CN1459178A - Qam解调器中的直接数字合成 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示了一种QAM解调器，该QAM解调器包括两个直接数字合成器电路，用以提供载波同步。第一DDS位于接收机的根自乘余弦滤波器的上游，并确保频率的同步，而第二DDS在滤波器的下游并确保相位的同步。

Description

QAM解调器中的直接数字合成
技术领域
本发明涉及一种正交振幅调制(QAM)型解调器，该解调器用于解调按QAM方式调制的信号。
背景技术
正交振幅调制(QAM)是一种中频(IF)调制方式，其中QAM信号是由用两个正交的载波振幅调制两个彼此独立发生的基带信号而形成的，并把所形成的信号加在一起。QAM调制用于把数字信息调制成一个方便的频带。这可能是要把由一个信号所占据的频谱带去配合传输线的通频带，以允许信号的频分多路传输，或者使信号可以用较小的天线辐射出去。QAM已被数字视频广播(DVB)和数字影音协会(DAVIC)及多媒体电缆网络系统(MCNS)标准化机构用于通过同轴、混合光纤同轴(HFC)及微波多端口分配无线系统(MMDS)TV网络来传输数字TV信号。
QAM调制方案存在着很多等级(4，16，32，64，128，256，512，1024)，它们分别提供2，4，5，6，7，8，9和10Mbit/s/MHz，这为美国6MHz的CATV频道提供最高约42Mbit/s(QAM-256)，为欧洲8MHz CATV频道提供56Mbit/s的传输速率。这相当于10个PAL制式或SECAM制式的TV频道以相等带宽同时播送模拟TV节目以及大约2到3个高清晰度电视(HDTV)节目。声频和视频信息流经过数字编码并映象变换成由188字节组成的MPEG2传输流包。
比特流分解成n位的包，每一个包映象变换成一个由两个分量I及Q代表的QAM码元(例如，n＝4位映象变换成一16-QAM码元，n＝8位映象变换成一256QAM码元)。该I及Q分量被滤波并用导致单一射频(RF)的频谱一个正弦波及一个余弦波(载波)调制。该I及Q分量通常体现为代表取自同相和正交坐标的可能的离散值的星座(constellation)。发送的信号s(t)由下式表示：
            s(t)＝Icos(2πf0t)-Qsin(2πf0t)，
其中f0是RF信号的中心频率。I及Q分量通常是在发射机及接收机处用自乘余弦滤波所得的经滤波的波形。因此所得的RF频谱以f0为中心，并具有R(1+α)的带宽，其中R是码元的传输速率，α是自乘余弦滤波器的衰减系数。码元传输速率是传输比特速率的1/n，因为n比特映象变换成每时间单位1/R个QAM码元。
为了从经调制过的载波恢复基带信号，在传输线的接收端使用一解调器。该接收机必须控制接收信号的输入放大器的增益，恢复信号的码元频率及恢复RF信号的载波频率。在这些主要功能之后，在I/Q星座中接收一个点，该点是发送的QAM码元及噪声之和，噪声是通过传输而加进去的。接收机然后基于位于QAM码元之间一半距离的线而确定一个阀值以便确定最可能被传送出去的QAM码元。从这个码元，使用与调制器中同样的映象变换对诸比特进行去映象变换。通常，诸比特通过一前向差错译码器，它纠正对于实际传送的QAM码元的可能的错误判决，前向差错译码器通常包含一去交错器，此去交错器的作用是把可能以突发差错的形式发生的差错加以分散，此差错否则是较难改正的。
如上所述，接收机必需恢复信号的采样频率和RF信号的载波频率。而在已有技术中，载波频率往往是在接收滤波器后才恢复的。例如，授予Bhatt的美国专利5,315,619描述了一种载波恢复系统，它包括时分多路传输的处理器，用于补偿载波频率的偏移。此载波恢复系统用在一电视信号接收机中。在该5,315,619专利中，载波恢复电路中使用了一直接数字合成器并且位于一带通滤波器及一低通滤波器后面。该直接数字合成器把频率控制送回到位于模拟-数字转换电路前面的一输入信号处理器中。
在不是纯数字的载波恢复系统中，通常需要一电压控制振荡器(VCO)。具有纯数字载波恢复时，就不需要用VCO并且提供较好的载波恢复性能。然而，已有技术的纯数字载波恢复系统通常是在接收滤波器之后恢复信号频率的，这样安排的缺点之一是在滤波后，信号失去了它的最大能量电平，导致较低的信号增益。
