CN104838601A - 分集接收装置和分集接收方法 - Google Patents

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Abstract

分集接收装置(1)具有接收电路(101)和(10N)、分集合成部(12)以及振荡控制部(11)。接收电路(101)使用从第1本地振荡器提供的多个下侧振荡频率信号，对由第1接收系统得到的模拟接收信号进行频率转换，生成多个下侧低频信号，将这多个的下侧低频信号相加，生成第1加法信号，接收电路(10N)使用从第2本地振荡器提供的多个上侧振荡频率信号，对由第2接收系统得到的模拟接收信号进行频率转换，生成多个上侧低频信号，将这多个的上侧低频信号相加，生成第2加法信号，振荡控制部(11)控制下侧振荡频率，使得所述多个下侧低频信号的频段彼此相邻，控制上侧振荡频率，使得所述多个上侧低频信号的频段彼此相邻。

Description

分集接收装置和分集接收方法
技术领域
本发明涉及对多个接收信号进行合成的分集接收技术，尤其涉及能够有效地抑制多个接收信号中包含的非希望信号的分集接收技术。
背景技术
分集接收技术是通过将由多个接收系统分别接收到的多个接收信号合成(combining)来提高通信品质的技术。通过分集接收技术，能够补偿时间选择性、空间选择性或频率选择性的衰落(波形失真)。
作为分集接收技术的合成方法，例如已知有：选择合成法，从多个接收信号中选择信号电平或SNR(信噪比)最高的接收信号；等增益合成法，按照使多个接收信号的相位全部为相同相位的方式进行相位调整后，输出该接收信号的总和；以及最大比合成法，调整多个接收信号的相位和振幅，然后输出该接收信号的总和。在最大比合成法中，对接收信号赋予权重，使得合成输出的SNR为最大，由此执行振幅调整。例如，在下述的非专利文献1中公开了这样的合成方法。非专利文献1公开了如下技术：利用不同的接收天线系统中的热噪声彼此无关的性质，通过由信号合成得到的分集效果来降低热噪声。此外，非专利文献1定量地示出了分集效果。
然而，世界各国正在广泛开展广播的数字化，与此同时，以家庭用电视接收机、车载用广播接收机和便携信息终端为代表的各种接收机通常也具有数字广播接收功能。随着这样的接收方式的多样化，不仅电视广播和无线电广播，还出现了组合有它们双方的特长的新的广播服务的运用。伴随于此，预计数字广播的信道数量今后会急剧地增加。
此外，近年来，广播接收技术的高度化在发展，高性能的数字广播接收机在真正普及。例如，符合视听者的喜好的广播程序的自动选择功能、多个信道的同时接收功能以及其录像功能等已经实用化。另一方面，针对车载用广播接收机，接收地域的无缝自动切换技术、以及用于在难以接收的环境中进行稳定的广播接收的技术也开始被采用。今后，预计这样的数字广播接收机的高功能化会与接收方式无关地发展。
尤其是，多个信道的同时接收功能成为追随着广播方式和接收方式双方的多样化而用于实现接收功能的高性能化的必需技术之一。因此，近年来，针对多个信道的同时接收功能，研讨了各种接收方式。
通过将与同时接收所需的信道数相同数量的调谐器组装到数字广播接收机中，可容易地实现多个信道的同时接收。各调谐器具有模拟前端部，该模拟前端部使用由本地振荡器生成的振荡信号，将高频段的RF(Radio Frequency：射频)信号转换为更低频段的低频信号(例如中间频段的IF信号)。这些多个调谐器同时并行地输出与多个信道分别对应的多个低频信号。但是，为了同时接收多个信道，在将多个调谐器组装到数字广播接收机的方式中，信道数越多，模拟前端部所需的模拟部件的件数越多，因此变得不经济。
因此提出了如下方式：将与同时接收所需的信道数相同数量的多个频率转换部和信号加法器组装到1个调谐器中。例如，在日本特开2001-007780号公报(专利文献1)中公开了这样的调谐器。
在专利文献1公开的调谐器中，多个频率转换部使用具有彼此不同的振荡频率的多个振荡信号，将RF信号转换为与多个信道分别对应的多个IF(IntermediateFrequency)信号。进而，信号加法器将这些多个IF号彼此相加而输出。此处，调整振荡频率，使得在信号加法器的输出的频谱中，IF信号成分的信道(频段)彼此不重复。由此，调谐器能够将通过频率转换得到的多个IF信号视作单一信道的信号来进行处理，因此，能够减少模拟部件的数量。例如，由于能够使用1个A/D转换器将信号加法器的模拟输出转换为数字信号，因此能够获得成本优势。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-007780号公报(第0019段和图1等)
专利文献2：专利第3956828号公报(第0010段和图1等)
[非专利文献]
[非专利文献1]Simon R.Saunders，「Antennas and propagation for wirelesscommunication systems」，John Wiley&Sons，Ltd，1999年，pp.332-339。
