TWI330010B - Communication apparatus - Google Patents

Description

1330010 狄、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 f明係㈣-種通糾置，其採用—種多載波傳輸方 =(數位子波多錢傳輸方法，後文 另」，該裝置以顧實餘子H“触之數位調變 及解調方法來進行資料傳輸。 【先前技術】 涉及利用實係數子波濾波器排组進行數位調變處理及 解調處理之傳輸方法屬於一型多载波調變方法，其中多數 個數位調變波係使用實係數缝轉組合成，來產生傳輸 信號。PAM(脈波振幅調變）係用以作為調變各個載波之方 法。 …根據DWMC傳輸方法之資料傳輸將參照圖15至圖以作 忒明。圖16為波形圖，顯示子波波形範例。圖丨6為波形 圖，顯示根據DWMC傳輸方法傳輸之波形範例。圖17為頻 _ 4圖，顯示根據DWMC傳輸方法之傳輸頻譜範例。圖Μ顯 不一訊息框，顯示根據DWMC傳輸方法傳輸之一訊息框組 配狀態範例。 如圖15所示，當資料係根據卵肊傳輸方法傳輸時，各 個副载波之脈衝回應係以彼此重疊關係於副載波傳輸。各 個傳輸符號變成一種時間波形，該時間波形為各個副載波 之脈衝回應之組合，如圖16所示。圖17顯示振幅頻譜範 例。根據DWMC傳輸方法如圖16所示數量範圍由數十至數 百之傳輸符號經收集來形成一個欲傳輸之框。圖18顯示 92126465 1330010 一個DWMC傳輸框之組配狀態範例。DWMC傳輸框除了傳輸 資訊資料之符號外，也包括框同步化符號以及等化符號。 圖14為根據先前技術之通訊裝置之方塊圖，該通訊裝 置包含採用DWMC傳輪方法之發射器299以及接收器199。 圖14中，元件符號11〇表示A/D轉換器；元件符號12〇 表示子波轉換器；元件符號13〇表示將並列資料轉成串列 資料之P/S轉換器；元件符號140表示供判定一接收之信 號之判疋單το ’几件符號21〇表示供將位元資料轉換成為 符號資料來進行符號映射之符號映射器；元件符號22〇表春· 示供將串列資料轉成並列資料之s/p轉換器；元件符號· 230表示反相子波轉換器；以及元件符號24〇表示d/a轉 換器。 現在將說明具有此種組配狀態之通訊裝置之操作。 首先，於發射器299，符號映射器210將位元資料轉換 成為符號資料，且根據各項符號資料進行符號映射（pAM) 調變。串列/並列轉換器（S/P轉換器）220對各個副載波供 給實數「di」（i = l至M，M為多數），實數藉反相子波轉· 換器2 3 0接受於時間軸之反相離散子波轉換。如此具有時 間軸波形之樣本值被產生’來產生一系列表示被傳輸符號 之樣本值。D/A轉換器240將該系列樣本值轉成一基頻類 比信號波形’該波形於時間上為連續，然後該波形被傳 輸。由反相離散子波轉換產生的於時間軸之樣本值之數目 通常為第2至第n次羃（η為正整數）。 於接收器199，接收得之信號藉A/D轉換器no被轉換 7 92126465 、為數位基頻信號波形’然後該波形以與發射器之取樣率 的取樣率抽樣。該系列樣本值於頻率軸藉子波轉換器 接又離散子波轉換，隨後藉並列/串列轉換器（p/s轉 換器）130進行串列轉換。最後判定單元140計算各個副 戟波之振巾g，來判定接收得之信號且獲得接收得之資料。 由於傳輪路徑的阻抗起伏波動、以及多重路徑的影響， 傳輪期間可能發生振幅失真及相位失真’因此有能力處理 •鲁振幅參數及相位參數二者，換言之，處理複變資訊較為方 便。但根據相關技術之DWMC傳輸方法不允許失真根據傳 輪路徑條件接受校正，原因在於DWMC傳輸方法只可處理 振te資訊，結果導致一項問題，傳輸效率顯著降低（例如 參考下列文件）。

Hitoshi KIYA 「數位信號處理系列14,倍數比率信號 處理（Digital Signal Processing Series 14, Multi-Rate Signal Processing) j , Shokodo, October 6, • 1995，pp. 186-190。 綜上所述，採用根據相關業界之利用實係數濾波器排組 之傳輸方法’採用該種傳輸方法之通訊裝置有問題，在於 只能處理振幅資訊作為傳輸資料；及其問題在於接收器無 法進行複變資訊的處理。 【發明内容】 需要有一種通訊裝置’其使用DWMC傳輸方法且允許處 理複變資訊。 為了滿足該項需求，本發明提供一種採用DWMC傳輸方 92126465 1330010 法其允許處理複變資訊之通訊裝置。 為了解決該問題，本發明提供一種通訊裝置，其採用一 種多載波傳輸方法，該多載波傳輸方法係以利用一實係數 子波濾波器排組之數位多載波調變及解調處理來進行資 料的傳輸，該裝置包含一接收器，其進行數位多載波解調 處理，其中該接收器具有一檢波段，該檢波段具有：一第 一子波轉換器其包含Μ個實係數子波濾波器，該等濾波器 彼此正交，供進行接收得之信號波形資料之子波轉換；一 希伯特（Hilbert)轉換器，其係供進行該波形資料之希伯 特轉換；一第二子波轉換器，其係供進行來自希伯特轉換 器之輸出之子波轉換；以及一複變資料產生器，其係供經 由界定來自第一子波轉換器之輸出作為複變資訊之同相 位成分、以及界定來自第二子波轉換器之輸出作為複變資 訊之正交成分而產生複變資料。 如此提供一種採用DWMC傳輸方法之通訊裝置，該裝置 允許處理複變資訊。 【實施方式】 現在將參照圖1至21說明本發明之較佳具體實施例。 下列具體實施例中，除非另行載明，否則子波轉換係藉餘 弦調變濾波器排組進行。 (第一具體實施例） 圖1為檢波段之方塊圖，該檢波段形成根據本發明之第 一具體實施例，通訊裝置之接收器之一部分。