JPH1079718A - 多重搬送波信号の周波数補正の方法及び装置 - Google Patents
多重搬送波信号の周波数補正の方法及び装置Info
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- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は多重搬送波信号の周波数偏移及びジ
ッタを除去し得る方法及び装置の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明によれば、自動周波数制御及び同
相誤差評価の両方の方法がフィードバックループ内で結
合され、自動周波数制御は初期化の際の周波数偏差を補
正するため使用され、同相誤差評価は初期化後に残存す
る偏移及びジッタを補正するため使用される。これによ
り、著しい位相ノイズを生ずることなく、周波数偏移及
び局部発振器ジッタの低周波成分の大部分を除去するこ
とが可能である。
ッタを除去し得る方法及び装置の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明によれば、自動周波数制御及び同
相誤差評価の両方の方法がフィードバックループ内で結
合され、自動周波数制御は初期化の際の周波数偏差を補
正するため使用され、同相誤差評価は初期化後に残存す
る偏移及びジッタを補正するため使用される。これによ
り、著しい位相ノイズを生ずることなく、周波数偏移及
び局部発振器ジッタの低周波成分の大部分を除去するこ
とが可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は多重搬送波信号の周
波数を補正する方法及び対応する装置に係わり、特に、
ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）受信器の局部タイミン
グ発振器を制御する方法に関する。
波数を補正する方法及び対応する装置に係わり、特に、
ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）受信器の局部タイミン
グ発振器を制御する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ、ＱＰＳＫ（直交位相シフトキ
ーイング）及びＱＡＭ（直交振幅変調）等の変調タイプ
を有するディジタル放送信号を地上伝送するための種々
の方法が公知である。かかる放送信号の中には、例え
ば、ＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）、ＨＤＴＶ−Ｔ
（階層的ディジタルテレビジョン伝送）及びＤＡＢ（デ
ィジタルオーディオ放送）信号が含まれる。
ーイング）及びＱＡＭ（直交振幅変調）等の変調タイプ
を有するディジタル放送信号を地上伝送するための種々
の方法が公知である。かかる放送信号の中には、例え
ば、ＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）、ＨＤＴＶ−Ｔ
（階層的ディジタルテレビジョン伝送）及びＤＡＢ（デ
ィジタルオーディオ放送）信号が含まれる。
【０００３】ＯＦＤＭ方法の場合、伝送された信号は多
数の変調された搬送波を含む。上記搬送波は，ＦＦＴ
（高速フーリエ変換）を用いて受信器で分離される。周
波数域に変換される前に、アナログ信号を標本化する必
要がある。この目的のため、局部発振器はＦＦＴの前に
タイミングを制御する。発振器の不完全性（ジッタ、周
波数偏移）は標本化動作の精度を低下させ、ＦＦＴの後
に搬送波間干渉を生じる可能性がある。ＡＦＣ（自動周
波数制御）処理及びＣＰＥＥ（同相誤差評価）処理は、
発振器の不完全性を補正するため、周波数誤差評価を与
えるべく設けられている。
数の変調された搬送波を含む。上記搬送波は，ＦＦＴ
（高速フーリエ変換）を用いて受信器で分離される。周
波数域に変換される前に、アナログ信号を標本化する必
要がある。この目的のため、局部発振器はＦＦＴの前に
タイミングを制御する。発振器の不完全性（ジッタ、周
波数偏移）は標本化動作の精度を低下させ、ＦＦＴの後
に搬送波間干渉を生じる可能性がある。ＡＦＣ（自動周
波数制御）処理及びＣＰＥＥ（同相誤差評価）処理は、
発振器の不完全性を補正するため、周波数誤差評価を与
えるべく設けられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】自動周波数制御処理
は、搬送波間隔の２０倍までの大きい周波数偏移を検出
し得る利点がある。しかし、この処理は、２個の連続し
た基準シンボルによって区切られた１ブロックについて
１回しか実行されない。その処理結果は、シンボルの約
１８個分の長い処理遅延の後で利用可能になる。従っ
て、自動周波数制御処理は発振器のジッタを補正するた
め使用できない。更に、この処理は、感度レイヤに対す
る性能を非常に劣化させる可能性のある偏差を残す。
は、搬送波間隔の２０倍までの大きい周波数偏移を検出
し得る利点がある。しかし、この処理は、２個の連続し
た基準シンボルによって区切られた１ブロックについて
１回しか実行されない。その処理結果は、シンボルの約
１８個分の長い処理遅延の後で利用可能になる。従っ
て、自動周波数制御処理は発振器のジッタを補正するた
め使用できない。更に、この処理は、感度レイヤに対す
る性能を非常に劣化させる可能性のある偏差を残す。
【０００５】一方、同相誤差評価処理では、多数のパイ
ロットセル関するノイズのフィルタ処理が行われるので
良好な精度が得られる。この処理は、シンボル毎に行え
