CN1735086A - 无线发射设备和方法 - Google Patents

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CN1735086A CN200510081173.1A CN200510081173A CN1735086A CN 1735086 A CN1735086 A CN 1735086A CN 200510081173 A CN200510081173 A CN 200510081173A CN 1735086 A CN1735086 A CN 1735086A
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Abstract

一种用于借助无线分组来与无线接收设备进行通信的无线发射设备，其中包括多个天线；以及为要发射的无线分组生成信号的信号生成器。该无线分组包含了通过使用来自多个天线的子载波所发射的自动增益控制(AGC)前同步码序列以及数据。AGC前同步码序列包括一个频率成分，在这个频率成分中，对于各个天线，在从第iTX个天线发射的AGC前同步码序列的时域中的信号在时间“t”处的值是不同的。

Description

无线发射设备和方法
相关申请的交叉引用
本申请基于2004年8月12日提交的在先日本专利申请No.2004-235348并且据此要求享有优先权，其中该申请的全部内容在此引入作为参考。
技术领域
本发明涉及在诸如无线LAN的移动通信系统中使用包括前同步码和数据的无线分组分别发射和接收无线电信号的无线发射设备和无线接收设备，以及在这些设备中所使用的无线发射方法和无线接收方法。
背景技术
目前，电气和电子工程师协会(IEEE)正在定义一种名为IEEE802.11n的无线LAN标准，该标准旨在实现100Mbps或是更高的吞吐量。IEEE 802.11n很可能会使用名为多输入多输出(MIMO)的技术，以便在发射机与接收机中使用多个天线。IEEE 802.11n需要与使用OFDM(正交频分复用)的标准IEEE 802.11a共存。因此，要求IEEE802.11n的无线发射设备及接收设备具有所谓的后向兼容性。
Jan Boer等人在“Backwards Compatibility”，IEEE802.11-03/714r0中提出的建议介绍了一种用于MIMO的无线前同步码。在该建议中，首先从单个特定发射天线发射用于时间同步、频率同步以及自动增益控制(AGC)的短前同步码序列、用于估计信道脉冲响应的长前同步码序列、表明无线分组中所用调制方案的信号字段、以及另一个用于IEEE 802.11n的信号字段。随后，从其他三个发射天线发射长前同步码序列。在前同步码发射完毕之后，从所有天线发射传输数据。
从短前同步码到第一信号字段，所建议的前同步码与采用单个发射天线的IEEE 802.11a所规定的前同步码是相同的。因此，当符合IEEE 802.11a的无线接收设备接收到一个包含Boer所建议的前同步码的无线分组时，它们认定该分组基于IEEE 802.11a。由此，所建议的符合IEEE 802.11a和IEEE 802.11n的前同步码使IEEE 802.11a与IEEE 802.11n共存。
通常，在无线接收设备中，接收到的信号的解调是通过数字信号处理来执行的。因此，在这些设备中提供了模/数(A/D)转换器来对接收到的模拟信号进行数字化。A/D转换器具有一个输入动态范围(允许转换的模拟信号电平范围)。相应地，有必要执行自动增益控制(AGC)来调整接收到的信号的电平处于A/D转换器的输入动态范围中。
由于使用上述长前同步码序列的信道脉冲响应估计是借助数字信号处理来执行的，因此必须使用在长前同步码序列之前发射的信号来执行AGC。在Boer的前同步码中，AGC是使用一个在来自特定发射天线的长前同步码序列之前发射的短前同步码序列来执行的。也就是说，对短前同步码序列的接收电平进行测量，并且执行AGC，使得接收电平落入A/D转换器的输入动态范围之中。凭借使用短前同步码序列的AGC，可以正确接收从该特定发射天线发射的长前同步码序列以及数据。如果所有天线是分离排列的，那么从天线发射的信号的接收电平必然是互不相同的。因此，当无线接收设备接收从其他三个发射天线发射的长前同步码序列或是从所有天线发射的数据时，其接收电平可能远远高于或低于通过使用从特定发射天线发射的短前同步码序列的AGC所获取的电平。当接收电平超出A/D转换器的输入动态范围的上限时，A/D转换器的输出饱和。另一方面，当接收电平低于A/D转换器的输入动态范围的下限时，A/D转换器的输出受到严重的量化误差。无论哪一种情况，A/D转换器都不能执行适当的转换，这对A/D转换之后的处理产生不利影响。
此外，从所有天线发射数据。因此，在数据传输过程中，接收电平的变化范围进一步增大，这会恶化A/D转换器输出的上述饱和和/或其中的量化误差，由此显著降低接收性能。
如上所述，在Boer提出的前同步码中，AGC是在接收端仅仅使用从单个发射天线发射的短前同步码序列来执行的，这使得很难处理在接收从其他处于MIMO模式的天线发射的信号时可能出现的接收电平的变化。
发明内容
依照本发明的一个方面，这里提供了一种用于通过无线分组与无线接收设备进行通信的无线发射设备，其中包括多个天线；以及生成用于要发射的无线分组的信号的信号生成器，该无线分组包括通过使用来自多个天线的多个子载波所发射的自动增益控制(AGC)前同步码序列和数据，其中AGC前同步码序列包括一个频率成分，在这个频率成分中，根据以下等式，对于每个天线，在从第iTX个天线(其中iTX＝1、2、3，……)发射的AGC前同步码序列的时域中的信号在时间“t”处的值是不同的：
Figure A20051008117300071
x exp{j2π(2NTxk’+2(iTx-1)+m)ΔF(t-TGI)}