其發射器之 組配狀態係與圖14發射器299之組配狀態相同。 92126465 9 1330010 圖1中，元件符號「101」表示接收單元之檢波段；元 件符號「102」表示接收得信號之波形資料（後文稱作「接 收得之波形資料」）之子波轉換用之子波轉換器；元件符 號「103」表示對接收得之波形資料進行希伯特轉換用之 希伯特轉換器；元件符號「104」表示具有與子波轉換器 102之組配狀態相同組配狀態之子波轉換器，其係供進行 來自希伯特轉換器之輸出之子波轉換；元件符號「105」 表示轉碼器，其係供由得自子波轉換器104之多個輸出 φ 「di」（i=0至Μ，Μ為多數）中之奇數位置的代碼進行轉 換；元件符號「106」表示位準轉換器，其係供校正轉碼 器105輸出之資料振幅因希伯特轉換器103之紋波特性所 造成該振幅之起伏波動；以及元件符號「107」表示複變 資料產生器，其係供產生複變資料，該複變資料具有來自 子波轉換器102之輸出之實數部分（I成分）以及來自位準 轉換器106之輸出之虛數部分（Q成分）。 現在將說明具有此種組配狀態之通訊裝置之操作，假設 *該裝置容納Μ個副載波，分別指定為副載波編號1至Μ。 首先，子波轉換器102進行接收得之波形資料之子波轉 換，來獲得其係與Μ個副載波各自同相位置分量。希伯特 轉換器103進行接收得之波形資料之希伯特轉換，來產生 波形資料，其中含括於接收得之信號之各個頻率成分位移 π/2，子波轉換器104獲得正交於各個副載波之成分。此 時由於來自子波轉換器104之奇編號位置的輸出係以反 相碼輸出，故轉碼器105校正該輸出碼。此外，各個副載 92126465 10 1330010 波之資料振幅具有因希伯特轉換器103之紋波特性造成 的起伏波動，位準轉換器106修正該起伏波動。複變資料 產生器107產生具有同相位成分以及正交成分之複變資 料，各成分分別係由來自子波轉換器102及位準轉換器 10 6之輸出組成。 雖然本具體實施例已經參照使用具有相同組配狀態之 兩個子波轉換器作說明，但可採用只使用一個子波轉換器 之組配狀態。當使用高度準確之希伯特轉換器或等化器進 行振幅校正時，無需使用位準轉換器及轉碼器。 因如前文說明，本具體實施例不僅可處理振幅，同時也 可處理相位資訊，故即使由於群延遲等造成傳輸路徑上的 不良條件，結果導致副載波同步化之時間差錯，各個副載 波之相位旋轉仍可被校正來改進接收效能。 (第二具體實施例） 圖2為根據本發明之第二具體實施例，形成通訊裝置接 收器之一部分之檢波段之方塊圖。其發射器之組配狀態係 與圖14之發射器299之組配狀態相同。 圖2中，元件符號「108」表示接收單元之檢波段；元 件符號「109」表示子波轉換器，該子波轉換器係一次對 接收之波形資料奇數編號位置的代碼進行希伯特轉換、子 波轉換以及反相處理；以及元件符號「107a」表示複變資 料產生器，其係供產生複變資料，該複變資料具有來自子 波轉換器102之輸出之實數部分資料（I成分）、以及來自 子波轉換器109之輸出之虛數部分資料（Q成分）。 92126465 11 1330010 裝置之操作實質如同第一具體實施例，唯一差異在於於 第一具體實施例中逐一接續進行之希伯特轉換、子波轉換 以及轉碼處理於本具體實施例係一次同時進行。 此種組配狀態允許比第一具體實施例所述組配狀態更 快速處理’也允許電路構造更為簡單。 (第三具體實施例） 圖3為子波轉換器1〇2之方塊圖，子波轉換器1〇2形成 圖1及圖2之檢波段之一部分。圖4為方塊圖，顯示具有 •圖3之多項組配狀態之原型濾波器之組配狀態。圖5為圖 1之子波轉換器之方塊圖。圖6為方塊圖，顯示具有圖5 之多相組配狀態之原型濾波器之組配狀態。 圖3中’元件符號「102」表示如圖1或圖2所示之子 波轉換器；元件符號「121」表示供延遲由一段抽樣期間 接收得之波形資料用之延遲元件；元件符號「122」表示 供對接收得之波形資料之抽樣速率減低Μ因數之減速抽 鲁樣器；元件符號「123」表示原型濾波器；以及元件符號 「124」表示快速離散餘弦轉換器（第4型）。圖3中，延 遲元件121及減速抽樣器122之使用量分別為Μ-1個及Μ 個。 圖4中，元件符號「123」表示圖3所示原型濾波器； 元件符號「131」表示具有與原型濾波器濾波係數相等之 濾波係數之乘法器；元件符號「132」表示二輸入加法器； 以及元件符號「133」表示供導入一個符號時間（Μ次抽樣 時間）延遲之延遲元件。圖4所示原型濾波器123之次羃 12

92126465 !33〇〇1〇 為2M。 圖5中，元件符號「ι〇9Α」表示具有圖2子波轉換器 之功能之相同功能的子波轉換器；元件符號「121」 表示供延遲由一個抽樣期間接收延遲波形資料之延遲元 件’元件符號「122」表示供減慢接收得之波形資料之抽 樣速率達因數Μ之減速抽樣器；元件符號「125」表示原 型濾波器；以及元件符號「126」表示快速離散正弦轉換 器（第4型）。延遲元件121以及減速抽樣器122之數量分 別為Μ-1及Μ。 圖6中’元件符號「125」表示圖5所示原型濾波器； 元件符號「131」表示具有與原型濾波器濾波係數相等之 濾波係數之乘法器；元件符號r丨32」表示二輸入加法器； 以及元件符號「133」表示供導入一個符號時間（μ個抽樣 時間）之延遲之延遲元件。圖6所示原型濾波器之次羃為 2Μ ° 裝置之操作同第二具體實施例，但與第二具體實施例之 差異在於，第二具體實施例中由FI r濾波器組成部分被具 有多相組配狀態之原型濾波器、組合使用本具體實施例之 離散餘弦轉換或離散正弦轉換所替代。 雖然本具體實施例之第一子波轉換器（子波轉換器1 〇2) 及第二子波轉換器（子波轉換器109Α)係組配成完全分開 的元件，但各元件可共享相同電路。