CN1171666A - 多载波信号频率校正的方法和相关装置 - Google Patents

Abstract

多载波信号频率校正的方法和相关装置。数字广播信号地面传输的各种方法是公知的。其一是OFDM方法,其中被传输信号包括被调制载波的多样性。在接收机中通过FFT分离这些载波。在频域中由FFT进行变换以前模拟信号必须被抽样。为此本地振荡器控制FFT前的定时。抖动和频偏一类的振荡器缺陷可能降低抽样操作的精确度因而在FFT后引起载波间的干扰。为在不引入明显相位噪声的情况下校正频偏并减小信号抖动,设计出一种结合AFC和CPEE处理的反馈环。

Description

多载波信号频率校正 的方法和相关装置

本发明涉及多载波信号的频率校正和特别用于控制OFDM接收机中本地定时振荡器的相应装置。

数字广播信号地面传输的各种方法是公知的，具有象OFDM、QPSK和QAM这样的调制类型。这种广播信号的范例有DVB(数字视频广播)、HDTV-T(分层数字电视传输)和DAB(数字音频广播)信号。

按OFDM(正交频分多路复用)方法，被传输信号包括被调制载波的多样性。在接收机中通过快速富里叶变换(FFT)分离这些载波。模拟信号在频域中被变换以前必须被抽样。为此本地振荡器控制FFT前的定时。振荡器缺陷(抖动、频偏)可能降低抽样操作的精确度，因此在FFT后引入载波间的干扰。自动频率控制处理(AFC)和公共相位误差估值处理(CPEE)适用于给出对频率误差的估计，以校正振荡器缺陷。

本发明的一个目的是公开一种能够减小多载波信号的频偏和抖动的方法。

本发明的另一目的是公开一种应用本发明方法的装置。

AFC过程具有的优点是它能够检测高达载波间隔的20倍的大频率偏移。但是它每块仅能够执行一次，所述块用两个相邻的基准码元分界。在大约18码元的大处理延迟后可得到其结果。因此，它不能用于校正振荡器的抖动。而且，它保留了可能明显降低敏感层性能的偏移。

因为执行在大量引导单元上对噪声的滤波，CPEE过程另一方面提供良好精确度。它可对每一码元执行因此可检测振荡器抖动。在4个码元的延迟以后可得到结果。但是，由于CPEE基于相位比较，所以它不能处理大的频率偏移。两个码元之间±π的旋转是最大理论值。

因此，按照本发明，在反馈环中结合两种方法，其中AFC用于校正初始化时的频率偏移，CPEE校正初始化后剩下的偏移和抖动。这使得能够去除大部分的频偏和本地振荡器抖动的大部分低频分量，而不会引入任何明显的相位噪声。

原则上，本发明用于多载波信号频率校正的方法包含一个反馈控制环，在其中执行估计和/或校正载波频率偏移的第一和第二过程，其中第一过程以大约若干载波间隔处理频偏，第二过程以大约载波间隔的几分之一处理频偏。

根据一阈值在第一和第二过程之间进行有利的转换。

有益的是，在分离多载波信号的各种载波之后，执行频偏估计的第一和第二过程，其结果用于校正载波分离前的基带信号。

此外，多载波信号可以是包含CAZAC序列、M序列和引导单元的OFDM信号，并且在第一过程中，探查CAZAC序列和M序列，它们分布在OFDM信号的基准码元中，在第二过程中通过对引导单元上的相位变化取平均对频率偏移进行估计。

反馈控制环执行下列步骤是有利的：

·当第一过程接通时，第二过程在整个块期间关闭；

·在下一个块期间，它在第一过程与第二过程之间切换；

·在块的末端第二过程被重新初始化；

·在重新初始化之后第二过程接通而第一过程关闭。

原则上本发明用于多载波信号频率校正的装置的要点在于：反馈控制环包含第一和第二单元，用于对载波频率偏移进行估计和/或校正，其中第一单元以大约几个载波间隔处理频率偏移，第二单元以大约载波间隔的几分之一处理频率偏移。

有益的是反馈控制环还包含一个用于调制多载波信号的乘法器；一个用于分离多载波信号的各个载波的快速富里叶变换单元，借此将被分离载波的信号提供给用于对载波频率偏移进行估计和/或校正的第一和第二单元；第一和第二单元的输出馈送给本地振荡器，本地振荡器的输出信号馈送给乘法器。

参照附图来描述本发明的优选实施例，其中：

图1a是本发明过程的时间图，图1b是本发明过程的状态转移图；

图2是本发明反馈环的方框图；

图3是已作重新初始化和未作重新初始化的CPEE的收敛；

图4是具有不同频偏的CPEE的结果；

图5是对于不同Kf₂值的频率抖动衰减；

图6是按照本发明的接收机的方框图。

在图1a和1b中分别示出了该处理的时间图和转移图。在图1a中，每个块B1，B2，B3，…包含25个码元。仅在大约18个码元的大延迟以后可得到AFC结果并没办法预测它。因此，在接通AFC之前必须等待下一块B2并在该块期间关断CPEE(图中用CPEEo加以标记)。这产生接通AFC的一个块的延迟。在这个块的结尾，最好重新初始化CPEE(图中用CPEEini标记)，以依赖从开始起的相关值并避免收敛时间。对于后面的块B3，B4执行CPEE校正。