其中r(iTx)MIMOSHORT(t)表示处于时间“t”的值，NTx表示天线数量；“m”表示值-24或2；k’表示在iTx个天线上被用作AGC前同步码的子载波数量；HTS(NTx)表示AGC前同步码序列；TGI表示AGC前同步码的保护间隔长度；以及ΔF表示子载波间隔。
附图说明
图1是描述无线分组格式的视图，其中包括本发明实施例所使用的无线通信的AGC前同步码；
图2是描述依照实施例的无线发射设备配置的框图；
图3是描述依照实施例的无线接收设备配置的框图；
图4是描述包含在图3设备中的接收单元配置实例的框图；
图5是描述现有技术中短前同步码和数据的接收功率分布的图形；
图6是描述实施例中短前同步码和数据的接收功率分布的图形；
图7是描述接收单元的另一个配置实例的框图；
图8是描述增益控制器操作的流程图；
图9是描述依照实施例改进的无线接收设备的框图；
图10是描述包含在图9无线接收设备中的接收单元配置实例的框图；
图11是描述图3中出现的传播路径估计单元的配置实例的框图；
图12是描述图1中出现的AGC前同步码的结构实例的视图；
图13是描述图1中出现的AGC前同步码的其他结构实例的视图；以及
图14是描述依照本发明另一个实施例的无线发射设备的视图。
具体实施方式
现在将参考附图来对本发明的实施例进行详细描述。
图1显示在本发明第一实施例中使用的无线分组格式。这种格式是用于MIMO模式的物理层协议数据单元格式，并提供了与IEEE802.11a无线站的协同工作能力和共存性。
从图1中可以看出，前同步码包括从天线Tx1发射的物理层收敛协议(PLCP)信号。PLCP信号包括短前同步码序列101、第一长前同步码序列102、第一信号字段(SIGNAL)103以及第二信号字段(SIGNAL2)104。短前同步码序列101包括若干个单位前同步码SP。长前同步码序列102包含具有相应预定长度的单位前同步码LP。前同步码LP比前同步码SP长。
短前同步码序列101、第一长前同步码序列102以及第一信号字段103符合IEEE 802.11a，而第二信号字段104是新的无线LAN标准IEEE 802.11n所必需的。可以将符合IEEE 802.11a的第一信号字段103称为“传统的信号字段”。由于第二信号字段是为新的高吞吐量无线LAN标准提供的，因此可以将其称为“高吞吐量的信号字段”。在短前同步码序列101与长前同步码序列102之间插入保护间隔GI。
在PLCP信号之后，放置从多个天线Tx1～Tx4并行发射的AGC前同步码105A～105D。AGC前同步码105A～105D被同时从多个天线Tx1～Tx4发射。使用AGC前同步码105A～105D，使得接收设备能够在执行MIMO通信的时候实施精密的AGC。这些前同步码是独特的，以执行精密调谐用于依照IEEE 802.11n的MIMO模式接收的AGC。因此，可以将AGC前同步码105A～105D称为“高吞吐量的短训练字段”。另一方面，由于短前同步码101符合IEEE 802.11a被用于粗略的AGC操作，因此可将其称为“传统的短训练字段”。
在AGC前同步码105A～105D之后，放置第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D。在实施例中，使用相同的信号序列作为AGC前同步码105A～105D。然而，可以使用不同的信号序列作为AGC前同步码105A～105D。在构成第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D的单位前同步码LP中每一对相邻单位前同步码LP之间插入保护间隔GI。如稍后所述，第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D具有正交的关系。用于每一个发射天线的单位前同步码LP106～109的数量与MIMO模式中发射天线数量相等。为了对两种长前同步码序列加以区分，可以将符合IEEE 802.11a的第一长前同步码序列102称为“传统的长训练字段”。由于第二长前同步码序列106～109是为新的高吞吐量的无线LAN标准提供的，因此可以将其称为“高吞吐量的长训练字段”。
在每一个第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D之后，放置用于分别从天线Tx1～Tx4发射的传输数据(DATA)110A～110C的字段。第二长前同步码字段106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D被同时分别从多个天线Tx1～Tx4发射。
现在参考图2，描述依照实施例的无线发射设备。首先，数字调制器203通过组合传输数据201和从存储器202输出的上述前同步码形成用于无线分组的信号。由此获得的用于无线分组的信号被发送到发射单元204A～204D，其中对它们进行传输所需要的处理，例如数/模(D/A)转换、频率转换到射频(RF)波段(上变频)以及功率放大。此后，得到的信号被发送到与参考图1所描述的天线Tx1～Tx4相对应的多个天线205A～205D，其中RF信号被从每个发射天线205A～205D发送到图3所示的无线接收设备。在后续描述中，图1所示的天线Tx1～Tx4分别被称为天线205A～205D。
在实施例中，图1所示的，包括短前同步码序列101、第一长前同步码序列102、第一信号字段103以及第二信号字段104的PLCP信号被从图2所示的传输单元204A的发射天线205A发射。如图1所示处于PLCP信号之后的AGC前同步码105A～105D、第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D，与数据110A～110D被从所有发射天线205A～205D发射。
