JP2006054705A - 無線送信装置及び無線送信方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】複数の送信アンテナから送信される信号を受信する無線受信装置において、高精度のＡＧＣを行い、Ａ／Ｄ変換を適切に行うことを可能とする無線通信用プリアンブル信号を用いた無線受信装置を提供する。
【解決手段】一つのアンテナTx1から順に送信されるショートプリアンブル列１０１、第１ロングプリアンブル列１０２及びシグナルフィールド１０３，１０４を含むＰＬＣＰ信号と、ＰＬＣＰ信号より後に複数のアンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4からそれぞれ送信される複数のＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄと、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの後にアンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4からそれぞれ送信される第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを有する無線通信用プリアンブル信号を送信データ１１０Ａ〜１１０Ｄの前に配置する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信用プリアンブル信号を用いてＯＦＤＭ信号の送信を行う無線送信装置及び無線送信方法に関する。
米国の電気電子技術者協会であるIEEEにおいて、100Mbps以上のスループットを目指すIEEE 802.11nと呼ばれる無線ＬＡＮ規格の策定が進められている。IEEE 802.11nでは、送信機及び受信装置に複数のアンテナを用いるMIMO(Multi Input Multi Output)と呼ばれる技術が採用される可能性が高い。IEEE 802.11nは、既に規格化されているIEEE 802.11a規格と無線機上で共存できることが要求されている。MIMO技術では、複数の送信アンテナから各受信アンテナまでの伝送路応答を測定するために、既知系列であるプリアンブルを複数の送信アンテナから送信する必要がある。
非特許文献１で提案された無線通信用プリアンブル信号案によると、図１５に示されるように、まず一つの送信アンテナTx1から時間同期、周波数同期及びＡＧＣに用いるショートプリアンブル列x01、伝送路応答推定用のロングプリアンブル列x02、無線パケットの変調方式や長さを示すフィールドを含む第１シグナルフィールドx03を送信し、引き続きIEEE 802.11nで用いる第２シグナルフィールドx04を送信する。次に、送信アンテナTx2，Tx3，Tx4から伝送路応答推定用のロングプリアンブル列x05，x06，x07を順に送信する。このようにしてプリアンブル信号の送信が終了した後に、複数の送信アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4から送信データx08，x09，x10，x11を同時に送信する。
図１５に示した無線通信用プリアンブル信号は、ショートプリアンブルx01から第１シグナルフィールドx03までは単一アンテナTx1からの送信を基本とした図１６に示すIEEE 802.11a規格の無線通信用プリアンブル信号と同一である。これにより、図１５に示すプリアンブル信号を受信したIEEE 802.11a規格に基づく無線受信装置は、受信パケットをIEEE 802.11a規格に基づく無線パケットと認識することができる。従って、図１５に示すプリアンブル信号は、一つの無線機上でIEEE 802.11nをIEEE 802.11a規格と共存させることを可能とする。
Jan Boer他２名"Backwards compatibility"、［online］、平成１５年９月、IEEE LMSC（発行元）、［平成１５年9月１５日検索］、インターネット＜URL：ftp://ieee:wireless@ftp.802wirelessworld.com/11/03/11-03-0714-00-000n-backwards-compatibility.ppt＞
無線受信装置における受信信号の復調処理は、一般にディジタル信号処理により行われるため、アナログ信号として得られた受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器が用意される。Ａ／Ｄ変換器は、変換対象のアナログ信号の許容レベル範囲（以下、入力ダイナミックレンジという）を持っている。従って、受信信号のレベルをＡ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内となるように調整するためのＡＧＣ（自動利得調整）を行うことが必要である。
前述したロングプリアンブルによる伝送路応答の推定はディジタル信号処理で行われるため、ロングプリアンブル以前の信号を用いてＡＧＣを行う必要がある。図１５に示した無線通信用プリアンブル信号では、最初に送信アンテナTx1から送信されるロングプリアンブルx02より以前のショートプリアンブルx01を用いてＡＧＣを行う。すなわち、ショートプリアンブルx01の受信レベルを測定し、信号レベルがＡ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内に収まるようにＡＧＣを行う。ショートプリアンブルx01を用いてＡＧＣを行うことにより、送信アンテナTx1から送信されるロングプリアンブルx02やデータを正しく受信することができる。
ところが、送信アンテナTx2，Tx3，Tx4からはロングプリアンブルx05，x06，x07より前には何も送信されないため、送信アンテナTx1から送信されるショートプリアンブルx01を用いてＡＧＣを行わざるを得ない。送信アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4が空間的に離れて設置されていれば、Tx1，Tx2，Tx3，Tx4の各々から送信された信号の受信レベルは当然異なることが知られている。
従って、送信アンテナTx2，Tx3，Tx4から送信されるロングプリアンブルx05，x06，x07を無線受信装置が受信する際や複数のアンテナから同時に送信されるデータ信号x08〜x11を受信する際には、受信レベルはアンテナTx1から送信されたショートプリアンブルx01を用いたＡＧＣにより調整されたレベルを大きく上回ったり下回るという現象が生じる。受信レベルがＡ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジの上限を上回った場合、Ａ／Ｄ変換器は飽和現象を生じる。受信レベルが入力ダイナミックレンジの下限を下回った場合には、Ａ／Ｄ変換器で大きな量子化誤差が発生する。いずれの場合でも、Ａ／Ｄ変換器は適切な変換をできず、Ａ／Ｄ変換後の処理に悪影響を及ぼす。
また、図１５で示したように、データは全ての送信アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4から送信されるため、データ部では受信レベルの変化範囲はさらに大きくなる。従って、上述したＡ／Ｄ変換器の飽和や量子化誤差の問題は顕著となり、受信性能は大きく劣化してしまう。
