CN1917499B - 解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于OFDM系统解决收发晶振存在偏差从而实现同步跟踪的技术领域，其特征在于，该方法在某个OFDM符号的某个区间插入密集的频域导频点，在接收端通过密集频域导频点的时域能量集中区域起始时刻的漂移来调整最佳截取位置，从而解决收发晶振存在偏差的问题，保证了收发两端时间的准确同步，实现了同步跟踪。通过实验验证，按照本发明所述步骤调整最佳截取位置J(s)，可以使系统误码率保持与收发晶振理想情况下一样的性能。本发明具有很强的使用价值。

Description

解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法

技术领域

本发明涉及单发单收或多发多收OFDM系统中，一种通过调整最佳截取位置以解决收发晶振存在偏差并保持OFDM系统收发时刻准确同步的方法。

背景技术

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种利用多载波调制的特殊频率复用技术，它具有抗多径衰落、频谱利用率高、采用自适应调制等优点，被普遍认为是宽带无线接入和第四代移动通信系统中的关键技术之一。OFDM技术的主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性衰落，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，从而可以消除符号间干扰。OFDM的收发结构框图如图1所示。经过调制映射后的输入数据经过串/并转换，进行IFFT变换，将频域信号转换到时域，IFFT模块的输出是N个时域的样点，再将循环前缀CP加到N个样点前或者直接加入保护间隔，形成循环扩展的OFDM信号，并经过并/串转换，通过滤波器后发射。接收端接收到的信号是时域信号，此信号经过串/并转换后移去CP，如果CP长度大于信道的记忆长度，那么由多径引起的符号间串扰ISI仅仅影响CP，而不影响有用数据。经过FFT变换后，再对信号进行频域的处理。

OFDM系统需要精确可靠的同步技术，包括频率同步和时间同步。本发明所涉及到的主要是时间同步，这里主要指符号同步，即：接收端每个OFDM符号的起止时刻与发送端的起止时刻要一致。由于发送端和接收端所使用的晶体振荡器总不可避免地会有一定的偏差，这将导致接收端在确定符号起止位置上会有一个固定方向的偏移，并且随着时间的增加，这种偏移会累积起来，最终导致接收端判定的符号起止位置与发射端实际的起止位置不同，即发生符号同步误差。假定发送端的晶振频率为f，接收端的晶振频率为(1+Δ)f，其中Δ为两个晶振的相对频率差。如果每个OFDM码片(chip)的时间长度为t_c，那么每经过T＝t_c/Δ的时间，接收端的同步位置就会与发送端的“理想”同步位置差出一个码片(chip)。

解决这一问题的方法通常有两种：一种是利用锁相环，另一种是用“增/扣脉冲”的技术。本发明是针对后者的技术领域。“增/扣脉冲”技术的核心思想是这样的：接收端通过对本地晶体振荡器计数来确定OFDM符号的起止位置，当随着误差的累积使得起止位置与发送端的实际位置偏差大到某一约定门限的时候(比如：起止位置偏差大于一个码片chip)，便对收端的计数器进行一次性调整(即所谓的“增/扣脉冲”)，从而使收端的起止位置与发端重新保持一致。

本发明针对上述问题，提出了一种简易的解决方法：通过计算部分密集导频符号时域能量集中区域来调整最佳截取位置的方法，解决了收发晶振存在偏差的问题，从而使OFDM系统间收发时刻保持精确同步，实现了同步跟踪。

发明内容

本发明提出的通过计算部分密集导频符号时域能量集中区域来调整最佳截取位置的方法，解决了收发晶振存在偏差的问题，从而使OFDM系统间收发时刻保持精确同步，实现了同步跟踪。

本发明的特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片通过调整最佳截取位置以解决收发晶振存在偏差的问题，从而实现同步跟踪：

解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法，其特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片通过调整最佳截取位置以解决收发晶振存在偏差的问题，从而实现同步跟踪：

步骤(1)设定OFDM系统帧结构，每个时隙有a个采样点，包括c个OFDM符号，每个OFDM符号采样点数目b，其中某个OFDM符号的某个区间频域导频插入较密，密集导频频域间隔为d，此含有密集导频的OFDM符号内含有g个密集导频子载波，子载波序号用u(0)，u(1)...u(g-1)表示，设定发送端此密集导频子载波处插入的导频符号相应的为c(0)，c(1)...c(g-1)；

