ(m)＝Ｒ(m)／
Ｒ(m-1)という除算処理を実行する振幅比演算回路１４
が必要であるが、このような除算処理を実行する手段を
アナログ回路で実現するのは困難なため、一般的には、
図１０に示されているように、ＲＯＭ(リード・オンリ
ー・メモリ)１７を用いたディジタル回路で構成するの
が通例である。

【００１７】ここで、受信信号の振幅は、受信レベルに
従って連続的に変化し、しかも、図６の信号点配置に示
すように、振幅成分も用いて符号を伝送する場合には、
振幅レベルに対しても正確なレベル比較が必要になる。
しかして、この場合、ディジタル信号に変換する際のビ
ット数が小さいと、レベルの分解が粗くなって大きな丸
め誤差が生じ、復調した符号に符号誤りを起こし易くな
る。

【００１８】そのため、Ａ／Ｄ変換したディジタル信号
のビット数としては、最低でも８ビット必要で、できれ
ば１０ビット以上にするのが望ましい。

【００１９】しかし、この場合、例えばディジタル信号
のビット数を８ビットとしても、ＲＯＭ１７を用いて除
算処理を実行するには、振幅値Ｒ'(m)を表す８ビットと
振幅値Ｒ'(m-1)を表す８ビットの合計１６ビットの符号
でアドレスを指定し、指定アドレスに記憶されている８
ビットの商の値を読み出す必要があり、この結果、従来
技術では、信号のビット数が最低必要な８ビットのとき
でも、 ２５６バイト×２５６バイト＝６５，５３６バイト≒６
６Ｋバイト の記憶容量のＲＯＭを用いていた。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、記憶
容量が大きなＲＯＭを要する点と、構成上原理的に現れ
る雑音の増加について配慮がされておらず、コストアッ
プの抑制と、符号誤り率増加の抑制に問題があった。す
なわち、従来技術では、上記したように、まず、符号誤
り率の観点から、ＲＯＭの記憶容量を抑えることができ
ず、大記憶容量で高速動作のＲＯＭが必要になるのでコ
ストアップになってしまう。次に、従来技術では、以下
の理由で雑音の増加が免れず、従って、符号誤り率の抑
制が得られないのである。

【００２１】すなわち、まず一般に、受信信号の振幅値
Ｒ(m)には雑音の混入が不可避であり、これにより、入
力信号でのＳ／Ｎ(信号対雑音比)の値が決まっている。
一方、従来技術で、振幅成分で伝送した符号の復調に用
いられている振幅比Ｈ(m)の演算は、Ｒ'(m)／Ｒ'(m−
１)の除算処理であり、この除算処理の場合、その演算
結果である振幅比Ｈ(m)での雑音レベルは、良く知られ
るように、振幅値Ｒ'(m)の雑音レベルよりも原理的に約
３ｄＢ増加する。しかるに、従来技術では、この雑音が
増加した振幅比Ｈ(m)から符号を復調しているため、Ｓ
／Ｎが低下し、復調した符号の符号誤り率が高くなって
しまうのである。

