JP3592783B2 - 伝送路等化器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、例えば周波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波数分割多重通信システムに用いられ、伝送路歪みを補正するための伝送路等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の伝送路等化器としては、インダクタンス及びキャパシタンスにより格子型回路を形成する方式が良く知られており、アナログ型等化器として各種通信方式に使用されている。
【０００３】
近年では、ディジタル信号処理技術の発達により、係数乗算器と加算器で構成されるディジタルフィルタを用いて、対象とする信号のインパルス応答波形を補正することにより、所望の伝送特性を実現するディジタル型等化器が実用化されてきている。
【０００４】
しかしながら、上記のいずれの方式も、周波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波数分割多重通信システムに用いるような、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合、回路が複雑かつ大規模になる。また、場合によっては等化を十分成し得ないという問題点を有している。
【０００５】
具体的に、図３に上記伝送路等化器が利用される直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈａｇａｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ 、以下ＯＦＤＭと称する）通信システムの概念図を示して説明する。
【０００６】
図３において、送信機Ｔ側の送信データ信号は端子１を介して直交並列変換器２に加えられる。この直交並列変換器２は送信データ信号を周波数領域の並列データ信号に変換するもので、変換された並列データ信号はＯＦＤＭ変調器３に供給される。
【０００７】
このＯＦＤＭ変調器３は逆ＦＦＴ（逆ファーストフーリエ変換）回路で構成され、直並列変換器２からの周波数領域の並列データ信号を逆フーリエ変換することで、時間領域の信号を生成し、ＯＦＤＭ変調信号として出力する。このＯＦＤＭ変調信号は時間領域（マルチキャリア）の形式で受信機Ｒ側のＯＦＤＭ復調器４に送られる。
【０００８】
このＯＦＤＭ復調器４は、送信機Ｔ側のＯＦＤＭ変調器３とは逆の処理を行うＦＦＴ（ファーストフーリエ変換）回路で構成され、ＯＦＤＭ変調信号をフーリエ変換して周波数領域上の並列データ信号とする。この並列データ信号は、正常に伝送された場合には、当然のことながらＯＦＤＭ変調器３の入力の並列データ信号と一致している。この並列データ信号は並列直列変換器５で元のデータ信号として再生され、受信データ信号として出力される。
【０００９】
図４に時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示す。図中の有効シンボル長ｔｓとは、周波数領域に変換された並列データ信号のシンボル長さを表している。
【００１０】
前記ＯＦＤＭ変調器３において、個々の周波数の間隔を有効シンボル長ｔｓの逆数（＝１／ｔｓ：キャリア周波数間隔）となるように逆フーリエ変換を行えば、図４に示すように、隣接する周波数スロットのスペクトルはちょうど隣接周波数のところでゼロとなる。すなわち、周波数チャンネル間干渉がゼロとなる通信システムを形成することができる。
【００１１】
図４中のガードインターバル（Δ）とは、有効シンボル期間の間に設けたガード期間で、マルチパス信号が次に送られるシンボルにオーバーラップしないようにするためのものである。マルチパスの遅延時間がガードインターバル期間Δより短い場合、マルチパスによる伝送特性の劣化を大幅に軽減することができる。このため、伝搬条件が悪い地上ディジタル放送の伝送方式として有望視されている。
【００１２】
ところで、図３はＯＦＤＭ通信方式の一般的な概念を説明するための図であり、実際の送受信機の回路構成は若干異なっている。図５（ａ）、（ｂ）にそれぞれ一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機Ｔ、受信機Ｒの構成を示す。
【００１３】
まず、送信機Ｔにおいて、端子１１より加えられた送信データ信号は、データ／シンボル変換器１２に入力され、各搬送周波数信号を変調する直交２軸、すなわち同相信号（Ｉ軸信号）及び直交信号（Ｑ軸信号）を表すＰＣＭ信号に変換される。
【００１４】
これらのＰＣＭ信号は、シンボルマッピンク部１３に入力され、それぞれ該当する周波数スロットに配置される。伝送路で生じるバースト誤りを分散させるためのインターリーブや、受信機Ｒの同期のための同期信号付加もシンボルマッピング部１３で行われる。
【００１５】
シンボルマッピング部１３で所定の周波数スロット、時間スロットに配置されたＰＣＭ信号は、逆ＦＦＴ回路１４にて処理される順序に従って、シンボルマッピング部１３から逆ＦＦＴ回路１４に供給される。
