CN1889553A - 训练序列的生成方法、通信系统和通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于联合帧同步和载波频偏估计的训练序列的生成方法以及通信系统和通信方法，该训练序列包括等长的第一训练符号和第二训练符号且不包括循环前缀，该训练序列的生成方法其特征在于，按照生成普通数据符号的方法随机生成第一训练符号；在生成第一训练符号后，将该第一训练符号逻辑上等分成M个等长的子数据块，其中，结构特征M为大于或等于1且小于或等于N的自然数；以及将所述的M个子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号，第一和第二训练符号共同组成了本发明的训练序列。

Description

训练序列的生成方法、通信系统和通信方法

技术领域

本发明涉及一种OFDM通信系统和通信方法，尤其涉及训练序列的生成方法、以及使用训练序列，在OFDM系统下行传输中进行联合帧同步和载波频偏估计的通信系统和通信方法。

背景技术

现存很多经典的算法用来进行OFDM系统下行同步(见参考文献[1]-[7])。其中，很多经典算法使用的训练序列包含2个或多个相同的子块(见参考文献[3]、[5]、[6])，接收端利用训练序列的这种结构特征可以有效地进行训练序列检测，实现时间同步。同时，接收端利用训练序列中这些重复子块之间的相角偏差，可以有效地估计出载波频偏。然而，这种具有重复模式的训练序列在进行时间同步时其精度不够高，容易造成较大的同步误差。而且这类训练序列的载波频偏搜索范围往往不是很大(见参考文献[1]、[6])。有些经典算法能够扩大载波频偏的搜索范围(见参考文献[3])，但其运算复杂度明显增大，这不利于未来宽带移动通信系统中简单且高效的接收机的设计。

在参考文献[7]中提出了一种具有中心对称结构的特殊的训练序列，其用于进行OFDM系统下行联合帧同步和载波频偏估计。该训练序列包含2个训练符号，第二个训练符号的内容是第一个训练符号内容的反向重复。这种中心对称结构能够保证在接收端实现高精度的时间同步，同时载波频偏的搜索范围最大可达整个传输带宽的一半。该训练序列在进行载波频偏跟踪(细估计)时，在平坦衰落信道下可以得到比经典训练序列更高的估计精度；然而在多径衰落信道下，只有最大功率的一径信号用于进行载波频偏估计，而其它径的信号则被看作干扰噪声，因而降低了有效的接收信号干扰噪声比(SINR)，导致估计精度的下降。

由上述可知，具有中心对称结构的训练序列实现时间同步的精度高，而且载波频偏搜索范围大，但其在多径信道下的载波频偏估计精度低；另一方面，具有重复数据块的训练序列在多径信道下的载波频偏估计精度高，但其时间同步精度低，而且载波频偏搜索范围小。

在未来移动通信系统中，随着系统带宽的增加和数据速率的不断提高，接收端需要实现快速准确的同步。这就要求同步系统所使用的训练序列同步精度高，同时运算复杂度低。从而，有效地结合以上两种不同训练序列的结构特征，从而同时实现准确的OFDM系统下行帧同步以及高精度、大范围的载波频偏估计成为训练序列设计的关键。

参考文献[1]-[7]

[1]J.-J.van de Beek and M.Sandell，“ML estimation of time and frequencyoffset in OFDM systems，”IEEE Trans.Signal Processing.，vol.45，pp.1800-1805，July 1997.

[2]H.Nogami and T.Nagashima，“A frequency and timing period acquisitiontechnique for OFDM system，”Personal，Indoor and Mobile Radio Commun.(PIMRC)，pp.1010-1015，September 27-29，1995.

[3]M.Morelli and V.Mengali，″An improved frequency offset estimator forOFDM applications，″IEEE Commun.Lett.，vol.3，pp.75-77，March 1999.

[4]T.Keller and L.Piazzo，“Orthogonal Frequency Division MultiplexSynchronization Techniques for Frequency-Selective Fading Channels，”IEEEJournal on Selected Areas in Communications，vol.19，No.6，pp.999-1008，June2001.

[5]T.M.Schmidl and D.C.Cox，“Robust Frequency and TimingSynchronization for OFDM，”IEEE Trans.Comm.，vol.45，pp.1613-1621，December 1997.

[6]P.H.Moose，“A technique for orthogonal frequency division multiplexingfrequency offset correction，”IEEE Trans.Comm.，vol.42，pp.2908-2914，October1994.

[7]Z.Zhang and M.Zhao，″Frequency offset estimation with fast acquisitionin OFDM system，″IEEE Commun.Lett.，vol.8，pp.171-173，Mar.2004.

发明内容

为了实现准确的OFDM系统下行帧同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

本发明的第一目的在于，结合经典同步算法中具有中心对称结构和具有重复数据块结构这两种训练序列的结构特征，提供一种训练序列可实现精确的时间同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

本发明的第二目的在于，基于本发明的第一目的所提供的训练序列，提供一种帧结构。

本发明的第三目的在于，提供一种OFDM下行联合帧同步和载波频偏估计的自适应其方法，其可实现OFDM系统下行的帧同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

本发明的第四目的在于，提供一种OFDM下行联合帧同步和载波频偏估计的自适应通信系统，其可实现OFDM系统下行的帧同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

根据本发明的第一方面，提供了一种训练序列的生成方法，该训练序列包括等长的第一训练符号和第二训练符号且不包括循环前缀，其特征在于，按照生成普通数据符号的方法随机生成第一训练符号；在生成第一训练符号后，将该第一训练符号逻辑上等分成M个等长的子数据块，其中，结构特征M为大于或等于1且小于或等于N的自然数；以及将所述的M个子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号，第一和第二训练符号共同组成了本发明的训练序列。

根据本发明的本发明的第二方面，本发明提供第一类OFDM帧，其特征在于，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征为M等于N。

根据本发明的本发明的第二方面，本发明提供第二类OFDM帧，其特征在于，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征为M等于N，第二类训练序列中的结构特征为M为大于或等于1且小于N的自然数。