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1公开的以往技术中，由于接收信号中叠加的非希望信号，有时发生信号品质下降。作为非希望信号，例如可举出在接收机内部产生的热噪声，或从外部到达接收机的干扰信号。针对热噪声，通过使用分集接收机对多个系统的接收信号进行合成，能够简易且有效地降低热噪声。
但是，从外部到达的干扰信号有时在分集接收机的多个接收系统之间具有强相关性。在这样的情况下，在现有的分集接收机中，存在难以有效地抑制接收信号中叠加的干扰信号。
图1(A)～(D)是概略地示出用于说明该问题的频谱的图。图1(A)是示出RF信号的频谱的一例的图。如果使用上述专利文献1中公开的以往技术，能够对具有图1(A)的频谱的RF信号分别进行频率转换而成为两个IF信号，将这些两个IF信号彼此相加，生成加法信号。图1(B)是概略地示出转换为IF带的一方的IF信号的频谱的图，图1(C)是概略地示出转换为IF带的另一方的IF信号的频谱的图，图1(D)是概略地示出将图1(B)、(C)的IF信号彼此相加得到的加法信号的频谱的图。
如图1(A)所示，RF信号包含在频率轴上彼此分离的信道成分(希望信号成分)CHA、CHB，在一方的信道成分CHA的两侧附近存在非希望信号成分NA1、NA2、PA1、PA2，在另一方的信道成分CHB的两侧附近也存在非希望信号成分NB1、NB2、PB1、PB2。图1(B)的IF带的信道成分CHa和非希望信号成分Na1、Na2、Pa1、Pa2是对图1(A)的RF带的信道成分CHA和非希望信号成分NA1、NA2、PA1、PA2进行频率转换而得到的。此外，图1(C)的IF带的信道成分CHb和非希望信号成分Nb1、Nb2、Pb1、Pb2是对图1(A)的RF带的信道成分CHB和非希望信号成分NB1、NB2、PB1、PB2进行频率转换而得到的。如图1(D)所示，在加法信号中，非希望信号成分Nb1对信道成分CHa产生干扰，非希望信号成分Pa1对信道成分CHb产生干扰。由此，存在信号品质下降、接收性能受损的问题。
作为抑制干扰信号的方法，提出了如下均衡方法：使用接收信号中包含的导频载波等接收已知信号，从接收信号中去除干扰信号成分(有害波成分)，(例如专利第3956828号公报：专利文献2)。
但是，如上所述，在假设将各种功能和应用导入到下一代数字广播接收机的情况下，容易预测的是，作为同时接收的对象的多个信道的组合、希望信号和非希望信号的组合变得非常复杂。此外，数字广播按照各种广播标准来运用，因此，已知信号的有无、已知信号插入发送信号的插入形式和解调方法等有时因广播标准而大为不同。使用上述的接收已知信号的均衡方法依存于广播标准所规定的信号形式(传输信号格式)。因此，要应对多种的信号形式且实现提高接收性能的均衡方法，需要极其复杂的算法。
鉴于上述情况，本发明的目的在于，提供一种分集接收装置和分集接收方法，能够与广播标准所规定的信号形式无关地、有效地抑制非希望信号。
用于解决问题的手段
本发明的一个方式的分集接收装置通过第1接收系统和第2接收系统接收包含第1高频信道成分～第K高频信道成分的发送信号，所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别具有彼此不同的第1中心频率～第K中心频率，K为2以上的整数，该分集接收装置的特征在于具有：第1接收电路，其将由所述第1接收系统得到的第1模拟接收信号作为输入；第2接收电路，其将由所述第2接收系统得到的第2模拟接收信号作为输入；分集合成部，其按每个相同频率成分，将所述第1接收电路的输出和所述第2接收电路的输出彼此合成；以及振荡控制部，
所述第1接收电路包含：第1本地振荡器，其提供分别具有第1下侧振荡频率～第K下侧振荡频率的第1下侧振荡频率信号～第K下侧振荡频率信号，所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝低频侧偏移；第1频率转换部，其使用所述第1下侧振荡频率信号～所述第K下侧振荡频率信号，对所述第1模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别对应的第1下侧低频信号～第K下侧低频信号；第1信号加法部，其将所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号彼此相加，生成第1加法信号；第1信道成分提取部，其从所述第1加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分；以及第1信道信号处理部，其对所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分分别对应的第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号，并输出到所述分集合成部，