このように従来の技術では、受信側において単一のアンテナTx1から送信されるショートプリアンブルのみを用いてＡＧＣを行うため、他のアンテナTx2，Tx3，Tx4からの送信信号を受信する際に生じる受信レベルの変動に対応できない。また、アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4から同時に信号が送信された場合の受信レベルの変動にも対応できない。
本発明の目的は、複数の送信アンテナからの信号を受信する際に、精度の高いＡＧＣを行い、Ａ／Ｄ変換を適切に行うことを可能とする無線通信用プリアンブル信号を用いる無線送信装置及び無線送信方法を提供することにある。
本発明の第１の観点によると、複数のアンテナと；前記複数のアンテナを用いてＡＧＣ用プリアンブルを送信する手段と；前記複数のアンテナを用いてデータを送信する手段とを具備し、ｉTx番目（ｉTxは１，２，３，．．の値を取る）の前記アンテナから送信される時刻ｔの時間軸上のＡＧＣ用プリアンブルの信号は、次式に基づいて前記アンテナ毎に互いに異なる周波数成分となっていることを特徴とする無線送信装置を提供する。
Figure 2006054705
（ただし、ｉTxは前記アンテナの番号、ｔは時刻、ＮTxは前記アンテナの数、mは−２４と２を取る値、ｋ’はｉTx番目の送信アンテナにおいてＡＧＣ用プリアンブルとして用いられるサブキャリアの番号に相当する値、HTS(NTx)は前記ＡＧＣ用プリアンブルの系列、ＴGIは前記ＡＧＣプリアンブルのガードインターバル長、ΔFはサブキャリア間隔を示す）
本発明の第２の観点によれば、複数のアンテナを用いてＡＧＣ用プリアンブルを送信する処理と；前記複数のアンテナを用いてデータを送信する処理とを備え、ｉTx番目（ｉTxは１，２，３，．．の値を取る）の前記アンテナから送信される時刻ｔの時間軸上のＡＧＣ用プリアンブルの信号は、次式に基づいて前記アンテナ毎に互いに異なる周波数成分となっていることを特徴とする無線送信方法を提供する。
Figure 2006054705
（ただし、ｉTxは前記アンテナの番号、ｔは時刻、ＮTxは前記アンテナの数、mは−２４と２を取る値、ｋ’はｉTx番目の送信アンテナにおいてＡＧＣ用プリアンブルとして用いられるサブキャリアの番号に相当する値、HTS(NTx)は前記ＡＧＣ用プリアンブルの系列、ＴGIは前記ＡＧＣプリアンブルのガードインターバル長、ΔFはサブキャリア間隔を示す）
本発明に従う通信用プリアンブル信号は、複数のアンテナから同時に送信されるＡＧＣ用プリアンブルを含むことにより、各アンテナから同時にデータが送信される場合でもＡ／Ｄ変換器の入力レベルを適切に調整することができ、無線受信装置の受信性能の向上及びＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数の削減が可能になる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。
本発明の一実施形態による無線通信用プリアンブル信号は、図１に示されるように、まず単一のアンテナTx1から送信されるＰＬＣＰ(Physical Layer Convergence Protocol)信号として、ショートプリアンブル列１０１、第１ロングプリアンブル列１０２、第１シグナルフィールド(SIGNAL)１０３及び第２シグナルフィールド(SIGNAL 2)１０４を有する。ショートプリアンブル列１０１を構成する単位プリアンブルＳＰ及び第１ロングプリアンブル列１０２を構成する単位プリアンブルＬＰは、それぞれ一定長の信号系列であり、ＳＰの長さに対してＬＰの長さは相対的に大きい。
ショートプリアンブル列１０１、第１ロングプリアンブル列１０２及び第１シグナルフィールド１０３はIEEE 802.11a規格に準拠しており、第２シグナルフィールド１０４は新たな無線ＬＡＮ規格であるIEEE 802.11nに必要なものである。ショートプリアンブル列１０１と第１ロングプリアンブル列１０２との間には、ガードインターバル(Guard Interval)ＧＩが配置される。
ＰＬＣＰ信号の後に、複数のアンテナTx1〜Tx4からそれぞれ同時に送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄが配置される。このＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、複数アンテナを使って送信された信号を、受信装置において適切な品質で復調できるようにするために用いられるものである。すなわち、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)で通信するにあたって、受信装置が最適なＡＧＣを行うことができるようにするためのプリアンブルであり、ＭＩＭＯを用いたＡＧＣを行う場合に特有のプリアンブルである。
ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの後に、第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄがそれぞれ配置される。本実施形態では、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄとして全て同じ信号系列を用いる場合について説明するが、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは互いに異なる信号系列であっても構わない。第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを形成する単位プリアンブルＬＰの相互間には、ガードインターバルＧＩがそれぞれ配置される。後述するように、第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄは、それぞれ直交化されている。
上述した無線通信用プリアンブル信号の後、すなわち第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄのそれぞれの後に、アンテナTx1〜Tx4からそれぞれ送信される送信データ(DATA)１１０Ａ〜１１０Ｄが配置される。
次に、図２を参照して本実施形態に従う無線送信装置について説明する。まず、送信データ２０１とメモリ２０２から出力される無線通信用プリアンブル信号がＯＦＤＭ変調部２０３によって変調されることにより、ＯＦＤＭ信号の無線パケットが組み立てられる。組み立てられた無線パケットは、送信部２０４Ａ〜２０４Ｄによって送信に必要な処理、例えばＤ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換、ＲＦ（無線周波数）帯への周波数変換（アップコンバート）及び電力増幅が施された後、図１で説明したアンテナTx1〜Tx4に相当する複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄに供給され、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５ＤからＯＦＤＭ信号が図３に示す無線受信装置に向けて送信される。以下では、図１中のTx1〜Tx4を送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄとして説明する。