顯然地，這是有可能 的，因為在於子波轉換器之原型濾波器具有單純彼此反相 之濾波係數，且因為唯有於使用不同係數的處理時，離散 92126465 13 1330010 餘弦轉換以及離散正弦轉換才有不同。 前述組配狀態由於多項組配狀態涉及比FIR濾波器組 配狀態更少量計算，因此前述組配狀態允許比第二具體實 施例所述組配狀態更快速處理。 (第四具體實施例） 圖7為圖1之子波轉換器（第二子波轉換器）之方塊圖。 圖7中，元件符號「109A」表示具有功能與圖5子波轉 換器109之功能相同的子波轉換器；元件符號「12丨」表 _不由一段抽樣期間接收之波形資料延遲用之延遲元件；元 件符號「122」表示以因數Μ減慢接收得之波形資料之抽 樣速率之減速抽樣器；元件符號「125」表示原型濾波器； π件符號「127」表示時間序列反相器，用來反相於一系 列輸入之每Μ個樣本之時間順序；元件符號「124」表示 快速離散餘弦轉換器（第4型）；以及元件符號「128」表 示於輸入資料奇編號位置之碼反相用之轉碼器。圖5中， 籲延遲兀件121以及減速抽樣器122之數量分別為及心 該裝置之操作係與第三具體實施例之操作相同，但與第 三具體實施例相異之處在於，第三具體實施例中由離散正 弦轉換器128組成之部分於本具體實施例係由時間序列 反相器127、離散餘弦轉換器124以及轉碼器128所置換。 雖然本具體實施例具有一種組配狀態，其中時間序列反相 器127係設置於離散餘弦轉換器124之前，以及轉碼器 =8係設置於離散餘弦轉換器124之後，但時間序列反相 态127及轉碼器128也可改變位置而獲得相同結果。 92126465 1330010 前述組配狀態允許比第二具體實施例所示組配狀態更 快速處理。因第三具體實施例之由離散餘弦轉換器124以 及離散正弦轉換器126組成的部分可只由離散餘弦轉換 器124組成，電路之共享因而可達成較小之電路尺寸。 (第五具體實施例） 圖8為根據本發明之第五具體實施例，形成通訊裝置之 一部分之接收器之方塊圖。該裝置之發射器係與圖14相 同。 圖8中，元件符號「100」表示接收器；元件符號「110」· 表示A/D轉換器；元件符號「108a」表示組配狀態類似圖 1或2所示之檢波段；元件符號「120」表示等化器；元 件符號「130」表示並列/串列轉換器（P/S轉換器）；以及 元件符號「140」表示判定單元。 現在將說明具有此種組配狀態之接收器之操作。 於接收器100，A/D轉換器110進行接收信號之數位轉 換來獲得接收得之波形資料。檢波段l〇8a檢測接收得之| 波形資料，且對含括於接收得之信號之多數個副載波獲得 複變資訊來作為其輸出。其次，等化器120係經由比較得 自檢波段108a之複變資訊與預先分配以供等化目的之用 之已知資料，而獲得等化量。複變資訊於實際資料傳輸符 號之間隔時間使用如此所得之等化量等化，且供給並列-至-串列轉換器130。最後，判定單元140基於等化複變 資訊判定資料。此乃於接收器100進行之一系列操作。等 化器120從作為等化量之已知信號獲得各副載波之振幅 92126465 15 1330010 及相位偏離。依據傳輸路徑，可使用利用多數個分接頭之 調適型濾波器（LMS或RLS濾波器）。 前述組配狀態允許即使於不良條件下於傳輸路徑也可 作準確解調。 本具體實施例之等化器120可以後述方式使用。 圖19為根據本發明之第五具體實施例，形成通訊裝置 之一部分之發射器之方塊圖。 圖19中，元件符號「200」表示發射器；元件符號「201」 •表示同步資料產生器，其係經歷若干連續符號時間對各個 副載波產生相同資料；元件符號「210」表示根據該同步 資料進行符號映射（PAM調變）用之符號映射器；元件符號 「230」表示反相子波轉換器；元件符號「220」表示對反 相子波轉換器之輸出進行串列轉換之串列/並列（S/P)轉 換器；元件符號「240」表示D/A轉換器，其係供轉換來 自串列/並列轉換器220之輸出之欲發射的波形資料。 具有此種組配狀態之通訊裝置之操作將參照圖10說 明。圖10為線圖顯示副載波與正弦波頻率間之關係。為 了簡化說明，假設使用八個子波轉換，換言之八個副載波。 於發射器200，同步資料產生器201首先對各個副載波 輸出相同資料（例如1)至符號映射器210經歷若干連續符 號時間。此時分配給各個副載波之資料為接收器100之已 知資料。然後資料由反相子波轉換器230轉換。此時，反 相子波轉換器230輸出來自正弦波之具有頻率「fn」之複 合波，如圖10所示。複合波資料藉串列/並列轉換器220 92126465 16 1330010 以及D/A轉換器240轉成類比信號，然後發射。 於接收器100，A/D轉換器110首先進行接收得之信號 之數位轉換來獲得接收得之波形資料。檢波段108偵測接 收得之波形資料，且對含括於接收得之資料之多數個正弦 波獲得複變資訊作為其輸出。檢波段108將複變資料（複 變資訊）供給等化器120。等化器120合成第（2n-l)個輸 出以及第2n個輸出[lSn$(M/2-l)，副載波由0編號至 M-1]，經由使用得自檢波段108之複變資訊，匹配其相位 來獲得以高準確度用於各個副載波之等化係數。等化量係 使用如此所得之等化係數以及預先分配供等化用之已知 資料決定。由於等化係數對第（2n-l)副載波以及第2n副 載波係使用相同正弦波獲得，故可進行此種方法。然後複 變資料使用如此所得等化量，於實際的資料傳輸符號之間 隔時間等化，且供給並列/串列轉換器130。最後，判定 單元140基於等化後之複變資料而判定該資料。 於前述組配狀態，由於對各對副載波可獲得一個等化 量，故比經由對各個副載波決定等化量之方法，可以更高 準確度進行計算。 (第六具體實施例） 圖9A為根據本發明之第六具體實施例，形成通訊裝置 之一部分之發射器之方塊圖，以及圖9B為根據本發明之 第六具體實施例，形成通訊裝置之一部分之接收器之方塊 圖。 圖9B之接收器100、A/D轉換器110、檢波段108a、等 92126465 17 1330010 化器120、P/S轉換器130以及判定單元140係類似圖8 之各個組成元件，且係以線元件符號表示，此處不再說 明。圖9B中，元件符號「141」表示供導入一段抽樣時間 延遲用之延遲電路；元件符號「142」為複變除法器；元 件符號「143」表示供累加複變資料輸入用之複變加法器； 元件符號「144」表示同步位移計算器；以及元件符號「145」 表示同步時序估計電路。圖9A中，元件符號「200」表示 發射器；元件符號「201」表示同步資料產生器，其對各 •個副載波經歷若干接續符號期間產生相同的資料；元件符 號「210」表示根據同步資料進行符號映射器（PAM調變） 用之符號映射器；元件符號「230」表示反相子波轉換器； 元件符號「220」表示對來自反相子波轉換器之輸出進行 串列轉換用之串列/並列轉換器（S/P轉換器）；以及元件 符號「240」表示D/A轉換器，其係由串列/並列轉換器 220輸出之欲發射波形資料轉換成為類比信號。 具有此種組配狀態之通訊裝置之操作將參照圖10作說 明。圖10為線圖，顯示副載波與正弦波頻率間之關係。 為求簡化說明，假設使用八個子波轉換，亦即八個副載波。 於接收器200，同步資料產生器201首先對各個副載波 輸出相同的資料（例如，1)至符號映射器210經歷若干接 續符號時間。此時分配給各個副載波之資料為接收器100 已知之資料。資料係藉反相子波轉換器230轉換。此時反 相子波轉換器230輸出具有頻率「fn」之源自正弦波之複 合波，如圖10所示。複合波資料藉串列/並列轉換器220 92126465 18 1330010 轉換’以及藉D/A轉換器240轉換成類比信號然後供傳輸。 於接收器100，D/A轉換器11〇首先進行接收得之信號 之數位轉換’來獲得接收得之波形資料。檢波段108a偵 測接收得之波形資料，對含括於接收得之資料之多數個正 弦波獲得複變資訊作為其輸出。此時，當各個符號以準確 時序而同步化時’來自檢波段l〇8a之全部輸出值皆相

等。當同步有時序誤差時，輸出為反映「2?lfc.T」表示之 相位旋轉之值，該值係依據位移度rT」以及副載波頻率 「fc」決定。其次’延遲電路141以及複變除法器142進 行毗鄰副載波間之複變除法來求出複數座標之相位差。因 成對毗鄰副載波間之頻率間隔「fi」皆相等，故全部相位 差（複變值）具有相等「2πίί.τ」值（實際上其值受到傳輸

路徑衫響而偏離「2πίί.τ」）。副載波間之相位差「沘 藉複變加法器143累加來獲得平均值「如」，同步位移: 算器144由副載波間隔「fi」以及平均副載波相位差「咖 獲得同步位移「㈣」。結果供給同步時序估計電路145, 提供同步時相授給檢波段⑽a。平均副相位差〗 各個副載波相位差扣除（ec_em)，來獲得新的參數「c」^ 載波相位差數目），使㈣參數「e」，同步位料算器Η 識別各個副載波之同步時序與平均同步時序間之^ 「τ。」，來算出各個副載波之同步時序與平均同步時序: 偏載波之同步時序使用差值「Te」來接受微調 斤要微調的原因在於各個副載波之同㈣序受到 徑的影響而位移，必須將同步時序磐為平均值。但因斗 92126465 19 1330010 均值並非表示各個副載波之完美同步，因此識別各個副載 波之同步時序與平均同步時序間之任何位移，各個副載波 之同步時序係根據該位移量加以微調。前述操作可矯正接 收得之同步資料信號與已知（同步資料信號）間之信號點 因各個副載波之同步時序位移造成之任何位移。如此允許 改良隨後等化效能，結果導致接收效能改進。 於建立同步時序後，檢波段108a將複變資料（複變資訊） 供給等化器120。等化器120比較由檢波段108a提供之 籲複變資料與事先分配供等化目的（同步化）之已知資料來 獲得等化量。複變資料使用如此所得之等化量，於實際的 資料傳輸符號間隔時間被等化，且被供給串列/並列轉換 器130。最後，判定單元140基於等化複變資料而判定資 料。 使用前述組配狀態，因即使於不良條件下傳輸路徑，仍 可以高準確度估計同步時序，故可以高準確度進行解調。 I 參照檢波段108a測定之值，經由合成第（2n-1)輸出以 胃及第2n輸出[l$nS(M/2-l)，副載波編號為0至M-1]， 且匹配其相位，可以高準確度測定相位旋轉量。由於第 (2n-l)以及第2n副載波之相位旋轉量係使用相同正弦波 測定，如圖10所示，故可進行此種方法。 使用前述組配狀態，由於因同步時序錯誤促成之相位旋 轉量可對各對副載波測定，故比對各個副載波測定相位旋 轉量，可達成以較高準確度進行計算。 t (第七具體實施例） 92126465 1330010 圖11為根據本發明之第七具體實施例，形成通訊裝置 接收器之一部分之檢波段之方塊圖。其發射器係與 所示發射器相同。 ~ 圖11中，元件符號「151」表示接收器之檢波段；元件 符號「152」表示由Μ個彼此正交之實係數子波濾波器組 成之子波轉換器；元件符號「153」表示供產生複變資料 之複變資料產生器，複變資訊之同相位成分（1通道）為來 自子波轉換器152之第（2η-1)個輸出，以及複變資訊之正 交成分（Q通道）為由該子波轉換器152輸出之第2η個輸 出（1$η$(Μ/2));以及元件符號「154」表示並列/串列 轉換器（P/S轉換器），其係供進行複變資料之串列轉換而 進行串列輸出。 