るので、発振器ジッタを検出し得る。その処理結果はシ
ンボル４個分の遅延後に利用可能である。しかし、同相
誤差評価処理は位相比較に基づいているので、大きい周
波数偏移を扱えない。２個のシンボルの間の±πの回転
は最大の理論値である。
ロットセル関するノイズのフィルタ処理が行われるので
良好な精度が得られる。この処理は、シンボル毎に行え
るので、発振器ジッタを検出し得る。その処理結果はシ
ンボル４個分の遅延後に利用可能である。しかし、同相
誤差評価処理は位相比較に基づいているので、大きい周
波数偏移を扱えない。２個のシンボルの間の±πの回転
は最大の理論値である。
【０００６】本発明の目的は多重搬送波信号の周波数偏
移及びジッタを除去し得る方法を提供することである。
この目的は請求項１に記載された方法により達成され
る。本発明の更なる目的は、新規の方法を利用する装置
を提供することである。この目的は請求項６に記載され
た装置により実現される。
移及びジッタを除去し得る方法を提供することである。
この目的は請求項１に記載された方法により達成され
る。本発明の更なる目的は、新規の方法を利用する装置
を提供することである。この目的は請求項６に記載され
た装置により実現される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
自動周波数制御及び同相誤差評価の両方の方法がフィー
ドバックループ内で結合され、自動周波数制御は初期化
の際の周波数偏差を補正するため使用され、同相誤差評
価は初期化後に残存する偏移及びジッタを補正するため
使用される。これにより、著しい位相ノイズを生ずるこ
となく、周波数偏移及び局部発振器ジッタの低周波成分
の大部分を除去し得るようになる。
自動周波数制御及び同相誤差評価の両方の方法がフィー
ドバックループ内で結合され、自動周波数制御は初期化
の際の周波数偏差を補正するため使用され、同相誤差評
価は初期化後に残存する偏移及びジッタを補正するため
使用される。これにより、著しい位相ノイズを生ずるこ
となく、周波数偏移及び局部発振器ジッタの低周波成分
の大部分を除去し得るようになる。
【０００８】原則として、本発明による多重搬送波信号
の周波数を補正する方法は、搬送波周波数偏移を評価及
び／又は補正する第１の処理及び第２の処理が行われる
フィードバック制御ループにより構成され、上記第１の
処理は搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を処
理し、上記第２の周波数処理は搬送波間隔の一部分のオ
ーダーの周波数偏移を処理する。
の周波数を補正する方法は、搬送波周波数偏移を評価及
び／又は補正する第１の処理及び第２の処理が行われる
フィードバック制御ループにより構成され、上記第１の
処理は搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を処
理し、上記第２の周波数処理は搬送波間隔の一部分のオ
ーダーの周波数偏移を処理する。
【０００９】第１の処理と第２の処理との間の切り替え
が閾値に依存して行われる点が有利である。周波数偏移
のための第１の処理及び第２の処理が多重搬送波信号の
種々の搬送波の分離後に行われ、その結果が搬送波の分
離前にベースバンド信号を補正するため使用される点が
有利である。
が閾値に依存して行われる点が有利である。周波数偏移
のための第１の処理及び第２の処理が多重搬送波信号の
種々の搬送波の分離後に行われ、その結果が搬送波の分
離前にベースバンド信号を補正するため使用される点が
有利である。
【００１０】更に、多重搬送波信号は、ＣＡＺＡＣ系
列、Ｍ系列及びパイロットセルからなるＯＦＤＭ信号で
も良く、かつ、第１の処理において、ＯＦＤＭ信号の基
準シンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調
べられ、第２の処理において、周波数偏移がパイロット
セルに関して位相変化を平均化することにより評価され
る。
列、Ｍ系列及びパイロットセルからなるＯＦＤＭ信号で
も良く、かつ、第１の処理において、ＯＦＤＭ信号の基
準シンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調
べられ、第２の処理において、周波数偏移がパイロット
セルに関して位相変化を平均化することにより評価され
る。
【００１１】フィードバック制御ループは、以下の段
階、即ち、 ・上記第１の処理がスイッチオンされたとき、上記第２
の処理がブロック全体の間でスイッチオフされる段階
と、 ・次のブロックの間に、上記第１の処理と上記第２の処
理との間で切り替えが行われる段階と、 ・上記ブロックの最後に、上記第２の処理が再初期化さ
れる段階と、 ・再初期化後に、上記第２の処理がスイッチオンされ、
上記第１の処理がスイッチオフされる段階とを行うこと
が有利である。
階、即ち、 ・上記第１の処理がスイッチオンされたとき、上記第２
の処理がブロック全体の間でスイッチオフされる段階
と、 ・次のブロックの間に、上記第１の処理と上記第２の処
理との間で切り替えが行われる段階と、 ・上記ブロックの最後に、上記第２の処理が再初期化さ
れる段階と、 ・再初期化後に、上記第２の処理がスイッチオンされ、
上記第１の処理がスイッチオフされる段階とを行うこと
が有利である。
【００１２】原則として、本発明による多重搬送波信号
の周波数を補正する装置は、フィードバック制御ループ
が搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する第１のユ
ニット及び第２のユニットにより構成され、上記第１の
