JP3116764B2 - ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル伝送方式な
らびにディジタル伝送信号の受信器に係り、特に、互い
に直交する複数本の周波数を用いる直交周波数多重方式
(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
により信号を伝送するのに好適な、ディジタル伝送方式
ならびに、ディジタル伝送信号の受信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）は、特
に、マルチパスに対して頑強であり、移動体受信を狙っ
た音声や映像のディジタル放送の分野などに利用されつ
つある。たとえば、音声放送への利用については、アイ
・イ−・イ−・イ− トランザクション オン コンス
−マ− エレクトロニクス：第３８巻、３号（１９８９
年３月）４９３頁〜５０３頁(IEEE Transactions on Co
nsumer Electronics Vol. 35 No.3 493P- 503P, 1989)
に報告されている。

【０００３】また、ＯＦＤＭの周波数同期制御（ＡＦ
Ｃ）については、例えば、アイ・イ−・イ−・イ− ト
ランザクション オン コミュニケ−ションズ：第４２
巻、１０号（１９９４年１０月）２９０８頁〜2914頁(I
EEE Transactions on Communications, Vol. 42 No.10
2908P- 2914P, 1994)に報告されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭにより情報信
号を伝送する場合、受信器側にて伝送信号を正確に復調
するためには、送信側と受信器側での周波数変換用発振
器の発振周波数と、送信側と受信器側でのサンプリング
タイミングの周期を精度良く一致させ、この同期をとら
なければならないという第１の課題がある。

【０００５】また、伝送路において発生する伝送歪を受
信器側にて等化しなければならないという第２の課題も
ある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記第１の課題を解決す
るために、本発明のディジタル伝送信号の受信器では、
ＯＦＤＭ信号のＮ本の周波数のうち、周波数インデック
スとしてｋ_i，i＝０，１，．．．Ｐ（Ｐ≧１）を有する
ところの少なくとも２本以上の周波数により、一定時間
間隔でパイロット信号が送信される場合に、少なくと
も、次の（１）から（５）に示される手段を具備する。

【０００７】（１）サンプリングタイミング周期、なら
びに、周波数変換用局部発振器の周波数同期の捕捉がな
されていない状態において、該パイロット信号の受信信
号に、矩形を含む適当な窓関数を乗じての離散フ−リエ
変換の出力と、該パイロット信号の周波数パタ−ンと
の、相互相関を周波数領域にて計算し、該受信復調信号
の周波数と該パイロット信号の本来あるべき周波数との
大まかな周波数ずれを検出する手段と、（２）前記同期
捕捉がなされていない状態での、該パイロット信号の受
信信号にハニング窓などの適当な窓関数を乗じたうえに
離散フ−リエ変換をすることで、パイロット信号に含ま
れる周波数インデックスｋiの各々の周波数に対応す
る，受信器での離散フ−リエ変換後の推定インデックス
ｋi’を求める手段と、（３）各ｉ＝０，．．．，Ｐ−
１と適当なｌ≧１に対し、ｋi，ｋi+l，ｋi’，ｋi+l’
を用いて、送信器と受信器のサンプリングタイミング周
期のずれδiを δi＝（ｋi+l’−ｋi’）／（ｋi+l−ｋi）−１、 により、また、送信器と受信器の周波数変換用発振周波
数の周波数インデックスずれΔｋiを Δｋi＝（ｋi’ｋi+l−ｋi+l’ｋi）／（ｋi+l’−ｋi’） により推定する手段と、（４）所要のサンプリングタイ
ミングの周期ずれδ，送信器と受信器の周波数変換用発
振周波数の周波数インデックスのずれΔｋの値を、これ
らのサンプリングタイミング周期のずれδi、ならび
に、周波数変換用発振周波数の周波数ずれΔｋiの平均
値として求める手段と、（５）サンプリングタイミング
の周期ずれδ、周波数ずれΔｋが０となるように、受信
器のサンプリングタイミングの周期ならびに、受信器の
周波数変換用局部発振器の周波数を制御する方式によ
り、サンプリングタイミング周期の同期ならびに周波数
変換用局部発振器の周波数同期をとる手段を備える。

【０００８】また、第１の課題の解決をより速やかに行
うために、本発明では、上記（１）に記載されている大
まかな周波数ずれを検出する手段において、前記同期捕
捉がなされていない状態での、該パイロット信号の受信
信号の適当な窓関数下における離散フ−リエ変換の出力
と、前記パイロット信号による周波数パタ−ンとの、相
互相関を、受信器の離散フ−リエ変換における周波数の
刻み間隔で計算する。

【０００９】また、第１の課題の解決をより正確に行う
ために、上記（３）に記載されている送信器と受信器の
サンプリングタイミングずれδi、および周波数変換用
発振周波数の周波数インデックスずれΔｋiを求める手
段において、送信周波数ｋi+lに対応するｋi+l’が受信
器側にて推定できない場合に、別のｌを選択してδiお
よびΔｋiを計算する。

【００１０】さらに、送信周波数ｋ_iに対応するｋ_i’が
受信器側にて推定できない場合に、それを用いて計算す
るδ_iおよびΔｋ_iは計算せず、この計算しなかったδ_i
およびΔｋ_iについては、上記（４）に記載されている
それぞれの平均値δおよびΔｋを求める操作から除外す
る。

【００１１】また、第２の課題を解決するために、本発
明のディジタル伝送信号の受信器では、少なくとも、次
の操作を実現する手段を具備する。

【００１２】まず、前記同期捕捉がなされていない状態
での、該パイロット信号の受信信号にハニング窓などの
適当な窓関数を乗じたうえで離散フ−リエ変換をするこ
とで、パイロット信号の各々の周波数インデックス
ｋ_i，ｉ＝０，．．．，Ｐ、に対応する受信シンボル値
を推定する手段。