【００２２】本発明の目的は、大容量で高速動作が可能
なＲＯＭを用いる必要がなく、且つ符号誤り率が低い符
号が容易に復調できるようにした、高性能の伝送装置を
提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記目的は、伝送信号の
信号空間となる複素平面上での信号点を、大円と小円か
らなる二重の円上に配置して伝送するようにした多値振
幅位相変調方式の伝送装置において、受信側の振幅符号
復調手段として、振幅符号判別回路と現シンボル閾値演
算回路、コヒーレント閾値演算回路、それにコヒーレン
ト閾値遅延回路を設け、ここで、まず、振幅符号判別回
路を、受信した第ｍシンボルの振幅値Ｒ(m)を、コヒー
レント閾値遅延回路から出力される第ｍシンボル用のコ
ヒーレント閾値ＴＨ(m)と比較し、比較した結果がＲ(m)
＞ＴＨ(m)のときは、２進数の一方の値“Ｈ”を振幅符
号Ａ'(m)として出力し、比較した結果がＲ(m)＜ＴＨ(m)
のときは、２進数の他方の値“Ｌ”を振幅符号Ａ'(m)と
して出力するように構成し、次に現シンボル閾値演算回
路を、上記大円の半径Ｄ１と上記小円の半径Ｄ０、これ
ら半径Ｄ１とＤ０の値の間に設定した定数Ｄth、受信し
た第ｍシンボルの振幅値Ｒ(m)、それに上記振幅符号判
別回路から出力される振幅符号Ａ'(m)とを用い、振幅符
号Ａ'(m)が“Ｈ”のときは、第１の値Ｋ１(m)＝Ｒ(m)×
Ｄth／Ｄ１を演算して、演算結果を現シンボルの閾値ｔ
ｈ(m)＝Ｋ１(m)として出力し、振幅符号Ａ'(m)が“Ｌ”
のときは、第２の値Ｋ２(m)＝Ｒ(m)×Ｄth／Ｄ０を演算
して演算結果を現シンボルの閾値ｔｈ(m)＝Ｋ２(m)とし
て出力するように構成し、且つコヒーレント閾値演算回
路を、第ｍシンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m)と上
記現シンボル閾値ｔｈ(m)から、所定の演算により、第
ｍ＋１シンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)を算
出して出力するように構成し、さらにコヒーレント閾値
遅延回路を、コヒーレント閾値演算回路から出力される
コヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)を１シンボル期間遅延し
て、次のシンボルである第ｍ＋１シンボルに、第ｍ＋１
シンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)を出力する
ように構成することにより達成される。

【００２４】割り算回路を用いることなく、振幅符号が
復調でき、この結果、必要なＲＯＭの記憶容量を約１／
１２８倍以下に大幅に低減することができ、回路規模を
低減することができる。また、記憶容量が大きく高価な
ＲＯＭを使用する必要がなくなり、伝送装置の価格を下
げることができる。

【００２５】更に、受信信号よりもＳ／Ｎが高いコヒー
レント閾値ＴＨ(m)を算出し、このコヒーレント閾値Ｔ
Ｈ(m)を用いて振幅符号を復調するので、受信装置の性
能を約３ｄＢ改善することができる。この結果、従来技
術で得られる符号の誤り率と同程度の誤り率の符号を、
受信信号に混入する雑音が更に３ｄＢ増加した状態でも
得られるようになる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、本発明による多値振幅位相
変調方式の伝送装置について、図示の実施形態により詳
細に説明する。なお、以下に説明する本発明の一実施形
態による伝送装置では、送信側での変調部の回路構成
は、図７に示した従来技術による変調部から振幅遅延処
理回路２が除かれているだけで、従来技術の伝送装置の
回路構成と同一である。また、受信側での復調部の回路
構成は、図８に示した振幅符号復調回路９が、図１０に
示す構成から、図１に示す構成のものになっている以外
は、従来技術による伝送装置の復調部と同じになってい
る。

【００２７】そこで、以下の説明では、送信側の変調部
の構成と動作については、図７を流用して説明し、受信
側の復調部の構成と動作については、従来技術の場合と
異なっている振幅符号復調回路９の内部構成と処理内容
に重点をおいて説明する。

【００２８】まず、図７の変調部から振幅遅延処理回路
２を除いた構成になっている本発明の一実施形態による
変調部では、分割回路１で分離した符号の内で、振幅成
分により伝送すべき符号値Ａ(m)を、そのまま振幅値Ｒ
(m)として変調回路８に入力する。そして、この振幅値
Ｒ(m)が２進数の一方の値“Ｈ”のときは、半径Ｄ１の
大円上の信号点を割り当てて変調し、符号値Ａ(m)が２
進数の他方の値“Ｌ”のときは、半径Ｄ０の小円上の信
号点を割り当てて変調する。そして、変調回路８で変調
した信号をアップコンバータに入力し、これを介して送
信するようになっている。