在图1b中示出了APC与CPEE之间的状态转移。该处理初始处在状态1，执行AFC。在初始化之后，必须接通CPEE，AFC必须关断，如状态2所标记的。然后将AFC结果与阈值αf_s比较。不管它是小于还是大于CPEE的有效极限，该处理保持在状态2或返回状态1，执行下一块的AFC处理。

图2示出按照本发明的反馈环结构的原理方框图。数字数据被馈送到快速富里叶变换单元FFT，它分离不同的载波。FFT的输出馈送到AFC和CPEE处理单元。对于AFC处理，对以OFDM信号的基准码元分布的所谓CAZAC序列和M序列进行探查。在CPEE处理时，通过对引导单元上的相位变化进行平均来估计频偏。在单元COMP中将AFC结果与阈值αf_s比较，产生0或1值。所得值在D1B中被延迟一个块，并在M2中，如果存在基准码元则与Symbref＝1相乘，如果不存在基准码元则与Symbref＝0相乘。M2的乘法结果用于两个目的。一是将它馈送到另一个乘法单元M1，在其中将它与原始AFC结果相乘。M1的结果则在单元Kfl中变换比例并馈送到加法器A1。其次是在D7S中将乘法结果延迟7个码元再馈送到CPEE单元初始化。然后在转换器CONV中将CPEE的结果(相位误差估值)变换为等效频率偏移。变换后的结果馈送到乘法器M3，在其中将它与比较器COMP在D7S中延迟了7个码元的结果相乘。M3的结果在Kf2中进行变比然后也馈送到加法器A1。乘法器M1和M3与加法器A一起表明一种切换功能，根据COMP中的比较结果，或者通过AFC处理的结果，或者通过CPEE处理的结果。在一IIR滤波器环路的终端将A1的结果进行滤波，IIR滤波器由一个延迟器D1S、放大器KI和加法器A2构成以保持先前的校正值。将已校正的信号馈送到FFT前的数字控制振荡器DCO，用于调制由调制器新输入的抽样数据。

图3示出用于下述模拟的参数的已重新初始化和未重新初始化的CPEE的收敛。重新初始化发生在第26个码元S26。如可看到的，若未被重新初始化(虚线)该算法需要大约4和5块的若干块达到收敛。这大致上对应于30与40毫秒之间的持续时间。如果采用了重新初始化(实线)，这一时间延迟是不需要的。

特别合适的参数值将定义如下，并已通过模拟得到确定。

在这些模拟中，AFC可总是以一个步骤校正粗偏移，因此不需要连续接通若干次。然而，可能存在一个AFC校正步骤不够的情况。在这种情况下，可定义第二结构使AFC能够保持在接通状态。

CPEE的理论极限对应于码元长度期间π的载波旋转。在具有1/4保护间隔的2K OFDM的情况下，它对应于1562.5Hz的极限。由于噪声的存在，实际情况下有效的区域小于该极限值。已实现用来估算它的模拟。

诸模拟的参数：

·2K OFDM，保护间隔1/4；

·莱斯频道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利频道(SNR＝8.5dB)；

·公共相位噪声；

·恒定频率偏移。

图4中示出这两个频道中的结果。对于1300Hz(实线)的频率偏移，公共相位估值总是相关的，可反馈给DCO。估值的小变化归因于相位噪声和加性高斯噪声。对于1500Hz(虚线)，由于邻近理论极限，该算法不能在正与负频率偏移之间进行辨别。根据该结果，对应于800Hz左右的α＝0.2的值是一合理阈值。

AFC所呈现的优点在于在下一基准码元通过FFT之前已完成其校正。这意味着能够以一个步骤校正偏移而不具有任何不稳定的危险。可利用系数Kf₁＝1确保校正的快速性。

当校正出现4个码元的延迟时，太大系数Kf₂的选择可能引起系统的不稳定。这由下列理论计算得到证明：

在时间k，假设

x(k)为DCO的频偏，

c(k)为校正，

y(k)为已校正的频率，

y~(k)为y(k)的估值(从CPEE)将y~(k-4)反馈到DCO，可得出下列方程：

c(k)＝K₁ ^*c(k-1)-Kf₂ ^*y~(k-4)

y(k)＝x(k)+c(k)由此产生：

y(k)-x(k)＝K₁ ^*y(k-1)-K₁ ^*x(k-1)-Kf₂ ^*y~(k-4)如果假定对CPEE的理想估计，得到下列4阶IIR滤波器方程：

y(k)-x(k)＝K₁ ^*y(k-1)-K₁ ^*x(k-1)-Kf₂ ^*y(k-4)下面是IIR滤波器的拉普拉斯变换方程： $H\left(Z\right)=\frac{1-K_1\×Z^{-1}}{1-K_1\×Z^{-1}+K{f}_2\×z^{-4}}$