本发明的一个目的是提供一QAM解调器，它具有一基带转换电路，此电路具有纯数字载波恢复功能，因此不需要使用一电压控制振荡器。
本发明的另一个目的是提供一QAM解调器，其中，在接收滤波器之前就恢复了正确的信号频率以在均衡和载波频率估计之前维持最大信号能量。
发明概要
本发明的上述目的用一正交振幅调制型解调器加以实现，此解调器有一对直接数字合成器(DDS)电路。第一个DDS电路位于接收滤波器前面的基带转换电路中并且在接收滤波器带宽内以数字方式调谐信号。第二个DDS电路位于接收滤波器后面的载波恢复电路中用以微调信号的相位。该纯数字载波恢复模仿电压控制振荡器(VCO)的作用，因此不再需要使用VCO，而且就信号的准确度及残余相位噪声而言，还提供了较好的载波恢复。双DDS结构对频率的恢复是最佳的，因为它是在接收滤波器之后进行的，这样就可以保持最大信号能量而且对相位的恢复也是最佳的，因为短的回路载波提供了较佳的相位跟踪，特别是在信号上有相位噪声的情况下。
附图简述
图1是网络接口单元的方框图，其中可使用本发明的解调器。
图2是本发明的解调器的方框图。
图3是图2中解调器的第一AGC(自动增益控制)单元的方框图。
图4是图2中解调器的第二AGC单元的方框图。
图5是图2中解调器的一部分的方框图。
图6是图2中解调器的直接数字合成器的方框图。
图7是图2中解调器的数字定时恢复电路的方框图。
图8是人们熟知的内插模型。
图9是用于图7的数字定时恢复电路的内插模型的方框图。
图10是用于图2解调器中的码元检测电路的相位噪声及附加噪声估计器的方框图。
图11是用于图2解调器中的双比特差错率估计器的方框图。
本发明的较佳实施例
请参阅图1。本发明的QAM解调器99可以较佳地用于网络接口单元92中作该单元的一部分。网络接口单元92是定义为位于从一电缆网络接收的信号95和去多路复用器的输入信号93之间的接口部分。从电缆网络接收的信号95被输入一调谐器96。该调谐器在其输入端接收在47MHz到862MHz频率范围内的频率并把所选择的频率下变频到一个中间频率(IF)。这中频频率取决于有关地方的频道宽度。例如，NTSC，美国和日本具有44MHz左右中频的6MHz频道，而PAL/SECAM及EUROPE则具有36MHz左右中频的8MHz频道。调谐器的输出输入到一声波表面(SAW)滤波器97，该中频等于SAW滤波器的中心频率。将SAW滤波器97的输出提供给一放大器98，该放大器用于补偿SAW滤波器的衰减，然后将放大器98的输出提供给QAM解调器99，该放大器98也可以具有由QAM解调器99的自动增益控制信号94控制的可变增益。本发明的QAM解调器99也可以用于其他种种用QAM或QPSK(正交相移键控)解调的数字传输系统中，例如无线链路，无线本地回路或内部网络。
请参阅图2。本发明的QAM解调器99包括一个接收中频输入信号12的模/数(A/D)转换器25。该A/D转换器25对中频信号进行采样并产生一围绕中频信号12的中心频率F0的数字频谱。将A/D转换器25的输出信号14提供给一基带转换电路，该转换电路包括一直接数字合成器30以将中频信号转换成基带信号。也将A/D转换器25的输出信号14也提供给第一自动增益控制电路(AGC1)10以控制A/D转换器25的输入信号12的模拟增益。
在该信号被转换成具有I(同相)和Q(正交)信号分量的基带信号后，将该基带信号提供到一定时恢复电路35，用于使解调器电路的定时与输入信号的码元同步。该定时恢复电路35使用一连续可变的内插滤波器以对输入信号进行采样，此举可允许电路恢复一大范围的码元速率，这将在下面作进一步的解释。该信号然后进入一数字乘法器210，该乘法器210是一第二自动增益控制(AGC2)电路20的一部分。然后，信号通过一接收滤波器40而进入一均衡器45。该AGC2电路20是一数字AGC电路，它对在均衡器45输入处的信号电平进行细调。该数字AGC电路20只考虑信号本身，因为相邻频道已被接收滤波器40滤去，因此可对由于相邻频道而产生的输入功率的下降的模拟AGC1电路10进行数字式补偿。该接收滤波器40是平方根自乘余弦型滤波器，它提供衰减系数从0.11到0.30，它接受定时恢复电路输出信号并确保对带外的干扰衰减高于43dB。这一明显的衰减提高了网络接口单元对相邻频道的补偿(back off)的裕度。均衡器45补偿在网络上所遇到的不同的劣化，例如不希望的幅-频或相-频响应。有两种均衡器结构可以选择，横向结构或具有可选择的中心抽头位置的决定反馈结构。