所述第2接收电路包含：第2本地振荡器，其提供分别具有第1上侧振荡频率～第K上侧振荡频率的第1上侧振荡频率信号～第K上侧振荡频率信号，所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝高频侧偏移；第2频率转换部，其使用所述第1上侧振荡频率信号～所述第K上侧振荡频率信号，对所述第2模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别对应的第1上侧低频信号～第K上侧低频信号；第2信号加法部，将所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号彼此相加，生成第2加法信号；第2信道成分提取部，其从所述第2加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分；以及第2信道信号处理部，其对所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分分别对应的第1上侧低频信道处理信号～第K上侧低频信道处理信号，并输出到所述分集合成部，
所述振荡控制部控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率，使得所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号的频段彼此相邻，控制所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，使得所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号的频段彼此相邻。
在本发明的另一方式的分集接收方法中，通过第1接收系统和第2接收系统接收包含第1高频信道成分～第K高频信道成分的发送信号，所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别具有彼此不同的第1中心频率～第K中心频率，K为2以上的整数，所述分集接收方法的特征在于具有如下步骤：从所述第1接收系统和所述第2接收系统分别得到第1模拟接收信号和第2模拟接收信号；使用分别具有第1下侧振荡频率～第K下侧振荡频率的第1下侧振荡频率信号～第K下侧振荡频率信号，对所述第1模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别对应的第1下侧低频信号～第K下侧低频信号，其中，所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝低频侧偏移；将所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号彼此相加，生成第1加法信号；从所述第1加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分；对所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分分别对应的第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号；使用分别具有第1上侧振荡频率～第K上侧振荡频率的第1上侧振荡频率信号～第K上侧振荡频率信号，对所述第2模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别对应的第1上侧低频信号～第K上侧低频信号，其中，所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝高频侧偏移；将所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号彼此相加，生成第2加法信号；从所述第2加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分；对所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分分别对应的第1上侧低频信道处理信号～第K上侧低频信道处理信号；以及按每个相同频率成分，使所述第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号和所述第1上侧低频信道处理信号～所述第K上侧低频信道处理信号彼此合成，控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率，使得所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号的频段彼此相邻，控制所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，使得所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号的频段彼此相邻。
发明效果