【００２９】次に、受信側の復調部では、その振幅符号
復調回路９として、図１に示す振幅符号復調回路９０を
用いるようになっている。そして、ダウンコンバータを
介して、この図１の振幅符号復調回路９０に供給された
受信信号は、まず従来技術(図１０)で用いたものと同じ
機能を持つ振幅成分分離回路１２に入力され、ここで受
信信号の振幅値が演算される。ここで、この振幅値は、
図１０の従来技術における図９(b)に示す波形とは異な
り、図９(e)に示すように、図９(a)に示した送信側での
符号値Ａ(m)と同じ波形の振幅値Ｒ(m)となり、これが振
幅符号判別回路１８に入力される。

【００３０】ここで、従来技術による回路と、この実施
形態による回路では、これからの処理が異なる。すなわ
ち、従来技術では、振幅比演算回路１４が用いられ、こ
れに振幅値Ｒ'(m)と、遅延回路１３を介して１シンボル
期間遅延した振幅値Ｒ'(m−１)が入力されるようになっ
ているが、この実施形態では、振幅符号判別回路１８を
用い、これに振幅値Ｒ(m)が入力され、１シンボル期間
遅延した振幅値Ｒ'(m−１)の代りに、後述するコヒーレ
ント閾値遅延回路１７から出力された第ｍシンボル用の
コヒーレント閾値ＴＨ(m)を入力するようになってい
る。

【００３１】そして、振幅符号判別回路１８では、これ
ら入力された第ｍシンボルの振幅値Ｒ(m)と、第ｍシン
ボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m)を比較し、図９(e)に
示すように、すなわち、以下のようにして、復調された
振幅符号Ａ'(m)を得るようになっている。

【００３２】 振幅値Ｒ(m)のレベルが、コヒーレン
ト閾値ＴＨ(m)に対して、 ＴＨ(m)＜Ｒ(m) のときは、２進数の一方の値“Ｈ”を、第ｍシンボルの
復調符号Ａ'(m)として出力する。 振幅値Ｒ(m)のレベルが、コヒーレント閾値ＴＨ(m)
に対して、 Ｒ(m)＜ＴＨ(m) のときは、２進数の他の値“Ｌ”を、第ｍシンボルの復
調符号Ａ'(m)として出力する。

【００３３】この結果、この実施形態における振幅符号
判別回路１８から出力される復調符号Ａ'(m)、つまり振
幅符号復調回路９から出力される復調符号Ａ'(m)の波形
は、図９(e)に示した振幅値Ｒ(m)波形のレベルをコヒー
レント閾値ＴＨ(m)によって判別して得た、図９(d)に示
す波形になり、これは、図９(a)に示した、振幅成分で
伝送した符号Ａ(m)の波形と同一になる。従って、この
実施形態によっても、振幅成分で伝送された符号が復調
されて出力され、１６ＡＰＳＫ方式の復調部としての働
きが得られることになる。

【００３４】ところで、この実施形態による振幅符号判
別回路１８では、コヒーレント閾値ＴＨ(m)の雑音レベ
ルを、振幅値Ｒ(m)の雑音レベルに対して無視できるレ
ベルまで抑えることができれば、復調符号の符号誤り率
を、振幅値Ｒ(m)の雑音レベルだけで決まるようにでき
る。そこで、この実施形態では、コヒーレント閾値ＴＨ
(m)の雑音レベルを充分に低く抑えることができれば、
振幅値Ｒ(m)の雑音レベルは、振幅成分分離回路１２か
ら出力されただけで、従来の伝送装置の復調に用いた振
幅比Ｈ(m)の雑音レベルよりも約３ｄＢ低いので、従来
技術の伝送装置で復調した符号より、低い符号誤り率で
復調できることになる。そして、この実施形態によれ
ば、以下に説明するように、低い雑音レベルのコヒーレ
ント閾値ＴＨ(m)が確実に得られるので、低符号誤り率
での復調が得られることになる。