【００１６】
図３においては、直交並列変換器２とＯＦＤＭ変調器（逆ＦＦＴ）３の間は複数の並列データ信号の信号線で接続される形で示されているが、実際の回路では、図５（ａ）に示すように、同相及び直交の２種類の信号が逆ＦＦＴされる順序に従って直列に逆ＦＦＴ回路１４に供給されるようになっている。
【００１７】
逆ＦＦＴ回路１４のＩ，Ｑ出力は、それぞれ図４に示した直交周波数分割多重信号を時間領域に変換した形式となっており、Ｄ／Ａ変換器１５ａ，１５ｂでアナログ信号に変換された後、直交変調器１６に供給される。
【００１８】
この直交変調器１６はキャリア発生器１６１で発生される中心周波数ｆ０のキャリア信号を分配器１６２で０°と９０°の信号に分配し、それぞれ乗算器１６３，１６４でＩ信号、Ｑ信号と乗算処理した後、加算器１６５で加算処理することで、中心周波数ｆ０のＯＦＤＭ変調信号を生成する。このＯＦＤＭ変調信号は送信出力として受信機Ｒに送出される。
【００１９】
一方、受信機Ｒにおいて、送信機ＴからのＯＦＤＭ変調信号は直交復調器１７に供給される。この直交復調器１７は、ＯＦＤＭ変調信号を分配器１７１で２系統に分配し、後述の同期再生信号を分配器１７２で２系統に分配し、各分配出力同士を乗算器１７３，１７４で乗算処理することで、同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）の２種類の時間領域複素ベースバンド信号に変換する。
【００２０】
これらのＩ，Ｑ信号は、ディジタル信号処理を行うため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂでＩ，Ｑ成分別のＰＣＭ信号に変換された後、ＦＦＴ処理部１９に供給される。
【００２１】
このＦＦＴ処理部１９は時間領域の複素ベースバンド信号を周波数領域の信号に変換するもので、ここで処理されたＩ，Ｑ信号はシンボルデマッピング部２０に供給される。
【００２２】
このシンボルデマッピング部２０は、シンボルマッピング部１３とちょうど逆の動作を行う回路で、マッピングされた周波数領域の信号より、送信側のシンボル列に対応するＩ，Ｑシンボル列を復号する。復号されたＩ，Ｑシンボル列は、シンボル／データ変換器２１で受信データ信号として復調され、端子２２から出力される。
【００２３】
尚、同期再生回路２３は、ＦＦＴ処理部１９の入出力及びシンボルデマッピング部２０で抽出される同期用の基準シンボルを用いて、受信信号の中心周波数に位相同期した搬送波を再生する回路である。
【００２４】
以上、一般的なＯＦＤＭ変復調方式の構成を説明したが、伝送路に挿入されるフィルタや周波数特性を有する機器の影響を等化器を用いて補償する従来の方法としては、（１）ディジタル処理によりベースバンドで補償する方式、（２）アナログ処理によりＯＦＤＭ変調信号の段階で補償する方式が考えられている。
【００２５】
（１）の方式では、図６（ａ）に示すように、逆ＦＦＴ回路１４の出力側に伝送路等化器としてディジタルフィルタ２４を挿入して行う。（２）の方式では、図６（ｂ）に示すように、直交変調器１６の出力側にアナログ処理による伝送路等化器２５を挿入して行う。
このように、従来方式の伝送路等化器では、いずれも時間領域で補償を行うため、等化性能に限界があり、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、例えば直交周波数分割多重信号の伝送路歪みの等化を行う従来方式の伝送路等化器では、アナログ方式、ディジタル方式のいずれの方式であっても、回路が大規模かつ高価になる、歪みが大きい場合は十分な等化が成し得ない等の問題が生じている。
【００２７】
そこで本発明は上記の課題を解決すべくなされたもので、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を解決するために本発明は、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で互いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する直交多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備するように構成したものである。
【００２９】
または、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位相変調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備するように構成したものである。
【００３０】
【作用】