在图3所示的无线接收设备中，多个接收天线301A～301D接收从图2所示的无线发射设备发射的RF信号。无线接收设备可以具有一个接收天线或多个接收天线。接收天线301A～301D所接收的RF信号分别被发送到接收单元302A～302D。接收单元302～302D各自执行不同类型的接收处理，例如从RF频段到BB(基带)的频率变换(下变频)、自动增益控制(AGC)、模/数转换等等，由此产生基带信号。
来自接收单元302A～302D的基带信号被发送到信道脉冲响应估计单元303A～303D以及数字调制器304。这些单元303A～303D估计图2的无线发射设备与图3的无线接收设备之间的相应传播路径的脉冲响应。稍后将对信道脉冲响应估计单元303A～303D进行详细描述。数字解调器304根据单元303A～303D所提供的估计信道脉冲响应来解调基带信号，由此产生与图2所示的传输数据201相对应的接收数据305。
更具体地，数字解调器304在其输出部分具有信道脉冲响应的均衡器。该均衡器基于估计的信道脉冲响应来执行均衡，以便对在传播路径中失真的接收信号进行校正。数字解调器304还在通过时间同步所确定的恰当定时上解调均衡信号，从而再现数据。
现在将对图3所示的接收单元302A～302D进行描述。图4详细显示了接收单元302A的配置。由于其他接收单元302B～302D与单元302A具有相同配置，因此只对接收单元302A进行描述。接收天线301A所接收的RF接收信号由下变频器401下变频成基带信号。这时，RF信号可以被直接转换成基带信号，或者可以首先转变成中频(IF)信号，然后再转变成基带信号。
下变频器401所产生的基带信号被发送到可变增益放大器402，在那里对其执行AGC，即信号电平调整。从可变增益放大器402输出的信号被A/D转换器403采样和量化。从A/D转换器403输出的数字信号被发送至接收单元302的外部以及增益控制器404。增益控制器404基于从A/D转换器403输出的数字信号来执行增益计算，并且控制可变增益放大器402的增益。稍后将会对增益控制的具体过程进行描述。
在下文中给出了图3和图4所示的无线接收设备为接收包括图1所示格式的前同步码的无线分组所执行的操作。首先，无线接收设备接收从图2的发射天线205A所发射的短前同步码序列101，然后使用与短前同步码序列101相对应的基带信号来执行分组边缘检测、时间同步、自动频率控制(AFC)以及AGC。AFC也被称为频率同步。分组边缘检测、时间同步以及AFC可以采用已知技术来加以实现，因此在这里不再对其进行描述。在下文中只对AGC进行描述。
与短前同步码序列101相对应的基带信号被可变增益放大器402依照预定初始增益值放大。从可变增益放大器402输出的信号经由A/D转换器403被输入到增益控制器404中。增益控制器404根据与A/D转换之后所获取的短前同步码序列101相对应的接收信号的电平计算增益，并且依照计算得到的增益来控制可变增益放大器402的增益。
在这里，假设与A/D转换之前所获取的短前同步码序列101相对应的基带信号的电平为X。如果电平X为高，那么输入到A/D转换器403的基带信号超出A/D转换器403的输入动态范围上限。因此，从A/D转换器403输出的信号(数字信号)饱和并且信号接收质量下降。另一方面，如果电平X非常低，那么从A/D转换器402输出的信号(也就是通过A/ID转换所获取的数字信号)遭受严重的量化误差。因此，当电平XL很高或很低的时候，A/D转换器403不能执行适当的转换，由此显著降低信号接收质量。
为了克服这个问题，增益控制器404控制可变增益放大器402的增益，使得对应于短前同步码序列101的基带信号的电平X被调整成目标值Z。如果输入基带信号具有非常高的电平一致于将A/D转换器403的输出限制到其上限电平，或者如果它具有非常低的电平，那么一个控制处理可能无法恰当控制可变增益放大器402的增益。在这种情况下，增益控制被反复执行。因此，可以将输入到A/D转换器403的基带信号的电平调整成落入A/D转换器403的输入动态范围内的值。因此，使用与短前同步码序列101相对应的基带信号恰当地控制可变增益放大器402的增益，由此执行适当的A/D转换，以避免降低信号接收质量。
在上述实施例中，使用一个从A/D转换器403输出的数字信号来测量计算可变增益放大器402的增益所需要的接收电平。然而，可以使用A/D转换之前所获得的模拟信号来执行这种电平测量。此外，可以在IF频带或RF频带中、而不是在BB中测量接收电平。
无线接收设备接收从发射天线205A发射的第一长前同步码序列102，并且使用与长前同步码序列102相对应的基带信号来执行信道脉冲响应估计，也就是对无线发射设备到无线接收设备之间的传播路径响应(频率转移函数)进行估计。由于已经对从发射天线205A发射的信号执行了上述AGC操作，因此在执行信道脉冲响应估计的时候对A/D转换器403的输入电平进行适当调整。相应地，对从发射天线205A发射的信号而言，从A/D转换器403获取一个高精度的数字信号。借助于所获取的数字信号，可以精确地执行信道脉冲估计。
无线接收设备接收从发射天线205A发射的第一信号字段103，并且使用数字解调器304以及上述传播路径估计结果来解调与第一信号字段103相对应的基带信号。第一信号字段103包含用于表示调制方案以及在前同步码之后发送的数据的无线分组长度的信息。第一信号字段是传送某种关于无线分组的属性信息的字段。在从第一信号字段103所包含的无线分组长度信息中识别出的无线分组的持续时间期间，无线接收设备使用数字解调器304继续解调操作。
由于从短前同步码序列101到第一信号字段103的分组格式提供了与IEEE 802.11a站之间的协同工作能力，因此IEEE 802.11a站能执行常规的接收操作而不破坏无线分组。换句话说，一旦另一个符合IEEE 802.11a标准的无线发射和接收设备(传统的站)在接收到第一信号字段103，该设备被禁止发射信号，直到无线分组结束，以免破坏无线分组。