【００３５】この実施形態では、このコヒーレント閾値
ＴＨ(m)は、図１に示す現シンボル閾値演算回路１９と
コヒーレント閾値演算回路２４により算出されるように
なっている。そして、現シンボル閾値演算回路１９は、
振幅成分分離回路１２で算出した振幅値Ｒ(m)と、振幅
符号判別回路１８で復調した符号Ａ'(m)の値から、逆
に、現シンボルの振幅値Ｒ(m)に対応した閾値ｔｈ(m)を
求めるように構成されており、このため、まず、予め図
６に示した半径Ｄ１と半径Ｄ０の間に、所定の係数値Ｄ
th を定めておく。ここで、この係数値Ｄth としては、
例えば半径Ｄ１とＤ０のほぼ平均値、すなわち、Ｄth
≒(Ｄ１＋Ｄ０)／２に設定してやれば良い。なお、雑音
の確率分布を勘案すれば、この平均値より若干ずれた値
の方が、この係数値Ｄth の値としては最適値になる
が、説明を簡単化するため、ここでは、Ｄth を平均値
に設定したものとして説明する。

【００３６】次に、現シンボル閾値演算回路１９は、半
径Ｄ１とＤ０と、係数値Ｄth 、それに復調した符号Ａ'
(m)の値から、以下のようにして閾値ｔｈ(m)を求める。
すなわち、いま、復調した符号Ａ'(m)が、図２のレベル
２０で示すように、“Ｈ”のときは、図２のレベル２１
に相当する第１の値Ｋ１(m)を、 Ｋ１(m)＝Ｒ(m)×Ｄth／Ｄ１ として演算し、演算結果を現シンボルの閾値ｔｈ(m)＝
Ｋ１(m)として出力する。一方、復調した符号Ａ'(m)
が、図２のレベル２２で示すように、“Ｌ”のときは、
図２のレベル２３に相当する第２の値Ｋ２(m)を、 Ｋ２(m)＝Ｒ(m)×Ｄth／Ｄ０ として演算し、演算結果を現シンボルの閾値ｔｈ(m)＝
Ｋ２(m)として出力するのである。

【００３７】このとき、算出した閾値ｔｈ(m)の値は、
図２に示されているように、受信信号の振幅符号の値に
依存せず、何れも同一の値になるが、依然として雑音が
混用している。コヒーレント閾値演算回路２４は、この
閾値ｔｈ(m)に混入しているであろう雑音のレベルを低
減するための回路で、このため、現シンボル閾値演算回
路１９から入力されてくる現シンボルの閾値ｔｈ(m)
と、現シンボルの符号の復調に用いたコヒーレント閾値
ＴＨ(m)とを用い、次の演算式を実行する。 ＴＨ(m＋１)＝ＴＨ(m)×(１−１／Ｂ)＋ｔｈ(m)／Ｂ

【００３８】この演算式による処理は、閾値ｔｈ(m)を
シンボル毎に数値Ｂで決まる回数にわたって巡回的に加
算平均する処理となり、従って、ここで用いる値Ｂを１
より大きい正の自然数に設定しておくことにより、演算
値ＴＨ(m＋１)の雑音レベルを、振幅値Ｒ(m)の雑音レベ
ルより大幅に低減させることができる。例えば、いま、
Ｂ＝１／１６に設定したとすると、演算結果ＴＨ(m＋
１)に混入する雑音レベルは、振幅値Ｒ(m)に混入してい
る雑音レベルの約１／３２に低減され、振幅値Ｒ(m)の
雑音レベルに対して、ほとんど無視し得るレベルまで抑
えることができる。

【００３９】そして、この演算結果ＴＨ(m＋１)が、第
ｍ＋１シンボル用のコヒーレント閾値として、コヒーレ
ント閾値演算回路２４から出力されることになり、従っ
て、このコヒーレント閾値演算回路２４からは、充分に
低雑音のコヒーレント閾値ＴＨ(m)が得られることにな
る。こうして、コヒーレント閾値演算回路２４から出力
されたコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)は、更にコヒーレ
ント閾値遅延回路１７で１シンボル期間遅延され、振幅
成分分離回路１２で算出した第ｍ＋１シンボルの振幅値
Ｒ(m＋１)と共に振幅符号判別回路１８に入力され、こ
こで比較され、第ｍ＋１シンボルの符号Ａ'(m＋１)が復
調され、振幅符号復調回路９０から振幅符号値Ａ'(m)が
出力されることになる。