上記構成による伝送路等化器では、直交変調方式あるいは振幅・位相変調方式による周波数分割多重通信用変調装置に用いる場合に、予め被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性を測定して、その補正係数を補正係数記憶部に格納しておき、被伝送信号の伝送時に補正係数記憶部から順次補正係数を読出して信号分割手段から出力される第１、第２の信号に掛けることで伝送路周波数特性を補正し、その補正結果を周波数−時間軸領域変換手段に導出することで、周波数領域の段階で伝送路周波数特性に起因する歪み成分の補正を行う。
【００３１】
【実施例】
以下、図１及び図２を参照して本発明の一実施例を詳細に説明する。尚、図２において、図５（ａ）と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に述べる。
【００３２】
図１は本発明に係る伝送路等化器の構成を示すもので、図２は本発明に係る伝送路等化器を使用したＯＦＤＭ送信機の構成を示すものである。
図２において、３１は本発明の伝送路等化器３１である。この伝送路等化器３１は周波数領域上での補正を行うため、図２に示すようにシンボルマッピング部１３と逆ＦＦＴ回路１４の間に挿入される。
【００３３】
シンボルマッピング部１３は、前述したように時間スロットと周波数スロットのマトリックスで表現される一対のＰＣＭ信号をシリアルに出力する。したがって、これらのＰＣＭ信号はそれぞれＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）と表現することができる。但し、ｍは周波数スロット番号を、ｎは時間スロット番号を指定する整数である。
逆ＦＦＴ回路１４は、各時間スロット毎に（１）式で与えられる逆フーリエ変換された信号を出力する。
【００３４】
【数１】
【００３５】
上式中、Δｆは周波数スロットの間隔を示し、有効シンボル長ｔｓの逆数１／ｔｓとして与えられる。
ここで、伝送路の周波数特性が平坦ではなく、振幅及び位相の周波数特性がそれぞれＡ（ｆ）、θ（ｆ）と与えられた場合、ｍ番目の周波数スロットにおける同相及び直交成分の歪みは次のように与えられる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
したがって、上記歪み成分が既知の場合、本発明の伝送路等化器３１によって（３）式に示すような変換を行うことにより、伝送路歪みＡ（ｆ）及びθ（ｆ）を補償することができる。
【００３８】
【数３】
【００３９】
（３）式からわかるように、逆ＦＦＴ回路１４の入力をＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）からそれぞれＩ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ）、Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）に置き換えれば、伝送路歪みの等化を行うことができる。
【００４０】
伝送路歪みは、ネットワークアナライザやスペクトラムアナライザ等を用いて容易に測定することが可能である。
上記伝送路等化器３１は、具体的には図１に示すように構成される。図１において、シンボルマッピング部１３からのＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）は乗算器３１１に入力される。
【００４１】
また、この等化器３１はＲＯＭ３１２を備えている。このＲＯＭ３１２は前述の測定機を用いて測定した周波数スロット番号ｍに対応する伝送路歪み（（２）式）の補正係数を予め格納しておくもので、アドレス制御カウンタ３１３からのアドレス信号に従って順次補正係数を読出し出力する。
【００４２】
このＲＯＭ３１２から読み出された補正係数は乗算器３１１に送られ、入力ＰＣＭ信号と乗算される。すなわち、乗算器３１１は、入力ＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）とＲＯＭ３１２から読み出された補正係数１／ΔＩ（ｍ），１／ΔＱ（ｍ）との乗算を行い、補正された周波数領域の信号Ｉ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ），Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）を逆ＦＦＴ回路１４に出力する。
【００４３】
以上説明したように、本発明の伝送路等化器３１は、乗算器３１１と補正係数格納用のＲＯＭ３１２とアドレス制御用カウンタ３１３のみで構成可能であり、安価でかつ簡易な構成の等化器を提供することができる。
【００４４】
また、（３）式から容易にわかるように、原理的には任意の歪みの補正が可能であり、極めて高性能な伝送路等化器を提供することができる。
尚、上記実施例では直交変調方式による送信機に適用した場合について説明したが、振幅・位相変調方式でも、周波数領域上での補正に同様に適用可能である。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る伝送路等化器の一実施例の構成を示すブロック回路図である。