步骤(2)在同步跟踪部分，设定J(s)为第s个时隙的最佳截取位置，

在接收端，以本地晶振构造一个以a为周期的循环计数器W，计数器取值从0至a-1，计数器计数间隔为收端本地晶振产生的采样率，在获得第一次初始同步时，计数器的值记为W₀，计为J(0)＝W₀；

步骤(3)对于第s个时隙，用J(s)代表最佳截取位置，即当循环计数器W计数计到J(s)时，截取含有密集导频的OFDM符号b点时域序列Z₁(s，n)，n代表每个OFDM符号内的时域采样点序号，n＝0，1，2...b-1；

步骤(4)对序列Z₁(s，n)做b点的FFT，得到第s个时隙的含有密集导频OFDM符号的频域接收值Y(s，q)，s为时隙编号，s＝0，1，2...，q为该OFDM符号内的频域子载波编号，q＝0，1...b-1，

$Y(s,q)=\underset{n=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_1(s,n)\×e^{\frac{-2\mathrm{j\πqn}}{b}};$

步骤(5)抽取其中的密集导频点处的接收值，利用最小二乘估计算法得到导频子载波上的信道估计值序列H_p1(s，r)，r＝0，1...g-1，

$H_{p1}(s,r)=\frac{Y(s,u\left(r\right))}{c\left(r\right)};$

步骤(6)在步骤(5)得到的序列H_p1(s，r)后面补0，得到序列H_p2(s，r)，该序列H_p2(s，r)长度为

其中 $r^{,}=\mathrm{0,1}...\frac{b}{d}-1;$

步骤(7)对序列H_p2(s，r’)做IFFT，变换到时域，得到序列h₁(s，n)；

$h_1(s,n)=\underset{r^{\′}=0}{\overset{\frac{b}{d}-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{p2}(s,r^{\′})\×e^{\frac{2\mathrm{j\π}{r}^{\′}\mathrm{nd}}{b}},n=\mathrm{0,1,2}...\frac{b}{d}-1;$

步骤(8)计算该序列h₁(s，n)中能量最集中的点的起始位置，用T(s)表示：

令

$n^{,}=\mathrm{0,1,2}...\frac{2b}{d}-1$

能量序列 $B(s,m)=\underset{n^{\&prime;}=m}{\overset{m+b/2d}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_2(s,n^{\&prime;})\right|}^2$ $0\&le;m<\frac{b}{d}$

则 $T\left(s\right)=\underset{0\&le;m<\frac{b}{d}}{\mathrm{MAX}}\left\{B(s,m)\right\};$

步骤(9)计算下一个时隙的最佳截取位置J(s+1)：

J(s+1)＝(J(s)+K(s+1))mod a，mod()为求模运算符，

在所述步骤(1)中，密集导频频域间隔d较正常用于信道估计的导频频域间隔要小。

附图说明

图1是实施例的帧结构。

图2是实施例中带有密集导频的OFDM符号的导频插入示意图：中间部分为密集导频插入区，每隔4个子载波插入一个导频子载波。其中代表导频子载波，

代表数据子载波，代表全0保护间隔，

图3是发射机框图。

图4是接收机框图。

图5是本发明解决收发晶振存在偏差、实现同步跟踪的硬件实现框图。

具体实施方式

下面结合附图和实例，对本发明效果作具体介绍：

在本实施例中，收发采用正交频分复用OFDM技术进行通信。帧结构如图1所示：每帧分为10个时隙，编号0-9，每时隙占时0.875ms；每时隙内包括1个时域引导序列和8个OFDM符号；每个时域引导序列包括16点无功率和256点PN序列，可用于初始时间同步和频率同步；OFDM符号0作为低速物理信道可以用做传输低速业务和信令，OFDM符号1-7作为高速物理信道，其中符号1和5符号内部插有导频。每个OFDM符号包括330点循环前缀(CP)和2408点数据。

发送端和接收端晶振都近似为23.04M，但由于工艺问题，会有少量偏差。

这样设计的帧结构每个时隙有a＝19296个采样点，每个OFDM符号包括b＝2048个采样点，OFDM符号0中含有密集导频，密集导频间隔d＝4。每个时隙的OFDM符号0含有密集导频个数g＝32，可以用来对收发晶振偏差进行跟踪估计。

OFDM符号0结构如图2所示，在频域上从位置0开始插入第一个导频，每隔8点插入一个导频符号，直至第639点；从640点开始，每隔4点插入一个导频符号，直至第767点，这就是密集导频插入区；从768点至1279点为全0，作为保护间隔；接下来从1280点开始，每隔8点插入一个导频符号，直至第2047点，得到OFDM符号0的所有2048点频域值X0(q)。发送端实现框图如图3所示，接收端如图4所示，本发明硬件框图如图5所示。