根据本发明，构成第1加法信号的第1上侧低频信号～第K上侧低频信号是通过使用了从第1高频信道成分～第K高频信道成分的中心频率分别朝高频侧偏移的第1上侧振荡频率～第K上侧振荡频率的频率转换生成的，构成第2加法信号的第1下侧低频信号～第K下侧低频信号是通过使用了从第1高频信道成分～第K高频信道成分的中心频率分别朝低频侧偏移的第1下侧振荡频率～第K下侧振荡频率的频率转换生成的。因此，能够使第1接收系统和第2接收系统中混入的彼此强相关性的非希望信号成分的频率位置(频域中的位置)朝彼此不同的位置偏移。这能够在不改变希望信号成分的频率位置的情况下执行。因此，通过按每个相同频率成分，将第1上侧低频信道处理信号～第K上侧低频信道处理信号和第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号彼此合成，由此，能够使非希望信号成分彼此抵消。因此，能够与由广播标准确定的信号形式无关地，有效地抑制非希望信号成分。
附图说明
图1的(A)是概略地示出RF信号的频谱的图，(B)～(D)是概略地示出IF信号的频谱的图。
图2是示出本发明的实施方式1的分集接收装置的结构的功能框图。
图3是示出构成实施方式1的分集接收装置的接收电路的结构的功能框图。
图4是概略地示出模拟RF信号的频谱的一例的图。
图5是概略地示出实施方式1的混频电路的结构例的图。
图6是概略地示出实施方式1的混频电路的另一结构例的图。
图7是示出实施方式1的信道成分提取部的概略结构的框图。
图8的(A)～(C)是概略地示出使用下侧振荡频率(lower-sideoscillation-frequency)对高频信道成分进行了频率转换的情况下得到的低频信号的频谱的图。
图9是概略地示出数字加法信号的频谱的图。
图10的(A)～(C)是概略地示出从图9的数字加法信号中提取出的低频信道成分的频谱的图。
图11的(A)～(C)是概略地示出使用上侧振荡频率对高频信道成分进行了频率转换的情况下得到的低频信号的频谱的图。
图12是概略地示出数字加法信号的频谱的图。
图13的(A)～(C)是概略地示出从图12的数字加法信号中提取出的低频信道成分的频谱的图。
图14是概略地示出信号处理部的结构例的框图。
图15是概略地示出时域处理部的结构例的框图。
图16是概略地示出正交解调部的结构例的框图。
图17是示出时域处理部的另一结构例的图。
图18是概略地示出图14的频域处理部的结构例的框图。
图19是概略地示出信号处理部的另一结构例的框图。
图20是示出图19的时域处理部的概略结构的框图。
图21是示出图19的频域处理部的概略结构的框图。
图22是示出实现等增益合成法的信号合成部的结构例的框图。
图23是示出实现最大比合成法的信号合成部的另一结构例的框图。
图24是示出图23的信道积和运算部的结构的框图。
图25是示出本发明的实施方式2的分集接收装置的概略结构的框图。
图26是示出实施方式2的接收电路的概略结构的框图。
图27是示出实施方式2的信道成分提取部的概略结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图，对用于实现本发明的分集接收方法的各种实施方式进行说明。
实施方式1.
图2是示出实施方式1的分集接收装置1的概略结构的框图。如图2所示，分集接收装置1具有：接收天线元件R1、…、R2N，它们构成2×N个独立的接收系统(N为2以上的整数)；接收电路101、…、102N，它们经由这些接收天线元件R1、…、R2N分别接收发送信号；振荡控制部11，其单独地控制在这些接收电路101～102N中使用的振荡信号的振荡频率；分集合成部12，其按每个相同频率成分，将接收电路101～102N的输出P(1、1)～P(2N、K)(K为2以上的整数)彼此合成；以及判定部13，其判定该分集合成部12的合成输出C1、…、CK的信号点。
振荡控制部11将用于控制在接收电路101～102N中使用的振荡信号的振荡频率的频率控制信号FC1、…、FC2N分别提供给接收电路101、…、102N。
接收电路101～102N具有相同的基本结构。图3是示出第n接收电路10n的概略结构的框图。该接收电路10n具有：经由接收天线元件Rn接收发送信号的RF处理部21；对RF处理部21的输出(模拟接收信号)进行频率转换的频率转换部22；本地振荡器(local oscillator)23；信号加法部24；信道成分提取部25；以及信道信号处理部26。
RF处理部21具有带通滤波器和信号放大器等进行RF信号处理的模拟元件组。RF处理部21能够从接收信号中输出模拟RF信号Srf，该模拟RF信号Srf包含应同时接收的全部频段的高频信道成分。在本实施方式中，RF处理部21输出包含M个高频信道成分(M为2以上的整数)的模拟RF信号Srf。
图4是概略地示出模拟RF信号Srf的频谱的一例的图。如图4所示，模拟RF信号Srf包含M个高频信道成分CH1、CH2、…、CHM，M个高频信道成分CH1、CH2、…、CHM在RF带中具有彼此不同的中心频率F1、F2、…、FM。在图4的例子中，在高频信道成分CH1的附近存在非希望信号成分Pa1，Pb1，Na1，Nb1，在高频信道成分CH2的附近存在非希望信号成分Pa2，Pb2，Na2，Nb2，在高频信道成分CHM的附近存在非希望信号成分PaM、PbM、NaM、NbM。
