TWI233723B - Direct digital synthesis in a QAM demodulator - Google Patents

Direct digital synthesis in a QAM demodulator Download PDF

Info

Publication number
TWI233723B
TWI233723B TW090108672A TW90108672A TWI233723B TW I233723 B TWI233723 B TW I233723B TW 090108672 A TW090108672 A TW 090108672A TW 90108672 A TW90108672 A TW 90108672A TW I233723 B TWI233723 B TW I233723B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
circuit
signal
phase
electrically coupled
dds
Prior art date
Application number
TW090108672A
Other languages
English (en)
Inventor
Khaled Maalej
Emmanuel Hamman
Amaury Demol
Yannick Levy
Original Assignee
Atmel Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Atmel Corp filed Critical Atmel Corp
Application granted granted Critical
Publication of TWI233723B publication Critical patent/TWI233723B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3872—Compensation for phase rotation in the demodulated signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
    • H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0032—Correction of carrier offset at baseband and passband
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0036—Correction of carrier offset using a recovered symbol clock
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0038—Correction of carrier offset using an equaliser
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0055—Closed loops single phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0071—Control of loops
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0071—Control of loops
    • H04L2027/0079—Switching between loops
    • H04L2027/0081—Switching between loops between loops of different bandwidths
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
    • H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal

Description

1233723 五、發明說明（1) 案之相互參ag 本案為1999年9月8日所提出之美國專利申請案〇9/396， 5 5 5號之追加部份。 技術領述 ^月係關於種供將根據正交振幅調變（q u a d r a t u r e amp」itude modulation，簡稱QAM)方案調變之信號解調之 正父振幅調變型解調器。 背景拮藝
正交振幅調變（QAM)為一種中間頻率（intermediate frequency ’簡稱if)調變方案，在此方案，分別利用二正 交載波振幅，調變二彼此獨立所產生之基帶信號，並使所 產生之信號相加，而藉以產生一qAM信號。qAM調變用以將 一數位資訊調變至一方便之頻帶。此可使一信號所佔用之 譜帶與一傳輸線路之通帶匹配，以允許信號之分頻多工處 理’或使#號能藉較小天線予以輻射。q a Μ曾被數位視頻 廣播（Digital Video Broadcasting，簡稱DVB)及數位視 聽協會（Digital Audio Visual Council，簡稱DAVIC)， 以及多媒體電纜網路系統（Multimedia Cable Network System，簡稱MCNS)標準化團體所採用，供在同軸，混合 光纖同軸（Hybrid Fiber Coaxial，簡稱HFC)，及微波多 璋分配無線系統（Microwave Multi-port Distribution
Wireless Systems，簡稱MMDS)TV網路傳輸數位TV信號。 QAM調變方案存有不同數之層次（4，16，32，64，128， 256,512，1024)，其提供2,4,5,6,7,8,9，及1〇
C:\2D-CODE\90-09\90108672.ptd 第4頁 1233723 五、發明說明（2)
Mbit/s/MHz。這在美國6 MHz有線電視（cable television，簡稱CATV)頻道提供至多約42 Mbit/s (QAM-2 5 6 )，及在8 MHz歐洲CATV頻道提供至多約56 Mbit/s。這表示在一單一類比TV節目之同等帶寬，傳輸 10 PAL或SECAM TV頻道之同等者，及約為2至3高解析度電 視（High Definition Television，簡稱HDTV)節目。聲頻 及視頻流予以數位編碼，並映射至由1 88位元組所構成之 MPEG2運送流封包。
將位元流分解成為n位元封包。每一封包予以映射至一 由二組份1及Q所表示之QAM符號（例如，將η = 4位元映射至 一 16-QAM符號，η = 8位元映射至一 2 5 6-QAM符號）。I及Q組 份使用一正弦及一餘弦波（載波）予以濾波及調變，導致唯 二之射頻（radio fre(luenCy，簡稱RF)頻譜。I及q組份通 常予以表示為一星座，其表示在同相及正交座標所取之可 能離散值。所傳輸之信號（t)由下式求得： s⑴= Icos(2 7Γ f〇t)-Qsin(2 7Γ f0t)， 其中f。為RF信號之中心頻率。！ 組份通常為在發射機及 接收機所使用自乘餘弦濾波所濾波之波形。因此，所產生
# ^ i L曰中〜約在f。，並有一帶寬1^ (1 + α )，其中R為符號 =、率’ α為自乘餘弦濾波器之衰減因數。由於^位元 -、、丰^ —帳符號/時間單位^，符號傳輸速率為傳輸位 兀迷率之1 / nth。 在傳輸線路之接你社 4 恢復美册拉％ ί 使用一解調器，以便自調變之載 土 ▼ β k。接收機必須控制接收信號之輸入放大器
1233723 五、發明說明（3) ϊί等3!!之符號頻率，及恢㈣信號之载波頻率。 號及在傳輸π,星座接收-點，其為所傳輸qam符 號間一丰曰σ雜汛之和。接咚機然後依據位於QAM符 ΐ號。自此ί之線實施界限判定，俾判定最可能發送_ 射。通 付旒’、使用與在調變器相同之映射將位元解映 立元然後通過一正向誤差解碼器，盆於 择 i:: 二符號之可能錯誤判定。正向誤差解碼器通常 否則將更難：校擴展可能已發生在脈衝串，並且 復二:i 1斤ί ΐ，#收機必要恢復信號之取樣頻率，及恢 喷、$ = ^ & ϊ波頻率。在先前技藝，載波頻率時常在接收 二說二二二=、、。例!~°:授予仙“^之美國專利第5,315,619 ⑴^ 载波恢復系統包括一供補償載波頻率偏差之時 間夕工處理器。在一電視信號接收機使用 在’⑴號專利，-直接數位合成器使用在載波恢 並位於在一帶通濾波器單元及一低通濾波器單元後。直接 數位合成器將頻率控制發送回至一位於一類比_數位轉換 電路前之輪入信號處理器。 在不疋純數位之載波恢復系統，通常需要一電壓控制振 盪态（voltage controlled oscillator,簡稱 VCO)。具有 純數位載波恢復，便免除需要vc〇，並提供較佳之載&恢 復。然而，先前技藝之純數位載波恢復系統通常在接收濾 波恭後恢復信號頻率。自一種在濾波後恢復信號頻率之系 統所產生之一項缺點，為信號在濾波後已喪失其最大能量
\\312\2d-code\90-09\90108672.ptd 第6頁 1233723