【００１３】そして、この受信シンボル値の推定値と、
前記パイロット信号の送信シンボル値を用いて、各周波
数インデックスｋ_iにおける伝送路特性を求める手段。

【００１４】さらに、この伝達路特性から、前記パイロ
ット信号として送信されなかった周波数インデックスに
対する伝送路特性を補間により求めて、全ての送信周波
数での伝達特性を求める手段。

【００１５】そして、この補間された伝送路特性を逆離
散フ−リエ変換することで、サンプリングタイミングの
フェ−ズのずれを求める手段。そして、少なくとも、い
ま求めたサンプリングタイミングのフェ−ズずれを用い
て、前記パイロット信号の次から送信される伝送信号の
サンプリングタイミングのフェ−ズずれを補正するか、
あるいは、伝送路特性を用いて、前記パイロット信号の
次に送信される伝送信号の等化を行うか、または、この
両者を行う手段。

【００１６】また、第１の課題を解決するために、本発
明のディジタル伝送方式では、ＯＦＤＭ信号のＮ本の周
波数のうち、周波数インデックスとしてｋ_i，i＝０，
１，．．．Ｐ（Ｎ＞Ｐ≧１）を有するところの少なくと
も２本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロット
信号が送信される場合に、少なくとも、パイロット信号
の周波数配置をＰＮ系列（疑似ランダム系列）を用い
て、配置する。

【００１７】また、第１の課題を解決するために、本発
明のディジタル伝送方式では、前記パイロット信号のそ
れぞれの周波数インデックスの間隔が互いに４以上離れ
ており、かつ、Ｖ（ｉ）をその値が、０か１、あるいは
±１をとるＭ系列やバ−カ−コ−ドなどのＰＮ系列とし
て、該パイロット信号に用いられる周波数の周波数イン
デックスの値が ｋ_i＝ｉＳ＋Ｖ（ｉ）＋定数，ｉ＝０，．．．，Ｐ， Ｓ≧５ を満足するように設定する。

【００１８】また、第１の課題を解決するために、本発
明のディジタル伝送方式では、パイロット信号のそれぞ
れの周波数インデックスの間隔が互いに４以上離れてお
り、かつ、Ｖ（ｉ）をその値が、０か１をとるＭ系列や
バ−カ−コ−ドなどのＰＮ系列として、該パイロット信
号に用いられる周波数の周波数インデックスの値を、Ｖ
（ｉ）＝１となるｉＳ、Ｓ≧４をもちいて、ｉＳ＋（定
数）のみとする。

【００１９】また、上記課題を解決するために、本発明
のディジタル伝送方式では、パイロット信号伝送用のブ
ロックシンボル時間を、他の情報伝送に用いるブロック
シンボル時間より長く、かつ他の情報伝送に用いるブロ
ックシンボル時間の２倍より短くする。

【００２０】

【作用】以下に、本発明のディジタル伝送信号の受信器
の基本作用について述べる。

【００２１】一般に、ＯＦＤＭの伝送信号は、送信側で
は、基本サンプリングタイミングＴにて逆離散フ−リエ
変換にて変調された後、高周波に周波数変換される。こ
のとき、隣あう周波数の間隔は１／（ＮＴ）であり、送
信されるＮ本の周波数は、送信側での周波数変換器の周
波数にｋ／（ＮＴ）を加えたものとなる。ここでは、簡
単のために整数ｋを周波数インデックス、あるいは単に
周波数と呼ぶことにする。

【００２２】一方、受信器側では、高周波から低域信号
に周波数変換された後、受信側でのサンプリングタイミ
ングにてサンプリングされ、離散フ−リエ変換にて復調
される。

【００２３】送信側と受信側の周波数変換器の周波数ず
れがΔｋ／（ＮＴ）であり、送信側と受信側のサンプリ
ングタイミングの周期ずれがδであると、受信器側で
の、サンプリング後の信号の周波数は、ｋ’＝（ｋ＋Δ
ｋ）・（１＋δ）となって観測される。すなわち、受信
側でのサンプリング後の受信信号の周波数インデックス
ｋ’はδとΔｋに依存する。

【００２４】そこで、予め決められた周波数ｋi，ｉ＝
０，．．．Ｐ（Ｐ≧１）がパイロット信号として送られ
る場合、各ｋIが如何なるｋi’にて受信側で観測される
かを求めることによって、Δｋとδの値が分かり、それ
を補正することができる。

【００２５】送信側と受信側の周波数変換器の発振周波
数は大きくずれる場合が有り、ｋiとｋi’との差は１以
上の場合も充分有りうる。従って、受信器側にて、周波
数インデックスｋi付近の再生信号が、本来周波数イン
デックスｋiで送信されたものとは限らない。

【００２６】これに対処するため、まず、送信信号の周
波数パタ−ンと、受信器側での離散フ−リエ変換出力と
の相互相関を計算し、大まかな周波数ずれを検出してお
く。この相関の計算は、受信器側での周波数インデック
ス刻み毎で充分である。この操作により、受信側での離
散フ−リエ変換出力のうち、どの信号が、送信周波数の
各ｋiに対応するかが判明する。

【００２７】なお、この時、受信器側で離散フ−リエ変
換を行う際に、受信信号にハニング関数などの適当な窓
関数を乗じておいても良い。

【００２８】次に、送信されたパイロット信号の各周波
数ｋ_iに対応する、受信側での周波数インデックスｋ_i’
を精度良く推定する。ハニング窓によるＦＦＴによりこ
れが実現できることが知られている。