本実施形態においては、図１中に示したショートプリアンブル列１０１から第１ロングプリアンブル列１０２、第１シグナルフィールド１０３及び第２シグナルフィールド１０４までのＰＬＣＰ信号は、図２中の送信部２０４Ａから送信アンテナ２０５Ａのみによって送信される。ＰＬＣＰ信号以後の図１中に示したＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄ、第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄ及びデータ１１０Ａ〜１１０Ｄは、図２中の送信部２０４Ａ〜２０４Ｄから送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄによって送信される。
一方、図３に示す無線受信装置においては、複数の受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄによって、図２に示した無線送信装置から送信されたＯＦＤＭ信号が受信される。無線受信装置は、単一の受信アンテナを備えていても構わない。受信アンテナ３０１Ａ〜３０１ＤからのＯＦＤＭ受信信号は、受信部３０２Ａ〜３０２Ｄにそれぞれ入力される。受信部３０２Ａ〜３０２Ｄでは受信処理、例えばＲＦ帯からＢＢ（ベースバンド）帯への周波数変換（ダウンコンバート）、ＡＧＣ（自動利得制御）及びＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換が行われ、ベースバンド信号が生成される。
受信部３０２Ａ〜３０２Ｄからのベースバンド信号は、伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄ及びディジタル復調部３０４に入力される。伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄでは、図２の無線送信装置から図３の無線受信装置までの伝送路応答が推定される。伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄについては、後に詳しく説明する。ディジタル復調部３０４では、伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄによって推定された伝送路応答に従ってベースバンド信号の復調が行われ、図２中に示した送信データ２０１に対応する受信データ３０５が生成される。
より詳しくは、ディジタル復調部３０４は入力部に伝送路等化器を有する。伝送路等化器は、受信信号が伝送路で受けた歪を除去するための等化処理を推定された伝送路応答に従って行う。ディジタル復調部３０４は、さらに上述の時間同期処理に基づく適切な復調タイミングで等化後の信号に対して復調処理を行い、データを再生する。
次に、図３中に示した受信部３０２Ａ〜３０２Ｄについて説明する。図４に、受信部３０２Ａの詳細な構成を示す。他の受信部３０２Ｂ〜３０２Ｄも同様であるため、ここでは受信部３０２Ａのみについて説明する。受信アンテナ３０１Ａから入力されるＲＦ受信信号は、ダウンコンバータ４０１によってダウンコンバートされ、ベースバンド信号が生成される。この場合、ＲＦ受信信号を直接ＢＢ帯に変換してもよいし、一旦ＩＦ（中間周波数）帯への変換を行った後、ＢＢ帯に変換してもよい。
ダウンコンバータ４０１によって生成されたベースバンド信号は可変利得増幅器４０２に入力され、ＡＧＣすなわち信号レベルの調整が行われる。可変利得増幅器４０２からの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器４０３によりディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４０３から出力されるディジタル信号は、受信部３０２の外に出力されると共に、利得制御部４０４に入力される。利得制御部４０４によってＡ／Ｄ変換器４０３からのディジタル信号から利得計算が行われ、それに基づいて可変利得増幅器４０２の利得が制御される。このＡＧＣの具体的な内容については、後述する。
次に、図１に示した無線通信用プリアンブル信号を含む送信信号を受信する場合に着目して、図３及び図４で説明した無線受信装置の動作について説明する。無線受信装置は、まず図２中の送信アンテナ２０５Ａから送信されるショートプリアンブル列１０１を受信し、ショートプリアンブル列１０１に対応するベースバンド信号を用いてフレーム先頭検出、時間同期、ＡＦＣ（自動周波数制御）及びＡＧＣ制御を行う。ＡＦＣは、周波数同期とも呼ばれる。フレーム先頭検出、時間同期及びＡＦＣについては公知の技術を用いることができるので説明を省略し、ここではＡＧＣについて特に説明する。
ショートプリアンブル列１０１に対応するベースバンド信号は、可変利得増幅器４０２によって、予め与えられた初期利得値に従って増幅される。可変利得増幅器４０２からの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器４０３を経て利得制御部４０４に入力される。利得制御部４０４は、ショートプリアンブル列１０１に対応する受信信号のＡ／Ｄ変換後のレベルから利得を計算し、それに従って可変利得増幅器４０２の利得を制御する。
今、ショートプリアンブル列１０１に対応するベースバンド信号のＡ／Ｄ変換後のレベルをＸとする。レベルＸが高い場合、ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器４０３の入力ダイナミックレンジの上限を超え、Ａ／Ｄ変換によって得られるディジタル信号は飽和を起こす。このため、特に高レベルの信号は歪んでしまう。一方、レベルＸが低い場合、特に低レベルの信号はＡ／Ｄ変換に伴って大きな量子化誤差を含むようになる。このようにＡ／Ｄ変換後のレベルＸが高い場合及び低い場合のいずれにおいても、Ａ／Ｄ変換器４０３では適切な変換が行われないため、受信品質に大きな支障をきたす。
この問題を解決するため、利得制御部４０４はショートプリアンブル列１０１に対応するベースバンド信号のＡ／Ｄ変換後のレベルXが予め決められた目標値Ｚになるように、可変利得増幅器４０２の利得を制御する。Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される信号が全て飽和してしまう程度にベースバンド信号のレベルが大幅に高い場合、あるいは逆に大幅に低い場合、一回の制御で可変利得増幅器４０２の利得を適切に制御できないことがある。このような場合、利得制御を繰り返して行う。この結果、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力されるベースバンド信号のレベルをＡ／Ｄ変換器４０３の入力ダイナミックレンジ内に収まるような適切なレベルに調整することが可能となる。このようにショートプリアンブル列１０１に対応するベースバンド信号を用いて可変利得増幅器４０２の利得を制御することにより、適切なＡ／Ｄ変換を行い、受信品質の低下を避けることができる。
また、上記の説明では可変利得増幅器４０２のための利得計算に必要な受信レベルの測定をＡ／Ｄ変換器４０３から出力されるディジタル信号を用いて行ったが、Ａ／Ｄ変換前のアナログ信号を用いてレベル測定を行うことも可能である。さらに、ＢＢ帯でなくＩＦ帯あるいはＲＦ帯で受信レベルの測定を行っても構わない。