五、發明說明（4) 水準，導致較低信號增益。 本發明之一項目的為提供一QAM解調器具有一基帶轉換 電路，其具有一純數位載波恢復過程，因此免除需要電壓 控制振盪器。 本發明之一另外目的為提供一QAM解調器，其中在接收 濾波器前恢復正確信號頻率，俾在等化及載波頻率評估 保持最大信號能量。 之概述 以上諸多目的經已藉一種具有一對直接數位合成哭 (DDS)電路之正交振幅調變（QAM)型解調器達成。第二dds 電路在一基帶轉換電路位於一接收濾波器前，並數位調沪 在接收渡波為帶寬内之信號。第二])DS電路在一載波恢復 電路内位於接收濾波器後，並用以微調信號相位。純數位 載波恢復仿效一電壓控制振盪器（vc〇)之存在，免除需要 使用VCO，並且也就信號之準確度及殘留相位雜訊提^較 佳載波恢復。供頻率恢復，雙DDS結構為最佳，由於其在 接收濾波器前完成，因而保持最大信號能量，並且供相 位恢復也為最佳，由於短回路載波提供較佳之相位追蹤， 特別是在信號上之相位雜訊之情形。 复_綠本發明之晕隹方式 請參照圖1，一般將使用本發明之QAM解調器99作· 路介面單元92之一部份。網路介面單元92予以界定為在、一 自有線網路所接收之信號95與一多工解訊器之輸入信號Μ 間之介面塊。來自電纜網路之信號95予以輸入至一調^哭
1233723 五、發明說明（5)
96。調諧器在其輸入接受在47MHz至862MHz範圍之頻率， 並將所選擇之頻率減頻變頻至中間頻率U F )。此I F頻率依 相關於地理位置之頻道帶寬而定。例如，NTSC，USA及 JAPAN有一 IF約為44MHz之6MHz頻道，而PAL/SECAM及歐洲 有一 IF約為36MHz之8MHz頻道。調諧器之輸出予以輸入至 一表面聲波（surface acoustic wave，簡稱SAW)濾波器 97 ’ IF頻率等於SAW濾波器中心頻率。SAW濾波器97之輸出 予以供給至一放大器98，其用以補償SAW濾波器衰減，並 且然後放大器98之輸出予以供給至QAM解調器9 9。放大器 98也可藉QAM解調器99之自動增益控制信號94，而具有一 種可變增益控制。也可在使用QAM或QPSK解調之各種其他 數位盈傳輸糸統’諸如無線電鍵路，無線局部回路，或戶 内網路，使用QAM解調器99。 請參照圖2，本發明之Q A Μ解調器9 9包括一接收I輸入信 號12之類比-數位（analog-to-digital，簡稱A/D)轉換器
2 5。A / D轉換器2 5對I F信號1 2取樣，並約在I ρ信號；[2之中 心頻率F。產生一數位頻譜。A/D轉換器25之輸出信號丨4予 以供給至一基帶轉換電路，其包括一直接數位合成哭， 以便將IF信號轉換至基帶信號。A/D轉換器25之輸出信號 14也予以供給至第一自動增益控制電路（AGCl)l〇，以供控 制A/D轉換器25之輸入信號12之類比增益。 在仏Ϊ虎已轉換至具有彳§ 5虎組份1(同相）及Q(正交）之美帶 信號後，基帶信號予以供給至一計時恢復電路3 5，其用以 使解調器電路之計時與進入信號之符號同步。計時恢復電
1233723 五、發明說明（6) 路3 5使用一連續可變内插濾波器對 :下:”進一步解釋，其允許電路彳 === f m後予以供給至一數位乘法器21G， 付號速 自動增益控制(AGC2)電路20之—部份。然後，心？-一 接收濾波器40，並且然後至一等化器45 = 一 ί位m路’並在等化器45輸入進行信號電平之细忾喟 整。數位AGC電路20僅計及信號本身，由於 道= 接收濾波器40予以濾除，並因此數位員2〜已猎 頻道而已減低輸入功率之類比AGC 二=== 為其支持衰減因數二= 其接文叶時恢復電路輸出信號，並保證頻帶外 43dB。此種顯著捨棄增加網路介面單元對相鄰 ^ _ 限度。等化器45補償在網路所遭遇之不同亞化， =^ ΐΓΐΓ擇頻中率/广-頻率響應。可選擇：等化器』構， 八有了 k擇中央抽頭位置之橫貫或判定反饋。 之輸出信號予以供給至載波恢復電路5〇，以恢 设載波#纟。載波恢復電路5〇允許獲 之頻率偏差。所恢復之頻率偏差可= 二 此！訊可用以重新調整調諧器或解調器頻 ^俾減低仏號之滤波衰變，其有助改進位元錯誤率。載 ==之輸出信號52予以供給至-符號判定電路55 230、及數扣、\至由在數位AGC2電路2〇内之功率比較器電路 =器22° ’以提供增益控制信號225至乘 法益210。在付就判定電路55内’信號予以供給至一符號 第9頁 C:\2D-CDDE\90-09\90108672.ptd 1233723 丨丨 ' — 五、發明說明（7) 界限檢測器，然後至一微分解碼器，及最後至一或 WVIC解映射器，其產生恢復位元流57，發送至正向誤差 杈正電路6 〇。符號判定電路之輸出5 7也供給至功率比 電路2 3 0。 正向誤差校正（FEC)電路60首先進行一框格同步61，在 此同步將位元流在輸出分解成為2〇4位元組之封包。封包 然後予以供給至一解交插器及Reed —s〇1〇m〇n(簡稱RS)解碼 裔65 ^封包在其中予以解交插，並且然後藉Rs解碼器進行 最大8误差（位元組）/封包之校正。如果有關於未校正封包 ^校正之位元組在封包中之位置之其他資訊，RS解碼器也 提供此等資訊。可選擇二深度供交插器：12(DVB/DAVIC)及 17 /未度1 7增加糸統對抗脈衝雜訊之強度，但假設信號已 在監視器予以交插相同值。在Rs解碼後，封包予以解擾頻 ，以供能量分散去除。FEC電路60之資料輸出93係以MPEG2 傳送系統（Transport System，簡稱TS)封包所構成，並為 解調器99之輸出。另外，位元錯誤率信號68，69予以傳輸 至一雙位元錯誤率評估器電路70，其依據誤差校正及框格 圖案辨認評估低及高位元錯誤率，並產生一位元錯誤 號72。 ° 如以上所解釋，雙自動增益控制（aut〇matic gain ⑶ntr〇l，簡稱AGC)電路位於在接收濾波器前及後，以控 制所接收信號之電平。第一AGC電路1〇控制A/D轉換器之輸 入信號之類比增益。請參照圖3，A/d轉換器25之輸出信號 Ϊ4予以供給至AGC1 10之功率評估電路11〇，俾評估所接收 C:\2D-CODE\90-09\90108672.ptd 第10頁 1233723