【００２９】少なくとも、２本の周波数ｋ_i、ｋ_i+l（ｌ
≧１）をパイロット信号として伝送すれば、Δｋとδを δ＝（ｋ_i+l’−ｋ_i’）／（ｋ_i+l−ｋ_i）−１、 Δｋ＝（ｋ_i’ｋ_i+l−ｋ_i+l’ｋ_i）／（ｋ_i+l’−
ｋ_i’） により求めることが出来き、複数本の周波数を伝送した
場合には、それぞれのｉに対応して、複数のδ_iとΔｋ_i
が求まる。

【００３０】これらの値δiならびにΔｋiをそれぞれ平
均して、所要のδ、Δｋとし、これらの値がともに０と
なるように、受信器におけるサンプリングタイミング周
期と、周波数変換器における発振周波数を制御し、同期
を捕捉できる。

【００３１】なお、周波数ｋ_iのパイロット信号の受信
シンボルを求め、この値を送信されたシンボル値で除算
することで、周波数ｋ_iにおける基本的な伝送特性が分
かる。送信されなかった周波数に対する伝送特性は、送
信されところの周波数伝送特性を補間することにより求
めることができる。この周波数特性を逆離散フ−リエ変
換することで、インパルス応答の時間波形が求まり、こ
れからサンプリングタイミングのフェ−ズずれもわか
る。これらの伝送特性やサンプリングタイミングのフェ
−ズずれを補正し、正しい受信信号を得ることができ
る。

【００３２】次に、本発明のディジタル伝送方式の基本
作用について述べる。

【００３３】上述したような、送信信号の周波数パタ−
ンと、受信信号の離散フ−リエ変換との相互相関をとる
場合、出来るだけ相関ピ−クが鋭く大きいものが望まし
い。これは、雑音が有る場合、誤ったパタ−ンを選んで
しまう恐れが有るからである。そこで、本発明では、そ
の周波数配置にＭ系列やバ−カ−コ−ドに代表されるＰ
Ｎ系列を用い、その性質を利用して、大まかな周波数ず
れを検出する際に誤りにくくすることができる。

【００３４】

【実施例】以下、図面を用いて詳細に説明する。

【００３５】（実施例１）図１は、１で示される本発明
のディジタル伝送信号の受信器のブロック図である。本
受信器１は、１１で示されるアンテナ、１２で示される
ところの、高周波増幅器やチャンネルセレクタからなる
ＲＦフロントエンド、１４で示される周波数変換用局部
発振器、１３で示される周波数変換器、１５で示される
低域通過フィルタ、１６で示されるＡ／Ｄ変換器、１７
で示されるサンプリングタイミング発生器、１８ａ，１
８ｂで示される同時に切替られるところのスイッチ、１
９で示される乗算器、２０で示される窓関数発生器、２
１で示される直並列変換器、２２で示される高速フ−リ
エ変換器、２５で示される並直列変換器、３０で示され
るδおよびΔｋ推定器で構成される。

【００３６】また、δおよびΔｋ推定器３０は、２３で
示される相関器、２４で示される送信周波数パタ−ン発
生器、２６で示される周波数インデックス推定器、２７
で示されるδi計算器、２８で示されるΔｋi計算器、２
９ａ，２９ｂで示される平均器からなる。

【００３７】受信すべきＯＦＤＭ信号は、図２に示され
る送信信号のフォ−マットを持つものとする。即ち、伝
送される信号は１００で示される伝送フレ−ムから構成
される。図２において、１つの箱は１つのＯＦＤＭブロ
ックシンボルを示しており、１伝送フレ−ムが複数のＯ
ＦＤＭブッロクシンボルからなる。その１番目は１０１
で示される無変調のヌルシンボルであり、それに続く２
番目のＯＦＤＭブロックシンボルは１０２で示されるパ
イロットシンボルであるとする。このパイロット信号
は、少なくとも、２本以上の周波数（サブチャネル）か
らなるとする。１０３は、情報伝送シンボルである。

【００３８】図１には直接記載されていないが、受信器
１では、受信信号の振幅値を観測することにより、この
パイロット信号の開始時刻をつかみ、パイロット信号を
検出することができる。また、伝送フレ−ム中にヌルシ
ンボルが無い場合でも、パイロットシンボルと、他の情
報伝送シンボルの受信レベルに有る程度差があれば、パ
イロットシンボル信号の開始時刻が分かる。

【００３９】送信システムから送信されるＯＦＤＭブロ
ックシンボルの等価低域信号は、 と書ける。ここで、ｆ_k＝ｋ／ＮＴで，Ｎは全サブキャ
リアの数、Ｔは送信側のサンプリングタイミング周期で
あり、Ｘ_kは周波数ｋの伝送シンボル値、パイロットシ
ンボル以外のＯＦＤＭブロックシンボルに対し、 とする。ただし、パイロット信号に限り、ｇ（ｔ）の代
わりにｇ_p（ｔ） ｇ_p（ｔ）＝ １， −Ｔ_g≦ｔ＜（Ｎ＋Ｎ_a）Ｔ ...(3) ０、 その他 を用いるとする。ここで、Ｎ_aは適切に選ばれた正の整
数であり、 ０＜Ｎ_a≦Ｎ とする。