均衡器45的输出信号提供给载波恢复电路50以恢复载波信号。该载波恢复电路50允许捕获、跟踪频率偏移高达码元速率的12％。恢复的频率偏移可以通过一I2C接口加以监控，此信息可以用于再调节调谐器或解调器频率以减小信号的滤波损失，这有助于改进比特差错率。将载波恢复电路50的输出信号52提供给确定电路55，将它也提供给功率比较电路230及数字AGC2电路20中的数字回路滤波器220以提供一增益控制信号225给乘法器210。在码元确定电路55中，信号被提供给码元阀值检测器，然后到一差分译码器，最后信号到一DVB或DAVIC去映射变换器(de-mapper)，后者产生一被送往前向纠错电路的被恢复的比特流57。将码元确定电路的输出57也提供给功率比较电路230。
该前向纠错(FEC)电路60先执行帧的同步61，其中，比特流在输出处被分解成204字节的包。这些包然后被提供给一去交错器及Reed-Solomon(RS)译码器65，在那里，包被去交错，然后由RS译码器进行纠错，最高可达每包8个差错(字节)。RS解码器，如果有的话，还提供有关未纠错包和在包中的已纠错字节的位置信息。
交错器有两种深度可以选择：12(DVB/DAVIC)及17。深度17增大了系统对付脉冲噪声的强度，但假定该信号已在监控器处与同一值进行了交错。在RS译码以后，包被去扰频以除去能量的分散。FEC电路60的数据输出93由MPEG2传送系统(TS)包组成，并且是解调器99的输出。此外，比特差错率信号68，69被传送到双比特差错率估计器电路70，此电路根据纠错及帧式样识别估计低及高比特差错率并产生一比特差错率信号72。
如上所述，该双自动增益控制(AGC)电路是位于接收滤波器之前及之后以控制信号的接收电平。第一AGC电路10是控制A/D转换器的输入信号的模拟增益的。请参阅图3，A/D转换器25的输出信号14被提供给一AGC1 10的功率估计电路110以估计接收信号14的信号电平并把它与预定信号电平相比较。该功率估计电路110包括一平方模块130以将信号14转换成一方波然后输入一比较器140。该比较器把输入信号与一预定的基准电压相比较，或与比较器阀值电压相比较，并且当输入信号的电平与比较器阀值电压的电平相匹配时就产生一输出信号。该比较器阀值电压或基准电压可以由一改变电路120获得。该改变电路120监控相邻频道125的信号的出现并相应地改变基准电压。此外，一饱和计数器115检测在A/D转换器中是否有饱和现象，并且如果有，则为消除饱和而发送一信号至改变电路120以调节基准电压。在信号通过比较140后，功率估计电路110的输出信号进入一数字回路滤波器150，后者从信号中除去载波频率分量及谐波，但让信号的原先的调制频率通过。该数字回路滤波器150接收一配置信号152，该信号设置放大器的最大增益以限制非线性的发生。该数字回路滤波器150的输出信号162被转换成一脉冲宽度调制(PWM)信号160，该信号被提供给一RC滤波器170，它产生一控制A/D转换器的放大器的模拟增益的信号167。数字回路滤波器的另一个输出提供一用于监控数字回路滤波器的增益值的信号155。由于功率估计被数字回路控制所估计，控制模拟增益的脉宽调制信号可以产生非常稳定的控制。
该第二AGC电路位于接收滤波器40之后，因此只要考虑QAM信号本身的接收功率，并且在阀值确定之前把内部放大电平适应正确的电平就可以。第二AGC电路20补偿第一AGC电路由于相邻频道的存在而产生的衰减，同时也确切地把信号电平适应于QAM信号的确定阀值电平。请参阅图4，定时恢复电路的输出信号42被提供给第二AGC电路20的数字乘法器210。该数字乘法器210使信号倍增，然后把经倍增的信号提供给接收滤波器40、均衡器45及载波恢复电路50，如上所述。载波恢复电路50的输出被反馈到第二AGC电路20的功率比较器电路230，此比较器电路把来自载波恢复电路的输出信号52与一组QAM值进行比较。一数字回路滤波器220把所有误差信号都滤去并提供一增益控制信号225给数字乘法器210。此外，一信号227可以从数字回路滤波器提供以监控增益的大小。