信號14之信號電平，並將其與一預定信號電平比較。功 δ平估電路11 〇包括一方塊模組1 3 0，供將信號1 &轉換成為2 方波，予以輸入至一比較器140。比較器14〇將輸入信號與 一預定參考電壓或比較器界限電壓比較，並在輸入^ ^ ^ 電平匹配比較器界限電壓之電平時，產生一輪出信號二比 較器界限電壓，或參考電壓可藉一修改電路12〇予以^適 。修改電路120自相鄰頻道125監視信號之存在，並因之\ 適參考電壓。另外，飽和計數器1丨5之檢測，檢測在A/D ^ 換器是否有任何飽和，並且如果有，發送一信號至修改電 路120，以便調整參考電壓，俾消除飽和。在信號通過比 較器140後，功率評估器電路110之輸出信號予以供給至一 數位回路濾波器1 5 0，其自信號除去載波-頻率組份及諧波 ’但使#號之原來調變頻率通過。數位回路濾波器1 5 〇接 收一設定放大器最大增益構形之構形信號丨5 2，以供限制 非線性。數位回路濾波器1 5 0之輸出信號1 6 2予以轉換至一 脈衝寬度調變（Pulse Width Modulated，簡稱PWM)信號 1 60 ’供給至一RC濾波器1 70，其產生一信號1 67控制A/D轉 換Is之放大器之類比增益。數位回路濾波器之另一輸出提 供一信號1 5 5，供監視數位回路濾波器之增益值。由於功 率評估係藉數位回路控制予以評估，控制類比增益之pWM 信號產生很穩定之控制。 第二AGC電路20位於在接收濾波器4〇後，因此僅必須計 及QAM信號本身之所接收功率，並調適内部放大電平，以 校正在界限判定前之電平。第二AGC電路20補償存在相鄰
1233723 五、發明說明（9) 頻道所導致第雷败ϊ η + ▲ a 電平至QAM信號之判定界減並且也確切調適信號 路之輸出信號42予以° ^照圖4 ’計時恢復電 予以供給至接收H 乘法器210使信號倍增，其然後 载波恢復電路50:幹二〇，等化器45及載波恢復50電路。 比較哭電路23f)甘反饋至第二AGC電路20之功率 一組QAM值比於j二使來自載波恢復電路之輸出信號52與 ，並提供一 \ 一數位回路濾波器220濾除任何誤差信號 自叙f 制信號225至數位乘法器。另外，可 自2回路濾'波器提供一信號227，俾監視增益之量卜。了 :參照圖5及6 ’上述直接數位合成器(.ect 二⑸二’簡臟)30數位式調諧來自A/D轉換器25之 S差波^之帶寬内’即使在接收機之大頻 ::差,情形，並在輸入信號所使用之頻率值提供較多變 ϋ/。ί接收遽波器40前使用第一DDS 30之一種組合，以 接收濾波器帶寬内之信號，及-在載波恢 内之第一DDS 545，以在計時恢復35及等化器45 2後微調信號相位’藉以達成中間頻率（IF)至基帶信號 轉換。 請參照圖6，在IF信號12通過A/D轉換器25後，A/D轉換 器之輸出數位信號14予以供給至一乘法器3〇4，其為ddsi、 30之一部份。乘法器3〇4將數位信號14轉換成為二並行組 份’ U同相）及Q(正交），其形成一qam符號。如以上所解 釋，此等信號組份進行通過接收濾波器4〇，等化器45及載 C:\2D-CQDE\90-09\90108672.ptd 第12頁 1233723 五、發明說明（10)
波恢復5 0電路。嗜夂π同R 偏差檢測525電路及相圖立5&載波恢復電路50包括一頻率 俨號予以於逆Λ 偏差檢測535電路，供恢復載波 過:I2C/面、Λ GC2f_及符號檢測電路55。可通 進位元錯誤率ί資：號之滤波衰變’並因此改 路30，俾在接收滹波；4〇」為一#唬527發送至DDS1電 測電路535 #、、，慮° 〇别，完全準確恢復頻率。相位檢 j f路535七迗—信號537至DDS2電路545。採用一種雙DDS 結構控制IF信號之減頻變 抹用種雙刪 供鱼嬗，且 只^ 7貝主暴▼ ^唬為具有優點，因為 收沐波5| 40前：：路，率減頻變頻為最佳’由於其為在接 ηίίΓ ί在等化及載波頻率評估前保持最大 “是在疒，i、:蹤，短回路載波相位恢復為最佳， 将別疋在“號之相位雜訊之情形。 载波恢復頻率反饋信號527予以供給至-在 Λ之加法器電路306。加法器電路_將頻率ί 貝仡唬527加至所構形之IF頻率27 ’並且所產生之作號 相Γ計電路305，其累計頻率反饋信號二所 萑疋之頻率兀素。信號予以供給至一包人 值之常數表303。合成之信號316予以供給 ^法ϋ 。請回頭參照圖5，除了其合成相位檢測電路丄二 =7外:二DDS2電路545以相同方式操作。純數=^ be復免除A要使用電壓控制振盪器（v〇Hage c〇ntr〇 oscilUtor，簡稱VC0)，並且就信號之準確度及殘 d 雜訊而言，提供較佳之載波恢復。 位 C:\2D-C0DE\90-09\90108672.ptd 第13頁 1233723 五、發明說明（11)
清芬照圖7，古+ B 士 士 ％兩L ϋ m e t^冲恢復電路35使用一符號速率連續自適 應内插濾波器3 5 2，处斟认 βπ τ , ^ I、對輸入信號重覆取樣。不同於使用 #蔹^ 以界定為t/Ts (時間/取樣間隔）之函數之先前 ==方法’在計時恢復電路35所使用之内插方法，予 二：疋Π(時間/内插間隔)之函數。就性能及複雜性 #二，迈允卉内插濾波全然獨立於符號速率，並且由於内 相=f ΐ在所接收頻道之帶寬外面之大多數信號，而提供 相鄰頻道之較佳捨棄。 在數據機應用之内插，其目的為在速率處理類比一 ，位轉換器所產生之數位樣本x(kTs) 325，俾在速率 生内插值,，y(kTi) 36 5，傳輸波特速率1/τ之"乃倍數。 以下將說明利用時間連續濾波器之内插。數學模型參照 圖8予以說明。其包括一產生類比脈衝814之虛擬數位一類 比轉換器802，後隨一時間連續濾波器h(t)8〇4，及一在時 間t-kTi之重覆取樣器806。下式表示輸出内插值82〇 (1)