【図２】本発明に係る伝送路等化器を用いたＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック回路図である。
【図３】従来より伝送路等化器が利用される直交周波数分割多重通信システムの概念を示すブロック回路図である。
【図４】時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示すタイミング波形図である。
【図５】一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機及び受信機の構成を示すブロック回路図である。
【図６】ＯＦＤＭ変調方式による送信機に伝送路等化器を利用した従来の構成を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１…入力端子
２…直交並列変換器
３…ＯＦＤＭ変調器（逆ＦＦＴ回路）
４…ＯＦＤＭ復調器（ＦＦＴ回路）
５…並列直列変換器
１１…入力端子
１２…データ／シンボル変換器
１３…シンボルマッピンク部
１４…逆ＦＦＴ回路
１５ａ，１５ｂ…Ｄ／Ａ変換器
１６…直交変調器
１６１…キャリア発生器
１６２…分配器
１６３，１６４…乗算器
１６５…加算器
１７…直交復調器
１７１，１７２…分配器
１７３，１７４…乗算器
１８ａ，１８ｂ…Ａ／Ｄ変換器
１９…ＦＦＴ処理部
２０…シンボルデマッピング部
２１…シンボル／データ変換器
２２…出力端子
２３…同期再生回路
２４…ディジタルフィルタ
２５…伝送路等化器
３１…伝送路等化器
３１１…乗算器
３１２…補正係数格納用ＲＯＭ
３１３…アドレス制御用カウンタ
【産業上の利用分野】
この発明は、例えば周波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波数分割多重通信システムに用いられ、伝送路歪みを補正するための伝送路等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の伝送路等化器としては、インダクタンス及びキャパシタンスにより格子型回路を形成する方式が良く知られており、アナログ型等化器として各種通信方式に使用されている。
【０００３】
近年では、ディジタル信号処理技術の発達により、係数乗算器と加算器で構成されるディジタルフィルタを用いて、対象とする信号のインパルス応答波形を補正することにより、所望の伝送特性を実現するディジタル型等化器が実用化されてきている。
【０００４】
しかしながら、上記のいずれの方式も、周波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波数分割多重通信システムに用いるような、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合、回路が複雑かつ大規模になる。また、場合によっては等化を十分成し得ないという問題点を有している。
【０００５】
具体的に、図３に上記伝送路等化器が利用される直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈａｇａｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ 、以下ＯＦＤＭと称する）通信システムの概念図を示して説明する。
【０００６】
図３において、送信機Ｔ側の送信データ信号は端子１を介して直交並列変換器２に加えられる。この直交並列変換器２は送信データ信号を周波数領域の並列データ信号に変換するもので、変換された並列データ信号はＯＦＤＭ変調器３に供給される。
【０００７】
このＯＦＤＭ変調器３は逆ＦＦＴ（逆ファーストフーリエ変換）回路で構成され、直並列変換器２からの周波数領域の並列データ信号を逆フーリエ変換することで、時間領域の信号を生成し、ＯＦＤＭ変調信号として出力する。このＯＦＤＭ変調信号は時間領域（マルチキャリア）の形式で受信機Ｒ側のＯＦＤＭ復調器４に送られる。
【０００８】
このＯＦＤＭ復調器４は、送信機Ｔ側のＯＦＤＭ変調器３とは逆の処理を行うＦＦＴ（ファーストフーリエ変換）回路で構成され、ＯＦＤＭ変調信号をフーリエ変換して周波数領域上の並列データ信号とする。この並列データ信号は、正常に伝送された場合には、当然のことながらＯＦＤＭ変調器３の入力の並列データ信号と一致している。この並列データ信号は並列直列変換器５で元のデータ信号として再生され、受信データ信号として出力される。
【０００９】
図４に時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示す。図中の有効シンボル長ｔｓとは、周波数領域に変換された並列データ信号のシンボル長さを表している。
【００１０】
前記ＯＦＤＭ変調器３において、個々の周波数の間隔を有効シンボル長ｔｓの逆数（＝１／ｔｓ：キャリア周波数間隔）となるように逆フーリエ変換を行えば、図４に示すように、隣接する周波数スロットのスペクトルはちょうど隣接周波数のところでゼロとなる。すなわち、周波数チャンネル間干渉がゼロとなる通信システムを形成することができる。