【００４０】そして、この振幅符号復調回路９０で復調
された振幅符号Ａ'(m)は、この後、図８の位相検波回路
１０で復調された符号と共に結合回路１１に入力され、
結合されて復調した情報符号として出力されるが、この
とき、上記したように、コヒーレント閾値演算回路２４
から得られるコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)は、その雑
音レベルが充分に小さく抑えられているので、復調した
振幅符号Ａ'(m＋１)の符号誤り率は、振幅値Ｒ(m＋１)
の雑音レベルだけで決まることになる。

【００４１】従って、この実施形態によれば、雑音レベ
ルが約３ｄＢ大きい振幅比Ｈ(m)を用いて復調していた
従来技術の場合に比して、符号誤り率の低い振幅符号を
復調することができる。換言すれば、この実施形態によ
る伝送装置では、従来技術の伝送装置を用いて伝送した
符号の誤り率と同程度の誤り率の符号を、受信信号に混
入する雑音が更に３ｄＢ増加した状態でも得ることがで
きることになる。

【００４２】なお、コヒーレント閾値演算回路２４にお
いて、現シンボルの閾値ｔｈ(m)を求める際に用いる値
Ｂとしては、上記したように、一般に１より大きい正の
自然数であれば良い。しかし、このＢの値を、１６、３
２、６４など、２の冪乗(＝２ⁿ)の数値に設定しておけ
ば、１／Ｂ倍の演算が単なるビットシフトだけで実現で
き、従って、このように構成することにより、回路規模
を更に小さくすることができる。

【００４３】また、コヒーレント閾値演算回路２４の内
部で実行する演算は、上記した演算式ではなく、次式 ＴＨ(m＋１)＝｛ Σ ＴＨ(m−i) ｝／Ｎ により、過去Ｎシンボルのコヒーレント閾値ＴＨ(m−i)
(ただし、上式のΣは、ｉ＝１、２、……、Ｎ−１の和
を意味する)の単純な加算平均値を演算して出力するよ
うにしても良い。この単純な加算平均値を求める回路
は、過去のＮシンボルのコヒーレント閾値を記憶してお
く必要があるため回路が大きくなる欠点がある。しか
し、雑音低減に関しては、上記の実施例に示した回路よ
り大きな低減効果を得ることができる。

【００４４】この他、コヒーレント閾値演算回路２４の
内部の構成としては、現シンボルの閾値ｔｈ(m)の値が
コヒーレント閾値ＴＨ(m)から大きく離れているとき
は、定数Ｂの値を小さくして引き込みを早くするなど、
他にも多くの方法が考えられる。すなわち、本発明で用
いるコヒーレント閾値演算回路２４の内部の構成は、コ
ヒーレント閾値ＴＨ(m)の雑音レベルを低減できるもの
であれば、既存の雑音低減方法が適用できるのは明らか
である。

【００４５】次に、現シンボル閾値演算回路１９の具体
的な構成について説明する。この現シンボル閾値演算回
路１９としては、各種の回路構成のものが考えられる
が、まず、図３は、その第１の実施形態例である。この
図３の実施形態は、任意の振幅値Ｒ(m)の値に対する値
Ｋ１(m)と値Ｋ２(m)の演算結果を、予めＲＯＭ２５に記
憶しておく方式の回路で、このため振幅値Ｒ(m)の値と
復調符号Ａ'(m)の値をＲＯＭ２５のアドレスとして用
い、記憶されている演算結果を閾値ｔｈ(m)として読み
出して出力するように構成されている。

【００４６】従って、この回路でも、従来技術における
ＲＯＭ１６と同様に、ＲＯＭ２５を用いてはいるが、し
かし、この図３の実施形態では、振幅値Ｒ(m)に乗算す
べき係数値Ｄth／Ｄ１と、係数値Ｄth／Ｄ０は、上記し
たように、予め定めてある係数値に過ぎないので、図示
のように、振幅値Ｒ(m)を表す８ビットの符号と、復調
符号Ａ'(m)の１ビットの符号の合計９ビットの符号だけ
でアドレスを指定し、指定アドレスに記憶されている８
ビットの掛け算値を読み出すだけで済むことになり、こ
のため、必要なＲＯＭの記憶容量としては、従来の回路
の割り算回路で用いるＲＯＭの記憶容量の約１／１２８
に相当する５１２バイト有ればよく、従って、この実施
形態によれば、回路規模を大幅に縮小することができ
る。