將參照圖10說明具有此種組配狀態之檢波段151之操 作。為求簡化’將基於有八個副載波之假設作說明。本具 體實施例中，假設來自正弦波且具有圖1〇粗體實線指示 之頻率（fl、f2及f3)之複合波係輸入接收器，且正弦波 分別具有相位φΐ、φ2及φ3。此時，各個正弦波係於1至兀 之範圍内具有任意相位「φη」（η=1、2或3)。 檢波段151進行使用子波轉換器152接收之波形資料之 子波轉換。此時，第（2η-1)以及第2η個輸出[ΐ$η$ (M/2-1) ’副載波由〇至M-1編號]分別為圖1〇具有頻率 fn之正弦波之cos(<l)n)以及sin(<|)n)。複變資料產生器153 產生複變資料，該複變資料包括由cos((|)n)組成之實數部 分資料，以及由sin((|)n)組成之虚數部分資料。最後並列 92126465 21 !33〇〇ι〇 /串列轉換器154獲得串列複變資料。 雖然本具體實施例採用（M/2-1)個複變資料產生器 153，但也可使用單一複變資料產生器進行，實施方式係 經由進行來自子波轉換器152之輸出之並列/串列轉換， 以及進行時序控制，讓串列資料之第（2n-l)項以及第2n 項輸入複變資料產生器153。 前述組配狀態可以較小計算量（約為第三具體實施例之 半量）來獲得複變資訊（複變資料），但其受到正弦波組成 _之接收信號所限制。 (第八具體實施例） 圖12為根據本發明之第八具體實施例，構成通訊裝置 發射器之一部分之調變器方塊圖。 圖12中’元件符號「251」表示調變器；元件符號「252」 表示符號映射器，供將位元資料轉換成為符號資料，俾根 據符號資料之各項來進行符號映射（QAM調變）；元件符號 鲁「253」表示串列/並列轉換器（s/p轉換器）供逐一進行輸 入其中之各項資料之並列轉換；元件符號「254」表示複 變資料分解器，其係供將輸入其中之複變資料分解成為一 實數部分以及一虛數部分；以及元件符號「255」表示反 相子波轉換器。 具有此種組配狀態之發射器之調變器251之操作將參 知圖10作說明。為求簡化，說明將假設有八個副載波。 本具體實施例中’假設發射器輸出之複合波，該複合波係 來自於具有圖10粗體實線指示之頻率（fl、f2及f3)之正

92126465 22 1330010 弦波，以及該正弦波分別具有相位0、φ2及帏。此時各 個正弦波係於-π至π之範圍内具有任意相位「帕」（η=1、2 或3)。 首先’調變器251使用符號映射器252將欲傳輸資料（位 兀貢料）轉成符號資料，QAM調變係根據該符號資料進行 來提供於複數座標之信號點。以下方程式丨係得自此種方 其次，資料藉串列/並列轉換器253而轉換成並列複變 資料，複變資料之各項藉複變資料分解器254而被分解成 實數部分資料（cosUn))以及虛數部分資料（sin((j)n))。 cos(<|)n)及sinQn)分別分配至反相子波轉換器255之第 (2n-l)個輸入以及第2n個輸入（ign$(M/2-l))。然後反 相子波轉換器255輸出一複合波’該複合波係來自於具有

可只使用一個複變資料分解器進行。

資料，讓副載波相位不會重疊 時尖峰電壓。 (第九具體實施例） 可抑制於輸出傳輸時之瞬 切言之由第 ’故經由設定 92126465 23 133001ο 圖13A為根據本發明之第九具體實施 之一部分之發+ 裝置 第九具體實施例了，本發明之 圖。 Ά通繼之-部分之接收器之方塊 圖13B中’疋件符號「15〇」表示接收器 表示轉換接收的信號成為數位信號之A/D轉換;?#乂10」 號「⑸」表示圖u所示檢波段;元件符轉號換符 於複數平面㈣相位用之相位旋轉器；元件符號6「」=不 表不導入-&抽樣期間延遲之延遲電路；元件」 表示複變除法器；元件符號「143」表示累加輸: 之複變資料之複變加法器；元件符號「，中 移計算器及元件符號「145」表㈣步時序^電ζ位 表示同步資料產生器，供對各個複件錢「咖」 右干連續付唬期間；元件符號「251」表 歷 調變器；以及元件符號「綱」表示D/A轉=不之 將調變器251產生之欲傳輸波形資料轉換成為類比:^供 將參照圖10說明具有此種組配狀態之通 。= 器挪以及接收器150之操作。假設此外八置2射 亦即，使用八個副载波。 攻轉換， 於發射器250，同步資料產生器256首先 輸出相同資料至調變器251經歷若干接續符號時間副$ 給各個副載波之資料為接收器15G已知之資料 : 係藉調變器251調變。此時，調變器251 '料 ^ 水自正弦 92126465 1330010 波之複合波，其具有圖10所示頻率fn。各個正弦波相位 係依據輸入同步貧料決定’該相位於此處係以φπ表不。 最後，複合波資料藉D/A轉換器240轉換成為類比信號， 然後該類比信號被傳輸。 於接收器150，D/A轉換器110首先進行如此接收之信 號之數位轉換來獲得接收得之波形資料。檢波段151偵測 接收得之波形資料，來於多數個含括於該接收得之信號之 正弦波，獲得複合信號點資訊。因如此所得複合信號點資 訊具有相位已經被旋轉「φη」，故相位旋轉器146將相位籲 於複數座標返回「φη」。當各符號已經於準確時序同步化 時，全部來自相位旋轉器146之輸出值皆相等。當同步時 序錯誤時，該值反映相位旋轉「2πί (：·τ」，該相位旋轉係 依據位移度「τ」以及副載波頻率「fc」決定。其次，延 遲元件141以及複變除法器142進行毗鄰副載波間之複變 除法，來求出於複數座標上之相位差。由於全部成對毗鄰 副載波具有相等頻率間隔「fi」，故全部副載波相位差（複I 變值）係於相等值「2πί·τ」（實際上，該值受到傳輸路徑 影響而偏離「2τιΠ·τ」）。副載波相位差藉複變加法器143 累加獲得平均值「帕」，同步位移計算器144由副載波頻 率間隔「fi」以及平均副載波相位差「φιη」決定同步位移 值「τ」。結果供給同步時序估計電路145來提供同步時序 回授給檢波段。 使用前述組配狀態，第六具體實施例由兩個子波轉換器 組成部分可使用單一子波轉換器提供，其允許電路規模的 92126465 25 1330010 縮小。 (第十具體實施例） 雖然本發明可應用於寬廣多種通訊裝置用於發射以及 接收信號，但適合用於採用不良條件傳輸路徑之電源線通 訊系統。 圖20為根據本發明之第十具體實施例，形成通訊裝置 之一部分之發射器之方塊圖，以及圖21為根據本發明之 第十具體實施例，形成通訊裝置之一部分之接收器之方塊 圖20中，元件符號「600」表示發射區段；元件符號「610