【００１１】
図４中のガードインターバル（Δ）とは、有効シンボル期間の間に設けたガード期間で、マルチパス信号が次に送られるシンボルにオーバーラップしないようにするためのものである。マルチパスの遅延時間がガードインターバル期間Δより短い場合、マルチパスによる伝送特性の劣化を大幅に軽減することができる。このため、伝搬条件が悪い地上ディジタル放送の伝送方式として有望視されている。
【００１２】
ところで、図３はＯＦＤＭ通信方式の一般的な概念を説明するための図であり、実際の送受信機の回路構成は若干異なっている。図５（ａ）、（ｂ）にそれぞれ一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機Ｔ、受信機Ｒの構成を示す。
【００１３】
まず、送信機Ｔにおいて、端子１１より加えられた送信データ信号は、データ／シンボル変換器１２に入力され、各搬送周波数信号を変調する直交２軸、すなわち同相信号（Ｉ軸信号）及び直交信号（Ｑ軸信号）を表すＰＣＭ信号に変換される。
【００１４】
これらのＰＣＭ信号は、シンボルマッピンク部１３に入力され、それぞれ該当する周波数スロットに配置される。伝送路で生じるバースト誤りを分散させるためのインターリーブや、受信機Ｒの同期のための同期信号付加もシンボルマッピング部１３で行われる。
【００１５】
シンボルマッピング部１３で所定の周波数スロット、時間スロットに配置されたＰＣＭ信号は、逆ＦＦＴ回路１４にて処理される順序に従って、シンボルマッピング部１３から逆ＦＦＴ回路１４に供給される。
【００１６】
図３においては、直交並列変換器２とＯＦＤＭ変調器（逆ＦＦＴ）３の間は複数の並列データ信号の信号線で接続される形で示されているが、実際の回路では、図５（ａ）に示すように、同相及び直交の２種類の信号が逆ＦＦＴされる順序に従って直列に逆ＦＦＴ回路１４に供給されるようになっている。
【００１７】
逆ＦＦＴ回路１４のＩ，Ｑ出力は、それぞれ図４に示した直交周波数分割多重信号を時間領域に変換した形式となっており、Ｄ／Ａ変換器１５ａ，１５ｂでアナログ信号に変換された後、直交変調器１６に供給される。
【００１８】
この直交変調器１６はキャリア発生器１６１で発生される中心周波数ｆ０のキャリア信号を分配器１６２で０°と９０°の信号に分配し、それぞれ乗算器１６３，１６４でＩ信号、Ｑ信号と乗算処理した後、加算器１６５で加算処理することで、中心周波数ｆ０のＯＦＤＭ変調信号を生成する。このＯＦＤＭ変調信号は送信出力として受信機Ｒに送出される。
【００１９】
一方、受信機Ｒにおいて、送信機ＴからのＯＦＤＭ変調信号は直交復調器１７に供給される。この直交復調器１７は、ＯＦＤＭ変調信号を分配器１７１で２系統に分配し、後述の同期再生信号を分配器１７２で２系統に分配し、各分配出力同士を乗算器１７３，１７４で乗算処理することで、同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）の２種類の時間領域複素ベースバンド信号に変換する。
【００２０】
これらのＩ，Ｑ信号は、ディジタル信号処理を行うため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂでＩ，Ｑ成分別のＰＣＭ信号に変換された後、ＦＦＴ処理部１９に供給される。
【００２１】
このＦＦＴ処理部１９は時間領域の複素ベースバンド信号を周波数領域の信号に変換するもので、ここで処理されたＩ，Ｑ信号はシンボルデマッピング部２０に供給される。
【００２２】
このシンボルデマッピング部２０は、シンボルマッピング部１３とちょうど逆の動作を行う回路で、マッピングされた周波数領域の信号より、送信側のシンボル列に対応するＩ，Ｑシンボル列を復号する。復号されたＩ，Ｑシンボル列は、シンボル／データ変換器２１で受信データ信号として復調され、端子２２から出力される。
【００２３】
尚、同期再生回路２３は、ＦＦＴ処理部１９の入出力及びシンボルデマッピング部２０で抽出される同期用の基準シンボルを用いて、受信信号の中心周波数に位相同期した搬送波を再生する回路である。
【００２４】
以上、一般的なＯＦＤＭ変復調方式の構成を説明したが、伝送路に挿入されるフィルタや周波数特性を有する機器の影響を等化器を用いて補償する従来の方法としては、（１）ディジタル処理によりベースバンドで補償する方式、（２）アナログ処理によりＯＦＤＭ変調信号の段階で補償する方式が考えられている。
【００２５】
（１）の方式では、図６（ａ）に示すように、逆ＦＦＴ回路１４の出力側に伝送路等化器としてディジタルフィルタ２４を挿入して行う。（２）の方式では、図６（ｂ）に示すように、直交変調器１６の出力側にアナログ処理による伝送路等化器２５を挿入して行う。
このように、従来方式の伝送路等化器では、いずれも時間領域で補償を行うため、等化性能に限界があり、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、例えば直交周波数分割多重信号の伝送路歪みの等化を行う従来方式の伝送路等化器では、アナログ方式、ディジタル方式のいずれの方式であっても、回路が大規模かつ高価になる、歪みが大きい場合は十分な等化が成し得ない等の問題が生じている。