根据本发明的第三方面，本发明提供一种通信方法，其特征在于包括步骤：

a)基站第一次向移动终端发送第一类OFDM帧；

b)移动终端根据接收到的第一类OFDM帧，利用第一类OFDM帧的第一个第一类训练序列执行初始搜索，即进行时间同步和初始载波频偏估计，并将由初始搜索结果所确定的结构特征的最优值M发送给基站，然后利用第一类OFDM帧的第二个第一类训练序列进行自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对该第一类OFDM帧的载波频偏估计；

c)基站利用所述移动终端根据上一帧所发送的结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，并再次发送到该移动终端；

d)移动终端根据第二类OFDM帧的第一类训练序列再次执行初始搜索，进行时间同步和载波频偏估计，获得对于第二类OFDM帧的初始载波频偏，并将由初始搜索结果所确定当前的结构特征最优值M发送给基站，之后利用第二类OFDM帧的第二类训练序列进行进一步的自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对当前第二类OFDM帧的载波频偏估计；

e)基站与移动终端重复步骤c)和d)，直至通信结束。

根据本发明的第三方面，本发明还提供一种通信方法，该通信方法使用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，该第一类OFDM帧和第二类OFDM帧使用如权利要求1所述的训练序列的生成方法所生成的训练序列，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，第二类训练序列中的结构特征M为大于或等于1且小于N的自然数，其特征在于包括步骤，

a)基站第一次向移动终端发送第一类OFDM帧；

b)移动终端根据接收到的第一类OFDM帧，利用第一类OFDM帧的第一个第一类训练序列执行初始搜索，即进行时间同步和初始载波频偏估计，并将由初始搜索结果所确定的多径信道最大延迟发送给基站，然后利用第一类OFDM帧的第二个第一类训练序列进行自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对该第一类OFDM帧的载波频偏估计；

c)基站利用所述移动终端根据上一帧所发送的多径信道最大延迟，计算结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，并再次发送到该移动终端；

d)移动终端根据第二类OFDM帧的第一类训练序列再次执行初始搜索，进行时间同步和载波频偏估计，获得对于第二类OFDM帧的初始载波频偏，并将由初始搜索结果所确定的当前多径信道最大延迟发送给基站，之后利用第二类OFDM帧的第二类训练序列进行进一步的自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对当前第二类OFDM帧的载波频偏估计；

e)基站与移动终端重复步骤c)和d)，直至通信结束。

根据本发明的第四方面，本发明提供一种通信系统，该通信系统使用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，该第一类OFDM帧和第二类OFDM帧使用本发明的第一方面的训练序列的生成方法所生成的训练序列，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，第二类训练序列中的结构特征M为大于或等于1且小于N的自然数，其特征在于包括，

基站，其所包括的发送器利用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，通过无线信道与移动终端进行通信，其中基站向移动终端发送的第一帧为第一类OFDM帧，之后发送的每一帧都为第二类OFDM帧；以及

移动终端，其所包括的接收器根据接收的OFDM帧，即第一类OFDM帧或第二类OFDM帧，对每一OFDM帧依次执行初始搜索和自适应跟踪以进行时间同步和载波频偏估计。

本发明的有益效果是：本发明能够实现联合帧同步和载波频偏估计；帧同步精度远远高于传统算法；载波频偏搜索范围大，最大搜索范围可达整个信号带宽的一半；参数M可以随着无线信道的变化而自适应的调整；载波频偏估计精度比传统算法高；在提高估计精度的同时降低了运算复杂度。

附图说明

图1显示了本发明提供的一种新的训练序列；

图2显示了本发明的OFDM帧的结构示意图；

图3显示了利用本发明的训练序列的OFDM通信系统；

图4显示了依照本发明的基站2中的发送器3的结构示意图；

图5显示了依照本发明的移动终端1中的接收器4的结构示意图；

图6是说明移动终端1接收到的数据块之间的干扰的示意图；

图7显示了初始搜索部5和自适应跟踪部6的具体结构图；

图8说明了本发明中联合帧同步及载波频偏搜索单元51的初始搜索；

图9说明了特定于结构特征为M＝N的训练序列的定时度量M_θ(∈)；

图10是本发明的训练序列与Moose算法的性能比较示意图；

图11是在无线信道环境I下本发明与Moose算法的仿真结果的比较示意图；

图12是在无线信道环境II下本发明与Moose算法的仿真结果的比较示意图。

具体实施方式

本发明致力于结合经典同步算法中具有中心对称结构和具有重复数据块结构这两种训练序列的结构特征，实现精确的时间同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。本发明提供了一种新的训练序列，且基于该训练序列，提供了一种OFDM下行联合帧同步和载波频偏估计的自适应通信系统及其通信方法。在该通信系统中能够实现联合帧同步和载波频偏估计；帧同步精度远远高于传统算法；载波频偏搜索范围大，最大搜索范围可达整个信号带宽的一半；OFDM帧的结构特征参数M可以随着无线信道的变化而自适应的进行调整；载波频偏估计精度比传统算法高；在提高估计精度的同时降低了运算复杂度。

本发明提供的通信系统及其方法中，均基于本分明所提供的训练序列而实现。在说明通信系统之前，将首先描述该训练序列的结构特征。

<训练序列>

图1显示了本发明提供的一种新的训练序列。

如图1所示，该新的训练序列包括2个长度都为N的训练符号(第一、第二训练符号)，该训练序列并不包括循环前缀，其中，按照现有规范N可为任意的自然数例如64、128、1024等。该训练序列的生成方法包括步骤有：

a)按照生成普通数据符号的方法随机生成第一训练符号；

b)在生成第一训练符号后，将该第一训练符号逻辑上等分成M个等长的子数据块：子数据块1、子数据块2...子数据块M，M为大于或等于1且小于或等于N的自然数；

c)将这些子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号：子数据块M、子数据块M-1...子数据块1。由此第一和第二训练符号共同组成了本发明的训练序列。

下面举例说明该训练序列的结构特征。例如当第一训练符号为{1，2，3，4}，且M为2时，第一训练符号被划分成2个子数据块，即{[1，2]，[3，4]}。则将这些子数据块按照反向顺序拷贝得到第二训练符号{[3，4]，[1，2]}。由此形成的第一、第二训练符号共同构成了本发明的训练序列{1，2，3，4，3，4，1，2}。

对于现有的训练序列而言，常规形式例如有{x(0)，x(1)，...，x(N-1)，x(0)，x(1)，...，x(N-1)}，这里以{1，2，3，4，1，2，3，4}为例，设数据1的相关距离为4(即，两个相同数据“1”之间的距离)，则该现有训练序列的数据相关距离组的距离平方和为4×4²＝64。同时，上述本发明的训练序列{1，2，3，4，3，4，1，2}中，数据相关组距离的距离平方和为2×6²+2×2²＝80。由于将训练序列应用于下行同步时，其可实现的精度是与数据相关距离组的距离平方和成正比，由80＞64可知，本发明的训练序列可以实现高精度的下行同步。