y(kTi)^x(mTJh(kTi-mTM 請回頭參照圖7，一數值控制振盪器358送出重覆取樣一 瞬間t = kTf。數值控制振盪器358在每一時間mTs產生二信 號。第一信號為一溢流信號Γ，其指示在最後ts週期時， 已發生一重覆取樣瞬間（t = kTi)。第二信號為一 Ti —分數信 號，因而77 表示自最後重覆取樣瞬間之時間。 數值控制振盪器3 5 8由一評估比例Ts / Ti之信號W (m )予以
\\312\2d-code\90-09\90108672.ptd 第14頁 1233723 五、發明說明（12)
器 控制。在實際數據機應用，W(ni)藉—由一相位誤差 或計時誤差檢測器354驅動之回路濾波器356所送出°。 利用下列公式可寫成此情形之數學說明： 77(m)二〔；7(ni-l)~w(m)〕mod - 1 如果W(m)<〇，f(m) = l (2) 如果 7? (m-1 )-W(in) - 〇，（（m) = 〇
使用-由取樣週期Ts正常化之遽波⑼⑴之先前内插方 法，V入一 Ts基點指數及一 Ts分數間隔。在本發明所使 用之内插方法，以上公式（1)利用h為一變數” ·τ之函數 予以改寫。函數h之此特性允許内插之計時及頻率塑應相 對於内插值速率，並因此相對於波特速率不變。要W如 此，首先凊察知，取樣瞬間m 可予以寫作如下： m^s = lmTi ~ η (m)Ti ^ 其中々（in)為nco之直接輸出，及為自t = 〇直到時間 t = mTs，溢流之數（Γ =1 )。導入含所有111致使、=1之整數 間隔11 ’公式（1)現在可予以寫作如下： 假設h(t)為一在間隔[IiTi，丨2乃]之有限長度脈衝響應 公式（3 )利用指數j = k -1予以重新排列： (4) ”[(卜 j)rj y^T.) = £ j-^ι
\\312\2d-code\90-09\901〇8672.ptd 第15頁 1233723 五、發明說明（13) 而： aj(1Ti) = Σ ^ (^e)^[{j,n{m))Tl) 、^ ϊ A式不内插值藉合計及延遲（丨1 +丨2 +1)項aj (1 Ti)予 以什异，其中a〆1 L )為在時間間隔[1 - 1 ) T. ，1 T ]，輸入 樣本xUTs)與係數h[n+ 相乘之累計。1 請參照圖9 ’ aj利用一在溢流信號Γ (…爿時重設 ΓΛ力；!「運算器908予以實際實施。一係數計算塊9〇9送 二 J+ 77 ]，而數值控制振盪器（NCO)910輸 出一輸入7y(m)。 請予察知，乘法器-累加器在頻率1/1;操作，並且a 里之乘法-累计。迫允許τ厂内插器關於Ι具有較 間脈衝響應，及關於取樣頻率具有較窄頻率帶寬。乂守 為此實際原因，h[(j+ ^Ti]可為在間隔[〇，n之 多項式函數，及h[(j")Ti]=Pj( ^。次數3之多 = 予以選擇為供實際之實&，因為這減少計算複雜性，、： 許脈衝響應h(t)之很佳性能，而僅有少數間隔Ti(_ ^)。-特定形式之多項式也可用以進一步減低計算〜為二 性。一經選擇多項式之次數，形式及數目U1 + l2 + 1)，：雜 表不在脈衝響應h(t)之頻譜限制之成本作用最少，吏 算多項式之參數。 错Μ計 也請予察知，供計算係數h[(j+ π〇η))Τι]使用之變 ，不需要任何另外之計算及略計’如供先前技藝I内插：
\\312\2d-code\90-09\90108672.ptd 第16頁 1233723 五、發明說明（14) 法之情形。 位’先前所說明之載波恢復電路50，包括-相 Μ / 電路506及一加成雜訊評估電路507，盆產生 QAM解調器所見殘留相位 〃 允許使用去祛上 成雜訊之評估。此評估 ί:二路帶寬最佳，俾在相位雜訊與添加劑 一缺 1取佳折衷。所接收之QAM符號504予以供給至
；:厂 或判定塊508。所接收之QAM符號5〇4為-在I/Q 缺，# ω u 隹而a ，其為接近一可能之所傳輸QAM符 ^盥;f 而不同。符號檢測塊508搜尋所接收QAM符 :::二：之所傳輸_符號（界限符號）間之最小距離’藉 5ΐ8^Λ可Λ之所傳輸帳符號。以此方式，符號檢測塊 確，曰傳輪何一㈣符號。如在該項技藝所已知，藉最 ^ μ — Mean Square，簡稱LMS)誤差方法 505 確定 斤1疋QAM符號509與所接收QAM符號5〇4間之lms誤差， f且LMt誤差信號512利用所判定之QAM符號509供給至每一 相位雜訊5 0 6及加成雜訊507評估器。 •相位雜訊評估係依據最小均方誤差（dx+jdy)，其中dx + 了接收之點一所判定之QAM符號）。此誤差僅考慮供在 〔1 a丨+ ]丨a丨）具有最大及相同振幅之QAM符號。然 4由、E[dx*dy ]— | a丨2E(ph2)求得平均相位雜訊，其中e 表示平均及ph為殘留相位雜訊。相位雜訊評估器結果& 1 8 不依加成雜訊而定。 加成雜訊評估係依據與在相位雜訊評估之相同誤差信號 512，但在雜訊評估之情形，誤差僅依據在I及Q具有最小
1233723 五、發明說明（15) 振幅（| a | = 1 )之QAM符號。由 E[dX*Sgn(I)*I+dy*Sgn(Q)*Q)2]=E[n2]求得平均加成雜訊 ，其中η標示複加成雜訊。加成雜訊評估器結果不依信號 之相位而定。 請參照圖1 1，自上述符號檢測電路所恢復之位元流5 7， 予以供給至一在正向誤差校正（F〇rward Err〇]r