【００４７】次に、図４は、現シンボル閾値演算回路１
９の第２の実施形態例で、この回路では、ＲＯＭ２６と
ＲＯＭ２７の２個のＲＯＭを用意し、ＲＯＭ２６には値
Ｋ１(m)の演算結果を、またＲＯＭ２７には値Ｋ２(m)の
演算結果を、それぞれ記憶しておく。そして、振幅値Ｒ
(m)の値を共通のＲＯＭアドレスとして用い、ＲＯＭ２
６とＲＯＭ２７に記憶されている値Ｋ１(m)と値Ｋ２(m)
を同時に読み出し、この読み出した値Ｋ１(m)と値Ｋ２
(m)の内の一方の値を、復調符号Ａ'(m)の値に応じて切
換動作するスイッチ２８を用い、図２に示すようにして
選択し、閾値ｔｈ(m)として出力するように構成されて
いる。従って、この図４の実施形態でも、図３の第１の
実施形態例と同様の理由により、ＲＯＭ２６とＲＯＭ２
７の記憶容量は合わせて５１２バイト有ればよく、回路
規模を大幅に縮小することができる。

【００４８】さらに、図５は、現シンボル閾値演算回路
１９の第３の実施形態例で、この回路では、予め係数値
Ｄth／Ｄ０と係数値Ｄth／Ｄ１が格納されている記憶回
路２９を用い、これらの係数値の一方を、符号Ａ'(m)の
値に応じて切換制御されるスイッチ３０により選択し、
選択した係数値を、掛け算回路３１に入力し、振幅値Ｒ
(m)に乗算して、乗算結果を閾値ｔｈ(m)として出力する
ように構造したものである。従って、この実施形態で
は、一応、高速で動作できる掛け算回路が必要になる
が、それでも、従来技術の回路で必要な割り算回路に比
べれば、それ程高速性を要せず、回路規模の大幅な低減
を得ることができる。

【００４９】ここで、以上の実施形態による効果につい
て纏めると、以下の通りである。まず、上記した実施形
態による伝送装置では、復調に用いるコヒーレント閾値
ＴＨ(m)の雑音レベルを、振幅値Ｒ(m)の雑音レベルに対
してほとんど無視できる程度まで低減できるため、従来
の伝送装置で復調した符号と同程度の符号誤り率の符号
を、受信信号に混入する雑音が更に３ｄＢ増加した状態
でも得ることができ、従って、Ｓ／Ｎの低下に強い高性
能の伝送装置が容易に得られる。

【００５０】次に、現シンボル閾値演算回路１９をＲＯ
Ｍを用いて構成する実施形態のときでも、従来技術の割
り算回路で用いるＲＯＭ１６の記憶容量の約１／１２８
という、著しく少ない記憶容量のＲＯＭがあればよく、
このため、回路規模が小さくなるだけでなく、廉価なＲ
ＯＭを用いることができ、その結果として、小型で安価
な伝送装置を構成することができる。

【００５１】さらに、現シンボル閾値演算回路１９を、
掛け算回路を用いて構成する実施形態の場合でも、従来
技術の回路で用いられている割り算回路に比しては、回
路規模が大幅に低減でき、回路素子についての高速化要
求も緩やかにできる。

【００５２】ところで、図６で説明した大円と小円の半
径の比Ｄ１／Ｄ０と、係数値Ｄthの最適値は、受信した
信号のＣ／Ｎ値によって変化する。そこで、これら半径
の比Ｄ１／Ｄ０と係数値Ｄth の複数種の値に対応し
て、それぞれ複数組の閾値ＴＨ１(m)と閾値ＴＨ２(m)の
演算結果をＲＯＭに記憶しておき、信号の受信状況な
ど、動作条件に応じて読み出すべき演算結果を選択する
ようにしてもよい。