同时，在上述的基础上，由于该训练序列结合了经典同步算法中具有中心对称结构和具有重复数据块结构这两种训练序列的结构特征，所以其可实现精确的时间同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

<OFDM帧>

基于上述训练序列，本发明提出了如图2所示的OFDM帧(第一类OFDM帧F1和第二类OFDM帧F2)。该第一类OFDM帧F1包括用于初始搜索的第一类训练序列S1、用于自适应跟踪的第一类训练序列S1以及数据符号；该第二类OFDM帧F2包括用于初始搜索的第一类训练序列S1、用于自适应跟踪的第二类训练序列S2以及数据符号。

其中，OFDM帧的第一类训练序列S1的结构特征为M＝N，即该第一类训练序列S1的第二训练符号中的数据是其第一训练符号中的数据的反向重复，也就形成了中心对称的训练序列。由于具有中心对称结构的训练序列实现时间同步的精度高，所以其用于初始搜索。

该第二类训练序列S2的结构特征M值是根据初始搜索所获得的多径信道最大延迟而确定的结构特征最优值(1≤M＜N)。由于具有中心对称结构的训练序列在多径信道下的载波频偏估计精度低，而具有重复数据块的训练序列在多径信道下的载波频偏估计精度高，所以在OFDM系统中的初始搜索之后所需要的自适应跟踪中，第二类训练序列S2可用来完成剩余的载波频偏估计，即自适应跟踪。

下面具体描述利用本发明的训练序列和OFDM帧的通信系统及其方法。

<实施例>

<通信系统>

图3显示了利用本发明的训练序列的OFDM通信系统。

如图3所示，在OFDM系统下行传输中，基站2中的发送器3通过无线信道与移动终端1进行通信。移动终端1中的接收器4根据接收的OFDM帧，执行初始搜索和自适应跟踪以进行时间同步和载波频偏估计。

其中，基站2发送给移动终端1的第一帧为第一类OFDM帧F1，之后发送的每一帧都为第二类OFDM帧F2。

<通信方法>

实际上，在OFDM系统下行传输中，当一个移动终端1开始接入通信系统时，对于每一帧而言，首先要进行初始搜索以进行时间同步和载波频偏初始化估计。初始搜索结束后，移动终端1要进行载波频偏跟踪以完成载波频偏估计，从而实现精确的时间同步以及高精度、大范围的载波频偏估计。

对于每一帧新到的数据，移动终端1都要进行自适应跟踪。如果信道特性变化较慢，则可以每隔几个帧进行一次初始搜索以重新调整该终端用户的时偏和频偏。如果信道特性变化较快，则初始搜索执行密度可以更高。在高速移动系统中，移动终端1可以每帧都进行初始搜索和自适应跟踪操作。

但是，为了通信标准的统一，无论信道特性变化较慢或是较快，本发明的通信系统中，移动终端1对基站2发送的OFDM帧都进行初始搜索和自适应跟踪，以进行精确的时间同步和载波频偏估计。其具体过程如下：

a)基站第一次向移动终端发送第一类OFDM帧；

b)移动终端根据接收到的第一类OFDM帧，利用第一类OFDM帧的第一个第一类训练序列执行初始搜索，即进行时间同步和初始载波频偏估计，并将由初始搜索结果所确定的结构特征的最优值M发送给基站，然后利用第一类OFDM帧的第二个第一类训练序列进行自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对该第一类OFDM帧的载波频偏估计；

c)基站利用所述移动终端根据上一帧所发送的结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，并再次发送到该移动终端；

d)移动终端根据第二类OFDM帧的第一类训练序列再次执行初始搜索，进行时间同步和载波频偏估计，获得对于第二类OFDM帧的初始载波频偏，并将由初始搜索所确定的结构特征最优值M发送给基站，之后利用第二类OFDM帧的第二类训练序列进行进一步的自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对当前第二类OFDM帧的载波频偏估计；

e)基站与移动终端重复步骤c)和d)，直至通信结束。

由上述可知，本发明的OFDM系统中利用第一类训练序列S1(结构特征为M＝N，即中心对称的训练序列)进行初始搜索，可实现精确的时间同步和初始的载波频偏估计以及大范围的载波频偏搜索；且对于基站发送的第一帧，利用其包括的第二个第二类训练序列，对于第一帧之后发送的帧，利用其所包括的第二类训练序列S2(具有重复数据块的训练序列，M值是随着无线信道特性的变化而自适应调整)进行自适应跟踪，其中根据初始搜索所获得的多径信道最大延迟可获得结构特征最优值M并返回到基站用于下一帧，实现多径信道环境下的进一步的高精度载波频偏估计，从而进行载波频偏补偿。

值得注意的是，本发明的OFDM帧还可生成为只包括第二类训练序列S2和数据符号的形式，但在本发明中，只考虑在通信系统中只使用包括两个训练序列和数据符号的第一类OFDM帧F1、第二类OFDM帧F2的情况。

<发送器3>

图4显示了依照本发明的基站2中的发送器3的结构示意图。

如图4所示，发送器3包括数据调制部30、控制单元31、训练序列生成部32以及数据符号生成部33。

在发送器3中，数据流首先输入数据调制部30进行数据调制，并将比特流映射到具体的星座图上，所获得的调制符号将用于构成训练序列或数据符号。

控制单元31用于控制训练序列生成部32以及数据符号生成部33生成第一类OFDM帧F1或F2。

<训练序列生成部32>

训练序列生成部32包括M值确定单元321、串/并行转换单元322、频域第一训练符号生成单元323、IFFT单元324、逻辑划分单元325以及第二训练符号生成单元326。

其中，M值确定单元321首先确定训练序列的结构特征M值(1≤M≤N)，例如，在控制单元31的控制下生成第一类OFDM帧F1时，M值确定单元321确定第一类OFDM帧F1所包含的两个第一类训练序列S1的结构特征都为M＝N；在生成第二类OFDM帧F2时，M值确定单元321确定第一类训练序列S1的结构特征为M＝N，且其根据移动终端反馈的结构特征最优值M确定第二类训练序列S2的结构特征。