【００２７】
そこで本発明は上記の課題を解決すべくなされたもので、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を解決するために本発明は、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で互いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する直交多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備するように構成したものである。
【００２９】
または、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位相変調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備するように構成したものである。
【００３０】
【作用】
上記構成による伝送路等化器では、直交変調方式あるいは振幅・位相変調方式による周波数分割多重通信用変調装置に用いる場合に、予め被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性を測定して、その補正係数を補正係数記憶部に格納しておき、被伝送信号の伝送時に補正係数記憶部から順次補正係数を読出して信号分割手段から出力される第１、第２の信号に掛けることで伝送路周波数特性を補正し、その補正結果を周波数−時間軸領域変換手段に導出することで、周波数領域の段階で伝送路周波数特性に起因する歪み成分の補正を行う。
【００３１】
【実施例】
以下、図１及び図２を参照して本発明の一実施例を詳細に説明する。尚、図２において、図５（ａ）と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に述べる。
【００３２】
図１は本発明に係る伝送路等化器の構成を示すもので、図２は本発明に係る伝送路等化器を使用したＯＦＤＭ送信機の構成を示すものである。
図２において、３１は本発明の伝送路等化器３１である。この伝送路等化器３１は周波数領域上での補正を行うため、図２に示すようにシンボルマッピング部１３と逆ＦＦＴ回路１４の間に挿入される。
【００３３】
シンボルマッピング部１３は、前述したように時間スロットと周波数スロットのマトリックスで表現される一対のＰＣＭ信号をシリアルに出力する。したがって、これらのＰＣＭ信号はそれぞれＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）と表現することができる。但し、ｍは周波数スロット番号を、ｎは時間スロット番号を指定する整数である。
逆ＦＦＴ回路１４は、各時間スロット毎に（１）式で与えられる逆フーリエ変換された信号を出力する。
【００３４】
【数１】
上式中、Δｆは周波数スロットの間隔を示し、有効シンボル長ｔｓの逆数１／ｔｓとして与えられる。
ここで、伝送路の周波数特性が平坦ではなく、振幅及び位相の周波数特性がそれぞれＡ（ｆ）、θ（ｆ）と与えられた場合、ｍ番目の周波数スロットにおける同相及び直交成分の歪みは次のように与えられる。
【００３６】
【数２】
したがって、上記歪み成分が既知の場合、本発明の伝送路等化器３１によって（３）式に示すような変換を行うことにより、伝送路歪みＡ（ｆ）及びθ（ｆ）を補償することができる。
【００３８】
【数３】
（３）式からわかるように、逆ＦＦＴ回路１４の入力をＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）からそれぞれＩ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ）、Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）に置き換えれば、伝送路歪みの等化を行うことができる。
【００４０】
伝送路歪みは、ネットワークアナライザやスペクトラムアナライザ等を用いて容易に測定することが可能である。
上記伝送路等化器３１は、具体的には図１に示すように構成される。図１において、シンボルマッピング部１３からのＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）は乗算器３１１に入力される。
【００４１】
また、この等化器３１はＲＯＭ３１２を備えている。このＲＯＭ３１２は前述の測定機を用いて測定した周波数スロット番号ｍに対応する伝送路歪み（（２）式）の補正係数を予め格納しておくもので、アドレス制御カウンタ３１３からのアドレス信号に従って順次補正係数を読出し出力する。
【００４２】
