JPH0690193A - 複数アンテナ受信信号のベースバンド合成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高速フェージングにも有効、かつ経年変化、
温度変動影響を受け難い。 【構成】 ２つのアンテナからの受信信号はそれぞれ周
波数変換回路で複素アナログベースバンド信号に変換さ
れる。その両複素ベースバンド信号（同相成分と直交成
分）はそれぞれＡＤ変換器で同一時刻ディジタル信号に
変換されて２つの複素離散信号系列Ｓ₁ ，Ｓ₂ とされ
る。その一方の信号Ｓ₁ の複素共役Ｉ₁ −ｊＱ₁ と他方
の信号Ｓ₁ ＝Ｉ₂ ＋ｊＱ₂ とが複素乗算器５４で乗算さ
れ、その出力として変調信号による位相変動に影響され
ず、両信号のフェージングによる位相変動の差の位相を
もつ信号が得られ、その信号はフィルタ５５で平均化さ
れ、雑音成分が除去される。フィルタ５５の遅延量と同
一量だけ、信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ が遅延器５７，５８でそれぞ
れ遅延され、遅延器５７の出力フィルタ５５の出力とが
複素乗算器５６で乗算され、信号Ｓ₁ は信号Ｓ₂ と同位
相とされ、複素加算器５９で信号Ｓ₂ と加算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は複数のアンテナよりの
受信信号をベースバンド合成して、陸上移動通信伝搬路
におけるレイリーフェジングや移動体衛星通信伝搬路に
おけるライスフェージングなどの影響を小さくする複数
アンテナ受信信号のベースバンド合成装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のベースバンド合成装置を図８に示
す。これは例えば“Ｔｈｅ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｏｐ
ｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ Ｅｑｕａｌ−Ｇａｉｎ
Ｐｒｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｒｅｇｅｎｅｒｓｔｉｖｅ
Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｃｏｍｂｉｎｅｒ ｗｉｔｈ
Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ”，
ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２２，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓ
ｔ １９７４に示されているグランランの合成法として
知られている。図８に示す装置の動作を簡単に説明す
る。アンテナ１１，１２からの各受信信号はそれぞれ中
間周波変換器１３，１４にて中間周波信号に変換され、
これら中間周波信号は周波数混合器１５，１６でリミッ
タ増幅器１７の出力と混合され、その各周波数混合出力
から狭帯域通過フィルタ１８，１９によりそれぞれ搬送
波信号が取り出され、これら搬送波信号はそれぞれリミ
ッタ増幅器２１，２２で増幅され、その各増幅出力はそ
れぞれ周波数混合器２３，２４で中間周波変換器１３，
１４からの中間周波信号と周波数混合される。周波数混
合器２３，２４からそれぞれ変調信号、つまりベースバ
ンド信号が得られ、これらは合成器２５で合成され、そ
の合成出力は狭帯域通過フィルタ２６を通じてリミッタ
増幅器１７へ供給される。このリミッタ増幅器１７の出
力はアンテナ１１，１２の受信信号がベースバンド合成
された出力として出力端子２７にも供給される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このグランランの合成
法は、アナログ回路により構成され、また帰還ループ制
御方式、いわゆる閉ループ制御方式である。閉ループ制
御方式では、ループ内の回路構成素子の経年変化および
温度特性についても補償できるため、アナログ回路素子
を含む場合でも容易に制御できるが、変動への追従特性
が悪いという問題点がある。従って、グランランの合成
法は、低速なフェージングには有効であるものの、高速
なフェージングでは劣化が大きくなるという問題点があ
った。

【０００４】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、２本のアンテナよりの各受信信号をそれぞれ複素ベ
ースバンド信号に変換する第１、第２周波数変換回路を
備えた受信機に設けられ、第１、第２周波数変換回路か
らの各ベースバンド信号はそれぞれ第１、第２ＡＤ変換
器で同時刻に第１、第２離散信号系列に変換され、その
第１離散信号系列と、第２離散信号系列の複素共役とが
第１複素乗算器で乗算され、その乗算出力はフィルタで
平均化される。第１、第２離散信号系列はそれぞれ第
１、第２遅延器でフィルタの遅延量だけ遅延され、その
第２遅延器の出力とフィルタの出力とが第２複素乗算器
で乗算され、その乗算出力と第１遅延器の出力とが複素
加算器で加算される。

【０００５】請求項２の発明によればｎ本（ｎは３以上
の整数）のアンテナと、これら各アンテナよりの受信信
号をそれぞれ複素ベースバンド信号に変換するｎ個の周
波数変換回路を備えた受信機に設けられ、これらｎ個の
周波数変換回路からの各ベースバンド信号はそれぞれｎ
個のＡＤ変換器で同時刻にｎ個の離散信号系列に変換さ
れる。

【０００６】一方請求項１の発明における第１、第２複
素乗算器と、フィルタと、第１、第２遅延器と、複素加
算器とからなる合成回路が（ｎ−１）個設けられ、これ
ら（ｎ−１）個の合成回路によりｎ個のＡＤ変換器の出
力が１つの複素離散信号系列に多段縦続的に合成され
る。請求項３の発明によればｎ本のアンテナと、その受
信信号を複素ベースバンド信号に変換するｎ個の周波数
変換回路を備えた受信機に設けられ、ｎ本のアンテナの
受信信号の信頼度が信頼度推定手段で推定され、その信
頼度が最も高いと推定されたものと、次に高いと推定さ
れたものとそれぞれ対応する２つの複素ベースバンド信
号が選択回路でｎ個の周波数変換回路から選択されて請
求項１の発明中の第１、第２ＡＤ変換器へ供給される。

【０００７】請求項４の発明によればｎ本のアンテナ
と、その各アンテナの受信信号を中間周波信号に変換す
るｎ個の中間周波変換回路とを備えた受信機に設けら
れ、ｎ本のアンテナの受信信号の信頼度が信頼度推定手
段で推定され、その信頼度が最も高いと推定されたもの
と、次に高いと推定されたものをそれぞれ対応する２つ
の中間周波信号が、選択回路でｎ個の中間周波変換回路
から選択され、これら２つの中間周波信号はそれぞれ第
１、第２ベースバンド変換回路で複素バースバンド信号
に変換されて請求項１の発明中の第１、第２ＡＤ変換器
へ供給される。

【０００８】請求項５の発明によれば、請求項３又は４
の発明においてｎ本のアンテナは指向方向が互いに異な
るものであり、信頼性推定手段はアンテナの指向性パタ
ーンが重なる各２本を組みとして信頼度を推定するもの
であり、選択回路は信頼度が最も高いと推定された１つ
の組の２本のアンテナと対応する２つの周波数変換回路
の出力又は中間周波変換回路の出力を選択するものであ
る。

【０００９】

【作用】合成回路に入力される第１、第２離散信号系列
は同時刻にディジタル信号に変換されているため、第
１、第２離散信号の変調信号にもとづく位相変動は同一
であり、従って第１複素乗算器の出力は第１、第２離散
信号のフェージングにもとづく位相変動の差に対応した
出力が得られ、第２複素乗算器の出力は第２離散信号系
列が第１離散信号系列と同位相とされたものとなり、こ
れと第１離散信号系列とが加算される。

【００１０】つまりこの発明ではディジタル信号で処理
され、かつ開ループ制御となる。

【００１１】

【実施例】図１に請求項１の発明の実施例を示す。アン
テナ３１₁ ，３１₂ よりの各受信信号はそれぞれ周波数
変換回路３２₁ ，３２₂ で複素ベースバンド信号に変換
される。周波数変換回路３２₁ の内部ではアンテナ３１
₁ よりの信号は高周波帯域通過フィルタ３３で周波数選
択され、更に高周波増幅器３４で増幅され、中間周波変
換用ミキサ３５で中間周波信号に変換され、その中間周
波信号は中間周波帯域通過フィルタ３６を通り、中間周
波帯ＡＧＣ増幅器３７により所定レベルの信号とされ
て、ベースバンド変換回路３８へ供給される。ベースバ
ンド変換回路３８においてはその入力信号は分岐回路３
９で分岐され、それぞれベースバンド変換ミキサ４１，
４２へ供給され、正弦波発振器４３からの正弦波信号が
ミキサ４１へ、余弦波信号がミキサ４２へ供給され、ミ
キサ４１からの同相成分（Ｉ信号）、ミキサ４２からの
直交成分（Ｑ信号）よりなる１組のベースバンドアナロ
グ信号、いわゆる複素アナログベースバンド信号が得ら
れる。これら両信号は低域通過フィルタ４４，４５を通
じて取り出される。周波数変換回路３２₂ も周波数変換
回路３２₁ と同様に構成されている。中間周波変換ミキ
サ３５に対し、周波数シンセサイザ４６から局部信号が
供給される。

【００１２】周波数変換回路３２₁ ，３２₂ からの各複
素ベースバンド信号、つまりＩ₁ 信号及びＱ₁ 信号とＩ
₂ 信号及びＱ₂ 信号はそれぞれＡＤ変換器４７₁ ，４８
₁ ，４７₂ ，４８₂ で同一時刻にディジタル信号に変換
されて複素離散信号系列Ｓ₁，Ｓ₂ が得られる。これら
離散信号系列Ｓ₁ ，Ｓ₂ は合成回路４９で１つの複素離
散信号系列に合成されて復調器５１へ供給される。

【００１３】合成回路４９の具体的構成を図２Ａに示
す。端子５２₁ ，５３₁ に入力された離散信号系列Ｓ₁
の複素共役Ｉ₁ −ｊＱ₁ と、端子５２₂ ，５３₂ に入力
された離散信号系列Ｓ₂ （＝Ｉ₂ ＋ｊＱ₂ ）とが複素乗
算器５４で乗算される。その乗算出力はフィルタ５５で
平均化されて複素乗算器５６へ供給される。離散信号系
列Ｓ₁ ，Ｓ₂ はそれぞれ、フィルタ５５での遅延量と同
一遅延量だけ遅延する遅延器５７，５８へも供給され
る。遅延器５７の出力は複素乗算器５６へ供給され、そ
の乗算出力と、遅延器５８の出力とが複素加算器５９で
加算されてそのＩ信号成分とＱ信号成分とがそれぞれ出
力端子６１，６２に出力される。

【００１４】信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ をそれぞれ極座標表示する
と図２Ｂに示すように、Ｓ₁ ＝ｒ₁・ｅｘｐ（ｊ
Ｑ₁ ），Ｓ₂ ＝ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊＱ₂ ）となる。ただし
ｒ₁ ＝√（Ｉ₁ ²＋Ｑ₁ ²），ｔａｎθ₁ ＝Ｑ₁ ／Ｉ₁ ，ｒ
₂ ＝√（Ｉ₂ ²＋Ｑ₂ ²），ｔａｎθ₂＝Ｑ₂ ／Ｉ₂ であ
る。信号Ｓ₁ の複素共役Ｓ₁ ^* ＝ｒ₁ ・ｅｘｐ（−ｊＱ
₁ ）であるから、複素乗算器５４の乗算出力は図２Ｃに
示すようにＳ₁ ^* Ｓ₂ ＝ｒ₁ ｒ ₂ ・ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −
θ₁ ））となる。つまりこの乗算出力は信号Ｓ₁ とＳ₂
との位相差と対応した位相をもつ。信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ の各
位相は変調信号にもとずく変動と、フェージングにもと
づく変動とがあるが、信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ は同時刻にディジ
タル信号とされているものであるから、変調信号にもと
づく位相変動は同一であり、よってフェージングにもと
ずく位相変動の差がθ₁ −θ₂ となる。複素乗算器５６
の乗算出力はＳ₁ ^* ・Ｓ₂ ・Ｓ₁ ＝ｒ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ
（ｊ（θ₂ −θ₁ ））・ｒ₁ ・ｅｘｐ（ｊθ₁ ）とな
り、信号Ｓ₁ が信号Ｓ₂ と同一位相とされて出力される
ことになる。

【００１５】実際には各信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ にそれぞれ雑音
ｎ₁ ，ｎ₂ が加わっている。よって信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ の乗
算出力は次のようになる。 Ｓ₁ ^* ・Ｓ₂ ＝ｒ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −θ₁ ））＋ｎ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ（ ｊθ₂ ）＋ｎ₂ ｒ₁ ・ｅｘｐ（−ｊθ）＋ｎ₁ ｎ₂ この乗算出力はフィルタ５５で平均化され、雑音成分は
ゼロになるから、フィルタ５５の出力は次のようにな
る。

【００１６】 ＜Ｓ₁ ^* ・Ｓ₂ ＞＝ｒ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −θ₁ ）） よって複素加算器５９の出力は次のようになる。 ＜Ｓ₁ ^* ・Ｓ₂ ＞Ｓ₁ ＋Ｓ₂ ＝｛ｒ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −θ₁ ））｝｛ ｒ₁ ・ｅｘｐ（ｊθ₁ ）＋ｎ₁ ｝＋｛ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊθ₂ ）＋ｎ₂ ｝＝ｒ₁ ²ｒ ₂ ・ｅｘｐ（ｊθ₂ ）＋ｒ₁ ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −θ₁ ））・ｎ₁ ＋ｒ₂ ・ ｅｘｐ（ｊθ₂ ）＋ｎ₂ 図１中のＡＧＣ増幅器３７により｜ｒ₁ ｜＝｜ｒ₂ ｜＝
１とされているから複素加算器５９の出力は ２ｒ₂ ・ｅｘｐ（ｊθ₂ ）＋ｅｘｐ（ｊ（θ₂ −θ₁ ））・ｎ₁ ＋ｎ₂ となり、その第１項はアンテナ３１₁ ，３２₁ からの信
号が同相合成され、振幅が２倍、電力が４倍になること
を示し、第２項及び第３項は雑音がランダム位相で合成
され、電力が２倍になることを示している。従って信号
の受信レベルが３ｄＢ増加する。

【００１７】次にフィルタ５５の時定数について説明す
る。まず第一に、この発明を、レイリーフェジングでモ
デル化される陸上移動通信伝搬路を通じる電波の受信に
適用する場合を考える。つまりアンテナ３１₁ ，３１₂
には共に反射波が受信される。図２Ｄに、レイリーフェ
ジング伝搬路における受信信号の信号空間上におけるベ
クトル図を示す。図において、Ｃはキャリア、Ｎは雑音
を示す。陸上移動通信のサービスエリアにおいては、キ
ャリアＣの平均値と雑音Ｎの平均値との比、すなわちＣ
／Ｎは通常１５ｄＢ程度より大きい値をとる。また、両
アンテナに受信される信号のキャリアＣの周波数帯域
は、変調による位相変動（数十ｋＨｚ程度）とフェージ
ングによる位相変動（数十Ｈｚ程度）とが畳乗されたも
のとなり、雑音Ｎの周波数帯域は、受信機のフィルタの
帯域幅で決定されるため、変調による成分と等しい帯域
幅となる。従って、複素乗算器５４の出力の周波数帯域
は、２つの受信信号のフェージングによる位相変動差
（数十Ｈｚ程度）に雑音（数十ｋＨｚ程度）が加えられ
たものとなる。ただし、変調による成分は、前述したよ
うに同じ時刻にＡ／Ｄ変換した信号を用いているため含
まれない。このような伝送路条件では、Ｃ／Ｎが大きい
ため、雑音を除去するための平均操作は短いもので十分
であり、また反射波の位相はランダムに変化するため高
速なフェージングに対応するため平均操作は短くする必
要がある。従って、陸上移動通信伝搬路の信号受信に適
用する場合は、フェージングによる位相変動が保存され
るようにフィルタ５５の時定数を短く設定すればよい。

【００１８】第二に、この発明を直接波（位相が変化し
ない）と干渉波（反射波で位相がランダムに変化する）
との干渉であるライスフェージングでモデル化される移
動体衛星通信伝搬路を通じる電波の受信に適用する場合
を考える。図２Ｅに、ライスフェージング伝搬路におけ
る受信信号の信号空間上におけるベクトル図を示す。図
において、Ｃは直接波信号、Ｍは干渉波信号、Ｎは雑音
を示す。中緯度地域をサービスエリアとする移動体衛星
通信においては、直接波Ｃの平均値と干渉波Ｍの平均値
の比、すなわちＣ／Ｍは、通常１５ｄＢ程度よりも大き
い値をとる。また直接波Ｃと干渉波Ｍの和の平均値と雑
音Ｎの平均値との比、すなわちＣ／Ｎは、通常３ｄＢ程
度である。また、直接波Ｃの周波数帯域は、変調による
位相変動（数十ｋＨｚ程度）と２本のアンテナの位置関
係に起因する位相変動（通常１Ｈｚ以下）が畳乗された
ものとなる。干渉波Ｍの周波数特性は、変調による位相
変動（数十ｋＨｚ程度）とフェージングによる位相変動
（数十Ｈｚ）とが畳乗されたものとなり、雑音Ｎの周波
数特性は、受信機のフィルタの帯域幅と等しいものとな
る。このような伝送路条件では、Ｃ／Ｎが小さいため、
雑音を除去するための平均操作は長くする必要がある。
また、Ｃ／Ｍが大きいため、フェージングによる位相変
動は、雑音の一部とみなして雑音とともに平均しても構
わない。従って、移動体衛星通信伝搬路の信号受信に適
用する場合は、２本のアンテナの位置関係に起因する位
相変動については保存され、フェージングによる位相変
動が打ち消されるよう、フィルタ５５の時定数を長く設
定すればよい。

【００１９】以上の説明は、２本のアンテナで受信した
信号を合成する場合について述べたが、次に一般にｎ本
のアンテナで受信した信号を合成する場合について説明
する。図３Ａに請求項２の発明の実施例を示す。ｎ本の
アンテナ３１₁ 〜３１_n から各受信信号はそれぞれ周波
数変換回路３２₁ 〜３２_n へ供給されてそれぞれ複素ア
ナログベースバンド信号に変換される。これら周波数変
換回路３２₁ 〜３２_nからの同相成分と直交成分はそれ
ぞれＡＤ変換器４７₁ 〜４７_n と４８₁ 〜４８ _n で離散
信号系列に変換される。これらｎ組の離散信号系列は、
図１中の合成回路４９、つまり図２Ａに示す合成回路４
９と同一構成の合成回路４９で、２組づつ合成し、その
合成されたものを更に合成回路４９で２組づつ合成する
ことを順次行い、つまり（ｎ−１）個の合成回路４９を
用いて多段縦続的に合成して１組の離散信号系列とす
る。なお、ｎは３以上の整数であればよい。

【００２０】図３Ｂに請求項３の発明の実施例を示し、
図１、図２Ａ、図３Ａと対応する部分には同一符号を付
けてある。この実施例ではアンテナ３１₁ 〜３１_n の受
信信号の信頼度が信頼度推定手段６３で推定される。こ
の信頼度としては例えば中間周波ＡＧＣ増幅器３７の制
御信号として得られる受信電界強度情報、いわゆるＲＳ
ＳＩ信号が用いられ、その最も信頼度が高いもの、つま
り受信電界強度が最も強いものと、その次のものとが検
出され、検出した二つの受信信号に対する二つの離散信
号系列を選択回路６４で選択してＡＤ変換器４７₁ ，４
８₁ ，４７₂ ，４８₂ へそれぞれ供給する。

【００２１】図５に請求項４の発明の実施例を示し、図
１、図２Ａ、図４と対応する部分に同一符号を付けてあ
る。この例では各アンテナ３１₁ 〜３１_n に対しそれぞ
れ中間周波変換回路６５₁ 〜６５_n が設けられ、これら
中間周波変換回路６５₁ 〜６５_n のそれぞれは図１の周
波数変換回路内の高周波帯域通過フィルタ３３、高周波
増幅器３４，中間周波変換ミキサ３５、中間周波帯域通
過フィルタ３６、中間周波ＡＧＣ増幅器３７で構成され
ている。信頼度推定手段６３で推定された信頼度が最も
高いものと、その次のものとに対する中間周波変換回路
６５₁ 〜６５_n中の２つの中間周波出力が選択回路６４
で選択されてベースバンド変換回路（直交検波回路）３
８₁ ，３８₂ へそれぞれ供給される。ベースバンド変換
回路３８ ₁ ，３８₂ からの複素ベースバンド信号をＡＤ
変換器４７₁ ，４８₁ ，４７₂ ，４８₂ で離散信号系列
に変換し合成回路４９で合成することは前述の他の例と
同様である。

【００２２】図５Ａに請求項５の発明の実施例を示し、
図１、図３と対応する部分には同一符号を付けてある。
この例ではアンテナ３１₁ 〜３１₄ の指向方向が互いに
異なっており、例えば図に示すようにアンテナ３１₁ 〜
３１₄ の指向性パターン６６ ₁ 〜６６₄ が順次ずらされ
ている。隣接指向性パターンによる受信信号はライスフ
ェージングが生じる。よって指向性パターンが一部重複
するアンテナの組、つまり、３１₁ ，３１₂ と３１₂ ，
３１₃ と、３１₃ ，３１₄ の３組について、その各組の
受信信号の合成を行うが、信頼度推定手段６３は前記各
アンテナ組について、信頼性が最も高いものを推定し、
これと対応する２つの周波数変換回路の出力を選択回路
６４で選択する。

【００２３】アンテナ指向性パターンが一部重畳してい
る場合の選択はベースバンドに変換する周波数変換回路
３２₁ 〜３２₄ の出力で行う場合に限らず、図５に示し
たように中間周波変換回路の出力を選択してベースバン
ド変換回路へ供給するようにしてもよい。

【００２４】

【発明の効果】以上述べたように請求項１の発明によれ
ば、２つのアンテナの受信信号を複素ベースバンド信号
に変換し、これらを同一時刻で離散信号系列に変換し、
その両信号の一方を他方の位相に合せて合成しており、
閉ループ制御ではなく開ループ制御であるため、高速フ
ェージングに対しても十分追従することができる。また
低Ｃ／Ｎおよびフェージング伝送路において伝送特性を
向上させることができる。

【００２５】この発明を移動体衛星通信伝送路を通じる
電波の受信に適用した場合の効果を図５Ｂに示す。Ｃ／
Ｍが１５ｄＢ、最大ドップラ周波数ｆ₀ と伝送信号のシ
ンボル速度Ｔとの積が０．００２４の場合で、□印が合
成なし、○印がこの発明による合成を行った場合の平均
１ビット当りのエネルギーＥｂ／雑音電力密度Ｎｏ（ｄ
Ｂ）に対する平均ビット誤り率を示す。この図から平均
誤り率が１０^-4ではおよそ３ｄＢ合成利得が得られ、平
均誤り率が１０^-2でもおよそ２ｄＢの合成利得が得られ
る。

【００２６】請求項２の発明によればすべてのアンテナ
よりの受信信号を開ループ制御で合成することができ、
請求項３〜５の発明によれば信頼度が高いと推定される
２つのアンテナからの受信信号を開ループ制御で合成で
きる。しかもディジタル合成であるため、経年変化、温
度変動の影響を受け難い。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。

【図２】Ａは図１中の合成回路４９の具体的構成を示す
ブロック図、Ｂは信号Ｓ₁ ，Ｓ ₂ をベクトル表示した
図、ＣはＳ₁ ^* Ｓ₂ のベクトル表示図、Ｄはレイリーフ
ェジングにおける受信信号の信号空間上のベクトル図、
Ｅはライスフェージングにおける受信信号の信号空間上
のベクトル図である。

【図３】Ａは請求項２の発明の実施例を示すブロック
図、Ｂは請求項３の発明の実施例を示すブロック図であ
る。

【図４】請求項４の発明の実施例を示すブロック図。

【図５】Ａは請求項５の発明の実施例を示すブロック
図、Ｂは平均Ｅｂ／Ｎｏに対する平均ビット誤り率を示
すグラフである。

【図６】従来の合成装置を示すブロック図。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２本のアンテナよりの各受信信号をそれ
   ぞれ複素ベースバンド信号に変換する第１、第２周波数
   変換回路を備えた受信機に設けられ、 上記第１、第２周波数変換回路からの各複素ベースバン
   ド信号を同時刻に第１、第２離散信号系列に変換する第
   １、第２ＡＤ変換器と、 上記第１離散信号系列と上記第２離散信号系列の複素共
   役との積を求める第１複素乗算器と、 その第１複素乗算器の出力を平均化するフィルタと、 上記第１、第２離散信号系列をそれぞれ上記フィルタの
   遅延量だけ遅延させる第１、第２遅延器と、 上記フィルタの出力と上記第２遅延器の出力との積を求
   める第２複素乗算器と、 その第２複素乗算器の出力と上記第１遅延器の出力との
   和を求める複素加算器と、 を具備する複数アンテナ受信信号のベースバンド合成装
   置。
2. 【請求項２】 ｎ本（ｎは３以上の整数）のアンテナ
   と、これら各アンテナよりの受信信号をそれぞれ複素ベ
   ースバンド信号に変換するｎ個の周波数変換回路を備え
   た受信機に設けられ、 上記ｎ個の周波数変換回路からの各複素ベースバンド信
   号を同時刻にそれぞれ離散信号系列に変換するｎ個のＡ
   Ｄ変換器と、 上記第１、第２複素乗算器と、上記フィルタと、上記第
   １、第２遅延器と、上記複素加算器とからなり、上記ｎ
   個のＡＤ変換器の出力側に多段縦続的に接続されて、上
   記ｎ個の離散信号系列を合成する（ｎ−１）個の合成回
   路と、 を具備することを特徴とする請求項１記載の複数アンテ
   ナ受信信号のベースバンド合成装置。
3. 【請求項３】 ｎ本（ｎは３以上の整数）のアンテナ
   と、 これらｎ本のアンテナの受信信号の信頼度を推定する信
   頼度推定手段と、 上記ｎ本のアンテナよりの受信信号をそれぞれ複素ベー
   スバンド信号に変換するｎ個の周波数変換回路とを備え
   た受信機に設けられ、 これらｎ個の周波数変換回路からの複素ベースバンド信
   号より、上記信頼度推定手段により推定された最も信頼
   度の高いものと、その次に高いものと対応する２つの複
   素ベースバンド信号を選択して上記第１、第２ＡＤ変換
   器へ供給する選択回路と、 を設けたことを特徴とする請求項１記載の複数アンテナ
   受信信号のベースバンド合成装置。
4. 【請求項４】 ｎ本（ｎは３以上の整数）のアンテナ
   と、 これらｎ本のアンテナの受信信号を中間周波信号に変換
   するｎ個の中間周波変換回路とを備えた受信機に設けら
   れ、 上記ｎ本のアンテナの受信信号の信頼度を推定する信頼
   度推定手段と、 その信頼度推定手段により推定された最も信頼度の高い
   ものと、その次に高いものと対応する２つの中間周波信
   号を上記ｎ個の中間周波変換回路から選択する選択回路
   と、 その選択回路で選択された２つの中間周波信号をそれぞ
   れ複素ベースバンド信号に変換して上記第１、第２ＡＤ
   変換器へ供給する第１、第２ベースバンド変換回路と、 を設けたことを特徴とする請求項１記載の複数アンテナ
   受信信号のベースバンド合成装置。
5. 【請求項５】 上記ｎ本のアンテナは指向方向が互いに
   異なるものであり、上記信頼度推定手段は、上記アンテ
   ナの指向性パターンが重なる各２本を組みとして信頼度
   を推定するものであり、上記選択回路は上記２本を組み
   として推定した最も信頼度が高い１つの組の２本のアン
   テナと対応する２つの周波数変換回路を選択するもので
   あることを特徴とする請求項３又は４記載の複数アンテ
   ナ受信信号のベースバンド合成装置。