串/并行转换单元322将数据调制部30所获得的调制符号转换为并行数据。频域第一训练符号生成单元323根据串/并行转换单元322的输出，按照生成普通数据符号的方法生成频域的第一训练符号。之后，IFFT单元324对频域的第一训练符号进行快速傅里叶反变换IFFT，获得时域的第一训练符号。

逻辑划分单元325根据M值确定单元321所确定的M值(1≤M≤N，M为自然数)，将IFFT单元324生成的第一训练符号逻辑划分成M个等长的子数据块。第二训练符号生成单元326将M个等长的子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号。从而第一训练符号和第二训练符号共同形成了本发明的第一类训练序列S1或第二类训练序列S2。

<数据符号生成部33>

在控制单元31的控制下，数据调制部30所获得的调制符号输入到数据符号生成部33，用于生成本发明OFDM帧(F1或F2)的数据符号。

数据符号生成部33包括串/并行转换单元331和IFFT单元332。串/并行转换单元331将数据调制部30所获得的调制符号转换为并行数据。IFFT单元324对串/并行转换单元331输出的并行数据进行快速傅里叶反变换IFFT，获得数据符号。

由训练序列生成部32和数据符号生成部33生成的训练序列和数据符号可按照上述第一类OFDM帧F1或第二类OFDM帧F2的格式生成OFDM帧。控制单元31控制生成OFDM帧可以采用现有技术中生成数据帧的方式，例如利用缓冲器分别缓存生成的训练序列和数据符号从而形成OFDM帧，然后通过无线信道发送给移动终端1；或者利用容量大小为训练序列长度的缓冲器，当缓冲器容量为满时，触发控制单元31控制生成数据符号，并通过总线传输，从而形成OFDM帧，然后通过无线信道发送给移动终端1。

<接收器4>

图5显示了依照本发明的移动终端1中的接收器4的结构示意图。

如图5所示，接收器4包括初始搜索部5和自适应跟踪部6。根据通过无线信道接收的OFDM帧(例如第一次发送的第一类OFDM帧F1的第一个第一类训练序列或之后每一次发送的第二类OFDM帧F2中的用于初始搜索的第一类训练序列S1(结构特征为M＝N))，初始搜索部5对每一OFDM帧都执行联合帧同步和载波频偏搜索，利用检测到的多径到达的训练序列可准确的估计多径信道最大延迟，确定用于自适应跟踪的结构特征最优值M并返回到基站2。这种联合帧同步和载波频偏搜索是借助于后面将描述的训练序列的定时度量(Timing Metric)实现的。

接收器4对初始搜索部5获得的初始载波频偏结果和自适应跟踪部6获得的自适应跟踪结果进行相加，从而可以实现载波频偏补偿。

接收器4依照上述过程对每一新到的第二类OFDM帧F2进行初始搜索和自适应跟踪，直至通信结束。

具体来说，对于基站第一次发送的第一类OFDM帧F1而言，接收器4利用其第一个第一类训练序列S1进行联合帧同步和载波频偏搜索，且利用其第二个第一类训练序列S1进行自适应跟踪，从而完成载波频偏估计，其中接收器4可获得多径信道最大延迟，并将该多径信道最大延迟反馈到基站用于形成之后的第二类OFDM帧F2。

而对于基站之后发送的每一第二类OFDM帧F2，该每一第二类OFDM帧F2的第二类训练序列S2的结构特征是由接收器4根据上一OFDM帧(第一类OFDM帧F1或第二类OFDM帧F2)反馈回基站的最优值M确定的，接收器4中的初始搜索部5对每一第二类OFDM帧F2再次执行联合帧同步和载波频偏搜索，且之后自适应跟踪部6进行载波频偏跟踪，从而完成载波频偏估计。

<多径信道最大延迟>

为对初始搜索部5的结构进行说明，在此先利用图6说明移动终端接收到的数据之间的干扰。如图6所示，由于多径信道的影响，对于多径接收到的多个训练序列，即抽头(Tap)1、抽头2...最大延迟抽头而言，相邻子数据块(例如子数据块1)之间会产生相互干扰。其中抽头1与最大延迟抽头之间的延迟为多径信道最大延迟，设为L个数据抽样，其可由上述初始搜索获得。如图所示，每个子数据块的前L个数据抽样为块间干扰区域。在进行载波频偏估计时，块间干扰区域中的数据不用于进行载波频偏跟踪。每个子数据块中除块间干扰区域之外的有用部分可用于进行载波频偏跟踪。

<初始搜索部5>

图7显示了初始搜索部5和自适应跟踪部6的具体结构图。

如图7所示，初始搜索部5包括联合帧同步及载波频偏搜索单元51、多径抽头检测单元52、最优值M确定单元53以及反馈单元54。

联合帧同步及载波频偏搜索单元51对通过无线信道接收到的数据序列r(k)，利用特定于第一类训练序列S1(结构特征为M＝N)的定时度量M_θ(∈)进行联合帧同步和载波频偏搜索，即时间同步和初始载波频偏估计。

$M_{\mathrm{\&theta;}}(\&Element;)=\frac{|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(2N-1-k+\mathrm{\&theta;})r^{*}(k+\mathrm{\&theta;})}{\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(k+\mathrm{\&theta;})\right|}^2}---\left(1\right)$

其中定时度量M_θ(∈)是时偏θ和载波频偏∈的函数，N为训练序列的训练符号的长度(任意自然数)，r^*(k+θ)为数据序列r(k+θ)的共轭。

准确的θ和∈能够保证定时度量M_θ(∈)达到本地最大值。也就是说，本发明中的联合帧同步和载波频偏搜索实际上就是同时调整θ和ε以取得定时度量M_θ(∈)的本地最大值。调整θ和ε的具体过程如下。

$\{\widehat{\mathrm{\&theta;}};{\widehat{\&Element;}}_A\}=\underset{\{\widehat{\mathrm{\&theta;}};{\widehat{\&Element;}}_A\}}{\arg \max }\left\{M_{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}(\&Element;-\widehat{\&Element;})\right\}$

$=\underset{\{\widehat{\mathrm{\&theta;}};{\widehat{\&Element;}}_A\}}{\arg \max }\left\{M_{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}(\&Element;-\widehat{\&Element;})\right\}$