次に、無線受信装置は送信アンテナ２０５Ａから送信される第１ロングプリアンブル列１０２を受信し、ロングプリアンブル列１０２に対応するベースバンド信号を用いて伝送路推定、すなわち無線送信装置から無線受信装置までの伝送路応答（周波数伝達特性）の推定を行う。送信アンテナ２０５Ａから送信される信号については上述のようにＡＧＣが終了しているため、伝送路推定を行うときにはＡ／Ｄ変換器４０３への入力のレベルは適切に調整されている。従って、送信アンテナ２０５Ａから送信される信号については、Ａ／Ｄ変換器４０３から精度の高いディジタル信号が得られるため、このディジタル信号を用いて伝送路推定を的確に行うことができる。
次に、無線受信装置は送信アンテナ２０５Ａから送信される第１シグナルフィールド１０３を受信し、第１シグナルフィールド１０３に対応するベースバンド信号に対して、上述した伝送路推定の結果を用いてディジタル復調部４０４により復調処理を行う。第１シグナルフィールド１０３には、プリアンブルデータに後続するデータの変調方式や無線パケット長を示す情報が記述されている。無線受信装置は、第１シグナルフィールド１０３中の無線パケット長情報から認識される無線パケット区間においてディジタル復調部４０４による復調処理を続ける。
図１に示した無線通信用プリアンブル信号のうち、ＰＬＣＰ信号の区間、特にショートプリアンブル列１０１から第１シグナルフィールド１０３までの無線パケット区間は、IEEE 802.11a規格に準拠している。従って、無線受信装置がIEEE 802.11a規格に準拠していれば、無線パケット区間では正常な受信動作を行うことができる。すなわち、シグナルフィールド１０３に後続する信号区間に、IEEE 802.11a規格に準拠した他の無線送信装置が送信を開始することによって当該無線パケットを破壊するようなことは生じない。
次に、無線受信装置は送信アンテナ２０５Ａから送信される第２シグナルフィールド１０４を受信する。第２シグナルフィールド１０４には、無線パケットがIEEE 802.11a規格以外の規格、例えばIEEE 802.11nに対応していることを示す識別情報が記述されている。言い替えれば、第２シグナルフィールド１０４は、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄと第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄが例えばIEEE 802.11nに対応した信号であることを示す。
次に、無線受信装置は送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを受信する。ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、第２シグナルフィールド１０４まで送信を続けてきた送信アンテナ２０５Ａと今まで送信を行ってない送信アンテナ２０５Ｂ〜２０５Ｄから送信される。従って、送信アンテナ２０５Ａのみから送信される信号（第１ショートプリアンブル列１０１、第２ロングプリアンブル列１０２、第１シグナル１０３及び及び第２シグナル１０４）を受信する場合と比較して、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを受信する場合の受信レベルは変化する。
無線受信装置は、第２シグナルフィールド１０４を受信し、ディジタル復調部でこれを復号することで無線パケットがIEEE 802.11nに対応する無線パケットであることを認識する。次に、ディジタル復調部３０４は受信部３０２Ａ〜３０２ＤへＡＧＣを開始する指令を出し、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを用いて再度ＡＧＣを行う。これにより送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから同時に送信され、受信される信号、すなわち、ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)のチャネルで送られる信号を、受信レベルを適切に調整してＡ／Ｄ変換器４０３に入力する。
すなわち、図４で示したようにＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄに対応するベースバンド信号のＡ／Ｄ変換後のレベルを用いて、可変利得増幅器４０２に対する利得制御を再度行う。ディジタル復調部３０４がＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを用いたＡＧＣ開始の指令を出すタイミングは、第２シグナルフィールド１０４の復号結果を用いる以外にも可能である。例えば、ディジタル復調部３０４においてマッチドフィルタ等を用いてＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの受信を確認し、受信部３０２Ａ〜３０２Ｄへ指令を出してＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを用いたＡＧＣを開始することも可能である。
従来の技術では、アンテナTx1から送信されるプリアンブル信号中のショートプリアンブル列のみを用いてＡＧＣを行っている。すなわち、アンテナTx1以外のアンテナTx2〜TX4から送信される信号を受信する場合でも、アンテナTx1から送信される信号に対する受信レベルのみに従ってＡＧＣを行う。
図５は、従来方式を用いた際のショートプリアンブルとデータ部の受信電力分布図である。伝搬路は、遅延時間が５０nsecのマルチパス環境（データ１シンボル時間は４μsec）である。この図からわかるように、ショートプリアンブルx01の受信レベルと、データ部の受信レベル比は一致していないことがわかる。
例えば、図５におけるＡの領域はデータ部x08〜x11の受信電力が低いのにもかかわらず、ショートプリアンブルx01の受信電力が強く受信されてしまう。このためショートプリアンブルx01の受信電力を基にＡＧＣを調整した場合、データ部の受信電力はより低くなり、Ａ／Ｄ変換器４０３において量子化誤差を生じさせてしまう。一方、図５におけるBの領域は、データ部x08〜x11の受信電力が大きいのにもかかわらず、ショートプリアンブルx01の電力は小さく受信されてしまう。よって、ショートプリアンブルx01の電力を基にＡＧＣを施した場合、データ部x08〜x11ではＡ／Ｄ変換器３０４において飽和を生じさせてしまう。このように従来の方式ではデータ部x08〜x11の受信電力とショートプリアンブルの電力比が一定でないために、量子化誤差や飽和の影響により受信特性が悪化することがわかる。
これに対して、本実施形態によるとデータ信号を送信する全てのアンテナからＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄが送信される。図６は、本実施形態に従うショートプリアンブルとデータ部の受信電力分布図を示している。伝搬路は、図５の場合と同じ環境である。