Correction，簡稱FEC)解碼器60内之框格同步恢復（Frame Synchronization Recovery，簡稱FSR)電路61 cFSR 電路 61將位元流在輸出分解成為2〇4位元組之封包。铁後將 包：給至-框格圖案計數器62，其在足夠大量之框 ; = 識圖案之計數，俾獲得另外資訊，諸通編 ^所^碼之同步圖案。此資訊予以輸入至雙膽單元 7〇之一第一位元錯誤率評估器715。位元流封包 至解交插器及FEC解碼器草亓1L丄 、、”口
TSf 〇 Λ ^^^MPEG 口口 m A J仅正祆差69予以供給至一在雙ber 早兀7 0内之計數器7 〇 5，並且缺後至一繁一一 估器716。第一BER評估器單元Η 兀錯決率評 716之於屮、隹—5 , 第一BER評估器單元 716之輸出進仃至一比較二BER輸出軟體之 這產生關於諸如是否由一脈衝串或由 誤：=。致 訊類型之另外資訊。供低位元錯誤率，諸如少於二： 凡錯誤率評估器716將會產生更準確值 ㈣0位 衝串錯誤之情形，由於超過旦七、同BER或在脈 器716不精確。在此情形”、:：篁’帛二BER評估 確。 弟BER β平估器715將會較為精
1233723 五、發明說明（16) 雙位元錯誤率評估琴雷攸△ 4 即使在嚴重畸變或有午可評量傳輸鏈路之品質， 接收之原因特= 情形，其可有助識別不良 以在框格均勻分布誤差，;^ :強度提供足夠誤差擴展， ，m解碼器65產幻艮差準確及低次於誤差校正碼之校正能力時 情形，產生很不準確之二1 之：…但在長脈衝串誤差之 二類型資訊間之比較，楹 雜訊誤差種類之方式。這種檢測在網路所可能發生 於脈衝串雜訊或其他問題，:，檢測不良之接收是否由 大脈衝串雜訊之有些情形，FEc目位雜訊，衰減等。在很 誤率，雖然所有誤差可能已發生在V/Λ相對低位元錯 能已完全更改傳輪鏈路所傳 f傳輸之特定瞬間，其可 聲音等。侧評估器電路使得比貝？容，例如η畫面， 原因並因此解決問題。 谷易確定不良傳輸之 元件編號説明 10 12 14 20 25 27 30 35 40 第一自動增益控制電路 IF輸入信號 輸出信號 第二自動增益控制電路 類比-數位轉換器 IF頻率 直接數位合成器 計時恢復電路 接收濾波器 C:\2D-CODE\90-09\90108672.ptd 第19頁 1233723 五、發明說明 (17) 42 輸出信號 45 等化器電路 50 載波恢復電路 52 輸出信號 55 符號判定電路 57 恢復位元流 60 正向誤差校正電路 61 框格同步恢復電路 62 框格圖案計數器 65 Reed-Solomon 解碼器 68, 69 功率比較器電路 70 雙位元錯誤率評估器電路 72 位元錯誤率信號 92 網路介面單元 93 輸入信號 94 自動增益控制信號 95 信號 96 調諧器 97 SAW濾波器 98 放大器 99 QAM解調器 110 功率評估電路 115 計數器 120 修改電路
C:\2D-CQDE\90-09\90108672.ptd 第20頁 1233723
125 相 鄰 頻 道 130 方 塊 模 組 140 比 較 器 150 直 接 數 位 合 成 器 152 構 形 信 號 155 信 號 160 脈 衝 寬 度 調 變 信號 162 出 信 號 167 信 號 170 RC 濾、 波 器 210 數 位 乘 法 器 220 功 率 比 較 器 電 路 225 增 益 控 制 信 號 227 信 號 230 數 位 回 路 濾 波 器 303 常 數 表 304 乘 法 器 305 相 位 累 計 電 路 306 加 法 器 電 路 316 合 成 之 信 號 325 數 位 樣 本 x(kTs 356 回 路 濾 波 器 358 數 值 控 制 振 盡 器 504 QAM符號 第21頁 \\312\2d-code\90-09\90108672.ptd 1233723 五、發明說明 (19) 505 最小均方誤差方法 506 相位雜訊評估電路 507 加成雜訊評估電路 508 符號檢測或判定塊 509 QAM符號 518 相位雜訊評估器結果 525 頻率偏差檢測電路 527 頻率反饋信號 535 相位偏差檢測電路 537 信號 545 第二 DDS 705 計數器 710 處理單元 715 第一位元錯誤率評估器 716 第二BER評估器 802 虛擬數位-類比轉換器 804 時間連續濾波器h (t) 806 重覆取樣器 814 類比脈衝 908 乘法器-累加器運算器 909 係數計算塊 910 數值控制振盪器
C:\2D-CQDE\90-09\90108672.ptd 第22頁 1233723 圖式簡單說明 圖1為一網路时一 之解調器。 曲早兀之方塊圖，在其中可使用本發明
Hi發明之解調器之方塊圖。 圖4為圖2=2調Ϊ之第―似單元之方塊圖。 圖5Λ闰9山不解δ周器之第二AGC單元之方塊圖。 m β i ΐ中所示之解調器的一區段之方塊圖。 二7為^22^所示之解調器的直接數位合成器之方塊圖。 。〜圖2中所示之解調器的數位計時恢復電路之方塊圖 图8為通㊆已知内插模型之方塊圖。 圖9為一在圖7之數位計時恢復 方塊圖。 吩w便用之内插模型之 圖1 0為一在圖2之解調器之符號檢測 訊及加成雜訊評估器之方塊圖。 路所使用相位雜 圖11為在圖2之解調器所使用雙 塊圖。 兀錯辦率評估器之方