$=\underset{\{\widehat{\mathrm{\&theta;}};{\widehat{\&Element;}}_A\}}{\arg \max }\left\{\frac{\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\tilde{r}(2N-1-k+\mathrm{\&theta;}){\tilde{r}}^{*}(k+\mathrm{\&theta;})\right|}{\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\tilde{r}(k+\mathrm{\&theta;})\right|}^2}\right\}---\left(2\right)$

其中 表示频偏预补偿值， $\tilde{r}\left(k\right)=r\left(k\right)e^{-\frac{j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\&Element;}}{N}}$ 表示载波频偏预补偿操作。在M_θ(∈)取得本地极大值时，即找到了训练序列的起始位置以及系统的载波频偏，其中初始搜索获得的初始载波频偏为 时偏为

在多径信道下，M_θ(∈)所得到的每一个本地极大值都表示接收端成功的检测到了一径训练序列。根据联合帧同步及载波频偏搜索单元51获得的多个定时度量的本地极大值，则多径抽头检测单元52可以计算出如图6所示的无线信道的多径信道最大延迟(例如为L个数据抽样)。

最优值M确定单元53根据多径抽头检测单元52获得的多径信道最大延迟，计算当前结构特征最优值M。在保证本发明的训练序列的载波频偏估计精度高于传统算法(Moose算法)的基础上，最优值M允许的取值范围为

在该范围内，当 时，载波频偏估计精度最高，其中

表示不大于x的最大整数。从而最优值M确定单元53确定结构特征最优值

完成当前最优值M计算后，反馈单元54向基站反馈最优值M，从而初始搜索部5完成了联合帧同步及载波频偏估计。

值得注意的是，在本发明的通信系统中，对于基站2所发送的第一类OFDM帧，移动终端1的初始搜索获得的初始载波频偏都以

表示。

<自适应跟踪部6>

对于基站发送的每一OFDM帧来说，由于初始载波频偏搜索的精度不够高，因而自适应跟踪部6进一步执行初始搜索后的载波频偏跟踪，即自适应跟踪。其中自适应跟踪部6是根据第一类OFDM帧F1的第一个第一类训练序列S1进行载波频偏跟踪，或根据第二类OFDM帧F2的第二类训练序列S2进行载波频偏跟踪。

自适应跟踪部6包括跟踪单元61和载波频偏补偿单元62。跟踪单元61根据通过无线信道接收到的数据序列r(k)，利用估计器

进行载波频偏跟踪。该估计器 可实现如公式(3)所示的功能。

${\widehat{\&Element;}}_T=3\underset{p=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{2(M-p)+1}{4M^2-1}\&times;\frac{\arg \left\{\underset{k=(p-1)D+L}{\overset{\mathrm{pD}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(k+2D(M-p)+D)r^{*}\left(k\right)\right\}}{2\mathrm{\&pi;}}---\left(3\right)$

其中P为索引，取值范围为1到M， $D=\frac{N}{M},$ 这里M值是移动终端在对上一帧进行初始搜索中计算并反馈给基站的结构特征最优值M。

由于移动终端1接收到的训练序列的每一个子数据块的前L个数据抽样受到多径信道的影响，存在子数据块之间的干扰，因此不用来进行载波频偏跟踪。利用实现公式(3)的估计器完成载波频偏跟踪后，也就是获得

值后，接收器4计算估计到的总的载波频偏，即当前初始搜索部5获得的初始载波频偏 与自适应跟踪结果

相加，将其二者之和反馈到载波频偏补偿单元62进行载波频偏补偿，从而完成载波频偏跟踪。

图8详细说明了本发明中联合帧同步及载波频偏搜索单元51的初始搜索。如图8所示，在初始搜索中，联合帧同步及载波频偏搜索单元51首先利用其所包含的容量为G的缓存器(未图示)存储一接收的数据序列r(k)。该序列r(k)中包含一个完整的结构特征为M＝N的第一类训练序列S1(即具有中心对称结构的训练序列)。然后在初始搜索中，利用特定于第一类训练序列S1的M_θ(∈)确定该训练序列的起始位置。

初始搜索需要用2k+1个载波频偏预补偿值 即(-kΔε，-(k-1)Δε，...，-Δε，0，Δε，...，kΔε)对存储的数据序列进行频偏预补偿，每个载波频偏预补偿值用来补偿一个缓存的数据序列，其中1＜kΔ∈＜DFT长度/4。

联合帧同步及载波频偏搜索单元51利用载波频偏预补偿操作例如 $\tilde{r}\left(k\right)=r\left(k\right)e^{-\frac{j2\mathrm{\&pi;l}\widehat{\&Element;}}{N}},$ 对每一个预补偿后的序列，逐位(从0到G-1位)计算定时度量M_θ(∈)的值，并记录其取得最大值Γ的位置，其中1表示对Buffer中缓存数据的一个索引，取值范围为1～G。

当用于预补偿的载波频偏的值最接近系统的实际载波频偏值时，M_θ(∈)取得最大值的位置最有可能是训练序列的起始位置。在所有的2k+1个预补偿的序列中，找到最大的M_θ(∈)值意味着找到了训练序列的起始位置

以及系统的载波频偏搜索结果

由公式(1)(2)可知，本发明的载波频偏搜索范围最大为(-N/4，N/4)，即最大搜索范围可达整个信号带宽N的一半，因而图8中载波频偏的预补偿值应该满足 $k\&times;\mathrm{\&Delta;}\&Element;\&le;\frac{N}{4},$ N为DFT长度/4，其中Δ∈＞0表示载波频偏预补偿间隔，Δ∈值越小，载波频偏搜索精度就越高，当然搜索过程的运算复杂度也会相应增加，本发明中一般取Δ∈为0.1。由公式(3)可知，本发明算法的载波频偏跟踪范围为 $|\&Element;|<\frac{M}{2(2M-1)}.$ 为了保证载波频偏跟踪能够正常运行，必须满足 $\mathrm{\&Delta;}\&Element;<\frac{M}{2(2M-1)}.$ 由上述可知，本发明相比现有算法而言，在提高估计精度的同时还降低了运算复杂度。