表示符號映射器，供將位元資料轉成符號資料，且將位元 資料映射至信號點的某個配置；元件符號「220」表示將 串列資料轉換成並列資料之S/P轉換器；元件符號「620」 表示調變器，該調變器利用包含多數個Μ個濾波器之濾波 器排組，該等濾波器彼此正交用來調變欲經由進行反相轉 換而傳輸之信號；元件符號「240」表示D/A轉換器用來 將數位信號轉換成為類比信號；元件符號「700」表示接 收區段；元件符號「110」表示將類比信號轉成數位信號 之A/D轉換器；以及元件符號「630」表示解調器，該解 調器利用包含多數個Μ個濾波器之濾波器排組，該等濾波 器彼此正交，用來經由轉換接收得之信號而解調接收得之 信號。 現在將參照圖20及21說明本裝置之操作。 於發射器之發射區段600，符號映射器610將位元資料

92126465 1330010 轉成符號資料，且根據某些信號點映射資訊而映射該資 料；濾波器排組型調變器620調變欲傳輸之信號，該調變 器係經由進行該信號之反相轉形而調變藉符號映射器610 作信號點排列之信號；以及D/A轉換器240將數位信號轉 換成為類比信號。於接收器之檢波段700, A/D轉換器110 將類比信號轉換成為數位信號，濾波器排組型解調器630 藉轉換而解調接收得之信號。有用之濾波器排組包括以子 波為主之餘弦轉換濾波器排組以及以FFT為主之脈波型 OFDMs。該圖顯示使用餘弦調變濾波器排組（具有濾波長度 4M)所得之振幅譜。該圖中，凹口係經由去能重疊業餘射 頻頻帶之副載波形成。使用頻帶有限（脈波形）副載波之多 載波傳輸，可經由使用如此所述之濾波器排組進行調變及 解調處理而進行。頻帶有限多載波之使用允許電源線傳輸 對窄頻干擾波以及對載波間干擾更具有抗性。由於各個副 載波之頻帶受限制，故經由去能（disable)若干副載波可 形成銳利凹口。 進行解除調節，允許使用2M至30M頻帶進行電源線通 訊。然而，其它原有系統（例如業餘射頻及短波廣播系統） 則使用相同頻帶。由於此種其它原有系統間不允許任何干 擾，故於電源線通訊期間，信號不可傳輸至其它原有系統 使用的頻帶。通常凹口通道濾波器係經由分開濾波器產 生，來去能傳輸至原有系統使用的頻帶。30分貝之凹口 通道濾、波器用於「HomeP 1 ug 1. 0」，HomeP 1 ug 1. 0是美國 電源線傳輸聯盟HomePlug公司發行。如此抑制對其它原 92126465 27 1330010 有系統干擾之可能目標為30分貝或以上。 根據本發明方法’濾波器排組用來限制各個副載波頻 帶’去能重疊原有系統使用頻帶之副載波，因此可達成相 關技術方法之相同操作（其它原有系統使用之頻帶產生凹 口通道之操作；參考附圖），而無需產生凹口通道濾波器。 形成的凹口愈深’則濾波器排組各個濾波器之濾波長度愈 長（遽波器之數目Μ為固定）。此種情況下可能因濾波器促 成延遲（濾波器延遲需要於凹口深度折衷）。因此可形成 ® 30分貝或以上的凹口通道，以及經由限制濾波器排組對 電源線通訊之濾波長度為4Μ來抑制濾波器延遲。 (第十一具體實施例） 圖22為根據本發明之第十一具體實施例之電源線通訊 之方塊圖。該圖中元件符號「800」表示建築物；元件符 號「810」表示電源線；元件符號「820」表示電話網路、 光學網路、或CATV網路；元件符號「700」表示根據本發 鲁明之通訊裝置，其利用涉及多數個Μ個濾波器之遽波器排 組’該等濾波器彼此正交；元件符號「710」表示AV裝置 例如電視機、錄影機、DVD或DV攝影機；元件符號「720」 表示通訊裝置例如路由器、ADSL、VDSL、媒體轉換器或電 話；元件符號「730」表示解調裝置例如印表機、傳真機 或掃描器；元件符號「740」表示安全防護裝置例如攝影 機鑰起或對講機；元件符號「750」表示個人電腦；以及 元件符號「760」表示家用電器裝置例如空氣調節器、冰 箱、洗衣機或微波爐。 92126465 1330010 將參照圖22說明本發明之操作。裝置形成通過電源線 之網路，且使用通訊裝置進行雙向通訊，該裝置利用包含 多數個Μ個濾波器其彼此正交之濾波器排組。述及網際網 路通訊，可透過經由電源線之建築物内裝設的家用閘道器 進行連結。另外，也可透過電話網路、光學網路、或CATV 網路作為媒體通訊之通訊裝置進行連結。此外，可由具有 射頻功能之通訊裝置以無線方式進行連結。由於此處使用 之通訊裝置進行使用濾波器排組進行調變及解調處理，如 第十具體實施例所述，濾波器排組包含彼此正交之多數個 Μ個濾波器，與其它既有系統之干擾可經由去能副載波加 以壓抑，該副載波係重疊其它原有系統使用的頻帶。進一 步，因濾波器長度係限於4Μ，當達成凹口通道深度30分 貝或以上時可抑制因濾波器促成的延遲。相反地，可減少 因其它原有系統造成的窄頻干擾效應。 此外，當欲於某個頻帶產生凹口時，所需要的只是去能 任何重疊該頻帶之副載波。因此於許多國家容易彈性符合 規定。即使於本系統付諸使用後有法規變化，仍然可透過 例如韌體升級等動作來彈性配合法規。 【圖式簡單說明】 圖1為根據本發明之第一具體實施例，形成通訊裝置接 收器之一部分之檢波段之方塊圖； 圖2為根據本發明之第二具體實施例，形成通訊裝置接 收器之一部分之檢波段之方塊圖； 圖3為形成圖1及2之檢波段一部分之子波轉換器之方 92126465 29 塊圖； 圖4為方塊圖顯示具有圖3 器之組配狀態； 之多相組配狀態之原型濾波 圖5為圖1之子波轉換器之方塊圖 之方塊圖；