【００５３】こうすることにより、常に最適な設定条件
の下で復調が行われ、高性能を容易に保持することがで
きるようになり、このとき、上記実施形態によれば、本
来の動作に必要な記憶容量が少なくて済むので、付加的
に記憶容量が必要になったにもかかわらず、回路規模の
増加を伴なう虞れがなく、容易に高性能の伝送装置を得
ることができる。

【００５４】なお、以上の実施形態では、伝送に用いる
搬送波が１種類の場合について説明した。しかし、本発
明は、上記実施形態に限定されることなく、直交周波数
分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の各搬送波を多値振幅
位相変調(ＡＰＳＫ)方式で変調する場合にも適用して、
同様の効果が得られるのは言うまでもない。

【００５５】

【発明の効果】本発明によれば、メモリに必要とする記
憶容量が、例えば従来技術の場合の約１／１２８とい
う、極めて少ない記憶容量で済み、この結果、小さいＲ
ＯＭを用いて回路を構成できるため、回路規模が小さく
できるだけでなく、低価格で製造することができるよう
になる。

【００５６】また、本発明によれば、信号対雑音比が、
従来技術に比して、原理的に３ｄＢ改善できるので、従
来技術による伝送装置で復調した符号と同程度の符号誤
り率の符号を、受信信号に混入する雑音が更に３ｄＢ増
加した状態でも得ることができるようになり、従って、
信号対雑音比の低下に強い高性能の伝送装置を容易に提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態における振幅符号復調回路の
一例を示すブロック構成図である。

【図２】本発明の一実施形態における現シンボル閾値ｔ
ｈ(m)の演算処理動作の説明図である。

【図３】本発明の一実施形態における現シンボル閾値演
算回路の第１の例を示すブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態における現シンボル閾値演
算回路の第２の例を示すブロック図である。