随后，无线接收设备接收从发射天线205A发射的第二信号字段104。第二信号字段104包含指示符合不同于IEEE 802.11a的、例如IEEE 802.11n的标准的无线分组的标识信息。换句话说，第二信号字段104表明后续的AGC前同步码105A～105D、第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D是符合例如IEEE 802.11n的信号。
无线接收设备接收从无线发射天线205A～205D并行发射的AGC前同步码105A～105D。AGC前同步码105A～105D被从已经发射了短前同步码序列101、第一长前同步码序列102、第一信号字段103以及第二信号字段104的发射天线205A发射，并且被从此前尚未发射信号的发射天线205B～205D发射。相应地，虽然以某个接收电平接收从发射天线205A发射的信号(也就是短前同步码序列101、第一长前同步码序列102、第一信号字段103以及第二信号字段104)，但是以不同于来自发射天线205A的接收信号电平的接收电平接收AGC前同步码105A～105D。换句话说，在使用多个发射天线进行MIMO传输之后，接收电平被变化。
如上所述，无线接收设备接收第二信号字段104并且使用数字解调器304对其进行解调，由此辨别当前无线分组符合IEEE 802.11n。此后，数字解调器304发布重新启动用于精密调谐的AGC的指令到接收单元302A～302D，从而根据AGC前同步码105A～105D重新执行AGC操作。结果，以适当调整的接收电平将从发射天线205A～205D经由MIMO信道发射并且在接收单元302A～302D接收的信号输入到A/D转换器403。
也就是说，通过使用在图4所示的A/D转换之后所获取的、与AGC前同步码105A～105D相对应的基带信号的电平，在可变增益放大器402上执行增益控制。数字解调器发布指令以启动使用AGC前同步码105A～105D的AGC的时间并不限于获取第二信号字段104的解码结果的时间。例如，数字解调器304可以使用例如匹配滤波器来确认AGC前同步码105A～105D的接收，然后为接收单元302A～302D提供启动AGC的指令。
在先前所述的由Jan Boer提出的前同步码中，仅仅使用从单个发射天线发射的短前同步码序列(传统的短前同步码)来执行AGC。使用从发射短前同步码的天线发射信号的接收电平来执行AGC。当无线接收设备接收从其他三个天线发射的信号时，设备通过使用所获取的增益来执行增益控制。
图5是对使用Jan Boer提出的前同步码时获取的短前同步码及数据的接收功率分布进行描述的图形。信道处于延迟扩展为50ns的多径环境中(一个数据符号的持续时间是4μs)。从该图中可以明显看出，短前同步码(传统的短前同步码)的接收电平与数据的接收电平的比值显著变化。
例如，在图5的区域A中，尽管数据的接收电平低，但是以高的接收电平接收短前同步码。相应地，如果依据短前同步码的接收功率来调整AGC，那么数据接收功率低于短前同步码的接收功率，导致A/D转换器403中的量化误差。在图5的区域B中，尽管数据的接收电平高，但是以低的接收电平接收短前同步码。相应地，如果依据短前同步码的接收功率来调整AGC，那么输入数据时A/D转换器的输出饱和。由此可以了解，由于在常规方案中数据与短前同步码的接收功率不是恒定，因此接收特性因为A/D转换器输入中的量化误差或饱和而被恶化。
另一方面，在实施例中，所有发射数据信号的天线205A～205D分别发射AGC前同步码105A～105D。图6显示了依照实施例的短前同步码和数据的接收功率分布。信道环境与图5的情况相同。
如图6所示，AGC前同步码的接收功率基本上与数据110A～110D的接收功率成比例。这表明，对A/D转换器的输入电平进行适当调整，使得与图5相比，接收精度被显著提高。
图7显示接收单元302A的改进。通常，为了检测未知信号，可变增益放大器402使用相对大的增益作为初始值。相应地，如果在接收AGC前同步码105A～105D时对可变放大器402的增益进行初始化，那么有必要反复进行增益控制直到增益稳定。图7所示的改进提供了存储器405。该存储器405存储在使用短前同步码序列101执行AGC之后所获取的增益值。在接收AGC前同步码105A～105D时，如果没有将放大器402的增益返回到在等待状态中所设定的初始值，而是使用从存储器405中读取的增益作为其初始值，那么不但可以精确地执行AGC操作，而且与没有使用这样的存储值的情况相比，还可以在短的时间里完成AGC操作。
接下来将参考图8A中的流程图来对增益控制器404的操作进行详细描述。
一旦接收到短前同步码序列101的报头，则接收设备启动AGC(步骤S1)。
随后，将零设定成计数器值(i)(步骤S2)。
随后，通过参看计数器值，判定AGC处于初始阶段还是中间阶段(步骤S3)。此时，由于计数器值为零，因此对于步骤S3中问题的回答是“是”，由此前进到步骤S4。
此后，判定现在是否正在接收前同步码105(步骤S4)。在这种情况下，由于正在接收作为无线分组包头的短前同步码101，因此对于步骤S4中问题的回答是“否”，由此前进到步骤S5。在步骤S5中设定一个预定的初始值。
在接下来的步骤S6，根据所设定的初始值来改变可变增益放大器的放大因数。在随后的步骤S7中，测量当前短前同步码序列的接收电平。在步骤S8中判定测得的电平是否为适合A/D转换器的电平(目标电平)。如果对于步骤S8问题的回答是“否”，则前进到步骤S9。
在步骤S9，实现计数器值，然后程序返回到步骤S3。在步骤S3中，判定i不为零，程序前进到步骤S10。在步骤10，使用步骤S7中测得的电平来执行增益计算。