【００４０】一般に、伝送路はマルチパス特性を示すと
考えられる。このパスの数をＭとすると、その等価低域
帯域のインパルス応答ｈ（τ）は とモデル化できる。ここではｈ_mとして、少なくとも１
ＯＦＤＭブロックシンボル分の時間は一定である伝送路
を対象とする。また、インパルス応答の遅延時間ｍＴは
Ｔ_g＝Ｎ_gＴよりも短いとし、次のＯＦＤＭブロックシン
ボルとの干渉は生じないものとする。

【００４１】このようなマルチパス伝送路を経て、アン
テナ１１へ到来するパイロット信号の等価低域信号は

【００４２】

【数１】

【００４３】となる。アンテナ１１で受信された信号は
ＲＦフロントエンド１２により高周波増幅、チャネル選
択され、ＩＦ信号として出力される。このＩＦ信号は、
周波数変換器１３、周波数変換用発振器１４、ならび
に、所要の信号のみ通過させる低域通過フィルタ１５に
より、複素低域信号に変換される。

【００４４】この複素低域信号は、周波数同期が捕捉さ
れていない場合、送信システム側の周波数変換用局部発
振器の発振周波数と受信器１のそれとの差ｅｘｐ（ｊφ
＋ｊ２πΔｆｔ）により ｚ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊφ＋ｊ２πΔｆｔ） ＝ｙ（ｔ）・ｅｘｐ｛ｊφ＋ｊ２πΔｋ／（ＮＴ）ｔ｝ ...(6) となる。ここで、Δｆは送受信システム間の周波数ず
れ、ｊφは位相ずれである。また、ΔｋはΔｆに対応す
る周波数ずれを、１／（ＮＴ）を単位とする周波数イン
デックスにて表したものである。

【００４５】この信号ｚ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器１６によ
り、サンプリングされる。タイミング同期が捕捉されて
いない場合、サンプリングタイミングは受信器１では ｔ＝（１＋δ）ｎＴ＋τ ...(7) となる。ここで、δはタイミングの周期ずれであり、τ
は時刻ｔ＝０におけるサンプリングフェ−ズのずれであ
る。

【００４６】Ａ／Ｄ変換器１６によりサンプリングされ
た信号ｚ_nは

【００４７】

【数２】

【００４８】となる。ただし、 は伝送路の周波数インデックスｋにおけるインパルス応
答である。ここでは、前述のＮ_aが予め適切に決められ
ており、ｎ＝０，．．．，Ｎ−１に対してｇ（ｎ（１＋
δ）Ｔ＋τ）＝１が成立しているとする。Ｎ_aとしてＮ
＞Ｎ_a≧１を満足するように選んでおけば、一般に充分
である。

【００４９】この信号列ｚnの式から、送信側の周波数
インデックスがｋ＝ｋ_iとして送信されたパイロット信
号のサブキャリアは、受信器１側で ｋ_i’＝（ｋ_i＋Δｋ）（１＋δ） ...(10) となって観測されることがわかる。

【００５０】このδとΔｋは、δおよびΔｋ推定器３０
により推定される。以下にこの動作について詳しく説明
する。

【００５１】一般に、タイミング同期ずれ｜δ｜は１よ
り充分小さいと考えられるが、周波数変換用局部発振器
の周波数ずれΔｋは１より大きくなる場合がある。この
ため、パイロット信号として送信した周波数の近傍にそ
の信号を検出できないことがある。従って、受信信号の
周波数成分がどの送信周波数に対応するかを見定めなけ
ればならない。

【００５２】そこで、本発明の受信器１では、Δｋの精
密な値を計算する前に、大まかな値を求める操作を行
う。

【００５３】図１の受信器１では、パイロット信号を受
信するときには、スイッチ１８ａ，１８ｂを１９で示さ
れる乗算器側に接続し、窓関数発生器２０で発生される
窓関数を乗じる。（なお、スイッチ１８ａ，１８ｂは情
報伝送シンボルを受信する際には、直結側へ接続され
る。）ここでは、ｋ_i’推定への簡便性から、窓関数と
して ｂ_n＝１−ｃｏｓ（２πｎ／Ｎ） ...(11) なるハニング窓関数を用いる。

【００５４】乗算器からの出力ｇ_n＝ｂ_n・ｚ_nは、直並列
変換器２１へ入力され、その出力は高速フ−リエ変換器
２２にてその離散フ−リエ変換Ｇ_k，ｋ＝０，．．．，
Ｎ−１が求められる。

【００５５】パイロット信号の離散フ−リエ変換出力Ｇ
_kの絶対値｜Ｇ_k｜は、周波数インデッテクス（ｋ_i＋Δ
ｋ）（１＋δ）近傍にその極大値を持つ。この周波数イ
ンデックスは、適当な整数Ｋ_iと−１／２≦ε_i＜１／２
を用いると、 （ｋi＋Δｋ）（１＋δ）＝Ｋ_i＋ε_i ...(12) と記述することができ、従って、パイロット信号の離散
フ−リエ変換出力Ｇ_kは、その出力絶対値のピ−クをｋ
＝Ｋ_iの周波数インデックスにもつことになる。

【００５６】いま、パイロット信号の送信周波数パタ−
ンをｗ（ｉ），ｉ＝０，．．．，Ｎ−１を ｗ（ｉ）＝ １，（Ｘi≠０となるｉに対して） ...(13) ０，（Ｘi＝０となるｉに対して） で定義し、このパタ−ンを送信周波数パタ−ン発生器２
４内にあるメモリに記憶しておく。

【００５７】相関器２３により、このｗ（ｉ）と高速フ
−リエ変換器２３との相関をとり、 となるｄを求めたとき、この最大値を与えるｄがΔｋの
整数部分を与えることになる。このΔｋの大まかな推定
値は、周波数インデックス推定器２６などへ渡される。