【図５】本発明の一実施形態における現シンボル閾値演
算回路の第３の例を示すブロック図である。

【図６】１６ＡＰＳＫ方式の信号点複素平面上での配置
例を示す説明図である。

【図７】１６ＡＰＳＫ方式の従来技術による変調部の一
例を示すブロック図である。

【図８】１６ＡＰＳＫ方式の従来技術による復調部の一
例を示すブロック図である。

【図９】１６ＡＰＳＫ方式の伝送装置における符号の処
理方法を示す説明図である。

【図１０】従来技術による振幅符号復調回路の一例を示
すブロック図である。

【符号の説明】

１ 分割回路 ２ 振幅遅延処理回路 ３ 位相遅延処理回路 ８ 変調回路 ９ 振幅符号復調回路 １０ 位相検波回路 １１ 結合回路 １２ 振幅成分分離回路 １３ 遅延回路 １４ 振幅比演算回路 １５ 振幅比判別回路 １６、２５、２６、２７ ＲＯＭ １７ コヒーレント閾値遅延回路 １８ 振幅符号判別回路 １９ 現シンボル閾値演算回路 ２４ コヒーレント閾値演算回路 ２８、３０ スイッチ ２９ 記憶回路 ３１ 掛け算回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐野 誠一 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 塚本 信夫 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 土田 健一 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 森山 繁樹 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送信号の信号空間となる複素平面上で
   の信号点を、大円と小円からなる二重の円上に配置して
   伝送するようにした多値振幅位相変調方式の伝送装置に
   おいて、 受信側の振幅符号復調手段が、振幅符号判別回路と現シ
   ンボル閾値演算回路、コヒーレント閾値演算回路、それ
   にコヒーレント閾値遅延回路を備え、 上記振幅符号判別回路は、 受信した第ｍシンボルの振幅値Ｒ(m)を、上記コヒーレ
   ント閾値遅延回路から出力される第ｍシンボル用のコヒ
   ーレント閾値ＴＨ(m)と比較し、 比較した結果がＲ(m)＞ＴＨ(m)のときは、２進数の一方
   の値“Ｈ”を振幅符号Ａ'(m)として出力し、 比較した結果がＲ(m)＜ＴＨ(m)のときは、２進数の他方
   の値“Ｌ”を振幅符号Ａ'(m)として出力するように構成
   され、 上記現シンボル閾値演算回路は、 上記大円の半径Ｄ１と上記小円の半径Ｄ０、これら半径
   Ｄ１とＤ０の値の間に設定した定数Ｄth、受信した第ｍ
   シンボルの振幅値Ｒ(m)、それに上記振幅符号判別回路
   から出力される振幅符号Ａ'(m)とを用い、 振幅符号Ａ'(m)が“Ｈ”のときは、第１の値Ｋ１(m)＝
   Ｒ(m)×Ｄth／Ｄ１を演算して、演算結果を現シンボル
   の閾値ｔｈ(m)＝Ｋ１(m)として出力し、 振幅符号Ａ'(m)が“Ｌ”のときは、第２の値Ｋ２(m)＝
   Ｒ(m)×Ｄth／Ｄ０を演算して演算結果を現シンボルの
   閾値ｔｈ(m)＝Ｋ２(m)として出力するように構成され、 上記コヒーレント閾値演算回路は、 第ｍシンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m)と上記現シ
   ンボル閾値ｔｈ(m)から、所定の演算により、第ｍ＋１
   シンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)を算出して
   出力するように構成され、 上記コヒーレント閾値遅延回路は、 上記コヒーレント閾値演算回路から出力されるコヒーレ
   ント閾値ＴＨ(m＋１)を１シンボル期間遅延して、次の
   シンボルである第ｍ＋１シンボルに、第ｍ＋１シンボル
   用のコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)として出力するよう
   に構成されていることを特徴とする多値振幅位相変調方
   式の伝送装置。
2. 【請求項２】 請求項１の発明において、 上記コヒーレント閾値演算回路は、 第ｍシンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m)と上記現シ
   ンボル閾値ｔｈ(m)、それに予め設定してある１以上の
   正の整数Ｂとを用い、 第ｍ＋１シンボル用のコヒーレント閾値ＴＨ(m＋１)
   を、 ＴＨ(m＋１)＝ＴＨ(m)×(１−１／Ｂ)＋ｔｈ(m)／Ｂ の演算により出力するように構成されていることを特徴
   とする多値振幅位相変調方式の伝送装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２の発明において、 上記現シンボル閾値演算回路が、 上記振幅値Ｒ(m)と上記振幅符号Ａ'(m)をアドレスとし
   て、上記閾値ｔｈ(m)を出力するメモリで構成されてい
   ることを特徴とする多値振幅位相変調方式の伝送装置。
4. 【請求項４】 請求項１又は請求項２の発明において、 上記現シンボル閾値演算回路が、 上記振幅値Ｒ(m)をアドレスとして、上記第１の値Ｋ１
   (m)を出力する第１のメモリと、 上記振幅値Ｒ(m)をアドレスとして、上記第２の値Ｋ２
   (m)を出力する第２のメモリと、 上記振幅符号Ａ'(m)のレベルに応じて、上記第１のメモ
   リの出力と、上記第２のメモリの出力とを切換え、上記
   閾値ｔｈ(m)として出力するスイッチとで構成されてい
   ることを特徴とする多値振幅位相変調方式の伝送装置。
5. 【請求項５】 請求項１又は請求項２の発明において、 上記現シンボル閾値演算回路が、 上記振幅値Ｒ(m)を入力とする掛け算回路と、 上記Ｄth／Ｄ１と、上記Ｄth／Ｄ２をそれぞれ定数とし
   て格納してあるメモリと、 上記振幅符号Ａ'(m)のレベルに応じて、上記Ｄth／Ｄ１
   と、上記Ｄth／Ｄ２の一方を選択して上記メモリから取
   り出すスイッチとを備え、 上記スイッチの出力を上記掛け算回路に入力し、上記振
   幅値Ｒ(m)に乗算して上記閾値ｔｈ(m)を出力するように
   構成されていることを特徴とする多値振幅位相変調方式
   の伝送装置。