因此，反复执行循环S10→S6→S7→S8→S9，直到接收电平到达目标电平。当接收电平已经到达目标电平的时候，在步骤S11将所设定的增益写入到存储器405中，由此结束对从天线Tx1发射的信号所进行的AGC。与后面将描述的、接下来使用AGC前同步码105为MIMO接收所进行的精密AGC操作相反，这个AGC操作(第一AGC)在接收设备上起到的是“粗略AGC”的作用。
然后，接收单元302A接收长前同步码序列102、第一信号字段103以及第二信号字段104。接收单元302A使用AGC前同步码105启动用于MIMO接收的AGC。AGC从步骤S1开始，并且移动到S2、S3以及S4。在步骤S4，由于接收单元302A正在接收AGC前同步码105，因此程序前进到步骤S12，由此读取先前写入存储器405的增益值，并且随后执行步骤S6。在步骤S6之后，执行与上述相同的过程。
上述流程可以概括如下。在图8B中显示了概括性流程图。首先，在无线接收设备上接收短前同步码序列101(步骤S21)。然后，启动第一AGC操作(步骤S22)并且为可变增益放大器402A～402D设定增益(步骤S23)。然后，将设定的增益写入存储器405(步骤S24)。在第一AGC操作之后，借助于通过使用MIMO技术而从多个发射天线发射的AGC前同步码105A～105D的接收结果来启动第二AGC操作(步骤S25)。然后，查阅写入到存储器405中的增益(步骤S26)并且为每一个可变增益放大器402A～402D设定新的增益(步骤S27)。
因此，在接收AGC前同步码105A～105D的时候，增益并没有被返回到等待状态中所设定的初始值，而是将存储在存储器405中的、通过第一AGC获取的增益用作初始值。借助这个操作，AGC前同步码105A～105D使无线接收设备能够以短的时段执行在MIMO接收中的精密AGC。这种精密AGC为MIMO接收提供了足够的精度。
图9是描述图3的无线接收设备的改进的视图，其中公共地执行AGC。图9不同于图3，在图9中，为天线301A～301D提供公共接收单元302。
图10详细显示了图9的接收单元302。图10的配置与图7的配置的不同之处在于，在图10中，为天线301A～301D公共地提供单个增益控制器404和用于存储使用短前同步码序列101所获取的增益值的存储器405。
特别地，天线301A～301D的输出信号分别经由下变频器401A～401D以及可变增益放大器402A～402D被输入到A/D转换器403A～403D。A/D转换器403A～403D的输出信号被输入到公共增益控制器404中。增益控制器404所确定的增益被公共地输入到可变增益放大器402A～402D。例如，可以公共地将使由A/D转换器403A～403D进行A/D转换之后所获得的电平中的最高电平能够被设定为目标Z的增益输入到可变增益放大器402A～402D。
此外，在图9和10所示的接收设备中，数字解调器304确认短前同步码序列101的接收，并且为接收单元302提供启动第一AGC的指令。此后，数字解调器304确认第二信号字段104或AGC前同步码105的接收，并且为接收单元302提供指令，以启动用于MIMO接收模式的第二AGC。
随后，无线接收设备接收第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D，这些序列在AGC前同步码105A～105D之后被从传输天线205A～205D发射。构成第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D的单位前同步码LP与形成第一前同步码序列102的单位前同步码基本上是相同的。
此外，第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D是经历使用Walsh序列的正交化的信号。换句话说，在图1中，每一个具有符号“-LP”的单位前同步码具有与每一个具有符号“LP”的单位前同步码相反的极性。无线接收设备接收相互合成的第二前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D。如稍后所述，通过将第二长前同步码序列与Walsh序列相乘而再现从发射天线205A～205D发射的信号。
接下来将对信道脉冲响应估计单元303A～303D进行详细描述。图11详细描述了信道脉冲响应估计单元303A。由于其他估计单元与估计单元303A相似，因此在这里只对估计单元303A进行描述。信道脉冲响应估计单元303A包含用于分别估计接收天线301A与无线发射设备天线Tx1～Tx4(与发射天线205A～205D相对应)之间的传播路径响应的估计单元501A～501D。
估计单元501A包括用于存储接收到的第二长前同步码序列的各个符号的数据存储器502A～502D、用于存储与接收到的第二长前同步码序列的各个符号相乘的各个系数的系数存储器503A～503D、乘法器504A～504D以及加法器505。除了与接收到的第二长前同步码序列的各个符号相乘的系数值之外，其他估计单元501B～501D与估计单元501A具有相同的结构。数据存储器502A～502D是串行连接的，由此形成了移位寄存器。
在估计单元502A中，接收到的第二长前同步码序列106A～109A、106B～109B、106C～109C以及106D～109D被存储在数据存储器502A～502D中。特别地，存储器502A存储通过组合第二长前同步码序列中包括的长前同步码序列106A～106D所获取的信号值。相似地，存储器502B存储通过组合长前同步码序列107A～107D所获取的信号值，存储器502C存储通过组合长前同步码序列108A～108D所获取的信号值，存储器502D存储通过组合长前同步码序列109A～109D所获取的信号值。
假设发射天线205A～205D与接收天线301A之间的传播路径响应是h1、h2、h3和h4，那么分别存储在数据存储器502A、502B、502C以及502D中的信号值S502A、S502B、S502C以及S502D分别是如下给出的：