【００５８】ここで、最大値を求める際に、ｄは予想さ
れる周波数ずれΔｋの最大値内でのみ探索すれば良く、
その刻みも周波数インデックスの整数単位でよい。

【００５９】なお、本受信システム１では窓関数を乗じ
てその出力を高速フ−リエ変換したが、相関を求める際
に、窓関数を乗ぜず、直接高速フ−リエ変換することも
可能である。

【００６０】次に、パイロット信号のハニング窓による
フ−リエ変換出力Ｇ_iならびに、上述したΔｋの大まか
な値を用いて、Δｋ_iならびにδ_iを計算する。この操作
は、図１の周波数インデックス推定器２６、δi計算器
２７、およびΔｋ_i計算器２８により行われる。

【００６１】既に、Δｋの大まかな値が分かっているの
で、受信信号の各周波数成分がどの送信周波数に対応す
るのかは容易に判明する。

【００６２】受信パイロット信号の周波数ｋ_i’は，周
波数インデックス推定器２６にて行われるが、これは、
例えば、電子通信学会論文誌；Ｖｏｌ．Ｊ７０−Ａ，Ｎ
ｏ．５（１９８７年５月）７９８〜５０３頁に記載され
ている方法により容易に実現できる。

【００６３】いま、少なくとも、相異なる２本の周波数
インデックスｋ_iとｋ_i+lをパイロット信号として送信
し、その受信側での推定周波数をｋ_i+l’、ｋ_i’とする
と、Δｋおよび、δについて、 δ＝（ｋ_i+l’−ｋ_i’）／（ｋ_i+l−ｋ_i)−１ ...(15) Δｋ＝（ｋ_i’ｋ_i+l−ｋ_i+l’ｋ_i）／（ｋ_i+l’−ｋ_i’） ...(16) により求めることができる。

【００６４】３本以上の周波数をパイロット信号として
送信した場合は、例えば、適当にｌを選び、各ｋi+l’
とｋi’，ｉ＝０，．．．，Ｐ−１の組に対して、 δi＝（ｋi+l’−ｋi’）／（ｋi+l−ｋi)−１ ...(15’) Δｋi＝（ｋi’ｋi+l−ｋi+l’ｋi）／（ｋi+l’−ｋi’） ...(16’) を求めることができる。この操作が、δi計算器２７、
およびΔｋi計算器２８により行われる。

【００６５】ここで、受信信号ｚ_nは一般に、雑音成分
を含み、周波数の推定値は誤差を含む。そこで、求めた
平均値δ_iならびにΔｋ_iをｉについて平均器２９ａ，２
９ｂにて平均し、その平均値 を所要のδならびにΔｋとする。

【００６６】上述の（１５’）および（１６’）におい
て所要のｋ_i+l’が、雑音等により検出できないとき
は、別のｌを選択して計算を行う。また、所要のｋ_i’
が検出できないときには、そのｉについてはδ_iとΔｋ_i
の計算を行わず、また、平均操作からも除外する。

【００６７】サンプリングタイミング発生器１７は、こ
のδが０となるように、そのタイミング周期を制御し、
また、周波数変換用局部発振器１４は、Δｋが０となる
ように、その発振周波数を制御し、サンプリングタイミ
ングの周期ならびに周波数変換用局部発振器の周波数の
同期を捕捉する。

【００６８】（実施例２）図２は、２で示される本発明
のディジタル伝送信号の受信器のブロック図である。図
１で示される受信器１に、更に、５０で示される受信シ
ンボル推定器、５１で示される伝達特性計算器、５２で
示される送信シンボル発生器、５３で示される補間器、
５４で示される逆高速フ−リエ変換器、５５で示される
サンプリングフェ−ズずれ計算器、５６で示される補正
値計算器と５７で示される等化器を加えてなるものであ
る。

【００６９】本受信器２では、実施例１で示した、サン
プリングタイミングの周期ならびに周波数変換用局部発
振器の周波数の同期を捕捉する動作に加え、伝送路で発
生する歪の等化を行うものである。

【００７０】以下、等化の動作を説明する。いま、簡単
のために、サンプリングタイミングのフェ−ズのずれを
τ＝ｓＴとする。式（８）よりサンプリングされた信号
は

【００７１】

【数３】

【００７２】となる。

【００７３】ハニング窓を乗じ、高速フ−リエ変換器２
２によりＦＦＴした信号を受信シンボル推定器５０に入
力し、送信されたｋ＝ｋ_i，ｉ＝０，．．．，Ｐに対し Ｃ_k≡ｅｘｐ{ｊ(φ＋２πｓΔｋ／Ｎ)}Ｘ_k・Ｈ_k・ｅｘｐ(ｊ２πｋｓ) ...(20) を求める。

【００７４】予め、送信シンボル発生器５２記憶されて
いるＸkを用いて、伝達特性計算器５１にて、各ｋ_iに対
して Ｖ_k≡Ｃ_k／Ｘ_k ...(21) を求める。

【００７５】送信されたｋ_i以外の周波数インデックス
については、Ｖ_kの値を用いて、補間器５３にて補間を
し、 Ｕ_k＝Ｖ_k， ｋ＝ｋ_i，ｉ＝０，．．．，Ｐ ...(22) 補間値、その他のｋとする。

【００７６】Ｕ_kを５４の逆高速フ−リエ変換器にて、
逆離散フ−リエ変換し、その時間領域信号として を得る。ここでδ（・）はデルタ関数である。

【００７７】サンプリングフェ−ズずれ計算器５５で
は、ｕ_nの絶対値｜ｕ_n｜をｎについて調べ、一連の応答
の立上りをサンプリングの開始をすべき時刻とみなし、
これをもってサンプリングフェ−ズのずれｓとする。