ユニットは搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移
を処理し、上記第２のユニットは搬送波間隔の一部分の
オーダーの周波数偏移を処理する。
の周波数を補正する装置は、フィードバック制御ループ
が搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する第１のユ
ニット及び第２のユニットにより構成され、上記第１の
ユニットは搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移
を処理し、上記第２のユニットは搬送波間隔の一部分の
オーダーの周波数偏移を処理する。
【００１３】上記フィードバック制御ループは、上記多
重搬送波信号を変調する乗算器と、上記多重搬送波信号
の種々の搬送波を分離する高速フーリエ変換ユニットと
を更に有し、上記分離された搬送波の信号は、搬送波周
波数偏移を評価及び／又は補正する上記第１のユニット
及び上記第２のユニットに供給され、上記第１のユニッ
ト及び上記第２のユニットの出力は局部発振器に供給さ
れ、上記局部発振器の出力信号は上記乗算器に供給され
る点が有利である。
重搬送波信号を変調する乗算器と、上記多重搬送波信号
の種々の搬送波を分離する高速フーリエ変換ユニットと
を更に有し、上記分離された搬送波の信号は、搬送波周
波数偏移を評価及び／又は補正する上記第１のユニット
及び上記第２のユニットに供給され、上記第１のユニッ
ト及び上記第２のユニットの出力は局部発振器に供給さ
れ、上記局部発振器の出力信号は上記乗算器に供給され
る点が有利である。
【００１４】
【発明の実施の形態】処理のタイミングチャート及び遷
移図が図１の（ａ）及び（ｂ）に夫々示される。同図の
（ａ）において、各ブロックＢ１、Ｂ２、Ｂ３、．．．
は２５個のシンボルにより構成される。自動周波数制御
ＡＦＣの結果は、約１８個のシンボル分の長い遅延後に
限り利用可能であり、その結果を予測する方法は無い。
従って、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンする前に
次のブロックＢ２を待ち、かつ、（同図にＣＰＥＥｏに
よって示されているように）そのブロックＢ２の間に同
相誤差評価ＣＰＥＥをスイッチオフする必要がある。こ
のため、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンするため
に１ブロックの遅延が生じる。最初から関連した値に基
づいて処理し、収束に要する時間を防止するため、上記
ブロックの最後で（同図にＣＰＥＥｉｎｉによって示さ
れる如く）同相誤差評価ＣＰＥＥを再初期化した方がよ
い。次のブロックＢ３、Ｂ４の間に同相誤差評価ＣＰＥ
Ｅ補正が行われる。
移図が図１の（ａ）及び（ｂ）に夫々示される。同図の
（ａ）において、各ブロックＢ１、Ｂ２、Ｂ３、．．．
は２５個のシンボルにより構成される。自動周波数制御
ＡＦＣの結果は、約１８個のシンボル分の長い遅延後に
限り利用可能であり、その結果を予測する方法は無い。
従って、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンする前に
次のブロックＢ２を待ち、かつ、（同図にＣＰＥＥｏに
よって示されているように）そのブロックＢ２の間に同
相誤差評価ＣＰＥＥをスイッチオフする必要がある。こ
のため、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンするため
に１ブロックの遅延が生じる。最初から関連した値に基
づいて処理し、収束に要する時間を防止するため、上記
ブロックの最後で（同図にＣＰＥＥｉｎｉによって示さ
れる如く）同相誤差評価ＣＰＥＥを再初期化した方がよ
い。次のブロックＢ３、Ｂ４の間に同相誤差評価ＣＰＥ
Ｅ補正が行われる。
【００１５】自動周波数制御ＡＦＣと同相誤差評価ＣＰ
ＥＥとの間の遷移は図１の（ｂ）に示される。最初、処
理の状態は自動周波数制御ＡＦＣを行う状態１である。
初期化後、処理の状態は、同相誤差評価ＣＰＥＥをスイ
ッチオンし、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオフする
ことが必要である状態２である。次に、自動周波数制御
ＡＦＣの結果は閾値αｆs と比較される。その結果が同
相誤差評価ＣＰＥＥの有効性限界よりも小さいか大きい
かによって、処理は状態２のまま継続するか、或いは、
状態１に戻り、次のブロックのための自動周波数制御Ａ
ＦＣを行う。
ＥＥとの間の遷移は図１の（ｂ）に示される。最初、処
理の状態は自動周波数制御ＡＦＣを行う状態１である。
初期化後、処理の状態は、同相誤差評価ＣＰＥＥをスイ
ッチオンし、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオフする
ことが必要である状態２である。次に、自動周波数制御
ＡＦＣの結果は閾値αｆs と比較される。その結果が同
相誤差評価ＣＰＥＥの有効性限界よりも小さいか大きい
かによって、処理は状態２のまま継続するか、或いは、
状態１に戻り、次のブロックのための自動周波数制御Ａ
ＦＣを行う。
【００１６】本発明によるフィードバックループ構造の
原理構成図が図２に示される。ディジタルデータは高速
フーリエ変換器ＦＦＴに供給され、高速フーリエ変換器
ＦＦＴは異なる搬送波を分離する。高速フーリエ変換器
ＦＦＴの出力は自動周波数制御処理ユニットＡＦＣ及び
同相誤差評価処理ユニットＣＰＥＥに供給される。自動
周波数制御処理ＡＦＣの場合に、ＯＦＤＭ信号の基準シ
ンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べら
れる。同相誤差評価処理ＣＰＥＥの場合に、周波数偏移
がパイロットセルに関する位相変化を平均化することに
より評価される。自動周波数制御ＡＦＣの結果は比較器
ＣＯＭＰにおいて閾値αｆs と比較され、値０又は１が
得られる。結果として得られた値は、遅延器Ｄ１Ｂにお
いて１ブロックずつ遅延され、乗算器Ｍ２において、基
準シンボルが在る場合にはシンボル基準Ｓｙｍｒｅｆ＝
１と、或いは、基準シンボルが無い場合にはシンボル基
準Ｓｙｍｂｒｅｆ＝０と乗算される。
原理構成図が図２に示される。ディジタルデータは高速
フーリエ変換器ＦＦＴに供給され、高速フーリエ変換器
ＦＦＴは異なる搬送波を分離する。高速フーリエ変換器
ＦＦＴの出力は自動周波数制御処理ユニットＡＦＣ及び
同相誤差評価処理ユニットＣＰＥＥに供給される。自動
周波数制御処理ＡＦＣの場合に、ＯＦＤＭ信号の基準シ
ンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べら
れる。同相誤差評価処理ＣＰＥＥの場合に、周波数偏移
がパイロットセルに関する位相変化を平均化することに
より評価される。自動周波数制御ＡＦＣの結果は比較器
ＣＯＭＰにおいて閾値αｆs と比較され、値０又は１が
得られる。結果として得られた値は、遅延器Ｄ１Ｂにお
いて１ブロックずつ遅延され、乗算器Ｍ２において、基
準シンボルが在る場合にはシンボル基準Ｓｙｍｒｅｆ＝
１と、或いは、基準シンボルが無い場合にはシンボル基
準Ｓｙｍｂｒｅｆ＝０と乗算される。
【００１７】乗算器Ｍ２の乗算結果は２通りの目的のた
め使用される。第１に、乗算結果は更なる乗算器Ｍ１に
供給され、乗算器Ｍ１で元の自動周波数制御ＡＦＣの結
果と乗算される。乗算器Ｍ１の結果は、次に、スケール
ユニットＫｆ１においてスケール処理を受け、加算器Ａ
１に供給される。第２に、上記乗算器Ｍ２の乗算結果
は、遅延器Ｄ７Ｓにおいてシンボル７個分ずつ遅延さ
れ、初期化のため同相誤差評価ユニットＣＰＥＥに供給
される。位相誤差評価である同相誤差評価ユニットＣＰ
ＥＥの結果は、変換器ＣＯＮＶにおいて、等価的な周波
数偏移に変換される。変換された結果は、乗算器Ｍ３に
供給され、遅延器Ｄ７Ｓで７シンボルずつ遅延された比
較器ＣＯＭＰの結果と乗算器Ｍ３で乗算される。乗算器
Ｍ３の結果は、スケールユニットＫｆ２においてスケー
ル処理を受け、加算器Ａ１に供給される。
め使用される。第１に、乗算結果は更なる乗算器Ｍ１に
供給され、乗算器Ｍ１で元の自動周波数制御ＡＦＣの結
果と乗算される。乗算器Ｍ１の結果は、次に、スケール
ユニットＫｆ１においてスケール処理を受け、加算器Ａ
１に供給される。第２に、上記乗算器Ｍ２の乗算結果
は、遅延器Ｄ７Ｓにおいてシンボル７個分ずつ遅延さ
れ、初期化のため同相誤差評価ユニットＣＰＥＥに供給
される。位相誤差評価である同相誤差評価ユニットＣＰ
ＥＥの結果は、変換器ＣＯＮＶにおいて、等価的な周波
数偏移に変換される。変換された結果は、乗算器Ｍ３に
供給され、遅延器Ｄ７Ｓで７シンボルずつ遅延された比
較器ＣＯＭＰの結果と乗算器Ｍ３で乗算される。乗算器
Ｍ３の結果は、スケールユニットＫｆ２においてスケー
ル処理を受け、加算器Ａ１に供給される。
【００１８】乗算器Ｍ１及びＭ３は、加算器Ａ１と共に
スイッチング機能を提供し、比較器ＣＯＭＰの比較結果
に依存して、自動周波数制御処理ＡＦＣの結果又は同相
誤差評価処理ＣＰＥＥの結果のいずれかを通す。加算器
Ａ１の結果は、前の補正値を維持するため、遅延器Ｄ１
Ｓ、増幅器ＫＩ及び加算器Ａ２により構成された有限イ
ンパルス応答フィルタＩＩＲにおいてループの最後でフ
ィルタ処理を受ける。補正された信号は、高速フーリエ
変換器ＦＦＴの前にあるディジタル制御発振器ＤＣＯに
供給され、新たに到来した標本化されたデータを変調器
Ｍにより変調するため使用される。
スイッチング機能を提供し、比較器ＣＯＭＰの比較結果
に依存して、自動周波数制御処理ＡＦＣの結果又は同相
誤差評価処理ＣＰＥＥの結果のいずれかを通す。加算器
Ａ１の結果は、前の補正値を維持するため、遅延器Ｄ１
Ｓ、増幅器ＫＩ及び加算器Ａ２により構成された有限イ
ンパルス応答フィルタＩＩＲにおいてループの最後でフ
ィルタ処理を受ける。補正された信号は、高速フーリエ
変換器ＦＦＴの前にあるディジタル制御発振器ＤＣＯに
供給され、新たに到来した標本化されたデータを変調器
Ｍにより変調するため使用される。
【００１９】図３には、以下のシミュレーションのため
使用されるようなパラメータの再初期化を伴う場合と伴
わない場合の同相誤差評価ＣＰＥＥの収束を表わすグラ
フである。再初期化は２６番目のシンボルＳ２６で行わ
れる。同図に破線で示される如く、このアルゴリズム
は、再初期化が行われない場合には、収束するまでに約
４乃至５ブロックの数ブロックが必要とされる。これ
は、略３０乃至４０ｍｓの間隔に対応する。同図に実線
で示される如く、再初期化が使用された場合、この時間
遅延は必要ない。
使用されるようなパラメータの再初期化を伴う場合と伴
わない場合の同相誤差評価ＣＰＥＥの収束を表わすグラ
フである。再初期化は２６番目のシンボルＳ２６で行わ
れる。同図に破線で示される如く、このアルゴリズム
は、再初期化が行われない場合には、収束するまでに約
４乃至５ブロックの数ブロックが必要とされる。これ
は、略３０乃至４０ｍｓの間隔に対応する。同図に実線
で示される如く、再初期化が使用された場合、この時間
遅延は必要ない。
【００２０】
【実施例】以下に列挙する特に適切なパラメータの値
は、シミュレーションによって定められた。シミュレー