Claims (1)

1233723
I 一種正交振幅調變（qAM)型解調器，包含·· 一類比-數位轉換器，接收一輸入信號，並產生一第 信號， 一基帶轉換電路，予以電耦合至類比-數位轉換器，並 接收第一信號及產生一基帶信號，基帶轉換電路包括一第 一直接數位合成器（DDS)電路， 一接收濾波器，予以電耦合至基帶轉換電路，並接收基 帶信號及產生一濾波基帶信號， 土 :載波恢復電路，予以電耦合至接收濾波器並接收渡波 基帶信號及在濾波後產生一qAM信號，載波恢復電路包括 一苐二DDS電路，以及 一符號檢測電路，予以電耦合至載波恢復電路，並在渡 波接後收QAM信號， & 從而符號檢測電路之輸出信號為一解調之資料輸出作 號。 ’ 2·如申請專利範圍第1項之解調器，其中第一DDS電路包 括一乘法器。 3·如申請專利範圍第2項之解調器，其中第一DDS電路另 包括：
一第一加法器電路，予以電耦合至載波恢復電路，並自 載波恢復電路接收一頻率反饋信號， 一第一相位累計電路，予以電耦合至加法器電路，及 一第一常數表，予以電耦合至相位累計電路，及供給一 合成頻率反饋信號至乘法器。
C:\2D-CQDE\90-09\90108672.ptd 第24頁 1233723 六、申請專利範圍 4·如申請專利範圍第1項之解調哭，φ 、 路包括一頻率偏差檢測器及一相^’兰、’載波恢復電 偏差檢測器供給一頻率偏差 扁差檢“彳器，其中頻率 偏差檢測器供給一相位偏差弟 電路，及相位 ,,^ ^ ^ ^破至第二DDS電踗。 5 ·如申#專利範圍第4項之 另包括： 门叩其中弟二DDS電路 第一加法态電路，予以電耦 收一相位偏差信號，一第-至相位偏差檢測器並接 儿 禾一相位累钟 第二加法器電路，及一第二常、 予以電I禺合至 位累計電路，並供給一人成 & ’予以電輕合至第二相 。 人謂1口就至苐一DDS電路 6. 信號 一種正交振幅調變（QAM)型解調哭，類比—數位轉換器，接收一輪入信號，3. 並產生一第 一基帶轉換電路，予以電耦合 接收第-信號及產生一基帶信號，』;？:轉' 一直接數位合成器（DDS)電路， 吳電路包括一第 一接收濾波器，予以電耦合至基帶轉換電路， 帶信號及產生一濾波基帶信號， 並接收基 一載波恢復電路，予以電耦合至接收濾 基帶信號及在“後產生—_信號，錢恢復” H據波 一第二DDS電路，並另包括一頻率偏差檢測哭及包括 差檢測器’其中頻率偏差檢測器供給一頻率°偏 位偏 一DDS電路及相位偏差檢測器供給一相位偏差信號5號至第 至第一《
1233723
六、申請專利範圍 DDS電路，以及 一符號檢測電路，予、 波接後收QAM信號， 乂電耦合至載波恢復電路，並在濾、 攸而付7虎檢測電路之^ 。 别出信號為一解調之資料輸出信號 7·如申請專利範圍第6 括一乘法器。 負之解調器，其中第一 DDS電路包 8·如申請專利範圍第7 包括： ^ 之解調 器，其中第一DDS電路另 一第一加法器電路，早 載波恢復電路接收一^^耦合至載波恢復電路，並自 叹頻率反饋信號， 一弟一相位累計雷攸 工 一黛一ft電路予以電耦合至加法器電路，及 入 吊、，予以電耦合至相位累計電路，並供給一 口成頻率反饋信號至乘法器。 9·如申請專利範圍第6項之解調器，其中第二DDS電路 包括： 一第二加法器電路，予以電耦合至相位偏差檢測 接收相位偏差信號， w
一第二相位累計電路，予以電耦合至第二加法器電路， 及一第二常數表予以電耦合至第二相位累計電路，並供給 一合成相位反饋信號至第一DDS電路。 八、° 1 0 · 一種正交振幅調變（QAM)型解調器，包含：_類比一 ，位轉換器，接收一輸入信號，並產生一第一信號，一基 帶轉換電路，予以電耦合至類比-數位轉換器，並接收第土
C:\2D-CODE\90-09\90108672.ptd
1233723
一信號及產生一基帶信號， 數位合成器（DDS)電路，^ 轉換電路包括一第一直接 以電耦合至基帶轉換電 一乘法器，一接收濾波器，予 基帶信號， ’並接收基帶信號及產生一濾波 一載波恢復電路，予 基帶信號及在濾波後產=耦合至接收濾波器並接收濾波 一第二DDS電路，並另勺 QAM信號，載波恢復電路包括 差檢測器，其中頻率偏匕括一頻率偏差檢測器及一相位偏 一DDS電路及相位偏差差=測器供給一頻率偏差信號至第 DDS電路，以及 双測器供給一相位偏差信號至第二 一符號檢測電路， 波接後收QAM信號， 從而符號檢測電路 號0 予以電耦合至載波恢復電路，並在濾 之輪出信號為一解調之資料輸出信
項之解調器，其中第一DDS電路 11 ·如申凊專利範圍第1 〇 另包括： 费# ί^ t f電路’’以電輕合至載波恢復電路，並自 載波恢復電路接收一頻率反饋信號， 兀自 一第一相位累計雷攸 _ -第-當數電耦合至加法器電路，以及 人成^ ^ π予以電耦合至相位累計電路，並供給一 口成頻率反饋信號至乘法器。 另2括如申明專利乾圍第1 〇項之解調器，其中第二DDS電路 並 予以電耦合至相位偏差檢測器 一第二加法器電路，
$ 27頁
1233723 六、申請專利範圍 接收一相位偏差信號， 一第二相位累計電路，予以電耦合至第二加法器電路， 以及 一第二常數表予以電耦合至第二相位累計電路，並供給 一合成相位反饋信號至第一DDS電路。
C:\2D-CQDE\90-09\90108672.ptd 第28頁
TW090108672A 2000-04-17 2001-04-11 Direct digital synthesis in a QAM demodulator TWI233723B (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/550,556 US6249179B1 (en) 1999-09-08 2000-04-17 Direct digital synthesis in a QAM demodulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TWI233723B true TWI233723B (en) 2005-06-01