【００７８】このサンプリングフェ−ズのずれを用い
て、サンプリングタイミング発生器を制御する。

【００７９】さらに、等化器５７では、各周波数インデ
ックスｋの信号に対して ｅｘｐ｛ｊ２πｓ（Δｋ＋ｋ）／Ｎ)／Ｕ_k ...(24) を受信した情報伝送シンボルに乗じて、伝送路で生じた
歪を等化する。

【００８０】（実施例３）図４は本発明のディジタル伝
送方式で用いるパイロット信号の周波数パタ−ンの一例
を示す説明図である。

【００８１】図４中、横軸は１／ＮＴを単位とする周波
数インデックスであり、信号を送信する周波数を示して
いる。

【００８２】本発明の送信システム用のパイロット信号
では、信号を送信する周波数を ｋ_i＝ｉ・Ｓ＋Ｖ₀・Ｖ（ｉ）＋（定数）， ｉ＝０，．．．，Ｐ ...(25) とする。ここで、Ｓ，Ｖ₀は自然数の定数であり、Ｓ≧
５，Ｖ₀≦Ｓ−４を満足するものとする。また、Ｖ
（ｉ）はＭ系列（最長系列）やバ−カ−コ−ドなどのＰ
Ｎ（疑似ランダム）系列であり、０または１（あるいは
０または−１）をとるものとする。

【００８３】従って、送信されるパイロット信号の周波
数インデックスは、基本的な間隔Ｓを持つが、周波数間
隔は、Ｓであったり、Ｓ＋Ｖ₀であったりする。

【００８４】本実施例では、Ｐを１２とし（送信する周
波数の数は１３）、Ｖ（ｉ）として長さ１３のバ−カ−
コ−ド ０１０１００１１０００００ を用いる。

【００８５】さらに、Ｎ＝１０２４，Ｓ＝６４、Ｖ₀＝
３２，（定数）＝１２８と設定する。このとき、ｉ＝
１，３，６，７に対してＶ（ｉ）＝１となり、それ以外
のｉ＝０，２，４，５，８，９，１０，１１，１２に対
してはＶ（ｉ）＝０となる。従って、パイロット信号と
して、送信される周波数インデックスは ｋ＝１２８、２２４、２５６、３５２、３８４、４４
８、５５４、６０８、６４０、７０４、７６８、８３
２、８９６ なる１３本となる。

【００８６】あるいは、Ｖ₀＝３２をＶ₀＝１６に変更し
た場合、パイロット信号として送信される周波数インデ
ックスは， ｋ＝１２８，２０８，２５６，３３６，３８４，４４
８，５２８，５９２，６４０，７０４，７６８，８３
２，８９６ となる。

【００８７】本発明のディジタル伝送方式における周波
数配置によると、例えば、先の実施例１で示したよう
な、相関により、送信信号の周波数と受信信号の周波数
との対応を求める場合に、等間隔で周波数を並べた場合
（全てのｉに対してＶ₀＝０）に比べ、その対応関係を
より正確なものとすることができる。これは、次のよう
に説明される。

【００８８】当間隔の周波数配置を用いた場合、自己相
関は基本間隔Ｓ毎に大きなピ−ク値を持ち、雑音がある
程度大きくなると、送信周波数と受信周波数の差を、Ｓ
の整数倍だけ誤る可能性が大きくなる。

【００８９】一方、これに対して、バ−カ−コ−ドの特
性から、本発明の送信パイロット信号の場合は周波数間
隔が等間隔ではなく、その相関値は、ずれが無い場合の
み大きく、それ以外では充分に小さいという性質を示
す。従って、雑音が大きくなっても送信信号の周波数と
受信信号の周波数との対応付けを誤りにくくすることが
できる。

【００９０】この結果、本実施例で示されるようにバ−
カ−コ−ドなどのＰＮ系列を用い、式（２５）で示され
る周波数配置を用いるパイロット信号を利用すれば、受
信システム側にて、周波数変換用発振器の周波数、なら
びに、サンプリングタイミングの周期の同期をより精度
良く、捕捉することができる。

【００９１】（実施例４）本発明の送信システム用のパ
イロット信号では、信号を送信する周波数を，ＰＮ系列
Ｖ（ｉ）が１となる ｋ_i＝ｉ・Ｓ＋（定数）， ｉ＝０，．．．，Ｐ₁−１ ...(26) で与えられる周波数インデックスのみとする。ここで、
Ｓは４以上の自然数の定数であり、Ｐ₁はＰＮ系列の長
さで、Ｐとは別の数である。実際に送信される周波数の
数は、ＰＮ系列Ｖ（ｉ）の１となる周波数の数であり、
Ｖ（ｉ）としてＭ系列（最長系列）を用いた場合、系列
長の約半分（Ｐ₁／２)となる。

【００９２】本実施例では、Ｖ（ｉ）を、Ｐ₁＝３１の
Ｍ系列とする。長さ３１のＭ系列は幾つかあるが、例え
ば １１１１１００１１０１００１００００１０１０１１１
０１１０００ がそのひとつである。すなわち、Ｖ（ｉ）＝１となるｉ
は ｉ＝０，１，２，３，４，７，８，１０，１３，１８，
２０，２２，２３，２４，２６，２７ の１６点である。