ションにおいて、自動周波数制御ＡＦＣは、常に１段階
で粗い偏移を補正することが可能であり、連続的に数段
階の時間に亘ってスイッチオンさせる必要はない。しか
し、１回の自動周波数制御ＡＦＣ段階では不十分な状況
も存在する。そのような場合、自動周波数制御ＡＦＣを
状態オンに留めることが可能であるように第２の構造を
定義しても良い。
は、シミュレーションによって定められた。シミュレー
ションにおいて、自動周波数制御ＡＦＣは、常に１段階
で粗い偏移を補正することが可能であり、連続的に数段
階の時間に亘ってスイッチオンさせる必要はない。しか
し、１回の自動周波数制御ＡＦＣ段階では不十分な状況
も存在する。そのような場合、自動周波数制御ＡＦＣを
状態オンに留めることが可能であるように第２の構造を
定義しても良い。
【００２１】同相誤差評価の理論的な限界は、シンボル
長の間のπずつの搬送波の回転に対応する。１／４ガー
ドインターバルを伴う２ＫのＯＦＤＭの場合に、理論的
な限界は、１５６２．５Ｈｚの制限に対応する。ノイズ
が存在するため、実際の状況における有効域は限界値よ
りも小さい。これを評価するためシミュレーションが行
われた。
長の間のπずつの搬送波の回転に対応する。１／４ガー
ドインターバルを伴う２ＫのＯＦＤＭの場合に、理論的
な限界は、１５６２．５Ｈｚの制限に対応する。ノイズ
が存在するため、実際の状況における有効域は限界値よ
りも小さい。これを評価するためシミュレーションが行
われた。
【００２２】シミュレーションのパラメータは以下の通
りである。 ・２Ｋ ＯＦＤＭ、ガードインターバル １／４ ・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５
ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ） ・同相ノイズ ・一定周波数偏移 両方のチャネルの結果を図４に示す。１３００Ｈｚの周
波数偏移がある場合（同図に実線で示される）、同相評
価は常に関係し、ディジタル制御発振器ＤＣＯに帰還さ
せられる。評価の小さい変動は、位相ノイズ及び付加的
なガウシアンノイズに起因する。１５００Ｈｚの周波数
偏移の場合（同図に破線で示される）、理論的限界に近
いため、アルゴリズムは正と負の周波数偏移の間で区別
できない。その結果によれば、約８００Ｈｚに対応する
α＝０．２の値は合理的な閾値である。
りである。 ・２Ｋ ＯＦＤＭ、ガードインターバル １／４ ・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５
ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ） ・同相ノイズ ・一定周波数偏移 両方のチャネルの結果を図４に示す。１３００Ｈｚの周
波数偏移がある場合（同図に実線で示される）、同相評
価は常に関係し、ディジタル制御発振器ＤＣＯに帰還さ
せられる。評価の小さい変動は、位相ノイズ及び付加的
なガウシアンノイズに起因する。１５００Ｈｚの周波数
偏移の場合（同図に破線で示される）、理論的限界に近
いため、アルゴリズムは正と負の周波数偏移の間で区別
できない。その結果によれば、約８００Ｈｚに対応する
α＝０．２の値は合理的な閾値である。
【００２３】自動周波数制御ＡＦＣは、次の基準シンボ
ルが高速フーリエ変換器ＦＦＴを通過する前に補正を完
了している点が有利である。即ち、偏差は、不安定化の
危険性を全く伴うことなく１段階で補正され得る。係数
Ｋｆ1 ＝１を使用することが可能であり、補正の迅速性
が保証される。補正は４シンボル分の遅延を伴って行わ
れるので、非常に大きい係数Ｋｆ2 の選択によって系の
不安定性が生じる可能性がある。このことは、以下の理
論計算により明らかになる。
ルが高速フーリエ変換器ＦＦＴを通過する前に補正を完
了している点が有利である。即ち、偏差は、不安定化の
危険性を全く伴うことなく１段階で補正され得る。係数
Ｋｆ1 ＝１を使用することが可能であり、補正の迅速性
が保証される。補正は４シンボル分の遅延を伴って行わ
れるので、非常に大きい係数Ｋｆ2 の選択によって系の
不安定性が生じる可能性がある。このことは、以下の理
論計算により明らかになる。
【００２４】時刻ｋにおいて、ディジタル制御発振器Ｄ
ＣＯの周波数偏移をｘ（ｋ）、補正をＣ（ｋ）、補正さ
れた周波数をｙ（ｋ）、同相誤差評価から得られるｙ
（ｋ）の評価を
ＣＯの周波数偏移をｘ（ｋ）、補正をＣ（ｋ）、補正さ
れた周波数をｙ（ｋ）、同相誤差評価から得られるｙ
（ｋ）の評価を
【００２５】
【外１】
【００２６】のように表わすと、
【００２７】
【外２】
【００２８】は、ディジタル制御発振器ＤＣＯに帰還さ
れ、以下の式
れ、以下の式
【００２９】
【数１】
【００３０】が得られ、これにより、
【００３１】
【数２】
【００３２】が得られる。同相誤差評価ＣＰＥＥの完全
な評価が仮定されるならば、以下の式
な評価が仮定されるならば、以下の式
【００３３】
【数３】
【００３４】で表わされる４次有限インパルス応答ＩＩ
Ｒフィルタが得られる。各零点の振幅が１未満であるな
らば、系は安定である。Ｋ１が１の近傍であるとき、Ｋ
ｆ2 ≒０．４４の限界値に対応する。選択された値Ｋｆ
2 は減衰率を与えるため限界値よりも小さくなければな
らない。フィードバックループは周波数偏移の評価に依
存し、この周波数偏移は、ノイズによる影響を受けた信
号に基づいているので付加的な位相ノイズを生ずる。小
さいＫｆ2 の値は上記位相ノイズの電力を減少させる
が、補正を周波数ジッタの中の非常に低周波数に制限す
る。上記の二つの現象の間の妥協点を見つける必要があ
る。