S502A＝LP*h1+LP*h2 +LP*h3+LP*h4    (1)
S502B＝LP*h1+LP*h2-LP*h3-LP*h4    (2)
S502C＝LP*h1-LP*h2-LP*h3+LP*h4    (3)
S502D＝LP*h1-LP*h2+LP*h3-LP*h4    (4)
乘法器504A、504B、504C以及504D将存储在数据存储器502A、502B、502C以及502D中的信号值分别与存储在系数存储器503A、503B、503C以及503D中的系数相乘。在估计单元501A中，在所有系数存储器503A、503B、503C以及503D中存储系数1，以便估计发射天线205A与接收天线301A之间的信道脉冲响应。也就是说，系数存储器503A、503B、503C以及503D中所存储的系数用序列(1，1，1，1)表示。
此后，加法器505将乘法器504A～504D的乘法结果相加。在这种情况下，将由等式(1)～(4)给出的信号值S502A、S502B、S502C以及S502D相加。从等式(1)～(4)中可以明显看出，只有长前同步码PL和表明天线Tx1(发射天线205A)与接收天线之间的信道脉冲响应的值h1仍旧作为加法结果。如果构成长前同步码序列的单位前同步码PL分别作为用于无线发射设备和无线接收设备的预定比特图案被提供，那么可以根据通过组合从所有发射天线205A～105D发射的信号所获得的接收信号来估计发射天线205A与接收天线301A之间的信道脉冲响应。
另一方面，在估计单元501B、501C以及501D中，系数存储器503B、503C以及503D分别存储Walsh序列(1，1，-1，-1)、(1，-1，-1，1)以及(1，-1，1，-1)。结果，估计单元501B、501C以及501D分别可以估计天线Tx2、Tx3和Tx4(发射天线205B、205C、205D)与接收天线301A之间的信道脉冲响应。
如上所述，信道脉冲响应估计单元303A估计各个发射天线205A～205D与接收天线301A之间的传播路径响应。相似地，信道脉冲响应估计单元303B～303C估计发射天线205A～205D与接收天线301B～301C之间的信道脉冲响应。
在使用AGC前同步码105A～105D的AGC中，通过将使用从单个发射天线205A发射的信号调整的可变增益放大器402的增益值用作初始值，执行增益控制，结果是可以实现精密快速的增益控制。现在将对AGC前同步码105A～105D的实例进行描述。在图12(a)、(b)、(c)和(d)中显示的AGC前同步码105A～105D分别由包括多个时域采样(在图12的范例中是10个采样)的信号序列构成。从天线Tx1发射的AGC前同步码105A例如包括序列(a0，a1，a2，......，a8，a9)。
此外，通过循环移位单个信号序列时域中的采样来形成图12(a)、(b)、(c)和(d)中显示的AGC前同步码105A～105D。特别地，通过移位采样从某个参考天线所发射的AGC前同步码序列的时域中的采样所获取的信号是从另一个天线发射的AGC前同步码序列。例如，从天线Tx2发射的AGC前同步码序列105B是(a1，a2，......，a9，a0)，它是通过将从参考天线Tx1发射的AGC前同步码105A的采样的瞬时位置循环移动一个采样而获取的。
相似地，从天线Tx3发射的AGC前同步码105C是通过将参考天线Tx1发射的AGC前同步码105A的采样的瞬时位置循环移动两个采样而获取的。从天线Tx4发射的AGC前同步码105D是通过将作为参考的从天线Tx1发射的AGC前同步码105A的采样的瞬时位置循环移动三个采样而获取的。
如果AGC前同步码105A～105D由彼此相同的信号序列构成，那么它们可能在传输过程中相互干扰。根据多径状态或接收点，这种干扰可能导致与执行定向天线传输时出现的电场相类似的电场。结果，可能出现零点。换句话说，可能出现不能接收任何AGC前同步码并且不能精确测量接收电平的接收点。
在实施例中，特意创建了由通过循环移位其采样的瞬时位置所获取的信号序列(也就是AGC前同步码105A～105D)构成的多路径。在这种情况下，即使信号序列中的某个采样的接收电平因为信号干扰而下降，但另一个采样接收电平出现下降的概率也很低。因此，实现了精密的接收电平测量，这增强了无线接收设备的接收性能。例如，可以实现不违反IEEE 802.11中规定的协议CSMA/CA(具有碰撞回避的载波侦听多址访问)的通信系统。
图13(a)～(d)显示了AGC前同步码105A～105D的其他实例。图12(a)～(d)中显示的AGC前同步码105A～105D是通过相互循环移位其采样的瞬时位置而获取的时域信号序列。另一方面，图13(a)～(d)所显示的AGC前同步码105A～105D是频域信号序列，并且具有不同的频率成分。在图13中，f0～f15代表子载波频率，并且带有阴影线的子载波携带信号，而没有阴影线的子载波不携带信号。
例如，从天线Tx1发射的AGC前同步码105A由子载波f0、f4、f8和f12构成。相似地，从天线Tx2发射的AGC前同步码105B由子载波f1、f5、f9和f13构成。从天线Tx3发射的AGC前同步码由子载波f2、f6、f10和f14构成。此外，从天线Tx4发射的AGC前同步码105D由子载波f3、f7、f11和f15构成。从天线Tx1发射的子载波不被其他天线发送。相似地，从天线Tx2发射的子载波不被其他天线发送。
实际上，AGC前同步码105A～105D在通过反向快速傅立叶变换(IFFT)或离散傅立叶变换(DFT)转变成时域信号序列之后被发射。在无线发射设备中，如图14所示，存储器202存储关于图13(a)～(d)所示的频域信号序列的数据作为AGC前同步码。从存储器202中读取的频域信号序列数据被IFFT电路206转换成时域信号序列，并且被输入到数字调制器203。数字调制器203可以包括IFFT电路206的功能。此外，存储器202可以预先存储图13(a)～(d)所示的频域信号序列数据被转变成的时域信号序列数据。在这种情况下，不需要IFFT电路206。