【００９３】いま、Ｎ＝１０２４，Ｓ＝３２，（定数）
＝３１とすると、パイロット信号として送信される周波
数インデックスは ｋ＝３１，６３，９５，１２７，１５９，２５５，２８
７，３５１，４４７，６０７，６７１，７３５，７６
７，７９９，８６３，８９５ である。

【００９４】本発明の周波数配置によると、例えば、先
の実施例１で示したような、相関により、送信信号の周
波数と受信信号の周波数との対応を求める場合には、等
間隔で周波数を並べた場合（全てのｉについて周波数を
送信する場合）に比べ、その対応関係をより正確なもの
とすることができる。この理由は、先の実施例２で述べ
たのと同様である。

【００９５】この結果、本実施例で示されるようにＭ系
列などのＰＮ系列を用い、式（２６）で示されるような
周波数配置を用いるパイロット信号を利用すれば、受信
システム側にて、周波数変換用発振器の周波数、ならび
に、サンプリングタイミングの周期の同期をより精度良
く、捕捉することができる。

【００９６】

【発明の効果】本発明のディジタル伝送信号の受信器な
らびにディジタル伝送方式を用いることにより、ＯＦＤ
Ｍにより情報信号を伝送する場合、受信器側における周
波数変換器の発振周波数と、サンプリングタイミングの
周期を送信側のそれに精度よく一致させ、速やかに同期
をとることが出来る。また、伝送路において発生する伝
送路歪を受信器側にてより良く等化することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係るディジタル伝送信
号の受信器１のブロック図。

【図２】本発明の実施例に係る１伝送フレ−ムの構成を
示す説明図。

【図３】本発明の第２の実施例に係るディジタル伝送信
号の受信器２のブロック図。

【図４】本発明の第３の実施例に係るディジタル伝送方
式で用いるパイロット信号の周波数配置を示す説明図。

【符号の説明】

１１…アンテナ １２…ＲＦフロントエンド １３…周波数変換器 １４…周波数変換用局部発振器 １５…低域通過フィルタ １６…Ａ／Ｄ変換器 １７…サンプリングタイミング発生器 １８ａ，１８ｂ…スイッチ １９…乗算器 ２０…窓関数発生器 ２１…直並列変換器 ２２…高速フ−リエ変換器 ２３…相関器 ２４…送信周波数パタ−ン発生器 ２５…並直列変換器 ２６…周波数インデックス推定器 ２７…δi計算器 ２８…Δｋi計算器 ２９ａ，２９ｂ…平均器 ３０…δおよびΔｋ推定器 ５０…受信シンボル推定器 ５１…伝達特性計算器 ５２…送信シンボル発生器 ５３…補間器 ５４…逆高速フ−リエ変換器 ５５…サンプリングフェ−ズずれ計算器 ５６…補正値計算器 ５７…等化器 １００…伝送フレ−ム １０１…ヌルシンボル １０２…パイロットシンボル １０３…情報伝送シンボル