Ｒフィルタが得られる。各零点の振幅が１未満であるな
らば、系は安定である。Ｋ１が１の近傍であるとき、Ｋ
ｆ2 ≒０．４４の限界値に対応する。選択された値Ｋｆ
2 は減衰率を与えるため限界値よりも小さくなければな
らない。フィードバックループは周波数偏移の評価に依
存し、この周波数偏移は、ノイズによる影響を受けた信
号に基づいているので付加的な位相ノイズを生ずる。小
さいＫｆ2 の値は上記位相ノイズの電力を減少させる
が、補正を周波数ジッタの中の非常に低周波数に制限す
る。上記の二つの現象の間の妥協点を見つける必要があ
る。
【００３５】上記妥協点は、異なるＫｆ2 の値及び異な
るジッタに関する系の応答のシミュレーションによって
見つけられる。使用されるジッタは２個の周波数ｆｍ1
及びｆｍ2 からなる。周波数偏移Δｆ（ｔ）は、以下の
式
るジッタに関する系の応答のシミュレーションによって
見つけられる。使用されるジッタは２個の周波数ｆｍ1
及びｆｍ2 からなる。周波数偏移Δｆ（ｔ）は、以下の
式
【００３６】
【数４】
【００３７】により表わされ、以下の値（Ｈｚ単位）の
組が用いられる。 ・ｆｍ1 ＝１， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝４， ｈ2 ＝１６ ・ｆｍ1 ＝１０， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝４０， ｈ2 ＝１６ ・ｆｍ1 ＝２０， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝８０， ｈ2 ＝１６ シミュレーションのパラメータは以下の通りである。 ・２Ｋ ＯＦＤＭ、ガードインターバル １／４ ・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５
ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ） シミュレーションの典型的な結果が、（太い実線で示さ
れた）補正無しの挙動と対照して図５に示される。上記
の非常に大きいＫｆ2 の値は、不安定化を生じさせ、系
の収束を保証しない。破線で示されたそのシミュレーシ
ョンにより、約０．４の限界値が得られる。細い実線で
示される如く、０．２５のようなより小さい値に対し、
安定性の問題は生じない。ループによって誘起された位
相ノイズは、Ｋｆ2 の値が非常に大きい場合でも結果に
著しい劣化を生じさせない。例えば、Ｋｆ2 ＝０．３の
場合に、対応する劣化は、何れの場合にも０．０５ｄＢ
よりも少ない。シミュレーションは、更に３０Ｈｚまで
の周波数が除去されることを示した。従って、適当な値
はＫｆ2 ＝０．３であり、この値は不安定化の危険を全
く伴うことなく実現可能な最大値に対応する。
組が用いられる。 ・ｆｍ1 ＝１， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝４， ｈ2 ＝１６ ・ｆｍ1 ＝１０， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝４０， ｈ2 ＝１６ ・ｆｍ1 ＝２０， ｈ1 ＝４８， ｆｍ2 ＝８０， ｈ2 ＝１６ シミュレーションのパラメータは以下の通りである。 ・２Ｋ ＯＦＤＭ、ガードインターバル １／４ ・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５
ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ） シミュレーションの典型的な結果が、（太い実線で示さ
れた）補正無しの挙動と対照して図５に示される。上記
の非常に大きいＫｆ2 の値は、不安定化を生じさせ、系
の収束を保証しない。破線で示されたそのシミュレーシ
ョンにより、約０．４の限界値が得られる。細い実線で
示される如く、０．２５のようなより小さい値に対し、
安定性の問題は生じない。ループによって誘起された位
相ノイズは、Ｋｆ2 の値が非常に大きい場合でも結果に
著しい劣化を生じさせない。例えば、Ｋｆ2 ＝０．３の
場合に、対応する劣化は、何れの場合にも０．０５ｄＢ
よりも少ない。シミュレーションは、更に３０Ｈｚまで
の周波数が除去されることを示した。従って、適当な値
はＫｆ2 ＝０．３であり、この値は不安定化の危険を全
く伴うことなく実現可能な最大値に対応する。
【００３８】係数Ｋ１については、１に非常に近い値を
選定する必要がある。シミュレーションは、係数Ｋ１が
０．９９９９５の場合に良好な結果を与えた。図６には
本発明により実現可能なＯＦＤＭ受信器の構成図が示さ
れる。フロントエンドＦＥ及びソース復号化部は、図面
を分かり易くするため図示されない。ローパスフィルタ
処理の後、ベースバンド信号ＢＢは、アナログ・ディジ
タル変換器を用いて変換され、複素乗算器Ｍにより変調
された後、高速フーリエ変換ユニットＦＦＴに供給され
る。不正確な標本化位相により生じるＯＦＤＭ搬送波の
搬送波間干渉を防止するため、自動周波数制御ユニット
ＡＦＣ及び同相誤差評価ユニットＣＰＥＥと、ディジタ
ル制御発振器ＤＣＯとによって構成されたフィードバッ
クループは、ベースバンド信号（或いは、一般的にダウ
ンコンバートされた信号）の周波数位置を標本化レート
と対応する値に補正する。高速フーリエ変換処理自体
は、ＯＦＤＭ伝送フレームのヌルシンボルからヌルシン
ボル取得ユニットＮＳＤにより得られた特別のインパル
スにより起動される。高速フーリエ変換の精密な位置合
わせは特別の同期シンボルの評価により行われる。高速
フーリエ変換ウィンドウ、そのウィンドウ位置の制御、
及び時間基準の設定は、高速フーリエ変換パラメータユ
ニットＦＦＴＰＡＲにより行われる。チャネルを評価す
るため、チャネル評価ユニットＣＥＳＴにおいて、既知
の基準シンボルの組が受信された基準シンボルと比較さ
れる。評価された値は、信号処理路中のチャネル補正ユ
ニットＣＣＯＲＲに供給される。チャネル補正ユニット
ＣＣＯＲＲは、典型的に、各搬送波の振幅及び位相を補
正する信号路内の４台の乗算器により構成される。この
結果は、最終的にデインターリーブユニットＤＥＩＮ
Ｔ、ソフトシンボルデマッパーＤＥＭＡＰ及びビタビ復
号化器ＶＩＴＤＥＣに連続的に供給される。ビタビ復号
化器ＶＩＴＤＥＣには、更に、ＳＮ比ユニットＳＮＲで
判定されたＳＮ比の評価が供給される。
選定する必要がある。シミュレーションは、係数Ｋ１が
０．９９９９５の場合に良好な結果を与えた。図６には
本発明により実現可能なＯＦＤＭ受信器の構成図が示さ
れる。フロントエンドＦＥ及びソース復号化部は、図面
を分かり易くするため図示されない。ローパスフィルタ
処理の後、ベースバンド信号ＢＢは、アナログ・ディジ
タル変換器を用いて変換され、複素乗算器Ｍにより変調
された後、高速フーリエ変換ユニットＦＦＴに供給され
る。不正確な標本化位相により生じるＯＦＤＭ搬送波の
搬送波間干渉を防止するため、自動周波数制御ユニット
ＡＦＣ及び同相誤差評価ユニットＣＰＥＥと、ディジタ
ル制御発振器ＤＣＯとによって構成されたフィードバッ
クループは、ベースバンド信号（或いは、一般的にダウ
ンコンバートされた信号）の周波数位置を標本化レート
と対応する値に補正する。高速フーリエ変換処理自体
は、ＯＦＤＭ伝送フレームのヌルシンボルからヌルシン
ボル取得ユニットＮＳＤにより得られた特別のインパル
スにより起動される。高速フーリエ変換の精密な位置合
わせは特別の同期シンボルの評価により行われる。高速
フーリエ変換ウィンドウ、そのウィンドウ位置の制御、
及び時間基準の設定は、高速フーリエ変換パラメータユ
ニットＦＦＴＰＡＲにより行われる。チャネルを評価す
るため、チャネル評価ユニットＣＥＳＴにおいて、既知
の基準シンボルの組が受信された基準シンボルと比較さ
れる。評価された値は、信号処理路中のチャネル補正ユ
ニットＣＣＯＲＲに供給される。チャネル補正ユニット
ＣＣＯＲＲは、典型的に、各搬送波の振幅及び位相を補
正する信号路内の４台の乗算器により構成される。この
結果は、最終的にデインターリーブユニットＤＥＩＮ
Ｔ、ソフトシンボルデマッパーＤＥＭＡＰ及びビタビ復
号化器ＶＩＴＤＥＣに連続的に供給される。ビタビ復号
化器ＶＩＴＤＥＣには、更に、ＳＮ比ユニットＳＮＲで
判定されたＳＮ比の評価が供給される。
【００３９】本発明は、伝送、特に、例えば、ディジタ
ルテレビジョン、ディジタルオーディオ、或いは、他の
ディジタルデータ信号の地上伝送に使用され得る。
ルテレビジョン、ディジタルオーディオ、或いは、他の
ディジタルデータ信号の地上伝送に使用され得る。
【図１】（ａ）は本発明の処理のタイミングチャートで
あり、（ｂ）は本発明の処理の遷移図である。
あり、（ｂ）は本発明の処理の遷移図である。
【図２】本発明のフィードバックループのブロック図で
ある。
ある。
【図３】再初期化を行う場合及び行わない場合の同相誤
差評価の収束度を表わすグラフである。
差評価の収束度を表わすグラフである。
【図４】異なる周波数偏移による同相誤差評価の結果を
表わすグラフである。
表わすグラフである。
【図５】Ｋｆ2 の異なる値に対する周波数ジッタの除去
を表わすグラフである。
を表わすグラフである。
【図６】本発明による受信器のブロック図である。
Ａ１，Ａ２ 加算器 Ｄ１Ｂ、Ｄ１Ｓ、Ｄ７Ｓ 遅延器 ＦＦＴ 高速フーリエ変換器 Ｋｆ１，Ｋｆ２，ＫＩ スケールユニット Ｍ 変調器 Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３ 乗算器 Ｓｙｍｒｅｆ シンボル基準
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ドミニク マドレン ドイツ連邦共和国，30451 ハノーヴァー, オット−ヴェルス ７番
Claims (7)
- 【請求項１】 多重搬送波信号の周波数を補正する方法
であって、 フィードバック制御ループ内で搬送波周波数偏移の評価
及び／又は補正のための第１の処理（自動周波数制御）
及び第２の処理（同相誤差評価）が行われ、 上記第１の処理は搬送波間隔の数個分のオーダーの周波
数偏移を処理し、 上記第２の処理は搬送波間隔の一部分のオーダーの周波
数偏移を処理することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 上記第１の処理と上記第２の処理との間
の切り替えが閾値に依存して行われることを特徴とする
請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 上記第１の処理及び上記第２の処理は、
上記多重搬送波信号の種々の搬送波の分離後に行われ、 上記第１の処理及び上記第２の処理の結果は、搬送波の
分離前にベースバンド信号を補正するため使用されるこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の方法。 - 【請求項４】 上記フィードバック制御ループにおい
て、 上記第１の処理がスイッチオンされたときに、ブロック
全体の間で上記第２の処理がスイッチオフされる段階
と、 次のブロックの間に、上記第１の処理と上記第２の処理
との間で切り替えが行われる段階と、 該ブロックの最後に、上記第２の処理が再初期化される