図６から分かるように、本実施形態におけるＡＧＣ用プリアンブルの受信電力とデータ部１１０Ａ〜１１０Ｄの受信電力はほぼ比例の関係にある。よって、本実施形態では全てのアンテナTx1〜Tx4（送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ）から同時に送信される、図１中に示すデータ１１０Ａ〜１１０Ｄを受信する場合でも、Ａ／Ｄ変換器への入力レベルが適切に調整されているため、従来の方式で発生していた飽和や量子化誤差の影響を大幅に削減できるため、従来方式よりも受信精度が大幅に向上する。
図７に、受信部３０２Ａの変形例を示す。無線機における可変利得増幅器４０３は未知の信号を検出するために、信号を待ち受ける場合には比較的大きな利得を初期値としていることが多い。このため、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを受信する際に可変利得増幅器４０４の利得値を初期化してしまうと、利得が安定するまでに制御を繰り返す必要がある。図７のようにメモリ部４０５を備えた場合、ショートプリアンブル列１０１を用いた際の最終的な利得値をメモリ部４０５に蓄えることが可能になる。そして、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを受信する際には、利得を待ち受け状態の初期値に戻さず、メモリ部４０５から利得値を読み出して初期値として用いることで、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄ受信時のＡＧＣを正確にかつ短時間で終了させることが可能になる。
次に、利得制御部４０４の詳細な動作を図８のフローチャートを参照して説明する。
ショートプリアンブル列１０１の先頭の受信に応答して、受信装置はＡＧＣを開始する（ステップＳ１）。
次に、制御の開始であるカウンタ（ｉ）にゼロを代入する（ステップＳ２）。
次に、カウンタの値を参照して、制御の最初であるか途中であるかを判定する（ステップＳ３）。ここでは、カウンタの値はゼロであるため、ＹＥＳと判定されステップＳ４に進む。
次に、プリアンブル１０５を受信中か否かの判定を行う（ステップＳ４）。この場合は無線パケットの先頭であるショートプリアンブル列１０１を受信しているためＮＯと判定され、ステップＳ５に進む。ステップＳ５では予め決められた初期値を設定する。
次に、与えられた初期値がステップＳ６において反映され、可変利得増幅器の増幅率が変更される。次に、現在のショートプリアンブル列の受信レベルの測定を行う（ステップＳ７）。ここで受信レベルがＡ／Ｄ変換器によって適切なレベル（ターゲットレベル）に設定されていなければＮＯと判定され、ステップＳ９に進む。
ステップＳ９では、カウンタの値を増加してステップＳ３へ進む。ステップＳ３では、カウンタの値が１であるため、ステップＳ１０に進む。ステップＳ１０では、ステップＳ７で測定されたレベルを用いて利得の計算を行う。
このようにしてステップＳ１０→Ｓ６→Ｓ７→Ｓ８→Ｓ９のループを繰り返して受信レベルがターゲットに合うように繰り返し制御を行い、ＡＧＣを行っていく。そして、受信レベルがターゲットレベルになった後は、ステップＳ１１においてゲインがメモリ部４０５に書き込まれて、アンテナＴｘ１から送信される信号についてのＡＧＣが終了する。
受信部３０２Ａは、ショートプリアンブル列１０１を用いたＡＧＣが終了すると、次にロングプリアンブル１０２、シグナルフィールド１０３及び１０４を受信する。シグナルフィールド１０４を受信した受信部３０２Ａは、ＡＧＣプリアンブル１０５の区間でＭＩＭＯ用のＡＧＣを開始する。ＡＧＣは図９のステップＳ１から始まりステップＳ２→Ｓ３→Ｓ４と移行する。ここで、受信部３０２ＡはＡＧＣ用プリアンブル１０５を受信しているため、処理はステップＳ１２に移行し、先ほどメモリ部４０５に書き込まれた値を呼び出してステップＳ６へ進む。その後の処理の流れは既に説明したと同様であるため、説明を省略する。
このように、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを受信する際には、利得を待ち受け状態の初期値に戻さず、メモリ部４０５でメモリされた利得値を初期値として用いることで、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの受信時のＡＧＣを正確にかつ短時間で終了させることが可能となる。
なお、これまでの説明では複数の受信部３０２Ａ〜３０２Ｄにおいて独立にＡＧＣを行うように説明したが、受信部３０２Ａ〜３０２Ｄ内でのＡＧＣを共通に行うことも可能である。例えば、図９はＡＧＣを共通に行う場合の無線受信装置の構成であり、図３の変形例である。図９においては、受信部３０２が各アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄに対して共通になっている点が図３と異なる。
図１０には、図９中の受信部３０２の詳細を示す。図１０においては、利得制御部４０４及びショートプリアンブル列１０１を用いたＡＧＣ結果を保持するメモリ部４０５が各アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄに対して共通である点が図７と異なる。
アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄからの出力信号は、ダウンコンバータ４０１Ａ〜４０１Ｄ、可変利得増幅器４０２Ａ〜４０２Ｄを経てＡ／Ｄ変換器４０３Ａ〜４０３Ｄに入力され、Ａ／Ｄ変換器４０３Ａ〜４０３Ｄの出力信号は共通の利得制御部４０４に入力される。利得制御部４０４によって決定された同一の利得が可変利得増幅器４０２Ａ〜４０２Ｄに与えられる。例えば、可変利得増幅器４０２Ａ〜４０２Ｄに対して、Ａ／Ｄ変換器４０３Ａ〜４０３ＤによるＡ／Ｄ変換後のレベルの中で、最も高いレベルを目標値Ｚに合わせるような利得を共通に与えるようにしても良い。
図９および図１０に示した受信装置においても、ディジタル復調部３０４によりショートプリアンブル列１０１の受信を確認して受信部３０２へＡＧＣを開始する指令を出す。その後、ディジタル復調部３０４は第２シグナルフィールド１０４あるいはＡＧＣ用プリアンブル１０５の受信を確認した後、受信部３０２ＭＩＭＯのためのＡＧＣを開始する指令を出す。
次に、無線受信装置は送信アンテナ２０５Ａ〜２０５ＤからＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄに続いて送信されてくる第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを受信する。第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを構成する単位プリアンブルＬＰは、基本的に第１ロングプリアンブル列１０２を構成する単位プリアンブルＬＰと同じ信号系列である。
さらに、第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄは、それぞれウォルシュ系列を用いて直交化が行われている。すなわち、図１中の符号“-LP”が付された単位プリアンブルは、符号“LP”が付された単位プリアンブルに対して極性が反転している。無線受信装置において、第２プリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄは互いに合成されて受信されるが、後述するように受信される第２プリアンブル列に対してもウォルシュ系列を乗じることにより、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される信号を再生することが可能である。
次に、伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄについて詳細に説明する。図１１に、伝送路推定部３０３Ａの詳細な構成を示す。他の伝送路推定部３０３Ｂ〜３０３Ｄも同様であるため、ここでは伝送路推定部３０３Ａについてのみ説明する。伝送路推定部３０３Ａは、無線送信装置のアンテナTx1〜Tx4（送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ）の各々から無線受信装置の受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答をそれぞれ推定する推定ユニット５０１Ａ〜５０１Ｄを含む。
推定ユニット５０１Ａは、受信された第２ロングプリアンブル列をそれぞれ１シンボル分蓄えるデータメモリ５０２Ａ〜５０２Ｄ、受信された第２ロングプリアンブル列に乗じる係数を蓄える係数メモリ５０３Ａ〜５０３Ｄ、乗算器５０４Ａ〜５０４Ｄ及び加算器５０５を有する。他の推定ユニット５０１Ｂ〜５０１Ｄは、受信された第２ロングプリアンブル列に乗じる係数が異なる以外、推定ユニット５０１Ａと同様である。データメモリ５０２Ａ〜５０２Ｄは縦続に接続されており、シフトレジスタを形成している。
推定ユニット５０１Ａにおいて、受信された第２ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄは、データメモリ５０２Ａ〜５０２Ｄに蓄えられる。すなわち、メモリ５０２Ａには第２ロングプリアンブル列中の最初のロングプリアンブル１０６Ａ〜１０６Ｄを合成した信号の値が蓄えられる。以下同様に、メモリ５０２Ｂには次のロングプリアンブル１０７Ａ〜１０７Ｄを合成した信号の値、メモリ５０２Ｃにはさらに次のロングプリアンブル１０８Ａ〜１０８Ｄを合成した信号の値、メモリ５０２Ｄには最後のロングプリアンブル１０９Ａ〜１０９Ｄを合成した信号の値がそれぞれ蓄えられる。
今、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答の値がそれぞれh1，h2，h3，h4であるとすると、データメモリ５０２Ａ，５０２Ｂ，５０２Ｃ，５０２Ｄにそれぞれ蓄えられる信号値Ｓ502A，Ｓ502B，Ｓ502C，Ｓ502Dは以下のように表される。
Figure 2006054705
次に、乗算器５０４Ａ，５０４Ｂ，５０４Ｃ，５０４Ｄにおいて、データメモリ５０２Ａ，５０２Ｂ，５０２Ｃ，５０２Ｄに蓄えられた信号値に、係数メモリ５０３Ａ，５０３Ｂ，５０３Ｃ，５０３Ｄに蓄えられている係数が乗じられる。推定ユニット５０１Ａでは、送信アンテナ２０５Ａから受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答を推定するため、係数メモリ５０３Ａ，５０３Ｂ，５０３Ｃ，５０３Ｄに蓄えられている係数の値は全て１とされる。すなわち、係数メモリ５０３Ａ，５０３Ｂ，５０３Ｃ，５０３Ｄに蓄えられる係数値は、（１，１，１，１）という系列で表される。
次に、加算器５０５において乗算器５０４Ａ〜５０４Ｄの乗算結果が加算される。この場合、式(1)〜式(4)の信号値Ｓ502A，Ｓ502B，Ｓ502C，Ｓ502Dを加算した結果が得られる。従って、式(1)〜式(4)からわかるように、加算結果にはロングプリアンブルＬＰとアンテナTx1（送信アンテナ２０５Ａ）からの伝送路応答の値ｈ1のみが残る。ロングプリアンブル列を構成する単位プリアンブルＬＰを無線送信装置と無線受信装置間で予め決めておいたパターンにしておけば、全ての送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信された信号が合成された受信信号に基づいて、送信アンテナ２０５Ａから受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答の推定を行うことが可能になる。
一方、推定ユニット５０１Ｂ，５０１Ｃ，５０１Ｄにおいては、係数メモリ５０３Ｂ，５０３Ｃ，５０３Ｄに係数値としてそれぞれ（１，１，−１，−１），（１，−１，−１，１），（１，−１，１，−１）というウォルシュ系列が蓄えられている。これにより推定ユニット５０１Ｂ，５０１Ｃ，５０１Ｄでは、それぞれアンテナTx2，Tx3，Tx4（送信アンテナ２０５Ｂ，２０５Ｃ，２０５Ｄ）から受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答の推定を行うことが可能になる。
このように伝送路推定部３０３Ａでは、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから受信アンテナ３０１Ａまでの伝送路応答の推定が行われる。同様にして、伝送路推定部３０３Ｂ，３０３Ｃ，３０３Ｄでは、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから受信アンテナ３０１Ｂ，３０１Ｃ，３０１Ｄまでの伝送路応答の推定が行われる。
本実施形態によると、複数のアンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4（送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ）から同時にＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄが送信される。従って、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから同時に送信されるデータ１１０Ａ〜１１０Ｄを受信する場合でも、Ａ／Ｄ変換器４０３の入力レベルが適切に調整される。これにより無線受信装置の受信性能が向上し、またＡ／Ｄ変換器４０３の量子化ビット数を削減することが可能となる。さらに、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを用いたＡＧＣにおいて、単一の送信アンテナ２０５Ａからの信号を用いて調整した可変利得増幅器４０２の利得の最終値を初期値として利得制御を行うことにより、制御精度の向上あるいは制御スピードの向上を達成することができる。
図１５に示した従来の無線通信用プリアンブル信号では、アンテナTx1から送信されるショートプリアンブル列x01がアンテナTx1から後に送信される信号に対するＡＧＣ用プリアンブルとして機能するが、アンテナTx1以外のアンテナTx2，Tx3，Tx4から送信される信号に対するＡＧＣ用プリアンブルは存在しない。従って、アンテナTx2，Tx3，Tx4からそれぞれロングプリアンブルx05，x06，x07が単独に送信される場合、ロングプリアンブルx05，x06，x07を受信する際の受信レベルを調整することができないため、適切なＡ／Ｄ変換を行うことができない。ロングプリアンブルx05，x06，x07を適切に受信するためには、アンテナTx1からのみならず、アンテナTx2，Tx3，Tx4からもＡＧＣ用プリアンブルを送信する必要があるため、効率が悪化するという問題がある。
これに対して、本実施形態では図１に示したようにアンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4（送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ）からロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄが送信されている。このため、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ，１０５Ｄを用いて、データ１１０Ａ〜１１０Ｄのみならず、ロングプリアンブル列１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを受信する際にも適切なＡＧＣを行うことができる。従って、適切なＡ／Ｄ変換により高い受信精度を維持でき、また余計なプリアンブルを挿入することによる効率の低下も避けられる。
さらに、図１５に示したプリアンブル信号では、送信アンテナによってはロングプリアンブルが送信されない区間があり、無線パケットの効率が低下する。これに対して、本実施形態によると複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから同時にウォルシュ系列を用いたロングプリアンブルを送信するため、無線パケットの効率が向上する。無線パケットの効率を固定した場合には、ロングプリアンブル１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ及び１０６Ｄ〜１０９Ｄを用いた伝送路推定の推定精度を向上させることができ、受信性能の向上が可能になる。
次に、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの具体例について説明する。図１２（ａ）〜（ｄ）に示されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄには、時間軸上の複数サンプル（この例では１０サンプル）からなる信号系列が用いられている。例えば、アンテナTx1から送信されるプリアンブル１０５Ａは、(a0,a1,a2,a3,a4,a5,a6,a7,a8,a9)という系列が用いられている。
さらに、図１２（ａ）〜（ｄ）に示されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、各々の信号系列が互いに時間的に巡回シフトしている。すなわち、ある基準となるアンテナから送信されるＡＧＣ用プリアンブルの信号系列を時間的に巡回シフトした系列は、他のアンテナから送信されるＡＧＣ用プリアンブルの信号系列となっている。例えば、アンテナTx2から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｂは、(a1,a2,a3,a4,a5,a6,a7,a8,a9,a0)であり、これは基準となるアンテナTx1から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａを時間的に１サンプル巡回シフトした系列である。
同様に、アンテナTx3から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｃは、アンテナTx1から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａを時間的に２サンプル巡回シフトした系列であり、アンテナTx4から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｄは、アンテナTx1から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａを時間的に３サンプル巡回シフトした系列である。
ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、同一の信号系列である場合、送信時に互いに干渉を起こすことがある。このような相互干渉があると、マルチパスの状態や受信地点によっては指向性アンテナ送信に似たような電界が生じる結果、ヌル点が形成される。すなわち、ＡＧＣ用プリアンブルが全く受信されなくなる受信地点が存在し、受信レベルが正確に測定されない可能性がある。
ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを上述のような互いに巡回シフトした信号系列としてマルチパスを意図的に生成することにより、信号系列のある一つのサンプルで相互干渉が生じて受信レベルが低下していても、他のサンプルでは受信レベルの低下が生じる確率が少なくなる。このため正確な受信レベルの測定が可能になり、無線受信装置の受信性能が向上する。例えば、IEEE 802.11で規定されているプロトコルであるＣＳＭＡ／ＣＡ(Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance)を阻害しない通信システムを構築することが可能である。
図１３（ａ）〜（ｄ）には、ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄの他の具体例を示す。図１２（ａ）〜（ｄ）に示したＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、互いに時間的に巡回シフトしている時間軸上の信号系列であるのに対し、図１３（ａ）〜（ｄ）に示すＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは周波数軸上の信号系列であり、かつ互いに異なる周波数成分を有する点が異なっている。図１３において、ｆ0〜ｆ15はサブキャリアの周波数を示し、ハッチングが施されたサブキャリアは、そのキャリアから送信があることを示し、ハッチングが施されていないサブキャリアは、送信を行っていないことを示す。
例えば、アンテナTx1から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａはｆ0、f4、f8およびf12のサブキャリアから構成され、アンテナTx2から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｂはｆ1、f5、f9およびf13のサブキャリアから構成され、アンテナTx3から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｃはｆ2、f6、f10およびf14のサブキャリア、アンテナTx４から送信されるＡＧＣ用プリアンブル１０５Ｄはｆ3、f7、f11及びf15のサブキャリアから構成される。アンテナTx1から送信されるサブキャリアは、他のアンテナTx2〜Tx3から送信されることはない。同様にアンテナTx2から送信されるサブキャリアは、他のアンテナTx1，Tx3，Tx4から送信されることはない。
ＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄは、実際には逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）または逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が施され、時間軸上の信号系列に変換された後に送信される。すなわち、無線送信装置では図１４に示されるように、メモリ２０２にＡＧＣ用プリアンブルとして図１３（ａ）〜（ｄ）に示すような周波数軸上の信号系列のデータが蓄えられている。メモリ２０２から読み出された周波数軸上の信号系列のデータは、ＩＦＦＴ回路２０６によって時間軸上の信号系列に変換され、ディジタル変調部２０３に入力される。なお、ＩＦＦＴ回路２０６の機能をディジタル変調部２０３に組み込むことも可能である。メモリ２０２に、図１３（ａ）〜（ｄ）に示す周波数軸上の信号系列を時間軸上の信号系列に変換したデータを予め蓄積しておいてもよく、その場合はＩＦＦＴ回路２０６は不要となる。
このように通信用プリアンブル信号に図１３（ａ）〜（ｄ）に示すＡＧＣ用プリアンブル１０５Ａ〜１０５Ｄを用いた場合、アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4から同一の周波数成分が送信されることはないため、アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4からの送信信号は互いに干渉することなく無線受信装置に到達する。従って、無線受信装置は正確な受信レベル測定が可能になり、受信性能が向上する。
次式に、ＡＧＣ用ショートプリアンブルのさらに別の具体的系列を示す。
Figure 2006054705
式（Ｉ）のＨＴＳ(2) -26,26は総送信アンテナ数が２本の場合の系列を示し、式（II）式（III）で示すＨＴＳ(3) -26,26およびＨＴＳ(4) -26,26はそれぞれ送信アンテナ数が３本および４本の場合を示す。各ＨＴＳは時間軸波形のピーク電力対平均電力比が最小になるように設計されている。ＨＴＳは周波数軸上の系列を示し、−２６番目のサブキャリアから＋２６番目のサブキャリアまで合計５３本のサブキャリアについて記述してある。なお、ｊは虚数を表す。
各送信アンテナでは、ＨＴＳの互いに異なる周波数成分を用いる。例えば総送信アンテナが２の場合、送信アンテナ２０５ａではＨＴＳ(2) -26,26のうち−２４，−２０，−１６，−１２，−８，−４，２，６，１０，１４，１８，２２番目のサブキャリアの値が用いられ、送信アンテナ２０５Ｂでは−２２，−１８，−１４，−１０，−６，−２，４，８，１２，１６，２０，２４番目のサブキャリアが用いられることになる。
ＨＴＳは上述の例のように送信アンテナ毎に分配され、ＩＦＦＴが施されて時間軸上の信号が送信される。
ｉTx番目（ｉTxは１，２，３，．．の値を取る）の送信アンテナから送信される時刻ｔの時間軸上の信号は、次のように記述できる。
Figure 2006054705
ただし、ｉTxは前記アンテナの番号、ｔは時刻、ＮTxは前記アンテナの数、mは−２４と２を取る値、ｋ’はｉTx番目の送信アンテナにおいてＡＧＣ用プリアンブルとして用いられるサブキャリアの番号に相当する値、HTS(NTx)は前記ＡＧＣ用プリアンブルの系列、ＴGIは前記ＡＧＣプリアンブルのガードインターバル長、ΔFはサブキャリア間隔を示す。
数式(IV)で示すような式を基づいて各送信アンテナで異なる位置のＨＴＳ、すなわち周波数成分を送信することにより、サブキャリア間での干渉がなくなり、受信機は送信アンテナからの受信電力を正確に測定することが可能になる。なお、本実施形態では総送信アンテナ数により異なるＨＴＳを用いたが、総送信アンテナによらず同一の系列を用いる事も可能である。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
本発明の一実施形態に従う無線通信用プリアンブル信号を示す図 本発明の一実施形態に従う無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の一実施形態に従う無線受信装置の構成を示すブロック図 図３中に示す受信部の構成例を示すブロック図 従来方式を用いた際のショートプリアンブルとデータ部の受信電力分布図 本発明の一実施形態におけるショートプリアンブルとデータ部の受信電力分布図 受信部の他の構成例を示すブロック図 利得制御部の動作を示すフローチャート 本発明の一実施形態に従う無線受信装置の変形例の構成を示すブロック図 図９の無線受信装置における受信部の構成例を示すブロック図 図３中に示す伝送路推定部の構成例を示すブロック図 図１中に示すＡＧＣ用プリアンブルの一構成例を示す図 図１中に示すＡＧＣ用プリアンブルの他の構成例を示す図 本発明の他の実施形態に従う無線送信装置の構成を示すブロック図 非特許文献１により提案された無線通信用プリアンブル信号を示す図 IEEE 802.11aに準拠した無線通信用プリアンブル信号を示す図
符号の説明
１０１…ショートプリアンブル列
１０２…第１ロングプリアンブル列
１０３…第１シグナルフィールド
１０４…第２シグナルフィールド
１０５Ａ〜１０５Ｄ…ＡＧＣ用プリアンブル
１０６Ａ〜１０９Ａ，１０６Ｂ〜１０９Ｂ，１０６Ｃ〜１０９Ｃ，１０６Ｄ〜１０９Ｄ…第２ロングプリアンブル列
１１０Ａ〜１１０Ｄ…データ
２０２…メモリ
２０３…ディジタル変調部
２０４Ａ〜２０４Ｄ…送信部
２０５Ａ〜２０５Ｄ…送信アンテナ
３０１Ａ…３０１Ｄ…受信アンテナ
３０２，３０２Ａ〜３０２Ｄ…受信部
３０３Ａ〜３０３Ｄ…伝送路推定部
３０４…ディジタル復調部
４０１…ダウンコンバータ
４０２，４０２Ａ〜４０２Ｄ…可変利得増幅器
４０３…Ａ／Ｄ変換器
４０４…利得制御部
５０１Ａ〜５０１Ｄ…推定ユニット
５０２Ａ〜５０２Ｄ…データメモリ
５０３Ａ〜５０３Ｄ…係数メモリ
５０４Ａ〜５０４Ｄ…乗算器
５０５…加算器

Claims (2)

  1. 複数のアンテナと；
    前記複数のアンテナを用いてＡＧＣ用プリアンブルを送信する手段と；
    前記複数のアンテナを用いてデータを送信する手段とを具備し、
    ｉTx番目（ｉTxは１，２，３，．．の値を取る）の前記アンテナから送信される時刻ｔの時間軸上のＡＧＣ用プリアンブルの信号は、次式に基づいて前記アンテナ毎に互いに異なる周波数成分となっていることを特徴とする無線送信装置。
    Figure 2006054705
     （ただし、ｉTxは前記アンテナの番号、ｔは時刻、ＮTxは前記アンテナの数、mは−２４と２を取る値、ｋ’はｉTx番目の送信アンテナにおいてＡＧＣ用プリアンブルとして用いられるサブキャリアの番号に相当する値、HTS(NTx)は前記ＡＧＣ用プリアンブルの系列、ＴGIは前記ＡＧＣプリアンブルのガードインターバル長、ΔFはサブキャリア間隔を示す）
  2. 複数のアンテナを用いてＡＧＣ用プリアンブルを送信する処理と；
    前記複数のアンテナを用いてデータを送信する処理とを備え、
    ｉTx番目（ｉTxは１，２，３，．．の値を取る）の前記アンテナから送信される時刻ｔの時間軸上のＡＧＣ用プリアンブルの信号は、次式に基づいて前記アンテナ毎に互いに異なる周波数成分となっていることを特徴とする無線送信方法。
    Figure 2006054705
     （ただし、ｉTxは前記アンテナの番号、ｔは時刻、ＮTxは前記アンテナの数、mは−２４と２を取る値、ｋ’はｉTx番目の送信アンテナにおいてＡＧＣ用プリアンブルとして用いられるサブキャリアの番号に相当する値、HTS(NTx)は前記ＡＧＣ用プリアンブルの系列、ＴGIは前記ＡＧＣプリアンブルのガードインターバル長、ΔFはサブキャリア間隔を示す）
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