態之原型濾波 圖7為® 1另-子波轉換器(第二 二子波轉換器）之方塊 施例形成通訊裝置之 圖8為根據本發明之第五具體實 一部分之接收器之方塊圖； 一部分之發射器之方塊圖 圖9A為根據本發明之第六具體實施例形成通訊裝置之 一部分之接收器之方塊圖； 圖9B為根據本發明之第六具體實施例形成通訊裝置之 圖10為線圖顯示副載波與正弦波頻率間之關係之線 圖11為根據本發明之第七具體實施例，形成通訊裝置 之接收器部分之檢波段之方塊圖； 圖12為根據本發明之第八具體實施命J，形成通訊褒置 之發射器之一部分之調變器之方塊圖； 圖13A為根據本發明之第九具體實施例形成通訊裝置 之一部分之發射器之方塊圖； 圖13B為根據本發明之第九具體實施例形成通訊裝置 之一部分之接收器之方塊圖； 92126465 1330010 圖14為採用DWMC傳輸方法經由發W 根據先前技術之通訊褎置之方塊圖；接收器组成之 圖15為波形圖顯示子波波形範例； 圖 例； 16為波形圖顯示根據臟傳輪方法之傳輸波形範 圖 例； 17為頻譜圖’顯秘據霞傳輸方法之傳輸頻譜範 圖18說明-種架構，顯示根據醜c傳輸方法傳輸之架 構組配狀態範例； 圖19為根據本發明之第五具體實施例形成通訊裝置之 一部分之發射器之方塊圖； 圖20為根據本發明之第十具體實施例形成通訊裝置之 一部分之發射器之方塊圖； 圖21為根據本發明之第十具體實施例形成通訊裝置之 一部分之接收器之方塊圖；以及 圖22為根據本發明之第十一具體實施例’電源線通訊 系統之方塊圖。 (元件符號說明） 101 接收單元之檢波段 102 子波轉換器 103 希伯特轉換器 104 子波轉換器 105 轉碼器 106 位準轉換器 92126465 31 1330010 107 複變資料產生器 107a 複變資料產生器 108 接收單元之檢波段 108a 檢波段 109 進行希伯特轉換之子波轉換器 109A 子波轉換器 110 類比/數位轉換器 120 等化器 121 延遲元件 122 減速抽樣器 123 原型濾波器 124 快速離散餘弦轉換器 125 原型濾波器 126 快速離散正弦轉換器 127 時間序列反相器 128 轉碼器 130 並列/串列轉換器 131 乘法器 132 二輸入加法器 133 延遲元件 140 判定單元 141 延遲電路 142 複變除法器 143 複變加法器 92126465 32 同步位移計算器 同步時序估計電路 相位旋轉器 檢波段 子波轉換器 複變資料產生器 並列/串列轉換器 接收器 發射器 同步資料產生器 符號映射器 串列/並列轉換器 反相子波轉換器 數位/類比轉換器 調變器 符號映射器 串列/並列轉換器 複變資料分解器 反相子波轉換器 同步資料產生器 發射器 傳輸區段 符號映射器 濾波器排組型轉換器 1330010 630 濾波器排組型解調器 700 通訊裝置 710 影音裝置 720 通訊裝置 730 文件裝置 740 安全防護装置 750 個人電腦 760 家用電氣裝置 • 800 建築物 810 電源線 820 電話網路 92126465 34 (§)

Claims (1)

1330010 拾、申請專利範圍： 1. 一種通訊裝置，其採用一種多載波傳輸方法，該多載 波傳輸方法係以利用一實係數子波濾波器排組之數位多 載波調變及解調處理來進行資料的傳輸，該裝置包含一接 收器，其進行數位多載波解調處理，其中 該接收器具有一檢波段， 該檢波段具有： 一第一子波轉換器其包含Μ個實係數子波濾波器，該等 濾波器彼此正交，供進行接收得之信號波形資料之子波轉 換； 一希伯特（Hilbert)轉換器，其係供進行該波形資料之 希伯特轉換； 一第二子波轉換器，其係供進行來自希伯特轉換器之輸 出之子波轉換；以及 一複變資料產生器，其係供經由界定來自第一子波轉換 器之輸出作為複變資訊之同相位成分、以及界定來自第二 子波轉換器之輸出作為複變資訊之正交成分而產生複變 資料。 2. 如申請專利範圍第1項之通訊裝置，進一步包含： 一轉碼器，其係用以反相於得自第二子波轉換器Μ個輸 出中位在奇編號位置之輸出之碼。 3. 如申請專利範圍第2項之通訊裝置，進一步包含： 一位準轉換器，其係用以修正來自轉碼器輸出之振幅之 起伏波動，該起伏波動係由於希伯特轉換器之紋波所引 92126465 35 丄jjuu丄υ 起。 认種通訊裝置’其採用—種多載波傳輸方法，該多載 1方法係以利用—實係數子波m排組之數位多 =調變及解調處理來進行倾的傳輸，該裝置包含一接 收為，其進行數位多載波解調處理，其中 該接收器具有一檢波段， 八 該檢波段具有： 傷祕、ί子波轉換器其包含讨個實係數子波滤;皮器，該等 -波器彼此正交’供進行接收得之信號波形資料之子波轉 換； 第一子波轉換器，涉及一子波濾波器，用以對波形資 料進仃希伯特轉換、子波轉換以及於奇位置之碼的反相； 以及 。。一複變資料產生n，其係供經由界定來自第—子波轉換 器之輸出作為複變資訊之同相位成分、以及界定來自第二 φ:波轉換H之輸出作為複變資訊之正交成分而產生複變 資料。 