现请参阅图5和图6，上述直接数字合成器(DDS)30以数字方式调谐来自A/D转换器25的信号14使之即使在接收机有大的频率偏移的情况下也能位于接收滤波器40的带宽范围内并且为输入信号所用的频率值提供较大的灵活性。中频(IF)到基带信号的转换由使用在接收滤波器40之前的第一DDS 30以及在载波恢复电路50内的第二DDS 545的组合来完成，前者以数字方式调谐信号在接收滤波器频带宽度的范围内，后者细调在定时恢复电路35及均衡电路45之后信号的相位。
现请参阅图6，在中频IF信号12通过A/D转换器25之后，A/D转换器的输出的数字信号14被提供给一作为DDS1 30一部分的乘法器304。该乘法器304把数字信号14转换成两个并列的分量，即I(同相)及Q(正交)分量，它们形成一QAM码元。这些信号分量通过接收滤波器40、均衡器45及载波恢复电路50，如上所述。参阅图5，该载波恢复电路50包括一频率偏移检测电路525及一相位偏移检测电路535，用以恢复行将发送到数字AGC2电路20及码元检测电路55的载波信号。频率偏移的恢复可以通过一I2C接口加以监控，且此信息可以被用来重新调节调谐器频率以减少信号的滤波损失从而改进比特差错率。此信息也作为信号527被送到DDS1电路30以便在接收滤波器40之前完全准确地恢复频率。相位检测电路535发送一信号537给DDS2电路545。使用一双DDS结构以控制IF信号的下变频至基带信号的有利之处在于，长的回路频率下变频对频率恢复来说是最佳的，因为它是在接收滤波器40之前进行的，从而可以在均衡及载波频率估计之前维持最大信号能量，而短的载波相位恢复则对相位跟踪是最佳的，特别是在信号上有相位噪声存在的情况下更是如此。
现请参阅图6。载波恢复频率反馈信号527被提供给DDS1电路30内的一个加法器电路306。该加法器电路306把频率反馈信号527加到配置的IF频率27，所形成的信号被提供给一相位累加电路305，该电路累加由频率反馈信号537所决定的频率元。该信号被提供给包含正弦值的合成信号的常数表303。合成的信号316被返回到乘法器304内，现在再回过来看图5，第二DDS2电路545以相同的方式工作，只是它合成相位检测电路535的输出信号537。纯数字载波恢复不仅免除了电压控制振荡器(VCO)的使用而且就信号的准确性和残余相位噪声而言提供了更好的载波恢复。
现请参阅图7，定时恢复电路35使用了连续自适应内插滤波器352以再采样输入信号的码元速率。与已有技术的内插方法不同，已有技术的内插方法所使用的内插函数是由t/Ts(时间/采样间隔)定义的函数，而本发明的定时恢复电路35的内插法所使用的函数是t/Ti(时间/内插间隔)的函数。此函数允许内插滤波在性能和复杂性方面完全独立于码元速率并且可以提供对相邻频道的较好的阻止，因为此内插法阻止了在所接收频道的带宽以外的大多数信号。
在调制解调器应用中的内插的目的是处理由模-数转器在1/Ts速率下产生的数字样本x(kTs)325以产生具有传输波特率1/T的1/Ti倍的1/Ti速率的“内插”y(kTi)365。
下面将描述时间连续滤波器的内插法。数学模型将参照图8进行描述。它具有一想像的数-模转换器802，后者产生模拟脉冲814，后面是一时间连续性滤波器h(t)滤波器804，以及在时间t＝kTi的再采样器806。输出的内插820可用下式表示： y ( k T i ) = Σ m × ( m T S ) h ( K T i - m T S ) - - - ( 1 )
再回过头来参阅图7，重采样时刻(t＝kTi)由一数字控制的振荡器发出。该数字控制的振荡器358在每一时刻Ts产生两个信号。第一个信号361是一个溢出信号ζ，它表示一再采样时刻(t＝kTi)在上一Ts期间已经发生。第二信号362是一个分数Ti信号η，ηTi代表自上一次重采样时刻算起的时间。
该数字控制振荡器358由一信号W(m)控制，它估计Ts/Ti之比。在实际的调制解调器应用中，W(m)是由一通过相位误差估计器或定时误差检测器354驱动的回路滤波器356发出的。
可用下式对此作以数学描述：
η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1
ζ(m)＝1，如果η(m-1)-W(m)＜0    (2)