Family

ID=24197671

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW090108672A TWI233723B (en) 2000-04-17 2001-04-11 Direct digital synthesis in a QAM demodulator

Country Status (11)

Country Link
US (1) US6249179B1 (zh)
EP (1) EP1299979A1 (zh)
JP (1) JP2004522363A (zh)
KR (1) KR20030043787A (zh)
CN (1) CN1190052C (zh)
CA (1) CA2416960A1 (zh)
HK (1) HK1057438A1 (zh)
MY (1) MY134001A (zh)
NO (1) NO20024936D0 (zh)
TW (1) TWI233723B (zh)
WO (1) WO2002103976A1 (zh)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6160443A (en) * 1999-09-08 2000-12-12 Atmel Corporation Dual automatic gain control in a QAM demodulator
US7068731B1 (en) * 2000-10-24 2006-06-27 Agere Systems, Inc. Apparatus and method for multi-channel receiver
KR100441196B1 (ko) * 2002-01-14 2004-07-21 기가텔레콤 (주) 연속 위상 직교 진폭 변조 및 복조 장치
SE0201159L (sv) * 2002-04-16 2003-07-01 Spirea Ab Kvadraturfasstyrslinga
US7358885B2 (en) 2003-02-28 2008-04-15 Silicon Laboratories, Inc. Mixing DAC architectures for a radio frequency receiver
WO2004079924A2 (en) * 2003-02-28 2004-09-16 Silicon Laboratories Inc. Tuner for radio frequency receivers and associated method
US7447493B2 (en) * 2003-02-28 2008-11-04 Silicon Laboratories, Inc. Tuner suitable for integration and method for tuning a radio frequency signal
US7425995B2 (en) * 2003-02-28 2008-09-16 Silicon Laboratories, Inc. Tuner using a direct digital frequency synthesizer, television receiver using such a tuner, and method therefor
US7676210B2 (en) * 2003-09-29 2010-03-09 Tod Paulus Method for performing dual mode image rejection calibration in a receiver
US7212593B2 (en) * 2003-10-14 2007-05-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of and apparatus for noise whitening filtering
US7289583B2 (en) * 2003-10-14 2007-10-30 Telefonktiebolagel Lm Ericsson (Publ) Method of and apparatus for single antenna interference rejection through relaxation
US7856224B2 (en) * 2005-03-31 2010-12-21 General Electric Company Systems and methods for recovering a signal of interest from a complex signal
NL1031482C2 (nl) * 2006-03-31 2007-10-05 Stn B V Kabeltelevisiesysteem met uitgebreide kwadratuuramplitudemodulatiesignaaluitwisseling, zendmiddelen en een beheercentrum daarvoor.
US7773968B2 (en) * 2006-11-30 2010-08-10 Silicon Laboratories, Inc. Interface/synchronization circuits for radio frequency receivers with mixing DAC architectures
US20080181337A1 (en) * 2007-01-31 2008-07-31 Silicon Laboratories, Inc. Spur and Distortion Management Techniques for an RF Receiver
US20080181340A1 (en) * 2007-01-31 2008-07-31 Silicon Laboratories, Inc. Spur Rejection Techniques for an RF Receiver
US7599676B2 (en) * 2007-01-31 2009-10-06 Silicon Laboratories, Inc. Power consumption reduction techniques for an RF receiver implementing a mixing DAC architecture
US20080180579A1 (en) * 2007-01-31 2008-07-31 Silicon Laboratories, Inc. Techniques for Improving Harmonic and Image Rejection Performance of an RF Receiver Mixing DAC
KR100841401B1 (ko) 2007-12-26 2008-06-26 주식회사 이디 Ａｍ,ｆｍ,ｆｍ 스테레오 통합 변조 장치 및 방법
TWI353776B (en) * 2008-05-26 2011-12-01 Novatek Microelectronics Corp Signal adjusting circuit
JP2011199554A (ja) * 2010-03-19 2011-10-06 Panasonic Corp 複素信号処理回路、受信回路、信号再生装置
CN102098267B (zh) * 2011-01-24 2014-06-25 中国科学院半导体研究所 高速超低功耗16qam发射装置
WO2014176719A1 (zh) * 2013-04-28 2014-11-06 华为技术有限公司 一种载波同步的方法和设备
RU2761521C1 (ru) * 2021-05-21 2021-12-09 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет "МЭИ" (ФГБОУ ВО "НИУ "МЭИ") Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5315619A (en) 1992-05-15 1994-05-24 Rca Thomson Licensing Corporation Carrier recovery processor for a QAM television signal
JP3268138B2 (ja) * 1994-09-29 2002-03-25 三菱電機株式会社 通信装置、周波数シンセサイザ及びシンセサイズ方法
US6160443A (en) * 1999-09-08 2000-12-12 Atmel Corporation Dual automatic gain control in a QAM demodulator
US6249180B1 (en) * 1999-09-08 2001-06-19 Atmel Corporation Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator

Also Published As

Publication number Publication date
JP2004522363A (ja) 2004-07-22
EP1299979A1 (en) 2003-04-09
KR20030043787A (ko) 2003-06-02
CN1190052C (zh) 2005-02-16
MY134001A (en) 2007-11-30
WO2002103976A1 (en) 2002-12-27
CA2416960A1 (en) 2002-12-27
US6249179B1 (en) 2001-06-19
HK1057438A1 (en) 2004-04-02
CN1459178A (zh) 2003-11-26
NO20024936D0 (no) 2002-10-14
WO2002103976A8 (en) 2003-02-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI233723B (en) Direct digital synthesis in a QAM demodulator
US6249180B1 (en) Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator
KR100659992B1 (ko) 이중 자동 이득 제어 기능을 갖는 ｑａｍ 복조기
US6545532B1 (en) Timing recovery circuit in a QAM demodulator
US6268767B1 (en) Dual bit error rate estimation in a QAM demodulator
US7463692B2 (en) Device and method for symbol clock recovery in digital television
JPH09247570A (ja) 信号受信システム
KR20020095217A (ko) 직교 진폭 변조 복조기에 내장된 타이밍 복원 회로
JPH01256834A (ja) モデム装置
JPH0213033A (ja) 伝送速度の決定方法

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees