JP2005198215A - 無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法、無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の送信アンテナから送信される信号を受信する無線受信装置において、高精度のＡＧＣを行い、Ａ／Ｄ変換を適切に行うことを可能とする。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号帯域内に配置された互いに直交する複数のサブキャリアを用いて送信を行う無線送信装置において、ＯＦＤＭ信号帯域内の複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群が割り当てられたショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を複数の送信アンテナTx1〜Tx4を用いて送信し、ＬＣＰ信号の送信後にアンテナTx1〜Tx4を用いてデータ信号５を送信する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、特にデータ信号の前にプリアンブル信号を送信する無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法、無線通信システムに関する。

米国の電気電子技術者協会であるIEEEにおいて、100Mbps以上のスループットを目指すIEEE 802.11nと呼ばれる無線ＬＡＮ規格の策定が進められている。IEEE 802.11nでは、送信器及び受信機に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)と呼ばれる技術の採用が検討されている。IEEE 802.11nは、既に規格化されているIEEE 802.11a規格と無線機上で共存できることが要求されている。ＭＩＭＯ技術では、複数の送信アンテナから各受信アンテナまでの伝送路応答を測定するために、既知系列であるプリアンブルを複数の送信アンテナから送信する必要がある。

図１５に、Jan Boerらにより“Backwards compatibility,” IEEE 802.11-03/714r0（非特許文献１）において２章“Diagonally loaded preamble”で提案されたプリアンブル構成案を示す。なお、非特許文献１ではアンテナ数は３であるが、図１５では４としている。このプリアンブル構成案によると、受信側で時間同期やＡＧＣ(automatic gain control)動作を行うためのショートプリアンブル列ＳＰを送信アンテナTx1のみから送信する。次に、複数の送信アンテナTx１〜Tx4から伝送路推定用のロングプリアンブル列ＬＰを送信する。

ロングプリアンブル列ＬＰを用いて、ショートプリアンブル列ＳＰから引き続きＡＦＣ(automatic frequency control：自動周波数制御)動作行うと共に、アンテナTx１〜Tx4相互間の空間伝搬路の推定を行う。これによって、以後のデータ信号などの伝送においてＭＩＭＯ技術を活用する。ロングプリアンブル列ＬＰの後に、無線パケットの変調方式や長さ等のデータ信号の構成を示すシグナルフィールドSigを送信し、その後にデータ信号Dataを送信する。

非特許文献１においては、ショートプリアンブル列ＳＰを一つのアンテナTx1から送信し、ロングプリアンブル列ＬＰをサブキャリア分割してアンテナTx1〜Tx4から送信することに対する説明のみが記載されており、シグナルフィールドの送信方法については記載されていない。但し、非特許文献１中のSlide 14の図より、シグナルフィールドもサブキャリア分割して送信されていると考えられる。

図１５によると、ショートプリアンブル列ＳＰからシグナルフィールドSigまでのプリアンブル信号は、単一アンテナからの送信を基本とするIEEE 802.11a規格のプリアンブル信号と同一である。これにより、図１５に示すプリアンブル信号を受信したIEEE 802.11a規格に基づく無線受信装置は、受信パケットをIEEE 802.11a規格に基づく無線パケットと認識することができる。従って、図１５に示すプリアンブル信号は、一つの無線機上でIEEE 802.11nをIEEE 802.11a規格と共存させることを可能とする。

図１５のショートプリアンブル列ＳＰは、ＯＦＤＭ信号として単一のアンテナTx1から送信される。ロングプリアンブル列ＬＰは、一つのＯＦＤＭ信号から分割された異なるサブキャリアとしてアンテナTx１〜Tx4から送信され、シグナルフィールドSigも同じく一つのＯＦＤＭ信号から分割されたサブキャリアとしてアンテナTx１〜Tx4から送信される。このようにロングプリアンブル列ＬＰは、一つのＯＦＤＭ信号をサブキャリア分割して用いているため、受信機側で同時に伝送路推定を行うことが可能となる。
Jan Boer, "Backwards compatibility", IEEE 802.11-03/714r0,Section 2, Slide 14〜19、［online］、［平成１５年１２月２４日検索］、インターネット＜URL: ftp://ieee:wireless@ftp.802wirelessworld.com/＞

ＯＦＤＭ受信装置においては、一般に受信信号の復調処理がディジタル信号処理により行われるため、アナログとして得られる受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器が用意される。Ａ／Ｄ変換器は、変換対象のアナログ信号の許容レベル範囲（以下、入力ダイナミックレンジという）を持っている。従って、受信信号のレベルをＡ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内となるようにするためのＡＧＣ(automatic gain control：自動利得制御）を行うことが必須であり、受信特性を決定する重要な機能となる。

非特許文献１のプリアンブル構成では、ロングプリアンブル列ＬＰを用いて伝送路推定を行っている。伝送路推定はディジタル信号処理で行うため、これ以前の信号であるショートプリアンブル列ＳＰを用いてＡＧＣを行う必要がある。すなわち、ショートプリアンブル列ＳＰの受信レベルを各受信アンテナに接続された受信部で測定し、ショートプリアンブル列ＳＰの受信レベルからＡ／Ｄ変換器の入力レベルをＡＧＣ機能により調整する。

ところが、送信アンテナTx2〜Tx4 から送信されるロングプリアンブル列ＬＰより前には、送信アンテナTx2〜Tx4からは何も送信されない。従って、ロングプリアンブル列ＬＰを受信する際には、送信アンテナTx1から送信されたショートプリアンブルＳＰを用いてＡＧＣを行わざるを得ない。このため、送信アンテナTx2，Tx3，Tx4から送信されるロングプリアンブル列ＬＰを受信する際やデータ信号Dataを受信する際には、受信レベルはアンテナTx1から送信されたショートプリアンブル列ＳＰを用いたＡＧＣにより調整されたレベルを大きく上回ったり下回るという現象が生じる。受信レベルがＡ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジの上限を上回った場合、Ａ／Ｄ変換器は飽和現象を生じる。受信レベルが入力ダイナミックレンジの下限を下回った場合には、Ａ／Ｄ変換器で大きな量子化誤差が発生する。いずれの場合でも、Ａ／Ｄ変換器は適切な変換をできず、Ａ／Ｄ変換後の処理に悪影響を及ぼす。

また、図１５で示したように、データは全ての送信アンテナTx1，Tx2，Tx3，Tx4から送信されるため、データ部では受信レベルの変化範囲はさらに大きくなる。従って、上述したＡ／Ｄ変換器の飽和や量子化誤差の問題は顕著となり、受信性能は大きく劣化してしまう。

このように従来の技術では、受信側において単一のアンテナTx1から送信されるショートプリアンブル列のみを用いてＡＧＣを行うため、他のアンテナTx2，Tx3，Tx4からの送信信号を受信する際に生じる受信レベルの変動に対応できない。また、アンテナTx1，〜Tx4から同時に信号が送信された場合の受信レベルの変動にも対応できない。

一方、一つの無線機としての単位では、一般的に送信信号の出力レベルを一定にする必要がある。ＭＩＭＯ技術とＯＦＤＭを組み合わせた無線通信システム、いわゆるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、送信アンテナの数をＮ、送信出力をα [Watt]と仮定すると、ショートプリアンブル列のように単一のアンテナから信号が送信される場合、単一のアンテナで送信出力をα [Watt］とすることが必要となる。これに対して、ロングプリアンブル列、シグナルフィールド及びデータ信号ついては、全てのアンテナから信号が送信されるため、各アンテナの送信出力はα/N [Watt]となる。

従って、単一のアンテナによりショートプリアンブル列を送信する送信経路では、ショートプリアンブル列の送信のためだけにN倍の送信出力が要求される。すなわち、ショートプリアンブル列のための送信経路においては、周波数アップコンバータや電力増幅器の仕様をショートプリアンブル列の送信時のみ送信出力α [Watt]に対応可能とする冗長な構成としなければならない。このように送信機においては複数の送信アンテナに対応する複数の送信部を全て等しい構成とすることができないため、送信機全体の構成が複雑になってしまう。さらに、送信機の消費電力は送信出力レベルに強く依存するため、低消費電力化にも不利である。

本発明の目的は、複数の送信アンテナからの信号を受信する際に、精度の高いＡＧＣを行ってＡ／Ｄ変換を適切に行うことを可能とする無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法を提供することにある。また、無線送信装置の構成を簡易として低消費電力化を図ることを目的とする。

本発明の第１の観点によると、互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式で送信を行う無線送信装置において、複数の送信アンテナと、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群から構成され、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信する手段と、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信する手段とを具備する無線送信装置を提供する。

ここで、前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群は、第１の態様によると前記複数のサブキャリアから配置順に一つずつ選択されたサブキャリアが順次振り分けられ、第２の態様によると前記複数のサブキャリアから前記ＯＦＤＭ方式が用いられる信号帯域を分割した複数の部分帯域毎に選択されたサブキャリアが振り分けられる。

前記ＰＬＣＰ信号を送信する手段は、好ましくは無線受信装置への空間伝搬路のフェージング状況が短遅延フェージングの場合は、前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群に前記複数のサブキャリアから配置順に一つずつ選択されたサブキャリアを順次振り分け、フェージング状況が長遅延フェージングの場合は、前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群に前記複数のサブキャリアから前記ＯＦＤＭ方式が用いられる信号帯域を分割した複数の部分帯域毎に選択されたサブキャリアを振り分ける。

本発明の第２の観点によると、複数の受信アンテナと、互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式であって、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を前記受信アンテナを介して受信する受信部と、前記受信部からの出力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信部による前記ショートプリアンブル列の受信に応答して前記可変利得増幅器の利得を制御する利得制御部とを具備する無線受信装置を提供する。前記可変利得増幅器の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器をさらに具備してもよい。また、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号に含まれる前記ロングプリアンブル列を用いて伝送路応答を推定する推定部と、推定された伝送路応答に従って前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号の復調処理を行う復調部とをさらに具備してもよい。

本発明の第３の観点によると、互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式で送信を行う無線送信方法において、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を複数の送信アンテナを用いて送信するステップと、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信するステップとを具備する無線送信方法を提供する。

本発明の第４の観点によると、互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式であって、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を複数の受信アンテナを介して受信するステップと、受信された信号を可変利得増幅器により増幅するステップと、前記ショートプリアンブル列の受信に応答して、前記可変利得増幅器の利得を制御するステップとを具備する無線受信方法を提供する。

本発明の第５の観点によると、複数の送信アンテナを有する無線送信装置と、複数の受信アンテナを有する無線受信装置との間でＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)チャネルを形成し、ＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式が用いられる信号帯域内に配置された互いに直交する複数のサブキャリアを用いて通信を行う無線通信システムにおいて、前記無線送信装置は、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信する手段と、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信する手段とを具備する無線通信システムを提供する。

本発明の第６の観点によると、複数の送信アンテナを有する無線送信装置と、複数の受信アンテナを有する無線受信装置との間でＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)チャネルを形成し、ＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式が用いられる信号帯域内に配置された互いに直交する複数のサブキャリアを用いて通信を行う無線通信方法において、前記無線送信装置から、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信し、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信することを特徴とする無線通信方法を提供する。さらに、前記無線受信装置により前記複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を前記受信アンテナを介して受信し、該受信した信号を可変利得増幅器により増幅し、前記ショートプリアンブル列の受信に応答して前記可変利得増幅器の利得を制御することを特徴とする無線通信方法を提供する。

本発明によると、ＯＦＤＭ信号帯域内の複数のサブキャリアから異なる複数のサブキャリア群を選択して、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号に割り当て、これらのＰＬＣＰ信号を複数の送信アンテナを用いて送信することにより、無線受信装置において高精度のＡＧＣが可能となり、Ａ／Ｄ変換を適切に行うことができる。一方、ショートプリアンブル列についても複数の送信アンテナから送信することにより、無線送信装置においては送信部の冗長性を解消させて低消費電力化を図ることができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

本発明の一実施形態に従う無線通信用プリアンブル信号は、図１に示されるように送信アンテナTx1〜Tx4と同じ個数のＰＬＣＰ(Physical Layer Convergence Protocol)信号であり、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド(Sig1)３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド(Sig2)４Ａ〜４Ｄが送信アンテナTx1〜Tx4から送信される。

すなわち、アンテナTx1からは１Ａ、２Ａ、３Ａ及び４Ａからなる第１のＰＬＣＰ信号が順次送信され、以下同様にアンテナTx2からは１Ｂ、２Ｂ、３Ｂ及び４Ｂからなる第２のＰＬＣＰ信号が順次送信され、アンテナTx3からは１Ｃ、２Ｃ、３Ｃ及び４Ｃからなる第３のＰＬＣＰ信号が順次送信され、アンテナx4からは１Ｄ、２Ｃ、３Ｄ及び４Ｄからなる第４のＰＬＣＰ信号が順次送信される。

ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄの単位プリアンブルＳＰ及びロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄの単位プリアンブルＬＰは、それぞれ一定長の信号系列であり、ＳＰの長さに対してＬＰの長さは相対的に大きい。上述した無線通信用プリアンブル信号の後、すなわち第２ロングプリアンブル列４Ａ〜４Ｄの後に、アンテナTx1〜Tx4からそれぞれ送信されるデータ信号(DATA)５が配置される。

ここで、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ及び第１シグナルフィールド３Ａ〜３ＤはいずれもIEEE 802.11a規格に準拠している。第２フィールド４Ａ〜４Ｄは、IEEE 802.11a規格に準拠していないＭＩＭＯのための変復調方式及びデータ長などの情報を含んでいる。第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄは現在策定中のIEEE 802.11ｎの規格に準拠することが望ましい。

ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄとロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄの間、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄと第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄの間、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄと第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄの間、及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄとデータ信号５の間には、ガードインターバル(Guard Interval)ＧＩがそれぞれ配置される。IEEE 802.11a準拠のプリアンブル構成においては、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄの前に２倍長のＧＩ７が設置される。

ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄは、主に時間同期、ＡＧＣ、及びＡＦＣ（automatic frequency control）の粗調整に利用される。ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄは、主に周波数同期のためのＡＦＣの微調整及び伝搬路推定のための信号処理に利用される。第１シグナルフィールド３Ａ〜３ＤはIEEE 802.11aに準拠しており、ＯＦＤＭシンボルで送信され、ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号５の変調方式や無線パケットの長さなどが記述されている。従って、IEEE 802.11a準拠の無線受信装置は、無線パケット区間の間は正常な受信動作を行うことができる。ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号５の信号区間に他のIEEE 802.11a準拠の無線機が送信を開始して、当該無線パケットを破壊するようなことは生じない。

ＰＬＣＰ信号のうちショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄから第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄまでの区間で、IEEE 802.11aに準拠することが可能であり、IEEE 802.11aと他の無線ＬＡＮ規格（例えば、IEEE 802.11n）の両方に対応可能なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対応することができる。

本実施形態では、さらにＭＩＭＯのための変調方式、無線パケットの長さが示されている第２シグナルフィールド４Ａ〜４ＤをＰＬＣＰ信号の最後尾に挿入する。第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄを復調することにより、例えば複数のアンテナTx1〜Tx4から送信される信号の変調方式、無線パケット長及びＭＩＭＯ動作を把握し、後続するデータ信号５がIEEE 802.11a以外の無線ＬＡＮ規格（例えば、IEEE 802.11n）に準拠する無線パケットであることを認識し、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムとしての受信動作を行うことが可能となる。

図２及び図３に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを構成する本実施形態に従う無線送信装置２００及び無線受信装置３００を示す。図２の無線送信装置２００は、複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ、複数の無線送信部２０４Ａ〜２０４Ｄ、ディジタル変調部２０３及びメモリ２０２を有する。図３に示す無線受信装置３００は、複数の受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄ、複数の無線受信部３０２Ａ〜３０２Ｄ、無線受信部３０２Ａ〜３０２Ｄからの情報により空間伝搬路を推定する伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄ及びディジタル復調部３０４を有する。

図３中の送信アンテナ２０５Ａ、２０５Ｂ、２０５Ｃ、２０５Ｄは、図１におけるTx1、Tx2、Tx3、Tx4にそれぞれに対応している。本実施形態においては、送信アンテナの数を４、受信アンテナの数を４本としているが、送信アンテナの数は４に限られず複数であればよい。受信アンテナに関しては、単一でも４以外の複数でも構わない。送信アンテナと受信アンテナの数は、一致していなくても構わない。

次に、図２に示す無線送信装置２００の具体的な動作について説明する。

まず、送信データ２０１とメモリ２０２から出力される無線通信用プリアンブル信号がディジタル変調部２０３によって変調されることにより、無線パケットが組み立てられる。メモリ２０２から出力される無線通信用プリアンブル信号は、図１中のショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄからなる第１〜第４のＰＬＣＰ信号に相当する。

組み立てられた無線パケットは、送信部２０４Ａ〜２０４Ｄによって送信に必要な処理、例えばＤ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換、ＲＦ（無線周波数）帯への周波数変換（アップコンバート）及び電力増幅が施された後、図１に示したアンテナTx1〜Tx4に相当する複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄに供給され、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５ＤからＲＦ信号が図３に示す無線受信装置に向けて送信される。以下では、図１中のTx1〜Tx4を送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄとして説明する。

ここで、送信されるＲＦ信号はＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号をベースとしており、ＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアを有する。図１中のショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄからなる第１〜第４のＰＬＣＰ信号は、周波数直交条件を保ったサブキャリアを送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄの数に振り分けた状態で各送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから一括して送信される。

一般的には、IEEE 802.11aに準拠したＯＦＤＭ信号において、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄは１２波のサブキャリアを有し、それ以外のロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ、第２シグナルフィールド４Ａ〜4D及びデータ信号５は、それぞれ５２波のサブキャリアを有する。

図４は、図１中に示されるショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄの１２波のサブキャリアの配置を示している。図５は、図１中に示されるロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄと第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄの５２波のサブキャリアの配置を示している。図４及び図５共に、横軸はサブキャリアが配置される位置を表しており、数字はサブキャリア番号を示している。図４及び図５において、点線はサブキャリアが配置可能なサブキャリア位置を示しており、塗りつぶされている部分は実際にサブキャリアが配置されていることを表している。

サブキャリア番号は中央を“０”とし、下側波帯はマイナスの番号、上側波帯に対してプラスの番号を用いている。ＯＦＤＭ信号の信号帯域の中心である“０”の位置にはサブキャリアは配置されず、サブキャリア番号±１〜±２６の位置に５２波分が配置される帯域が存在する。例えば、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄの１２波のサブキャリアは、IEEE 802.11aに準拠して、図４に示されるようにサブキャリア番号±２４、±２０、±１６、±１２、±８、±４の位置に配置されている。

図１に示したショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄからなる第１〜第４のＰＬＣＰ信号は、図４及び図５に示されるように異なるサブキャリア群として、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ（図１のアンテナTx1〜Tx4に対応）によりそれぞれ送信される。

サブキャリア分割の方法、すなわちＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアを分割して第１〜第４のＰＬＣＰ信号に振り分ける方法として、本発明の一実施形態では第１〜第４のＰＬＣＰ信号に対して、図４及び図５に示されるようにサブキャリアの配置順（サブキャリア番号順）にサブキャリアを順次一つずつ選択して振り分ける方法をとる。

例えば、第１〜第４のＰＬＣＰ信号のうちのショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄへのサブキャリアの振り分けは図４に示される通りである。すなわち、ショートプリアンブル列１Ａに対してはサブキャリア番号−２４，−８，＋１２のサブキャリア、ショートプリアンブル列１Ｂに対してはサブキャリア番号−２０，−４，＋１６のサブキャリア、ショートプリアンブル列１Ｃに対してはサブキャリア番号−１６，＋４，＋２０のサブキャリア、そしてショートプリアンブル列１Ｄに対してはサブキャリア番号−１２，＋８，＋２４のサブキャリアをそれぞれ振り分ける。言い替えれば、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄにそれぞれ振り分けられるサブキャリアは、４波分ずつ位相がシフトしている。

第１〜第４のＰＬＣＰ信号のうちのロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄへのサブキャリアの振り分けも、基本的には上記したショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄへのサブキャリアの振り分けと同様である。但し、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄに振り分けられるサブキャリアは、図５に示されるように１波ずつ位相がシフトしている。

図４及び図５に示されるように分割されたサブキャリア群からなるＰＬＣＰ信号は、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄからそれぞれ送信される。第１〜第４のＰＬＣＰ信号に続くデータ信号５は、ＭＩＭＯチャネルで送信される。すなわち、各送信部２０４Ａ〜２０４Ｄにおいて各々のデータ信号５に対応して個別のＯＦＤＭ信号が生成され、送信部２０４Ａ〜２０４Ｄの数に相当する４つのＲＦ信号が送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される。

このように本実施形態による無線送信装置は、４つのＰＬＣＰ信号に関しては送信装置が生成する一つのＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアを４分割したサブキャリア群が送信部２０４Ａ〜２０４Ｄによって送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される。一方、４つのデータ信号５に関しては、それぞれ個別のＯＦＤＭ信号が送信部２０４Ａ〜２０４Ｄによって生成され、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される。

ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄからなる第１〜第４のＰＬＣＰ信号は、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄの数で均一にサブキャリアを分割できれば、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから全て等しいレベル（送信パワー）で送信され、このような均一な分割できない場合においても、ほぼ等しいレベルで送信される。

例えば、本実施形態のように送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄの数が４の場合、各送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄからは、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄについては、それぞれ３波のサブキャリア、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄとシグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び４Ａ〜４Ｄについては、それぞれ１３波のサブキャリアが送信される。送信アンテナの数が３の場合は、各送信アンテナからはショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｃ１については、それぞれ４波のサブキャリア、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｃとシグナルフィールド３Ａ〜３Ｃ及び４Ａ〜４Ｃについては、それぞれ１７波あるいは１８波のサブキャリアが送信される。

データ信号５については、ＰＬＣＰ信号のようにサブキャリア分割がなされないため、ＰＬＣＰ信号とはサブキャリア構成が異なるが、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ全体から合計で５２波のサブキャリアが送信されるので、送信レベルはＰＬＣＰ信号の送信レベルと同等である。このように送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄからの送信レベルは、ＰＬＣＰ信号とデータ信号５において等しく、また送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄ間においてもほぼ等しい。従って、送信部２０４Ａ〜２０４Ｄを出力レベルが等しい同一構成とすることが可能である。さらに、送信部２０４Ａ〜２０４Ｄの各々の出力レベルを合計の出力レベルのアンテナ数分の１に抑えることができるため、送信部に用いる電力増幅器の出力電力を抑えて消費電流を低減し、歪み特性も緩和することが可能となる。すなわち、送信装置を簡易化して低消費電力化を実現することができる。

次に、図３に示す無線受信装置３００の動作について説明する。複数の受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄによって、図２に示した無線送信装置２００から送信されたＲＦ信号が受信される。無線受信装置３００は、単一の受信アンテナを備えていても構わない。受信アンテナ３０１Ａ〜３０１ＤからのＲＦ受信信号は、受信部３０２Ａ〜３０２Ｄにそれぞれ入力される。受信部３０２Ａ〜３０２Ｄでは受信処理、例えばＲＦ帯からＢＢ（ベースバンド）帯への周波数変換（ダウンコンバート）、ＡＧＣ（自動利得制御）及びＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換が行われ、ベースバンド信号が生成される。

受信部３０２Ａ〜３０２Ｄからのベースバンド信号は、伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄ及びディジタル復調部３０４に入力される。伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄでは、図２の無線送信装置から図３の無線受信装置までの伝送路応答が推定される。ディジタル復調部３０４では、伝送路推定部３０３Ａ〜３０３Ｄによって推定された伝送路応答に従ってベースバンド信号の復調が行われ、図２中に示した送信データ２０１に対応する受信データ３０５が生成される。

より詳しくは、ディジタル復調部３０４は入力部に伝送路等化器を有する。伝送路等化器は、受信信号が伝送路で受けた歪を除去するための等化処理を推定された伝送路応答に従って行う。ディジタル復調部３０４は、さらに上述の時間同期処理に基づく適切な復調タイミングで等化後の信号に対して復調処理を行い、データを再生する。

次に、図３中に示した受信部３０２Ａ〜３０２Ｄについて説明する。図６に、受信部３０２Ａの詳細な構成を示す。他の受信部３０２Ｂ〜３０２Ｄも同様であるため、ここでは受信部３０２Ａのみについて説明する。受信アンテナ３０１Ａから入力されるＲＦ受信信号は、ダウンコンバータ４０１によってダウンコンバートされ、ベースバンド信号が生成される。この場合、ＲＦ受信信号を直接ＢＢ帯に変換してもよいし、一旦ＩＦ（中間周波数）帯への変換を行った後、ＢＢ帯に変換してもよい。

ダウンコンバータ４０１によって生成されたベースバンド信号は可変利得増幅器４０２に入力され、ＡＧＣすなわち信号レベルの調整が行われる。可変利得増幅器４０２からの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器４０３によりディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４０３から出力されるディジタル信号は、受信部３０２の外に出力されると共に、利得制御部４０４に入力される。利得制御部４０４によってＡ／Ｄ変換器４０３からのディジタル信号から利得計算が行われ、それに基づいて可変利得増幅器４０２の利得が制御される。このＡＧＣの具体的な内容については、後述する。

次に、図１に示した無線通信用プリアンブル信号を含む送信信号を受信する場合に着目して、無線受信装置３００の動作について説明する。無線受信装置３００は、まず図２中の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信されるショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄを受信し、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応するベースバンド信号を用いてフレーム先頭検出、時間同期、ＡＧＣ、及びＡＦＣ（自動周波数制御）の粗調整を行う。ディジタル復調部３０４は、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄを受信することに応答して受信部３０２Ａ〜３０２Ｄに対してＡＧＣを行うよう指令信号を出す。

本実施形態では、利得制御部４０４はＡ／Ｄ変換後の受信信号から受信レベルを測定して利得を計算する例について説明するが、ＲＦ帯やＩＦ帯の受信信号をアナログ検波して受信レベルを測定し、利得を計算しても構わない。ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応するベースバンド信号は、可変利得増幅器４０２によって、予め与えられた初期利得値に従って増幅される。可変利得増幅器４０２からの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器４０３を経て利得制御部４０４に入力される。利得制御部４０４は、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応する受信信号のＡ／Ｄ変換後のレベルから利得を計算し、それに従って可変利得増幅器４０２の利得を制御する。

今、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応するベースバンド信号のＡ／Ｄ変換後のレベルをＸとする。レベルＸが高い場合、ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器４０３の入力ダイナミックレンジの上限を超え、Ａ／Ｄ変換によって得られるディジタル信号は飽和を起こす。このため、特に高レベルの信号は歪んでしまう。一方、レベルＸが低い場合、特に低レベルの信号はＡ／Ｄ変換に伴って大きな量子化誤差を含むようになる。このようにＡ／Ｄ変換後のレベルＸが高い場合及び低い場合のいずれにおいても、Ａ／Ｄ変換器４０３では適切な変換が行われないため、受信品質に大きな支障をきたす。

この問題を解決するため、利得制御部４０４はショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応するベースバンド信号のＡ／Ｄ変換後のレベルXが予め決められた目標値Ｚになるように、可変利得増幅器４０２の利得を制御する。Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される信号が全て飽和してしまう程度にベースバンド信号のレベルが大幅に高い場合、あるいは逆に大幅に低い場合には、一回の制御で可変利得増幅器４０２の利得を適切に制御できないことがある。このような場合、利得制御を繰り返して行う。この結果、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力されるベースバンド信号のレベルをＡ／Ｄ変換器４０３の入力ダイナミックレンジ内に収まるような適切なレベルに調整することが可能となる。このようにショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄに対応するベースバンド信号を用いて可変利得増幅器４０２の利得を制御することにより、適切なＡ／Ｄ変換を行い、受信品質の低下を避けることができる。

ＡＧＣについては、各受信部３０２Ａ〜３０２Ｄで個別に行う方法と、各無線部３０２Ａ〜３０２Ｄに対して特定の受信部で測定した受信レベル、あるいは最も高い受信レベルを目標値として利得制御を各受信部３０２Ａ〜３０２Ｄで一括して行う方法がある。本実施形態では、前者の方法について説明するが、後者の方法でも構わない。従って、受信部３０２Ａ〜３０２Ｄにおいて、全て同様なＡＧＣ動作を個別に行い、受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄ毎に可変利得増幅器４０２の利得を調整する。

ここで、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄは前述のように複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄからサブキャリア分割されて送信され、複数の受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄによって受信される。従って、受信装置３００には図７に示されるように、複数の送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄと複数の受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄに対する全ての空間伝搬路６０のフェージング状況が高い精度で伝達される。

本実施形態では、送信アンテナ２０５Ａ及び受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄ共に４つずつあるため、空間伝搬路６０の組み合わせは１６通りとなる。ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄが送信される際の空間伝搬路の状況は、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ、第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄ及びデータ信号５が送信される空間伝搬路の状況と等しいことになる。従って、非特許文献１のようにショートプリアンブル列が単一のアンテナから送信されている場合と異なり、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄは勿論、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ、第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄ及びデータ信号５が伝送される空間伝搬路のフェージング状況を受信装置３００において高精度に把握できるため、各受信部３０２Ａ〜３０２ＤにおけるＡＧＣを精度良く行うことが可能となる。

この効果を図８及び図９を用いて説明する。図８及び図９は、横軸にプリアンブル信号及びデータ信号の受信時間を、縦軸にプリアンブル信号及びデータ信号に対する各受信アンテナＲx1〜Ｒx4での受信レベルを示している。図８は本実施形態の場合であり、図９は非特許文献１の場合である。図８において、ＳＰはショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ＬＰはロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、Sigは第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄ、Dataはデータ信号５の受信レベルをそれぞれ表している。図９は、非特許文献１の図１５に示したプリアンブル信号をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて伝送した場合に実際に想定されるＳＰ，ＬＰ，Sig及びDataの受信レベルの例であり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列、シグナルフィールド、データ信号をＳＰ、ＬＰ、Sig、Dataで示している。

ここで、受信アンテナ３０１Aと３０１Bに相当するRx１とRx２について詳細に説明する。Rx1とRx2において受信したＬＰ、Sig、Dataの受信レベルを明確とするため、１点鎖線及び２点鎖線を図８、図９中に付加している。図８に示されるように、受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄにおけるショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄの受信レベルと、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ、第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄ及びデータ信号５の受信レベルとは、一致する。例えば、図8のRx1とRx2において、ＳＰの受信レベルとそれ以外のＬＰ、Sig、Dataの受信レベルを比較すると、いずれも1点鎖線あるいは２点鎖線で示されるレベルに揃っており、受信レベルが等しいことがわかる。一方、非特許文献１によると図９に示されるように、ショートプリアンブル列ＳＰの受信レベルはが、ロングプリアンブル列ＬＰ、シグナルフィールドSig及びデータ信号Dataの受信レベルに対して異なっている受信アンテナが存在することがわかる。例えば、Rx１では、ＬＰ、Sig、Dataの受信レベルを示す1点鎖線及び２点鎖線に対して、ＳＰの受信レベルが小さく、Rx２では、ＬＰ、Sig、Dataの受信レベルに対して、ＳＰの受信レベルが大きくなっていることがわかる。この理由は、次の通りである。

一般的なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、ＭＩＭＯ送信機、複数の送信アンテナ、複数の受信アンテナ及びＭＩＭＯ受信機を有する。このようなＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいては、各送信アンテナ及び各受信アンテナが空間的に離れて設置されていれば、任意の送信アンテナから任意の受信アンテナまでの空間伝搬路はそれぞれ独立で相関が低い。このため、各送信アンテナから等しいパワーの送信信号が送信されても、受信アンテナで受信される各信号レベルは当然異なる。

従って、ショートプリアンブル列を単一の送信アンテナTx1のみから送信する非特許文献１によると、ショートプリアンブル列は各４つの送信アンテナTx1〜Tx4及び受信アンテナRx1〜Rx4を有する場合の図７に示した１６通りの空間伝搬路のうち、Tx1からRx1〜Rx4に至る僅か４通りの空間伝搬路上を伝搬し、Tx2〜Tx4からRx1〜Rx4に至る他の１２通りの空間伝搬路上では伝搬されない。すなわち、送信アンテナTx2〜Tx4からそれぞれ送信されるロングプリアンブル列ＬＰ、シグナルフィールドSig、データ信号Dataを受信機が受信した際の受信レベルは、空間伝搬路が異なるため、送信アンテナTx1から送信されたショートプリアンブル列ＳＰを用いて想定している受信レベルを大きく上回るか、あるいは下回るという現象が高い確率で生じる。

一方、本発明の一実施形態によるショートプリアンブル列ＳＰ１Ａ〜１Ｄを、ロングプリアンブル列ＬＰ２Ａ〜２Ｄ、第１及び第２のシグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ、４Ａ〜４Ｄ、データ信号５と同じ複数のアンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信した場合は、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄも、図７に示した１６通りの空間伝搬路をＬＰ２Ａ〜２Ｄ、Sig３Ａ〜３Ｄ、４Ａ〜４Ｄ、Data５と同じ空間伝搬路を伝搬されることになる。従って、Rx1〜Rx4において、ショートプリアンブル列ＳＰ１Ａ〜１Ｄの受信レベルと、ロングプリアンブル列ＬＰ２Ａ〜２Ｄ、シグナルフィールドSig３Ａ〜３Ｄ及び４Ａ〜４Ｄ、データ信号Data５の受信レベルが一致することになる。

このように図８と図９における受信アンテナRx2でのショートプリアンブル列ＳＰの受信レベルと、ロングプリアンブル列ＬＰ、シグナルフィールドSig及びデータ信号Dataの受信レベルを比較すると、本実施形態に基づくショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄを用いたＡＧＣでは、ショートプリアンブル列と受信レベルと、ロングプリアンブル列、シグナルフィールド、データ信号の受信レベルが等しいため、高精度なＡＧＣが提供できる。つまり、ショートプリアンブル列で行われるＡＧＣが高精度になることで、Ａ／Ｄ変換器４０３で受信信号をディジタル化する際、飽和や量子誤差の増大を回避することが可能となる。この結果、データ信号の通信エラーを抑えて高い伝送レートで無線通信することができる。ショートプリアンブル列１で高精度にＡＧＣ制御が可能となると、以下の効果も得られる。

各受信部３０２Ａ〜３０２ＤにおいてＡ／Ｄ変換器４０３に入力される受信信号が適切なレベルに調整されているため、ロングプリアンブル列を用いた伝送路推定を迅速に行うことができる。さらに、伝送路推定を精度の良いディジタル信号を用いて行うことができるため、空間伝搬路６０の推定精度を高めることが可能となる。

以上述べたように、本実施形態によればショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列、第１と第２シグナルフィールド及びデータ信号の全ての送信状態において、複数の送信部を同一のレベルダイヤで構成できるため、送信装置の構成を簡易化することが可能となる。また、各送信部の出力レベルは送信装置としてのトータル出力レベルに対して、アンテナ数分の１となり、最終段の電力増幅器の小型化と低消費電力化を可能とする。

ショートプリアンブル列に対して、ロングプリアンブル列、第１と第２シグナルフィールド及びデータ信号は空間伝搬路が等しいため、ショートプリアンブル列によるＡＧＣ動作は、複数の送信アンテナからの送信に対するレベル変動に追従可能な高精度を維持することができる。これにより、Ａ／Ｄ変換器における飽和や量子化誤差の影響を抑えて、受信品質の向上を図ることができる。さらに、受信精度が向上することにより、受信信号をディジタル信号処理するために設けられるＡ／Ｄ変換器のビット数の削減も図ることができ、受信装置の低消費電力化も可能となる。

次に、本発明の他の実施形態について説明する。本発明の他の実施形態によると、無線送信装置２００は図１０に示されるように、ディジタル変調部２０３に接続されるサブキャリア分割制御部２０６が追加されている。メモリ２０２、送信部２０４及び送信アンテナ２０５については、図２と同一であるため説明を省略する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける図７に示される空間伝搬路６０の周波数フェージングの状況は、公知の手法により検知できる。図１０のサブキャリア分割制御部２０６には、そのフェージングが遅延時間の比較的短い短遅延フェージングか、遅延時間の比較的長い長遅延フェージングであるかを示す伝搬路フェージング検知情報が入力される。伝搬路フェージングの検知に際しては、送信装置２００側に備えている、受信装置３００の受信信号の周波数応答をリファレンスとして用いてもよい。また、受信装置３００において実際に送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから受信アンテナ３０１Ａ〜３０１Ｄに対して送信されてきたＲＦ信号の周波数応答情報を送信装置２００に通知してもらい、その周波数応答情報をリファレンスとして用いてもよい。伝搬路フェージングの検知方法は他の方法でもよく、特に限定されない。

サブキャリア分割制御部２０６は、伝搬路フェージング検知情報に応じてデジタル変調部２０３を制御することによって、サブキャリア分割方法、すなわち送信部２０４Ａ〜２０４Ｄへのショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄのサブキャリアの振り分けを制御する。

図１１に、一般的な空間伝搬路の周波数フェージングの特性を示す。図１１（ａ）は短遅延のフェージング環境下における典型的な周波数フェージングであり、図１１（ｂ）は長遅延のフェージング環境下における典型的な周波数フェージングである。空間伝搬路の周波数フェージングは、これら二つのパターンに大別される。周波数フェージングの損失が大きい谷の周期は、典型的には屋内で数MHz程度である。IEEE 802.11aあるいは将来的に規格が策定されるIEEE 802.11nで使用されであろうＯＦＤＭ信号の帯域幅は20 MHz程度であるため、図１１（ａ）（ｂ）に示されるフェージングの谷がＯＦＤＭ信号帯域内に複数個入ってくることになる。

ここで、上記二つの周波数フェージングの特徴を簡単にまとめる。図１１（ａ）の短遅延フェージングは、信号の特定帯域はフェージングの谷が生じて空間伝搬路の損失を被るが、他の帯域においては比較的、空間伝搬路の損失が小さいという特徴を有する。一方、図１１（ｂ）の長遅延フェージングは、フェージングの谷が狭い周波数間隔で信号帯域内全域に現れるように、周期的な帯域で大きな損失を被ることが特徴である。これらの特性は、送信アンテナと受信アンテナ間の空間伝搬路において決定されるため、図７に示される１６通りの空間伝搬路６０のフェージング状況は、同一ではないが傾向としては共通となる。

このような短遅延フェージング及び長遅延フェージングのそれぞれの特徴を考慮して、本実施形態においては伝搬路フェージング状況検知情報に基づいて、サブキャリア分割制御部２０６によりディジタル変調部２０３でのサブキャリア分割の方法を切り替える。

具体的には、空間伝搬路６０が短遅延フェージングの場合は、先の実施形態で説明したサブキャリア分割方法に従って、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される第１〜第４のＰＬＣＰ信号に対して、図４及び図５に示されるようにサブキャリアの配置順にサブキャリアを順次一つずつ選択して振り分ける方法をとる。すなわち、第１〜第４のＰＬＣＰ信号のうち、ショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄへのサブキャリアの振り分けは図４のように行い、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄへのサブキャリアの振り分けは図５のように行う。

図１１（ａ）に示されるように、短遅延フェージングの場合、離れた帯域では周波数フェージングの谷の影響は小さい。従って、上記のようなサブキャリア分割方法として、第１〜第４のＰＬＣＰ信号に振り分けるサブキャリアを周波数的に分散させ、損失を被る帯域にサブキャリアが集中することを避けることにより、特定帯域における周波数フェージングの谷による大きな伝搬路損失の影響を回避することができる。

一方、空間伝搬路６０が長遅延フェージングの場合は、送信アンテナ２０５Ａ〜２０５Ｄから送信される第１〜第４のＰＬＣＰ信号に対して、図１２及び図１３に示されるよに複数のサブキャリアからＯＦＤＭ信号帯域を分割した複数の部分帯域毎に選択されたサブキャリアを振り分ける方法をとる。

例えば、第１〜第４のＰＬＣＰ信号のうちのショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄへのサブキャリアの振り分けに際しては、ＯＦＤＭ信号の全帯域を送信アンテナの数分に分割し、それらを各送信アンテナに振り分けて送信する。図１２に示されるようにＯＦＤＭ信号帯域を４つの部分帯域（第１〜第４部分帯域）に分割し、各部分帯域毎にサブキャリア番号で４波周期のサブキャリアを選択して振り分ける。

すなわち、ショートプリアンブル列１Ａに対しては、最も低周波側の第１部分帯域内の３つのサブキャリアを振り分け、ショートプリアンブル列１Ｂに対しては、第１部分帯域の次に周波数の高い第２部分帯域内の３つのサブキャリアを振り分け、以下同様にショートプリアンブル列１Ｃに対しては、第２部分帯域より周波数の高い第３部分帯域内の３つのサブキャリアを振り分け、そしてショートプリアンブル列１Ｄに対しては最も高周波側の第４部分帯域内の３つのサブキャリアを振り分けられる。

第１〜第４のＰＬＣＰ信号のうちのロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄへのサブキャリアの振り分けも、基本的には上記したショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄへのサブキャリアの振り分けと同様である。但し、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄに対しては、各部分帯域内のより多くのサブキャリア、例えば図１３の例では各部分帯域内のサブキャリア番号が連続した全てのサブキャリアを振り分ける。

図１１（ｂ）に示されるように、長遅延フェージングの場合は、離れた帯域においても周波数フェージングの谷が周期的に現れるが、隣接サブキャリアや次隣接サブキャリア等の数百ｋHz〜数MHｚの狭帯域内では平均的には大きな損失を回避できる。従って、図１２及び図１３に示すようにサブキャリアを隣り合う部分帯域毎に分割して、各部分帯域内の近接したサブキャリア群を第１〜第４のＰＬＣＰ信号に振り分けることにより、周波数フェージングの谷とサブキャリア配置が一致することにより被る大きな伝搬路損失を回避することが可能となる。

すなわち、任意の送信アンテナから送信され、任意の受信アンテナで受信がなされる場合に、周期的に発生する損失が大きい帯域にサブキャリアが重なって損失を被ることを避け、隣り合う帯域のいずれかのサブキャリアはフェージング損失の影響を避けることができる。従って、ショートプリアンブル列１Ａ〜１ＤによるＡＧＣ制御の精度を劣化させず、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄによる周波数同期、伝送路推定、ＭＩＭＯチャネル構成の情報伝達などをスムーズに行うことが可能となり、また受信装置において受信レベルの変動に追従するＡＧＣ機能の精度を維持して、Ａ／Ｄ変換器における飽和や量子化誤差の影響を抑え、受信品質の向上を図ることが可能となる。

前述したように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが使用される無線伝搬環境は短遅延フェージングであったり長遅延フェージングであったり様々である。従って、本実施形態のように、このようなフェージング特性に応じてサブキャリア分割の方法を切り替える手段を備えることで、どのような無線伝搬環境下においても受信装置においてフェージングの影響を極力回避して、複数アンテナで構成される無線伝搬環境における受信レベル変動に対するＡＧＣ機能の精度を維持して、Ａ／Ｄ変換器における飽和や量子化誤差の影響を抑えて、受信品質の向上を図ることが可能となる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムとしては、サブキャリア分割によりショートプリアンブル列１Ａ〜１Ｄ、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄ及び第２シグナルフィールド４Ａ〜４Ｄを送信する際に、特定の帯域が大きく損失を被る周波数フェージングの影響を極力回避することが望ましい。何故なら、データ信号５では例えば本実施形態の場合、図１４に示されるような５２波のサブキャリアが配置されているため、周波数フェージングの影響は平均化されて被ることになる。

しかしながら、サブキャリア分割がなされている図４及び図５あるいは図１２及び図１３に示されるような帯域が信号帯域内に一部に限定されたサブキャリア配置においては、周波数フェージングとの関係によって、送信信号全体が著しく劣化する場合も考えられる。そのような場合は、ショートプリアンブル１によるＡＧＣ機能の調整がデータ信号５を受信した際に最適となる利得調整の目標値からずれる可能性が出てくるからである。

しかし、本実施形態によれば、空間伝搬路のどのようなフェージング環境下においても、任意の送信アンテナと任意の受信アンテナ間の伝搬において、分割したサブキャリアが大きな損失を被ることを回避可能となる。従って、ショートプリアンブル列１Ａ〜１ＤによるＡＧＣ制御の精度を劣化させず、ロングプリアンブル列２Ａ〜２Ｄ、第１シグナルフィールド３Ａ〜３Ｄによる周波数同期、伝送路推定、ＭＩＭＯチャネル構成の情報伝達などをスムーズに行うことが可能となる。

以上説明したように、本発明の実施形態によるとショートプリアンブル列においてもサブキャリア分割を行うことで、各送信部の出力レベルをショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列、シグナルフィールド及びデータ信号などの送信情報に依存せずに統一することが可能となる。従って、従来のようにショートプリアンブル列の伝送時のみ一つのアンテナからの出力パワーが高くなるという問題が解消され、送信部の構成の冗長性を抑えることができ、かつ出力パワーを低いレベルで統一できるため低消費電力化が可能となる。

また、ショートプリアンブル列を複数のアンテナから送信してＡＧＣに用いているため、ＭＩＭＯにおける複数アンテナから同時に送信されるデータに対してＡ／Ｄ変換器や無線受信装置の入力レベルを適切に調整することができ、無線受信装置の受信性能を向上させることが可能である。あるいはＡ／Ｄ変換器の入力レベルを適切な値に設定することができるため、Ａ／Ｄ変換器のビット数を削減することが可能になる。

さらに、本発明ではショートプリアンブル列を複数のアンテナから送信するため、それらのショートプリアンブル列をＡＧＣに用いて、データ部のみならずロングプリアンブル列を受信する際にも適切なＡＧＣが可能となり、適切なＡ／Ｄ変換により受信精度の劣化を避けることができる。また、余計なプリアンブル列を挿入する等による伝送効率の劣化を招くことがなくなる。
一方、任意の送信アンテナから送信され、任意の送信アンテナで受信される空間伝搬路において、ショートプリアンブル列のサブキャリアをフェージングの影響を極力回避して伝搬させることが可能となり、受信レベル変動に追従する受信側のＡＧＣを各送信アンテナから各受信アンテナへの伝搬路損失を把握して対応することが可能となり、受信精度の改善が得られる。さらには、受信信号をディジタル信号処理するために挿入するＡ／Ｄ変換器のビット数を削減することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うプリアンブル構成を示す図 本発明の一実施形態に従う無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の一実施形態に従う無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の一実施形態に従うショートプリアンブルのサブキャリア構成を示す図 本発明の一実施形態に従うロングプリアンブル及びシグナルフィールドのサブキャリア構成を示す図 図３中に示す受信部の構成例を示すブロック図 本発明の一実施形態に従うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの空間伝搬路を示す図 本発明の一実施形態に従うＰＬＣＰ信号とデータ信号の各受信アンテナでの受信レベルを示す図 IEEE 802.11aに準拠したＰＬＣＰ信号とデータ信号の各受信アンテナでの受信レベルを示す図 本発明の他の実施形態に従う無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の他の実施形態の説明に用いる典型的な二つのフェージング特性を示す図 本発明の他の実施形態に従うショートプリアンブルのサブキャリア構成を示す図 本発明の他の実施形態に従うロングプリアンブル及びシグナルフィールドのサブキャリア構成を示す図 データ信号のサブキャリア構成を示す図 非特許文献１により提案された無線通信用プリアンブル信号を示す図

符号の説明

１Ａ〜１Ｄ…ショートプリアンブル列
２Ａ〜２Ｄ…ロングプリアンブル列
３Ａ〜３Ｄ…第１シグナルフィールド
４Ａ〜４Ｄ…第２シグナルフィールド
５Ａ〜５Ｄ…データ信号
２００…無線送信装置
２０１…送信データ
２０２…メモリ
２０３…ディジタル変調部
２０４Ａ〜２０４Ｄ…送信部
２０５Ａ〜２０５Ｄ…送信アンテナ
２０６…サブキャリア分割制御部
３００…無線受信装置
３０１Ａ…３０１Ｄ…受信アンテナ
３０２，３０２Ａ〜３０２Ｄ…受信部
３０３Ａ〜３０３Ｄ…伝送路推定部
３０４…ディジタル復調部
４０１…ダウンコンバータ
４０２…可変利得増幅器
４０３…Ａ／Ｄ変換器
４０４…利得制御部

Claims (15)

1. 互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式で送信を行う無線送信装置において、
   複数の送信アンテナと、
   前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群から構成され、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信する手段と、
   前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信する手段とを具備する無線送信装置。
2. 前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群は、前記複数のサブキャリアから配置順に一つずつ選択されたサブキャリアが順次振り分けられている請求項１記載の無線送信装置。
3. 前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群は、前記複数のサブキャリアから前記ＯＦＤＭ方式が用いられる信号帯域を分割した複数の部分帯域毎に選択されたサブキャリアが振り分けられている請求項１記載の無線送信装置。
4. 前記ＰＬＣＰ信号を送信する手段は、無線受信装置への空間伝搬路のフェージング状況が短遅延フェージングの場合は、前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群に前記複数のサブキャリアから配置順に一つずつ選択されたサブキャリアを順次振り分け、フェージング状況が長遅延フェージングの場合は、前記複数のＰＬＣＰ信号の各々のサブキャリア群に前記複数のサブキャリアから前記ＯＦＤＭ方式が用いられる信号帯域を分割した複数の部分帯域毎に選択されたサブキャリアを振り分ける請求項１記載の無線送信装置。
5. 前記シグナルフィールドは、IEEE 802.11aに準拠した第１シグナルフィールドを含む請求項１記載の無線送信装置。
6. 前記シグナルフィールドは、IEEE 802.11aに準拠した第１シグナルフィールドと、該第１シグナルフィールドの後に配置される、IEEE 802.11a以外の規格に準拠した第２シグナルフィールドを含む請求項１記載の無線送信装置。
7. 複数の受信アンテナと、
   互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式であって、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を前記受信アンテナを介して受信する受信部と、
   前記受信部からの出力信号を増幅する可変利得増幅器と、
   前記受信部による前記ショートプリアンブル列の受信に応答して前記可変利得増幅器の利得を制御する利得制御部とを具備する無線受信装置。
8. 前記可変利得増幅器の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器をさらに具備する請求項７記載の無線受信装置。
9. 前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号に含まれる前記ロングプリアンブル列を用いて伝送路応答を推定する推定部と、推定された伝送路応答に従って前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号の復調処理を行う復調部とをさらに具備する請求項７または８記載の無線受信装置。
10. 互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式で送信を行う無線送信方法において、
    前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を複数の送信アンテナを用いて送信するステップと、
    前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信するステップとを具備する無線送信方法。
11. 互いに直交する複数のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式であって、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を複数の受信アンテナを介して受信するステップと、
    受信された信号を可変利得増幅器により増幅するステップと、
    前記ショートプリアンブル列の受信に応答して、前記可変利得増幅器の利得を制御するステップとを具備する無線受信方法。
12. 複数の送信アンテナを有する無線送信装置と、複数の受信アンテナを有する無線受信装置との間でＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)チャネルを形成し、ＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式が用いられる信号帯域内に配置された互いに直交する複数のサブキャリアを用いて通信を行う無線通信システムにおいて、
    前記無線送信装置は、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信する手段と、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信する手段とを具備する無線通信システム。
13. 前記無線受信装置は、前記複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を前記受信アンテナを介して受信する受信部と、前記受信部からの出力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信部による前記ショートプリアンブル列の受信に応答して前記可変利得増幅器の利得を制御する利得制御部とを具備する請求項１２記載の無線通信システム。
14. 複数の送信アンテナを有する無線送信装置と、複数の受信アンテナを有する無線受信装置との間でＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)チャネルを形成し、ＯＦＤＭ(Orthogonal frequency division multiplexing)方式が用いられる信号帯域内に配置された互いに直交する複数のサブキャリアを用いて通信を行う無線通信方法において、
    前記無線送信装置から、前記複数のサブキャリアから選択される異なる複数のサブキャリア群からなり、ショートプリアンブル列、ロングプリアンブル列及び少なくとも一つのシグナルフィールドをそれぞれ含む複数のＰＬＣＰ信号を前記複数の送信アンテナを用いて送信し、前記ＰＬＣＰ信号の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータ信号を送信することを特徴とする無線通信方法。
15. 前記無線受信装置により前記複数のＰＬＣＰ信号及び該ＰＬＣＰ信号に後続するデータ信号を前記受信アンテナを介して受信し、該受信した信号を可変利得増幅器により増幅し、前記ショートプリアンブル列の受信に応答して前記可変利得増幅器の利得を制御することを特徴とする請求項１４記載の無線通信方法。

Images