このＲＯＭ３１２から読み出された補正係数は乗算器３１１に送られ、入力ＰＣＭ信号と乗算される。すなわち、乗算器３１１は、入力ＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）とＲＯＭ３１２から読み出された補正係数１／ΔＩ（ｍ），１／ΔＱ（ｍ）との乗算を行い、補正された周波数領域の信号Ｉ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ），Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）を逆ＦＦＴ回路１４に出力する。
【００４３】
以上説明したように、本発明の伝送路等化器３１は、乗算器３１１と補正係数格納用のＲＯＭ３１２とアドレス制御用カウンタ３１３のみで構成可能であり、安価でかつ簡易な構成の等化器を提供することができる。
【００４４】
また、（３）式から容易にわかるように、原理的には任意の歪みの補正が可能であり、極めて高性能な伝送路等化器を提供することができる。
尚、上記実施例では直交変調方式による送信機に適用した場合について説明したが、振幅・位相変調方式でも、周波数領域上での補正に同様に適用可能である。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、補償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る伝送路等化器の一実施例の構成を示すブロック回路図である。
【図２】本発明に係る伝送路等化器を用いたＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック回路図である。
【図３】従来より伝送路等化器が利用される直交周波数分割多重通信システムの概念を示すブロック回路図である。
【図４】時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示すタイミング波形図である。
【図５】一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機及び受信機の構成を示すブロック回路図である。
【図６】ＯＦＤＭ変調方式による送信機に伝送路等化器を利用した従来の構成を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１…入力端子
２…直交並列変換器
３…ＯＦＤＭ変調器（逆ＦＦＴ回路）
４…ＯＦＤＭ復調器（ＦＦＴ回路）
５…並列直列変換器
１１…入力端子
１２…データ／シンボル変換器
１３…シンボルマッピンク部
１４…逆ＦＦＴ回路
１５ａ，１５ｂ…Ｄ／Ａ変換器
１６…直交変調器
１６１…キャリア発生器
１６２…分配器
１６３，１６４…乗算器
１６５…加算器
１７…直交復調器
１７１，１７２…分配器
１７３，１７４…乗算器
１８ａ，１８ｂ…Ａ／Ｄ変換器
１９…ＦＦＴ処理部
２０…シンボルデマッピング部
２１…シンボル／データ変換器
２２…出力端子
２３…同期再生回路
２４…ディジタルフィルタ
２５…伝送路等化器
３１…伝送路等化器
３１１…乗算器
３１２…補正係数格納用ＲＯＭ
３１３…アドレス制御用カウンタ
Claims (4)
- 被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で互いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する直交多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、
予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、
前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、
前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備する伝送路等化器。 - 被伝送信号を周波数間隔がシンボルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位相変調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装置に用いられ、
予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、
前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、
前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出する乗算部とを具備する伝送路等化器。 - 前記信号分割手段は、前記被伝送信号の同相成分と直交成分に分割することを特徴とする請求項１、２いずれか記載の伝送路等化器。
- 前記周波数−時間軸領域変換手段は、逆ファーストフーリエ変換回路で構成されることを特徴とする請求項１、２いずれか記載の伝送路等化器。
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