ζ(m)＝0，如果η(m-1)-W(m)  0
已有技术的内插法，用的是一由采样周期Ts归一化的滤波器h(t)，引入了一Ts基点指数及分数Ts间隔。在本发明所用的内插法中，上面的公式1被该写，其中h是一变量η·Ti的函数。此函数h的性质允许内插的定时以及频率响应可相对于内插率保持不变，从而相对于波特率也保持不变，为了实现这一点，首先请注意采样时刻MTs可以写成如下式所示：
mTs＝lmTi-η(m)Ti
其中η(m)是NCO的直接输出，(lm-1)是溢出(＝1)的数目，从t＝0直到t＝mTs。引入包含所有m的整数间隔I1，以致lm＝1，式(1)可以该写成如下式所示： y ( k T i ) = Σ l ( Σ meI 1 x ( m T S ) · [ h ( k - 1 + η ( m ) ) T i ] ) - - - ( 3 )
假定h(t)是在间隔[I1Ti，I2Ti]内的一有限长度脉冲响应，用指数j＝k-1可以重新安排式(3)： y ( k T i ) = Σ j = I l I 2 a j [ ( k - j ) T i ] - - - ( 4 )
其中， a j ( l T i ) = Σ meI 1 x ( m T S ) · h [ ( j + η ( m ) ) T i ]
最后一个式子表明内插是求和并延迟(I1+I2+1)项的aj(lTi)，其中aj(lTi)是在时间间隔[(l-1)Ti，lTi]内输入样本x(mTs)用系数h[(j+η(m))Ti]相乘的累加。
现请参阅图9，aj实际上是用乘法器-累加器运算器908实施的。当溢出信号ζ(m)＝1时它被重置。一系数h[(j+η(m))Ti]由一系数计算块909发送出，其输入η(m)由数字控制振荡器(NCO)910输出。
请注意乘法器累加器以频率1/Ts运行，aj之和以在频率1/Ti被计算。对于低的Ts/Ti比，在长的Ti期间有较大数目的乘法-累加被处理，此允许Ti-内插器相对于Ts有一较长时间的脉冲响应，并且相对于采样频率有一较窄的频率带宽。
因为实际上的原因，h[(j+η)Ti]，可以是在间隔[0，1]的η的多项式函数及h[(j+η)Ti＝pj(η)。选择了三阶的多项式供实际使用，因为这样可以减少计算的复杂性并且允许只用少数几个间隔Ti(一般是4～8个间隔)就有非常好的对脉冲响应h(t)的性能，也可以使用一个特别形式的多项式，以进一步减少计算复杂性。一旦选定了多项式阶、形式和数目(I1+I2+1)，多项式的参数即可用代表对脉冲响应h(t)的谱限制的代价函数最小化进行计算。
此外，请注意，用于计算系数h[(j+η(m))Ti]的变量η不需要另外的任何计算和近似，而在已有技术的Ts-插入方法中就需要用另外的计算和近似。
请参阅图10，前面描述过的载波频率恢复电路50包括一相位噪声估计电路506及一添加噪声估计电路507，它产生由QAM解调器看到的残留相位噪声和添加噪声的估计值。此估计值可以允许使用者把载波回路带宽最佳化以在相位噪声和添加噪声之间达到最好的折衷。接收到的QAM码元504被送到一码元检测或判定块508，接收到的QAM码元504是I/Q坐标中的一点，它在距离上接近一可能发射的QAM码元，但由于噪声而有所不同。该码元检测块508通过寻找在被接收QAM码元和可能传送的QAM码元之间的最小距离最可能被传输出去的QAM码元(阀值码元)。这样，码元检测块508就确定哪一个QAM码元已被传送出去。在确定的QAM码元509及接收的QAM码元504之间的最小均方(LMS)误差由LMS误差方法505决定，此方法是人们所熟知的。LMS误差信号512连同确定的QAM码元509被送往每一相位噪声506及添加噪声507估计器。
相位噪声估计是基于最小均方误差(dx+jdy)，其中dx+jdy＝(由接收点确定QAM码元)。此误差只对I及Q具有最大和相同振幅(|a|+j|a|)加以考虑。于是平均相位噪声由式E[dx*dy]＝-|a|2E(ph2)给出。其中E是平均相位噪声，Ph是残余相位噪声。相位噪声估计器的结果518不取决于添加噪声。
添加噪声估计基于与相位噪声估计中同样的误差信号512，但是在噪声估计的情况下，误差仅基于I及Q具有最小振幅(|a|＝1)的QAM信号。平均添加噪声由式给出：E[(dx*sgn(I)*I+dy*sgn(Q)*Q)2]＝E[n2]。其中n是复添加噪声。该添  加噪声估计器的结果不取决于信号的相位。