图9说明了特定于结构特征为M＝N的第一类训练序列S1的定时度量M_θ(∈)。图9中纵坐标代表定时度量，横坐标代表载波频偏∈，d表示联合帧同步及载波频偏搜索单元51中的缓存器所缓存的G个数据中的第一位数据到最后一位数据(即，0≤d＜G-1)。由图7的描述可知，定时度量M_θ(∈)是时偏θ和载波频偏∈的函数，而在准确的时间同步位置，即θ为接收训练序列的起始位置时，定时度量M_θ(∈)是关于ε的周期函数，周期为N/2。在其中的每个周期内，M_θ(∈)出现一个峰值。只有在准确的时间同步位置，且训练序列预补偿后的载波频偏接近于0时，M_θ(∈)才会接近于峰值。基于这个特性，本发明可以准确实现联合帧同步和载波频偏搜索。

图10是本发明的训练序列与Moose算法的性能比较示意图。如图10所示，横坐标代表信噪比SNR，纵坐标代表均方误差。其中，训练序列的训练符号长度N＝256，频偏∈＝0.1，并设仿真环境为：4径独立衰落的瑞利信道，各径功率分别为0.93，0.34217，0.12588，0.0463，各径时延分别为0，2，4，6个抽样值。当SNR＝10dB时，Moose算法的均方误差为0.24，本发明的均方误差为0。由图10可以看出本发明的训练序列具有更高的精度。

表1是本发明进行性能分析时所使用的两个无线信道环境(Scenario I、Scenario II)。

	子载波调制	QPSK
				延迟(us)	0	0.1

Scenario I	功率(dB)	0		-4.3
						CFO(Hz)	488.3
	Scenario II	子载波调制	QPSK
延迟(us)							0	0.2	0.4	0.7
		功率(dB)	0	-4.3	-8.68	-17.38
CFO(Hz)							488.3

表1：进行性能分析时所使用的两个无线信道环境

图11是在无线信道环境I下本发明与Moose算法的仿真结果的比较示意图。如图11所示，横坐标代表信噪比SNR，纵坐标代表均方误差。由仿真结果可以看出，当本发明分别取M＝2，4，8时，其估计精度均高于Moose算法。当M＝8时，估计精度最高。例如，在本发明中，当M＝2时，其性能比Moose算法提高约1.4dB；当M＝8时，其性能提高约为1.7dB。因此在该信道环境I下，最优值M为8。

图12是在无线信道环境II下本发明与Moose算法的仿真结果的比较示意图。如图12所示，横坐标代表信噪比SNR，纵坐标代表均方误差。由仿真结果可以看出，当本发明分别取M＝2，4，8时，其估计精度仍高于Moose算法。当M＝4时，估计精度最高。例如，在本发明中，当M＝8时，其性能比Moose算法提高约0.7dB；当M＝2时，其性能提高约为0.8dB；当M＝4时，其性能提高约为0.9dB。因此在该信道环境II下，最优值M为4。

<修改实施例>

<通信系统>

本发明提供的通信系统中的移动终端1和基站2的结构并不局限于上述形式，如图7所示中的最优值M确定单元53是根据多径抽头检测单元52检测到的多径信道最大延迟获得最优值M，然而，该多径抽头检测单元52可直接将多径信道最大延迟L通过反馈单元54反馈到基站2，而由如图4所示的基站2中的M值确定单元321根据反馈的该多径信道最大延迟L计算最优值M。依照修改实施例的移动终端1和基站2的其它结构与连接方式都与上述实施例相同，在此不再具体描述。

<通信方法>

依照修改实施例的本发明的通信方法与上述实施例的通信方法大致相同，这里只描述不同之处：

步骤b)中移动终端将由初始搜索结果所确定的多径信道最大延迟发送给基站，而不是将结构特征最优值M发送给基站，

步骤c)中基站是根据上一帧所发送的多径信道最大延迟确定结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，

步骤d)与步骤b)一样，移动终端是将由初始搜索结果所确定的多径信道最大延迟发送给基站，而不是将结构特征最优值M发送给基站。

依照本发明的修改实施例，基站2可根据多径信道最大延迟快速计算结构特征最优值M。

由上述可知，本发明能够实现联合帧同步和载波频偏估计；帧同步精度远远高于传统算法；载波频偏搜索范围大，最大搜索范围可达整个信号带宽的一半；参数M可以随着无线信道的变化而自适应的调整；载波频偏估计精度比传统算法高；在提高估计精度的同时降低了运算复杂度。

Claims (21)

1.一种用于联合帧同步和载波频偏估计的训练序列的生成方法，该训练序列包括等长的第一训练符号和第二训练符号且不包括循环前缀，其特征在于，

按照生成普通数据符号的方法随机生成第一训练符号；

在生成第一训练符号后，将该第一训练符号逻辑上等分成M个等长的子数据块，其中，结构特征M为大于或等于1且小于或等于N的自然数；以及

将所述的M个子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号，从而第一和第二训练符号共同组成训练序列。

2.一种通信方法，该通信方法使用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，该第一类OFDM帧和第二类OFDM帧使用如权利要求1所述的训练序列的生成方法所生成的训练序列，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，第二类训练序列中的结构特征M为大于或等于1且小于N的自然数，其特征在于包括步骤，

a)基站第一次向移动终端发送第一类OFDM帧；

b)移动终端根据接收到的第一类OFDM帧，利用第一类OFDM帧的第一个第一类训练序列执行初始搜索，即进行时间同步和初始载波频偏估计，并将由初始搜索结果所确定的结构特征的最优值M发送给基站，然后利用第一类OFDM帧的第二个第一类训练序列进行自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对该第一类OFDM帧的载波频偏估计；

c)基站利用所述移动终端根据上一帧所发送的结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，并再次发送到该移动终端；

d)移动终端根据第二类OFDM帧的第一类训练序列再次执行初始搜索，进行时间同步和载波频偏估计，获得对于第二类OFDM帧的初始载波频偏，并将由初始搜索结果所确定的当前的结构特征最优值M发送给基站，之后利用第二类OFDM帧的第二类训练序列进行进一步的自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对当前第二类OFDM帧的载波频偏估计；

e)基站与移动终端重复步骤c)和d)，直至通信结束。

3.一种通信方法，该通信方法使用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，该第一类OFDM帧和第二类OFDM帧使用如权利要求1所述的训练序列的生成方法所生成的训练序列，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，第二类训练序列中的结构特征M为大于或等于1且小于N的自然数，其特征在于包括步骤，