如果每一零点的幅度小于1，该系统是稳定的。当K1趋近于1时，它对应于Kf₂≈0.44的极限值。所选择的值Kf₂应小于该极限值以提供一衰减因子。

反馈环取决于基于受噪声影响的信号的频偏估计，因此引入加性相位噪声。低值的Kf₂能减小该相位噪声的功率，但是将会使校正限制于频率抖动的很低频率。必须找到这两种现象之间的一种折衷方案。

该折衷方案可用对具有不同值Kf₂和不同抖动的系统的响应的模拟来得到。所用的抖动包含两个频率fm₁和fm₂。可写出频偏Δf(t)如下：

Δf(t)＝h₁×cos(2πfm₁t)+h₂×cos(2πfm₂t)

采用下列数值集合(单位为Hz)：

·fm₁＝1，h₁＝48，fm₂＝4，h₂＝16

·fm₁＝10，h₁＝48，fm₂＝40，h₂＝16

·fm₁＝20，h₁＝48，fm₂＝80，h₂＝16

诸模拟的参数：

·2K OFDM，保护间隔1/4；

·莱斯频道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利频道(SNR＝8.5dB)。

图5示出了与未经校正状态(粗实线)相比的典型结果。按照前述说明，太大值的Kf2产生不稳定性并不能保证系统的收敛。该模拟给出一0.4左右的极限值(虚线)。对于诸如0.25的较小值(细实线)，不存在稳定性的问题。环路引入的相位噪声即使对于大值的Kf2也不会带来结果的较大衰减。例如，对于Kf2＝0.3，两种情况下相应衰减均小于0.05dB。这些模拟还表明除去了高达30Hz的频率。因此，合适值是Kf2＝0.3，它对应于无任何不稳定性危险的最大可能值之一。

必须为系数K1选择一个非常接近1的数值。模拟中已用0.99995来实现，该数值给出良好结果。

图6示出了按照本发明的一种可能的OFDM接收机的方框图。为了更加清楚起见省去了前端FE和源解码部分。在低通滤波之后，基带信号BB借助于模数变换器AD被转换，并在由复数乘法器M调制后馈送到FFT单元。为了避免不正确抽样相位引起的OFDM载波的载波间干扰，用AFC和CPEE单元建立反馈环，数字控制振荡器DCO将基带信号(或一般的下变频信号)的频率位置校正为相应于抽样率的值。FFT过程本身由一个特定脉冲开始，该特定脉冲由单元NSD从OFDM传输帧的零码元导出。通过估算特定同步码元执行FFT的精确定位。FFT窗的设定、其位置和时基的控制由单元FFTPAR执行。为进行频道估值，在单元CEST中将一个已知基准码元集与收到的基准码元相比较。估计的值用于提供给信号处理路径中的频道校正单元CCORR，其一般包括信号路径中的四个乘法器，用于校正每个载波的幅度和相位。最后将结果顺序馈送给去交错单元DEINT、软码元去映像器DEMAP和维特比解码器VITDEC，维特比解码器VITDEC还被提供有SNR中确定的SNR估值的结果。

本发明可应用于传输，尤其是例如数字电视、数字音频或其它数字数据信号的地面传输。

Claims (7)

1.一种对多载波信号进行频率校正的方法，其特征在于：在一反馈控制环中执行对载波频率偏移估值和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)过程，其中第一过程(AFC)以大约几个载波间隔处理频率偏移，第二过程(CPEE)以大约载波间隔的几分之一处理频率偏移。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：根据阈值(αf_s)在第一(AFC)和第二(CPEE)过程之间进行切换。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：在分离多载波信号的各个载波之后执行第一(AFC)和第二(CPEE)过程，结果用于校正载波分离前的基带信号。

4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于：反馈控制环执行下列步骤：

·当第一过程(AFC)接通时，第二过程(CPEE)在整个块(B1)期间关闭；

·在下一个块(B2)期间，它在第一过程(AFC)与第二过程(CPEE)之间切换；

·在块(B2)的末端第二过程(CPEE)被重新初始化；

·在重新初始化之后第二过程(CPEE)接通而第一过程(AFC)关闭。

5.如权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于：多载波信号是包含CAZAC序列、M序列和引导单元的OFDM信号，并且在第一过程(AFC)中，探查CAZAC序列和M序列，它们分布在OFDM信号的基准码元中，在第二过程(CPEE)中通过对引导单元上的相位变化取平均对频率偏移进行估计。

6.一种对多载波信号进行频率校正的装置，其特征在于：反馈控制环包含第一(AFC)和第二(CPEE)单元，用于对载波频率偏移进行估计和/或校正，第一单元(AFC)以大约几个载波间隔处理频率偏移，第二单元(CPEE)以大约载波间隔的几分之一处理频率偏移。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于：反馈控制环还包含：

·用于调制多载波信号的乘法器(M)；

·分离多载波信号的各种载波的快速富里叶变换单元(FFT)，借此将被分离载波的信号提供给用于对载波频率偏移进行估计和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)单元；

·本地振荡器(DCO)，其输出取决于所述第一(AFC)和第二(CPEE)单元的结果，并馈送给乘法器(M)。

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