フロントページの続き (56)参考文献 特表 平10−510958（ＪＰ，Ａ) “ＯＦＤＭによる周波数およびタイミ ングの高速同期捕捉の検討”，電子情報 通信学会技術研究報告，1995年２月18 日，Ｖｏｌ．94，Ｎｏ．502，ｐ．25− 30 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】互いに直交するＮ本の周波数を用いる直交
   周波数多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division
   Multiplexing)により信号が送信され、かつ、該Ｎ本の
   周波数のうち周波数インデックスとしてｋi，i＝０，
   １，．．．Ｐ（Ｐ≧１）を有するところの少なくとも２
   本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロット信号
   が送信される場合の、ディジタル伝送信号の受信器であ
   って、少なくとも（１）サンプリングタイミング周期、
   ならびに、周波数変換用局部発振器の周波数同期の捕捉
   がなされていない状態での、該パイロット信号の受信信
   号の、矩形を含む適当な窓関数下における離散フ−リエ
   変換の出力と、該パイロット信号の送信周波数パタ−ン
   との、相互相関を周波数領域にて計算することにより、
   該受信復調信号の周波数と該パイロット信号の本来ある
   べき周波数との大まかな周波数ずれを検出する手段と、
   （２）前記同期捕捉がなされていない状態での、該パイ
   ロット信号の受信信号にハニング窓などの適当な窓関数
   を乗じたうえに離散フ−リエ変換をすることで、パイロ
   ット信号に含まれる周波数インデックスｋiの各々の周
   波数に対応する，受信器での離散フ−リエ変換後の推定
   周波数インデックスｋi’を求める手段と、（３）各ｉ
   ＝０，．．．，Ｐ−１と適当なｌ≧１に対し、ｋi，ｋi
   +l，ｋi’，ｋi+l’を用いて、送信器と受信器のサンプ
   リングタイミング周期のずれδiを δi＝（ｋi+l’−ｋi’）／（ｋi+l−ｋi）−１、 により、また、送信器と受信器の周波数変換用発振周波
   数の周波数インデックスずれΔｋiを Δｋi＝（ｋi’ｋi+l−ｋi+l’ｋi）／（ｋi+l’−ｋi’） により推定する手段と、（４）所要のサンプリングタイ
   ミングの周期ずれδ，送信器と受信器の周波数変換用発
   振周波数の周波数インデックスのずれΔｋの値を、これ
   らのサンプリングタイミング周期のずれδi、ならび
   に、周波数変換用発振周波数の周波数ずれΔｋiの平均
   値として求める手段と、（５）サンプリングタイミング
   の周期ずれδ、周波数ずれΔｋが０となるように、受信
   器のサンプリングタイミングの周期ならびに、受信器の
   周波数変換用局部発振器の周波数を制御する方式によ
   り、サンプリングタイミング周期の同期ならびに周波数
   変換用局部発振器の周波数同期をとる手段を備えたこと
   を特徴とする、ディジタル伝送信号の受信器。
2. 【請求項２】請求項１記載のディジタル伝送信号の受信
   器であって、特に、 請求項１の（１）に記載されている大まかな周波数ずれ
   を検出する手段が、前記同期捕捉がなされていない状態
   での、該パイロット信号の受信信号の適当な窓関数下に
   おける離散フ−リエ変換の出力と、前記パイロット信号
   による周波数パタ−ンとの、相互相関を、受信器の離散
   フ−リエ変換における周波数の刻み間隔で計算すること
   によりなされることを特徴とする、ディジタル伝送信号
   の受信器。
3. 【請求項３】請求項１記載のディジタル伝送信号の受信
   器であって、特に、 請求項１の（３）に記載されている送信器と受信器のサ
   ンプリングタイミングずれδi、および周波数変換用発
   振周波数の周波数インデックスずれΔｋiを求める手段
   において、 送信周波数ｋi+lに対応するｋi+l’が受信器側にて推定
   できない場合に、別のｌを選択してδiおよびΔｋiを計
   算し、また、 送信周波数ｋiに対応するｋi’が受信器側にて推定でき
   ない場合に、それを用いて計算するδiおよびΔｋiは計
   算せず、 さらに、この計算しなかったδiおよびΔｋiについて
   は、請求項１の（４）に記載されているそれぞれの平均
   値によりδおよびΔｋを求める操作から除外する手段を
   そなえたことを特徴とする、ディジタル伝送信号の受信
   器。
4. 【請求項４】請求項１乃至３記載のディジタル伝送信号
   の受信器であって、さらに、少なくとも、 前記同期捕捉がなされていない状態での、該パイロット
   信号の受信信号にハニング窓などの適当な窓関数を乗じ
   たうえで離散フ−リエ変換をすることで、パイロット信
   号の各々の周波数インデックスｋ_i，ｉ＝０，．．．，
   Ｐ、に対応する受信シンボル値を推定する手段と，この
   受信シンボル値の推定値と、前記パイロット信号の送信
   シンボル値を用いて、各周波数インデックスｋiにおけ
   る伝送路特性を求める手段と、 この伝達路特性から、前記パイロット信号として送信さ
   れなかった周波数インデックスに対する伝送路特性を補
   間により求める手段と、 さらに、この補間された伝送路特性を逆離散フ−リエ変
   換することで、サンプリングタイミングのフェ−ズのず
   れを求める手段と、 少なくとも、該サンプリングタイミングのフェ−ズずれ
   を用いて、前記パイロット信号の次時刻から送信される
   伝送信号のサンプリングタイミングのフェ−ズずれを補
   正する手段か、あるいは、 伝送路特性を用いて、前記パイロット信号の次時刻から
   送信される伝送信号の等化を行う手段か、 または、これらタイミングフィエ−ズの補正と等化の両
   者を行う手段を備えたことを特徴とする、ディジタル伝
   送信号の受信器。
5. 【請求項５】互いに直交するＮ本の周波数を用いる直交
   周波数多重方式(OFDM)により信号を伝送し、かつ、該Ｎ
   本の周波数のうち周波数インデックスとしてｋ_i，i＝
   ０，１，．．．Ｐ（Ｎ＞Ｐ≧１）を有するところの少な
   くとも２本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロ
   ット信号を送信する、ディジタル伝送方式において、 該パイロット信号の周波数配置をＰＮ系列（疑似ランダ
   ム系列）を用いて、配置することを特徴とする、ディジ
   タル伝送方式。
6. 【請求項６】請求項５記載のディジタル伝送方式であっ
   て、 該パイロット信号のそれぞれの周波数インデックスの間
   隔が互いに４以上離れており、かつ、Ｖ（ｉ）をその値
   が、０か１、あるいは±１をとるＭ系列やバ−カ−コ−
   ドなどのＰＮ系列として、該パイロット信号に用いられ
   る周波数の周波数インデックスの値が ｋ_i＝ｉＳ＋Ｖ（ｉ）＋定数，ｉ＝０，．．．，Ｐ， Ｓ≧５ を満足するように設定されていることを特徴とする、デ
   ィジタル伝送方式。
7. 【請求項７】請求項５記載のディジタル伝送方式であっ
   て、 該パイロット信号のそれぞれの周波数インデックスの間
   隔が互いに４以上離れており、かつ、Ｖ（ｉ）をその値
   が、０か１をとるＭ系列やバ−カ−コ−ドなどのＰＮ系
   列として、該パイロット信号に用いられる周波数の周波
   数インデックスの値を、Ｖ（ｉ）＝１となるｉＳ、Ｓ≧
   ４をもちいて、ｉＳ＋（定数）のみとすることを特徴と
   する、ディジタル伝送方式。
8. 【請求項８】互いに直交するＮ本の周波数を用いる直交
   周波数多重方式(OFDM)により信号を伝送し、かつ、該Ｎ
   本の周波数のうち周波数インデックスとしてｋ_i，i＝
   ０，１，．．．Ｐ（Ｎ＞Ｐ≧１）を有するところの少な
   くとも２本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロ
   ット信号を送信する、ディジタル伝送方式において、 該パイロット信号伝送用のブロックシンボル時間を、他
   の情報伝送に用いるブロックシンボル時間より長く、か
   つ他の情報伝送に用いるブロックシンボル時間の２倍よ
   り短くすることを特徴とする、ディジタル伝送方式。