如图13(a)～(d)所示，由于AGC前同步码105A～105D在四个天线上是频率交织的，因此来自天线Tx1～Tx4的信号不包含相同频率分量，由此能够到达无线接收设备，而不会彼此干扰。结果，无线接收设备能够执行精确的接收电平测量，并且由此显现出高的接收性能。
本发明并不局限于上述实施例，而是可以在不脱离范围的情况下以各种方式进行修改。例如，在图2所示的实施例中，分别在传输单元204A～204D中执行数/模(D/A)转换。但是，可以修改，数字调制器203执行这种D/A转换，而不是传输单元204A～204D来。相似地，图3所示的实施例中，分别在接收单元302A～302D中执行模数(A/D)转换。但是，可以修改，由数字解调器304执行这样的A/D转换，而不是单元302A～302D。
对于分组格式，如图1所示，短前同步码序列101、第一长前同步码序列102、第一信号字段(SIGNAL)103以及第二信号字段(SIGNAL2)被从天线Tx1发射。但是，这种前同步码信号也可以从至少一个发射天线发射。第二长前同步码中的每一个可能具有与图13(a)～(d)所示的AGC前同步码105A～105D相类似的不同频率成分。
在以下等式中显示了AGC前同步码的另一个序列HTS(2) -26，26＝{0，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，0，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，D，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，0}
                                                    (I)HTS(3) -26，26＝{0，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，-1-j，0，0，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，0}
                                                    (II)HTS(4) -26，26＝{0，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，0，0，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，-1-j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，1+j，0，0}
                                                    (III)
等式(I)中的HTS(2) -26，26表示传输天线数目为2时的AGC前同步码序列。等式(II)和(III)中显示的HTS(3) -26，26和HTS(4) -26，26分别表示传输天线数量为3和4时的AGC前同步码序列。每一个HTS被这样设计，使得时域中波形的峰值功率与平均功率的比值变低。HTS代表频域上的序列，并描述从第-26个载波到第+26个载波的53个载波的整体。“j”表示虚数。在等式(I)、(II)和(III)的序列中，“-1-j”和“+1+j”分别代表AGC前同步码信息在其上被发射的子载波，而“0”代表在其上不发射AGC前同步码信息的子载波。
如等式(I)、(II)和(III)所示，每一个传输天线使用具有彼此不同HTS的频率成分来传输AGC前同步码序列。如等式(I)所示，当传输天线数目为2时，在传输天线Tx1中使用HTS(2) -26，26中的第-24、-20、-16、-12、-8、-4、2、6、10、14、18以及22个子载波，而在传输天线Tx2中使用HTS(2) -26，26中的第-22、-18、-14、-10、-6、-2、4、8、12、16、20以及24个子载波。
当传输天线数目为3时，如等式(II)所示，在传输天线Tx1中使用HTS(3) -26，26中的第-24、-18、-12、-6、2、8、14以及20个子载波；在传输天线Tx2中使用HTS(3) -26，26中的第-22、-16、-10、-4、4、10、16以及22个子载波；在传输天线Tx3中使用HTS(3) -26，26中的第-20、-14、-8、-2、6、12、18以及24个子载波。
当传输天线数目为4时，如等式(III)所示，在传输天线Tx1中使用HTS(4) -26，26中的第-24、-16、-8、2、10和18个子载波；在传输天线Tx2中使用HTS(4) -26，26中的第-22、-14、-6、4、12和20个子载波；在传输天线Tx4中使用HTS(4) -26，26中的第-18、-10、-2、8、16和24个子载波。
如上述实施例所示，在传输天线上分布HTS，应用IFFT，并且发射时域中的信号。从第iTx个传输天线(“iTx”取值1，2，3，......)发射的时域中的信号在时间“t”的值可以描述如下。
Figure A20051008117300241
x exp{j2π(2NTxk′+2(iTx-1)+m)ΔF(t-TGI)}
                                                 (IV)
其中r(iTx)MIMOSHORT(t)表示从第“iTx”个天线发射的AGC前同步码的时域中信号在时间“t”的值，NTx表示天线数量；“m”表示取-24和2的值；k’表示在第iTx个传输天线中被用作AGC前同步码的子载波数；HTS(NTx)表示AGC前同步码序列；TGI表示AGC前同步码的保护间隔长度；ΔF表示子载波间隔。