a)基站第一次向移动终端发送第一类OFDM帧；

b)移动终端根据接收到的第一类OFDM帧，利用第一类OFDM帧的第一个第一类训练序列执行初始搜索，即进行时间同步和初始载波频偏估计，并将由初始搜索结果所获得的多径信道最大延迟发送给基站，然后利用第一类OFDM帧的第二个第一类训练序列进行自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对该第一类OFDM帧的载波频偏估计；

c)基站利用所述移动终端根据上一帧所发送的多径信道最大延迟，计算结构特征最优值M，生成第二类OFDM帧，并再次发送到该移动终端；

d)移动终端根据第二类OFDM帧的第一类训练序列再次执行初始搜索，进行时间同步和载波频偏估计，获得对于第二类OFDM帧的初始载波频偏，并将由初始搜索结果获得的当前多径信道最大延迟发送给基站，之后利用第二类OFDM帧的第二类训练序列进行进一步的自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，最后利用初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿，从而完成对当前第二类OFDM帧的载波频偏估计；

e)基站与移动终端重复步骤c)和d)，直至通信结束。

4.一种通信系统，该通信系统使用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，该第一类OFDM帧和第二类OFDM帧使用如权利要求1所述的训练序列的生成方法所生成的训练序列，该第一类OFDM帧包括两个第一类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，该第二类OFDM帧包括第一类训练序列、第二类训练序列和数据符号，其中第一类训练序列中的结构特征M等于N，第二类训练序列中的结构特征M为大于或等于1且小于N的自然数，其特征在于包括，

基站(2)，其所包括的发送器(3)利用第一类OFDM帧和第二类OFDM帧，通过无线信道与移动终端(1)进行通信，其中基站(2)向移动终端(1)发送的第一帧为第一类OFDM帧，之后发送的每一帧都为第二类OFDM帧；以及

移动终端(1)，其所包括的接收器(4)根据接收的OFDM帧，即第一类OFDM帧或第二类OFDM帧，对每一OFDM帧依次执行初始搜索和自适应跟踪以进行时间同步和载波频偏估计。

5.如权利要求4所述的通信系统，其特征在于发送器(3)包括，

数据调制部(30)，其用于对数据流进行数据调制，并将比特流映射到具体的星座图上，获得用于构成训练序列或数据符号的调制符号；

控制单元(31)，其用于控制生成第一类OFDM帧或第二类OFDM帧；

训练序列生成部(32)，其利用数据调制部(30)的输出，根据控制单元(31)生成第一类训练序列或第二类训练序列；以及

数据符号生成部(33)，其利用数据调制部(30)的输出，根据控制单元(31)生成数据符号，

其中所述训练序列和数据符号用于构成第一类OFDM帧或第二类OFDM帧。

6.如权利要求5所述的通信系统，其特征在于训练序列生成部(32)包括，

M值确定单元(321)，其用于根据第一类训练序列或根据基站(2)反馈的结构特征最优值确定要生成的训练序列的结构特征；

串/并行转换单元(322)，其用于将数据调制部(30)输入的调制符号转换为并行数据；

频域第一训练符号生成单元(323)，其根据串/并行转换单元(322)的输出，按照生成普通数据符号的方法生成频域的第一训练符号；

IFFT单元(324)，其对频域的第一训练符号进行快速傅里叶反变换IFFT，获得时域的第一训练符号；

逻辑划分单元(325)，根据M值确定单元(321)所确定的M值，将IFFT单元(324)生成的第一训练符号逻辑划分成M个等长的子数据块，其中1≤M≤N，M为自然数；以及

第二训练符号生成单元(326)，将M个等长的子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号，

其中第一训练符号和第二训练符号共同形成所述第一类训练序列或第二类训练序列。

7.如权利要求5所述的通信系统，其特征在于数据符号生成部(33)包括，

串/并行转换单元(331)，其用于将数据调制部(30)输入的调制符号转换为并行数据；以及

IFFT单元(332)，其用于对串/并行转换单元(331)输出的并行数据进行快速傅里叶反变换IFFT，获得数据符号。

8.如权利要求4所述的通信系统，其特征在于接收器(4)包括，

初始搜索部(5)，其根据通过无线信道接收的每一OFDM帧中的第一类训练序列，执行初始搜索，即执行联合帧同步和载波频偏搜索以获得时间同步和初始载波频偏，且利用检测到的多径到达的训练序列估计多径信道最大延迟，确定结构特征的最优值M并反馈到基站(2)，其中，对于第一类OFDM帧，初始搜索部(5)只对其第一个第一类训练序列进行初始搜索；以及

自适应跟踪部(6)，其对通过无线信道接收的第一类OFDM帧的第二个第二类训练序列、或每一第二类OFDM帧中的第二类训练序列，进一步执行初始搜索后的载波频偏跟踪，即自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，其中每一第二类OFDM帧中的第二类训练序列的结构特征为根据上一帧而反馈到基站(2)的最优值M，

其中，对于基站发送的所述每一OFDM帧，初始搜索部(5)和自适应跟踪部(6)将根据该OFDM帧所获得的初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和作为该OFDM帧的总的载波频偏。

9.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于初始搜索部(5)包括，

联合帧同步及载波频偏搜索单元(51)，其对通过无线信道接收到的数据序列，利用特定于第一类训练序列的定时度量M_θ(∈)进行联合帧同步和载波频偏搜索，以获得时间同步和初始载波频偏；

多径抽头检测单元(52)，其根据联合帧同步及载波频偏搜索单元(51)获得的结果，获得多径信道最大延迟；

最优值M确定单元(53)，其根据多径抽头检测单元(52)获得的多径信道最大延迟，计算当前最优值M；以及

反馈单元(54)，其用于向基站反馈最优值M。

10.如权利要求9所述的通信系统，其特征在于，同时调整所述定时度量M_θ(∈)的时偏θ和频偏ε以取得定时度量M_θ(∈)的本地最大值，获得初始载波频偏与时偏，即实现联合帧同步和载波频偏搜索，

$M_{\mathrm{\&theta;}}(\&Element;)=\frac{\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(2N-1-k+\mathrm{\&theta;})r^{*}(k+\mathrm{\&theta;})\right|}{\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(k+\mathrm{\&theta;})\right|}^2}$

其中定时度量M_θ(∈)是时偏θ和载波频偏∈的函数，N为训练序列的训练符号的长度，r(k)为移动终端接收的数据序列，r^*(k+θ)为数据序列r(k+θ)的共轭。