接收机中，1个时隙有19296个采样点，在1个时隙内部如果获得了某个OFDM符号的最佳截取位置后，向后数(2048+330)个采样点即是下一个OFDM符号的最佳截取位置。为了描述方便，我们用OFDM符号0的截取位置J(s)代表第S个时隙的最佳截取位置。

通过实验验证，按照说明书所述步骤调整最佳截取位置J(s)，可以使接收端OFDM符号截取位置总是落在其循环前缀内，保证了OFDM系统没有符号间串扰，从而使系统误码率保持与收发晶振理想情况下一样的系统性能。可见本发明提出的通过计算部分密集导频符号时域能量集中区域来调整最佳截取位置的方法，解决了收发晶振存在偏差的问题，从而使OFDM系统间收发时刻保持精确同步，实现了同步跟踪，具有很强的实用价值。

Claims (2)

1.解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法，其特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片通过调整最佳截取位置以解决收发晶振存在偏差的问题，从而实现同步跟踪：

步骤(1)设定OFDM系统帧结构，每个时隙有a个采样点，包括c个OFDM符号，每个OFDM符号采样点数目b，其中某个OFDM符号的某个区间频域导频插入较密，密集导频频域间隔为d，此含有密集导频的OFDM符号内含有g个密集导频子载波，子载波序号用u(0)，u(1)...u(g-1)表示，设定发送端此密集导频子载波处插入的导频符号相应的为c(0)，c(1)...c(g-1)；

步骤(2)在同步跟踪部分，设定J(s)为第s个时隙的最佳截取位置，

在接收端，以本地晶振构造一个以a为周期的循环计数器W，计数器取值从0至a-1，计数器计数间隔为收端本地晶振产生的采样率，在获得第一次初始同步时，计数器的值记为W₀，计为J(0)＝W₀；

步骤(3)对于第s个时隙，用J(s)代表最佳截取位置，即当循环计数器W计数计到J(s)时，截取含有密集导频的OFDM符号b点时域序列Z₁(s，n)，n代表每个OFDM符号内的时域采样点序号，n＝0，1，2...b-1；

步骤(4)对序列Z₁(s，n)做b点的FFT，得到第s个时隙的含有密集导频OFDM符号的频域接收值Y(s，q)，s为时隙编号，s＝0，1，2...，q为该OFDM符号内的频域子载波编号，q＝0，1...b-1，

$Y(s,q)=\underset{n=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_1(s,n)\&times;e^{\frac{-2\mathrm{j\&pi;qn}}{b}};$

步骤(5)抽取其中的密集导频点处的接收值，利用最小二乘估计算法得到导频子载波上的信道估计值序列H_p1(s，r)，r＝0，1...g-1，

$H_{p1}(s,r)=\frac{Y(s,u\left(r\right))}{c\left(r\right)};$

步骤(6)在步骤(5)得到的序列H_p1(s，r)后面补0，得到序列H_p2(s，r)，该序列H_p2(s，r)长度为

其中 $r^{,}=\mathrm{0,1}...\frac{b}{d}-1;$

步骤(7)对序列H_p2(s，r’)做IFFT，变换到时域，得到序列h₁(s，n)；

$h_1(s,n)=\underset{r^{\&prime;}=0}{\overset{\frac{b}{d}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_{p2}(s,r^{\&prime;})\&times;e^{\frac{2\mathrm{j\&pi;}{r}^{\&prime;}\mathrm{nd}}{b}}$ $n=\mathrm{0,1,2}...\frac{b}{d}-1;$

步骤(8)计算该序列h₁(s，n)中能量最集中的

点的起始位置，用T(s)表示：

令

$n^{,}=\mathrm{0,1,2}...\frac{2b}{d}-1$

能量序列 $B(s,m)=\underset{n^{\&prime;}=m}{\overset{m+b/2d}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_2(s,n^{\&prime;})\right|}^2$ $0\&le;m<\frac{b}{d}$

则 $T\left(s\right)=\underset{0\&le;m<\frac{b}{d}}{\mathrm{MAX}}\left\{B(s,m)\right\};$

步骤(9)计算下一个时隙的最佳截取位置J(s+1)：

J(s+1)＝(J(s)+K(s+1))mod a，mod()为求模运算符，

2.根据权利要求1所述的解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法，其特征在于，在所述步骤(1)中，密集导频频域间隔d较正常用于信道估计的导频频域间隔要小。

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