基于等式(IV)发射HTS，即处于取决于各个传输天线的不同位置的频率成分，由此，由于不同传输天线使用不同的频率成分，所以消除了子载波之间的干扰，并且接收机能够精确测量来自各个传输天线的接收功率。在上述方法中，如等式(I)、(II)和(III)所示，虽然依据传输天线数目已经使用了不同的HTS，但是也可以使用相同的HTS，而不管传输天线的数目。
等式(I)、(II)和(III)可以表述如下。准备具有第2n个频率成分(子载波)的值的AGC前同步码序列P(其中“n”是范围处于-12≤n≤1，1≤n≤12中的整数)。如果通过使用NTx个天线(其中NTx是1、2、3和4中的任何一个)发射AGC前同步码，那么从第Ni个传输天线(其中Ni是1、2、3或4)发射AGC前同步码序列P中具有第2×NTx×I+2(Ni-1)个频率成分(其中“I”是范围-12/NTx≤I≤-1中的整数)以及第2×NTx×I+2(Ni-1)-2×(NTx-1)个频率成分(其中“I”是范围1≤I≤12/NTx中的整数)的信号。

Claims (10)

1.一种用于借助无线分组与无线接收设备通信的无线发射设备，包括：
多个天线；以及
信号生成器，生成用于要发射的无线分组的信号，所述无线分组包括通过使用来自所述多个天线的多个子载波而发射的自动增益控制(AGC)前同步码序列和数据，
其中所述AGC前同步码序列包括一个频率成分，在所述频率成分中，对于各个天线，根据下式，在从第iTX个天线(其中iTX＝1、2、3，......)发射的AGC前同步码序列的时域中信号在时间“t”处的值是不同的：
Figure A2005100811730002C1
×exp{j2π(2NTxk’+2(iTx-1)+m)ΔF(t-TGI)}
其中r(iTx)MIMOSHORT(t)表示时间“t”处的值，NTx表示所述天线的数量；“m”表示值-24或2；k’表示在第iTx个天线中被用作AGC前同步码的子载波数量；HTS(NTx)表示AGC前同步码序列；TGI表示AGC前同步码的保护间隔长度；以及ΔF表示子载波间隔。
2.根据权利要求1的无线发射设备，其中通过循环移位瞬时位置来形成所述AGC前同步码序列。
3.根据权利要求1的无线发射设备，其中所述无线分组还包括用于所述无线接收设备上第一自动增益控制的短前同步码序列，并且所述AGC前同步码序列被用于第二自动增益控制，所述第二自动增益控制是在所述接收设备上第一自动增益控制之后被执行的。
4.根据权利要求3的无线发射设备，其中所述AGC前同步码序列由循环移位瞬时位置的序列形成。
5.一种用于借助无线分组与无线接收设备通信的无线发射设备，包括：
多个天线；以及
传输单元，被配置成通过使用多个子载波而从所述多个天线发射自动增益控制(AGC)前同步码序列和数据，
其中，为了传输AGC前同步码，在从第-26个子载波到第+26个子载波的总计53个子载波中，所述传输单元在所述多个天线的第一天线中使用第-24、-20、-16、-12、-8、-4、2、6、10、14、18以及22个子载波，并且在所述多个天线的第二天线中使用第-22、-18、-14、-10、-6、-2、4、8、12、16、20以及24个子载波。
6.根据权利要求5的无线发射设备，其中所述AGC前同步码序列是通过循环移位瞬时位置来形成的。
7.根据权利要求5的无线发射设备，其中所述无线分组还包括用于所述无线接收设备上第一自动增益控制的短前同步码序列，并且所述AGC前同步码序列被用于第二自动增益控制，所述第二自动增益控制是在所述接收设备上第一自动增益控制之后被执行的。
8.根据权利要求7的无线发射设备，其中所述AGC前同步码序列由循环移位瞬时位置的序列形成。
9.一种用于借助无线分组与无线接收设备通信的无线发射设备，包括：
多个天线；以及
信号生成器，生成用于要发射的无线分组的信号，所述无线分组包括通过使用来自所述多个天线的多个子载波而发射的自动增益控制(AGC)前同步码序列和数据，
其中所述AGC前同步码序列包括一个频率成分，在所述频率成分中，根据下式，对于各个所述天线，在从第iTX个天线(其中iTX＝1、2、3，......)发射的AGC前同步码序列的时域中的信号在时间“t”处的值是不同的：
Figure A2005100811730004C1
×exp{j2π(2NTxk’+2(iTx-1)+m)ΔF(t-TGI)}
其中r(iTx)MIMOSHORT(t)表示时间“t”处的值，NTx表示所述天线的数量；“m”表示值-24或2；k’表示在第iTx个天线上被用作AGC前同步码的子载波数量；HTS(NTx)表示AGC前同步码序列；TGI表示AGC前同步码的保护间隔长度；以及ΔF表示子载波间隔。
10.一种在具有多个天线的无线发射设备上、用于借助无线分组与无线接收设备通信的无线发射方法，包括：
生成用于要发射的无线分组的信号，所述无线分组包括通过使用来自所述多个天线的多个子载波而发射的自动增益控制(AGC)前同步码序列和数据；以及
发射所述无线分组，
其中所述AGC前同步码序列包括一个频率成分，在所述频率成分中，根据下式，对于各个所述天线，在从第iTX个天线(其中iTX＝1、2、3，......)发射的AGC前同步码序列的时域中的信号在时间“t”处的值是不同的：
×exp{j2π(2NTxk’+2(iTx-1)+m)ΔF(t-TGI)}
其中r(iTx)MIMOSHORT(t)表示时间“t”处的值，NTx表示所述天线的数量；“m”表示值-24或2；k’表示在第iTx个天线中被用作AGC前同步码的子载波数量；HTS(NTx)表示AGC前同步码序列；TGI表示所述AGC前同步码的保护间隔长度；以及ΔF表示子载波间隔。
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