段階と、 再初期化された後、上記第２の処理はスイッチオンさ
れ、上記第１の処理がスイッチオフされる段階が行われ
ることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項
記載の方法。 - 【請求項５】 上記多重搬送波信号は、ＣＡＺＡＣ系列
と、Ｍ系列と、パイロットセルとからなるＯＦＤＭ信号
であり、 上記第１の処理において、上記ＯＦＤＭ信号の基準シン
ボル中に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べら
れ、 上記第２の処理において、上記周波数偏移が上記パイロ
ットセルに関する位相変化を平均化することにより評価
されることを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか
１項記載の方法。 - 【請求項６】 多重搬送波信号の周波数を補正する装置
であって、 フィードバック制御ループは、搬送波周波数偏移の評価
及び／又は補正を行う第１のユニット及び第２のユニッ
トにより構成され、 上記第１のユニットは、搬送波間隔の数個分のオーダー
の周波数偏移を処理し、 上記第２のユニットは、上記搬送波間隔の一部分のオー
ダーの周波数偏移を処理することを特徴とする装置。 - 【請求項７】 上記フィードバック制御ループは、 上記多重搬送波信号を変調する乗算器と、 上記搬送波信号の中の種々の搬送波を分離し、上記搬送
波周波数偏移を評価及び／又は補正する上記第１のユニ
ット及び上記第２のユニットに、上記分離された搬送波
の信号を供給する高速フーリエ変換ユニットと、 上記第１のユニット及び上記第２のユニットの結果に依
存した出力を生成し、上記乗算器に供給する局部発振器
とを更に有することを特徴とする請求項６記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE96110862:8 | 1996-07-05 | ||
| EP96110862A EP0822682A1 (en) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | Method for the frequency correction of multicarrier signals and related apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1079718A true JPH1079718A (ja) | 1998-03-24 |
| JP4198212B2 JP4198212B2 (ja) | 2008-12-17 |
Family
ID=8222976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17436997A Expired - Lifetime JP4198212B2 (ja) | 1996-07-05 | 1997-06-30 | 多重搬送波信号の周波数補正の方法及び装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5970397A (ja) |
| EP (1) | EP0822682A1 (ja) |
| JP (1) | JP4198212B2 (ja) |
| CN (1) | CN1097884C (ja) |
| DE (1) | DE69727264T2 (ja) |
Cited By (1)
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| KR100221336B1 (ko) * | 1996-12-28 | 1999-09-15 | 전주범 | 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 프레임 동기 장치 및 그 방법 |
| JPH10303851A (ja) * | 1997-04-25 | 1998-11-13 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル放送受信機 |
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| BR9815808B1 (pt) | 1998-04-14 | 2012-10-30 | método e aparelho para a sincronização de freqüência fina em sistemas de demodulação multi-portadora. | |
| KR100493269B1 (ko) * | 1998-06-05 | 2005-09-07 | 엘지전자 주식회사 | 디지털티브이의자동주파수제어장치 |
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| KR100793217B1 (ko) * | 1999-10-22 | 2008-01-10 | 넥스트넷 와이어리스 인크. | 프레임된 하향링크 및 프레임되지 않은 상향링크로서 데이터 패킷을 전달하기 위한 시스템 및 방법 |
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- 1997-06-30 JP JP17436997A patent/JP4198212B2/ja not_active Expired - Lifetime
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