5·如申請專利範圍第1項之通訊裝置，其中 該第一子波轉換器具有一第一原型濾波器，其包括一第 一多相濾波器，其具有一實係數、Μ個向下抽樣器、 個單一樣本延遲元件、以及一個快速M點離散餘弦轉換器 (M為不小於2之整數），以及 該第二子波轉換器具有一第二原型濾波器，其包括一第 一夕相遽波器，其具有一實係數、Μ個向下抽樣器、μ— 1 92126465 1330010 個單一樣本延遲元件、以及一個快速Μ點離散正弦轉換 器。 6. 如申請專利範圍第1項之通訊裝置，其中 該第二子波轉換器具有一第三原型濾波器，包括一第二 多相濾波器，其具有一實係數、Μ個向下抽樣器、Μ-1個 單一樣本延遲元件、一個時間序列反相器，用以反相輸入 序列中每Μ個輸入之順序、一快速Μ點離散餘弦轉換器、 以及一於輸入系列奇編號位置供反相碼用之轉碼器。 7. 如申請專利範圍第1項之通訊裝置，其中 該接收器進一步具有： 一等化器，其係用以使用得自檢波段之複變資訊以及先 前指定給等化處理之已知等化信號進行等化；以及 一判定單元，其係用以使用得自等化器之信號進行判 定。 8. —種通訊裝置，其採用一種多載波傳輸方法，該多載 波傳輸方法係以利用一實係數子波濾波器排組之數位多 載波調變及解調處理來進行資料的傳輸，該通訊裝置包含 一發射器，其進行數位多載波調變處理；以及一接收器， 其進行數位多載波解調處理，其中 該發射器具有： 一同步資料產生器，用以產生同步資料，其維持同步經 歷一段數個連續符號之時間，且該同步資料為接收器所已 知；以及 一反相子波轉換器，其係用以進行同步資料之反相子波 92126465 37 1330010 轉換，以及 該接收器具有： 一檢波段，該檢波段具有一包含Μ個實係數子波濾波器 之第一子波轉換器，該等濾波器彼此為正交，用以進行接 收信號之波形資料之子波轉換；一希伯特轉換器，其係用 以進行波形資料之希伯特轉換；一第二子波轉換器，其係 用以進行來自希伯特轉換器之輸出之子波轉換；以及一複 變資料產生器，其係用以產生複變資料，係經由界定來自 •第一子波轉換器之輸出作為複變資訊之同相位成分、以及 來自第二子波轉換器之輸出作為複變資訊之正交成分而 產生該複變資料； 一等化器，其係用以使用得自檢波段之複變資訊以及先 前指定給該等化過程之已知等化信號來進行等化； 一判定單元，其係用以使用得自等化器之信號進行判 定；以及 一同步時序估計電路，其係用以由檢波段輸出之毗鄰複 *合副載波間之相位差異來估計信號之同步時序。 9. 一種通訊裝置，其採用一種多載波傳輸方法，該多載 波傳輸方法係以利用一實係數子波濾波器排組之數位多 載波調變及解調處理來進行資料的傳輸，該通訊裝置包含 一發射器，其進行數位多載波調變處理；以及一接收器， 其進行數位多載波解調處理，其中 該發射器具有： 一同步資料產生器，用以產生同步資料，其維持同步經 92126465 f域個連續符號之時間，且該同步資料為接收器所已 知；以及 一反相子波轉換器’其係用以進行同步資料之反相子波 轉換，以及 該接收器之一檢波段具有： -子波轉換器’其包含M個實係數子波濾波器，其相對 於彼此正交用以進行接收得之信號之波形資料之子波轉 換； 二複變資料產生器，其係用以產生複變資料，係經由界φ 疋得自子波轉換器之第（2η_ι)個輸出（4正整數）作為該 複變貧訊之同相位成分、以及界定得自子波轉換器之第 2η個輸出[此處’以及副載波由〇編號至 M-1]作為該複變資訊之正交成分而產生複變資料。 1〇>種通訊裝置，其採用一種多載波傳輸方法，該多 載波傳輸方法仙洲—實係數子波濾波器排組之數位 多載波調變及解調處理來進行資料的傳輸，該通訊裝置包 含一發射器，其進行數位多載波調變處理；以及一接收_ 器，其進行數位多載波解調處理，其中 該發射器之一調變區段具有： 一符號映射器，其係用以將位元資料轉換成為符號資 料，以及映射符號資料至M/2(M為複數）個複數座標平面； 一反相子波轉換器，其係包含|^個實係數子波濾波器， 其相對於彼此為正交；以及 一複變資料分解器，其係用以分解複變資料成為一實數 92126465 39 ^3〇〇i〇 部分以及-虛數部分，因此複變資訊之同相位成分供給反 相子波轉換器作為第（2n-i)個（„為正整數）輸人，以及複 變資訊之正交成分供給反相子波轉換器作為第2n個[此 處1$η$(Μ/2-1)，以及副載波編號為〇至M_1：]輸入。 11. 一種通訊裝置，其採用一種多载波傳輸方法，該多 f波傳輸方法係以利用一實係數子波滤波器排組之數位 ^载波調變及解調處理來進行資料的傳輸，該通訊裝置包 含一發射器，其進行數位多載波調變處理；以及一接收 器，其進行數位多載波解調處理，其甲 該發射器具有： 同步為料產生器，用以產生同步資料，其維持同步經 歷一段數個連續符號之時間，且該同步資料為接收器所已 知；以及 一調變區段，其係用以以同步資料調變， 該接收器具有： ⑩、Γ㈣段’其具有一子波轉換器包含^固實係數子波濾 波器’ a亥等濾波器彼此正交，用來進行接收得之信號之波 形資料的子波轉換；-複變資料產生器，其係用以產生複 變資料’該複變資料的產生係經由界定得自子波轉換器之 第（2n-l)個輸出（n為正整數）作為複變資訊之同相位成 分、以及界定得自子波轉換器之第2η個輸出[此處j “ S(M/2-l)，副載波編號為〇至^1]作為該複變資訊之正 交成分；以及 一同步時序估計電路，其係用以由视鄰複合副載波間之 92126465 40 1330010 相位差估計符號之同步時序。 H 如申請專利範圍第8項之通訊裝置，其中 該接收器具有： 數，’、其係用以對各個副載波獲得欲使用之相“ 1方式係經由使用得自檢波段之複變資訊，來^ 個輸出以及第2n個輸出π㈤齡 波、，扁號為〇至Μ-1 ];以及 載 一判定單元， 定。 其係用以使用得自該等化器之信號作判 92126465