11.如权利要求10所述的通信系统，其特征在于，

多径信道最大延迟是根据多个定时度量M_θ(∈)的本地极大值而获得。

12.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，

最优值M确定单元(53)所确定的结构特征最优值为

其中表示不大于

的最大整数，L为多径信道最大延迟，N为训练序列的训练符号长度。

13.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于自适应跟踪部(6)包括，

跟踪单元(61)，其根据通过无线信道接收到的数据序列r(k)，利用估计器 进行载波频偏跟踪，获得载波频偏跟踪结果

$\widehat{{\&Element;}_T}=3\underset{p=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{2(M-p)+1}{{4M}^2-1}\&times;\frac{\arg \left\{\underset{k=(p-1)D+L}{\overset{\mathrm{pD}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\text{r}(k+2D(M-p)+D)r^{*}\left(k\right)\right\}}{2\mathrm{\&pi;}}$

其中P为索引，取值范围为1到M， $D=\frac{N}{M},$ 该M值是移动终端(1)在进行初始载波频偏搜索中获得并反馈给基站(2)的结构特征最优值M；以及

载波频偏补偿单元(62)，其利用所述初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿。

14.如权利要求5所述的通信系统，其特征在于训练序列生成部(32)包括，

M值确定单元(321)，其用于根据第一类训练序列或根据基站(2)反馈的多径信道最大延迟确定要生成的训练序列的结构特征；

串/并行转换单元(322)，其用于将数据调制部(30)输入的调制符号转换为并行数据；

频域第一训练符号生成单元(323)，其根据串/并行转换单元(322)的输出，按照生成普通数据符号的方法生成频域的第一训练符号；

IFFT单元(324)，其对频域的第一训练符号进行快速傅里叶反变换IFFT，获得时域的第一训练符号；

逻辑划分单元(325)，根据M值确定单元(321)所确定的M值，将IFFT单元(324)生成的第一训练符号逻辑划分成M个等长的子数据块，其中1≤M≤N，M为自然数；以及

第二训练符号生成单元(326)，将M个等长的子数据块按照反向顺序拷贝，形成第二训练符号，

其中第一训练符号和第二训练符号共同形成所述第一类训练序列或第二类训练序列。

15.如权利要求5所述的通信系统，其特征在于数据符号生成部(33)包括，

串/并行转换单元(331)，其用于将数据调制部(30)输入的调制符号转换为并行数据；以及

IFFT单元(332)，其用于对串/并行转换单元(331)输出的并行数据进行快速傅里叶反变换IFFT，获得数据符号。

16.如权利要求4所述的通信系统，其特征在于接收器(4)包括，

初始搜索部(5)，其根据通过无线信道接收的每一OFDM帧中的第一类训练序列，执行初始搜索，即执行联合帧同步和载波频偏搜索以获得时间同步和初始载波频偏，并获得多径信道最大延迟且将其反馈到基站(2)，其中，对于第一类OFDM帧，初始搜索部(5)只对其第一个第一类训练序列进行初始搜索；以及

自适应跟踪部(6)，其对通过无线信道接收的第一类OFDM帧的第二个第二类训练序列、或每一第二类OFDM帧中的第二类训练序列，进一步执行初始搜索后的载波频偏跟踪，即自适应跟踪，获得载波频偏跟踪结果，其中每一第二类OFDM帧中的第二类训练序列的结构特征为基站(2)根据上一帧而反馈的多径信道最大延迟计算而得的最优值M，

其中，对于基站发送的所述每一OFDM帧，初始搜索部(5)和自适应跟踪部(6)对该OFDM帧所获得的初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和为该OFDM帧的总的载波频偏。

17.如权利要求16所述的通信系统，其特征在于初始搜索部(5)包括，

联合帧同步及载波频偏搜索单元(51)，其对通过无线信道接收到的数据序列，利用特定于第一类训练序列的定时度量M_θ(∈)进行联合帧同步和载波频偏搜索，以获得时间同步和初始载波频偏；

多径抽头检测单元(52)，其根据联合帧同步及载波频偏搜索单元(51)获得的结果，获得多径信道最大延迟；以及

反馈单元(54)，其用于将多径信道最大延迟反馈到基站。

18.如权利要求17所述的通信系统，其特征在于，同时调整所述定时度量M_θ(∈)的时偏θ和频偏ε以取得定时度量M_θ(∈)的本地最大值，获得初始载波频偏与时偏，即实现联合帧同步和载波频偏搜索，

$M_{\mathrm{\&theta;}}(\&Element;)=\frac{\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(2N-1-k+\mathrm{\&theta;})r^{*}(k+\mathrm{\&theta;})\right|}{\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(k+\mathrm{\&theta;})\right|}^2}$

其中定时度量M_θ(∈)是时偏θ和载波频偏∈的函数，N为训练序列的训练符号的长度，r(k)为移动终端接收的数据序列，r^*(k+θ)为数据序列r(k+θ)的共轭。

19.如权利要求18所述的通信系统，其特征在于，

多径信道最大延迟是根据多个定时度量M_θ(∈)的本地极大值而获得。

20.如权利要求19所述的通信系统，其特征在于，

M值确定单元(321)对第二类训练序列所确定的结构特征最优值为其中 表示不大于

的最大整数，L为多径信道最大延迟，N为训练序列的训练符号长度。

21.如权利要求16所述的通信系统，其特征在于自适应跟踪部(6)包括，

跟踪单元(61)，其根据通过无线信道接收到的数据序列r(k)，利用估计器

进行载波频偏跟踪，获得载波频偏跟踪结果

$\widehat{{\&Element;}_T}=3\underset{p=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{2(M-p)+1}{{4M}^2-1}\&times;\frac{\arg \left\{\underset{k=(p-1)D+L}{\overset{\mathrm{pD}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\text{r}(k+2D(M-p)+D)r^{*}\left(k\right)\right\}}{2\mathrm{\&pi;}}$

其中P为索引，取值范围为1到M， $D=\frac{N}{M},$ 该M值是移动终端(1)在进行初始载波频偏搜索中获得的多径信道最大延迟反馈给基站(2)后，由基站(2)计算获得的结构特征最优值M；以及

载波频偏补偿单元(62)，其利用所述初始载波频偏与载波频偏跟踪结果之和进行载波频偏补偿。

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