现请参阅图11，从上述码元检测电路来的经恢复的比特流57被提供给在前向纠错(FEC)译码器60内的帧同步恢复(FSR)电路61。该FSR电路61在输出处把比特流分解为204字节的包。然后把这些包提供给帧样式计数器62，后者在帧的足够大的数量上维持帧的可识别样式的计数以便获得外加的信息，例如同步图形，它是没有被FEC编码器编码的。此信息被输入一双BER单元70的第一的比特差错率估计器715。然后该比特流包被提供给去交错器及FEC译码器单元65，后者如上所述产生MPEG TS数据输出信号93。可纠正的差错69被送入一在双BER单元70内的计数器705，然后再到一第二比特差错估计器716。第一BER估计器单元715的输出及第二BER估计器单元716的输出进入一软件处理单元710，后者对两个BER输出进行比较。这给出了关于噪声类型的进一步的信息，例如它是否由一突发或一分布误差所产生的。对于低的比特差错率，例如小于10-3的差错率，该第二比特差错率估计器716将产生较准确的值。对于高的BER或在突发差错的情况下，第二BER估计器716是不精确的因为已超过编码的纠错能力。在这种情况下，第一BER误差估计器715将更为精确。
双比特差错率估计器电路甚至可以在严重畸变或高噪声信道的情况下评估出传输链路的质量，此有助于找出接收差的原因。具体地说，当交错器强度提供足够的误差分散使误差均匀地在帧上分散并且低于纠错编码的纠错能力时，FEC编码器65可以给出一非常准确的信息，但在突发差错很长时只能提供非常不准确的信息。
比较两种类型的信息可以提供一种检测出可能发生在网络上的噪声差错种类的方法。例如这将允许检测出一个差的接收是由于突发噪声还是其他问题例如相位噪声或衰落产生的。对非常大的突发噪声，在某种情况下，尽管所有差错都是在传输中的某一时刻产生的，但FEC译码器可能只显示出一相对较低的比特差错率，所有差错都是在传输的某一时刻产生，它可能已完全改变被传输链路传送的信息内容，例如TV图像、音频等。而双BER估计器电路可以较容易地确定传输差的原因，从而解决问题。

Claims (5)

1.一种正交振幅调制型(QAM)解调器，其特征在于，它包括：
一模-数转换器，用于接收输入信号及产生一第一信号，
一基带转换电路，它与该模-数转换器电气耦合，并接收该第一信号并产生一基带信号，该基带转换电路包括一第一直接数字合成器(DDS)电路，
一接收滤波器，它与基带转换电路电气耦合并接收基带信号而产生一经滤波的基带信号，
一载波恢复电路，它与接收滤波器电气耦合并接收经滤波的基带信号而在滤波后产生一QAM信号，该载波恢复电路包括一第二DDS电路，以及
一码元检测电路，它与载波恢复电路电气耦合并在滤波后接收该QAM信号，
从而码元检测电路的输出信号就是一解调的数据信号。
2.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，第一DDS电路包括一乘法器。
3.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，第一DDS电路还包括：
一第一加法器电路，它与载波恢复电路电气耦合，并接收一从载波恢复电路来的一频率反馈信号，
一第一相位累加电路，它与所述加法器电路电气耦合，以及
一第一常数表，它与该相位累加电路电气耦合并提供一合成的频率反馈信号给所述乘法器。
4.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，载波频率恢复电路包括一频率偏移检测器及一相位偏移检测器，其中，该频率偏移检测器把一频率偏移信号提供给第一DDS电路，而相位偏移检测器则把一相位偏移信号提供给第二DDS电路。
5.如权利要求4所述的解调器，其特征在于，该第二DDS电路还包括：
一第二加法器电路，它与相位偏移检测器电气耦合并接收一相位偏移信号，
一第二相位累加电路，它与所述第二加法器电路电气耦合，以及
一第二常数表，它与第二相位累加电路电气耦合并提供一合成的相位反馈信号给该第一DDS电路。
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