本地振荡器23向频率转换部22提供具有由频率控制信号FCn指定的振荡频率的本地振荡信号组OS。本地振荡信号组OS由M个本地振荡信号OS1～OSM构成。如图4所示，在2×N系统的接收电路101～102N中的N系统的接收电路101～10N中，本地振荡信号OS1、OS2、…、OSM的频率被设定为分别从高频信道成分CH1、CH2、…、CHM的中心频率F1、F2、…、FM朝低频侧偏移的下侧振荡频率(lower-sideoscillation-frequency)F1L、F2L、…、FML。另一方面，如图4所示，在剩余的N系统的接收电路10N+1～102N中，本地振荡信号OS1、OS2、…、OSM的频率被设定为分别从高频信道成分CH1、CH2、…、CHM的中心频率F1、F2、…、FM朝高频侧偏移的上侧振荡频率(higher-side oscillation-frequency)F1H、F2H、…、FMH。
此处，针对第k高频信道成分CHk，其中心频率Fk与下侧振荡频率FkL之间的差分绝对值f1(＝|Fk-FkL|)始终等于其中心频率Fk与上侧振荡频率FkH之间的差分绝对值f1(＝|Fk-FkH|)。
如图3所示，频率转换部22具有M系统的混频电路221～22M。本地振荡器23从最大2×M个频率中产生由频率控制信号FCn指定的M个振荡频率，即，下侧振荡频率F1L～FML或上侧振荡频率F1H～FMH中的任意一方。
混频电路221～22M具有如下功能：使本地振荡信号OS1～OSM与模拟RF信号Srf混合，生成分别具有中心频率f1、…、fM的M个低频信号SL1、…、SLM。
图5是概略地示出第m个混频电路22m的结构例的图。图5所示的混频电路22m具有模拟乘法器31和放大器32，模拟乘法器31将从本地振荡器23提供的本地振荡信号OSm与模拟RF信号Srf相乘(混合)。模拟乘法器31的输出是输出具有本地振荡信号OSm的振荡频率fOS与模拟RF信号Srf的频率Frf之差(＝Frf-fOS)以及之和(＝Frf+fOS)的频率的信号，而放大器32使具有该和的频率的信号成分衰减，因此，实质上输出以该差的频率为中心频率的低频信号SLm。
例如，在模拟RF信号Srf包含分别具有中心频率F1＝400MHz和F2＝500MHz的高频信道成分CH1、CH2的情况下，如果生成下侧振荡频率F1L为390MHz、上侧振荡频率F1H为410MHz、下侧振荡频率F2L为480MHz、上侧振荡频率F2H为520MHz的频率控制信号，则频率转换后的低频信号SL1的中心频率f1的绝对值为10MHz，低频信号SL2的中心频率f2的绝对值为20MHz。
图6是概略地示出混频电路22m的另一结构例的图。图6所示的混频电路22m是所谓图像抑制混频器。在图5的混频电路22m的结构中，在模拟RF信号Srf包含如下图像信号成分的情况下，通过混合处理，将图像信号成分的频率和希望信号成分的频率转换为相同的频率，其中，所述图像信号成分具有相对于本地振荡信号OSm的频率fOS而与希望信号成分的频率对称的点的影像频率(图像频率)。图像抑制混频器能够有效地抑制那样的图像信号成分。
图6的图像抑制混频器22m由移相器33、34、频率偏移部35、前级乘法器41、42、滤波部43、44、放大器45、46、后级乘法器47、48和抑制部49构成。本地振荡信号OSm被分支到3个系统，被提供给前级乘法器41、移相器33和频率偏移部35。移相器33使输入的本地振荡信号OSm移相90°，将该移相后的本地振荡信号OSm提供给前级乘法器42。另一方面，频率偏移部35使本地振荡信号OSm的振荡频率偏移，将具有该偏移后的频率的信号提供给后级乘法器47和移相器34。移相器34使输入的信号移相90°，将该移相后的信号提供给后级乘法器48。
前级乘法器41使模拟RF信号Srf与本地振荡信号OSm相乘(混合)。滤波部43对前级乘法器41的输出进行滤波。放大器45将该滤波部43的输出放大。另一方面，前级乘法器42使模拟RF信号Srf与移相后的本地振荡信号OSm相乘(混合)。滤波部43对前级乘法器42的输出进行滤波。进而，放大器46将该滤波部44的输出放大。
在后级中，后级乘法器47将放大器45的输出与频率偏移部35的输出相乘(混合)。另一方面，后级乘法器48将放大器46的输出与移相器34的输出相乘(混合)。进而，抑制部49从后级乘法器47、48的输出的一方中减去另一方，将该运算结果作为低频信号SLm输出。
信号加法部24将从混频电路221～22M输出的低频信号SL1～SLM彼此相加，生成模拟加法信号ADa。信道成分提取部25能够从模拟加法信号ADa中，提取与上述M个高频信道成分CH1～CHM中的K个高频信道成分(K≤M)分别对应的K个低频信道成分CT1、…、CTK作为希望信号成分。
图7是示出信道成分提取部25的概略结构的框图。图7所示的信道成分提取部25具有：将模拟加法信号ADa转换为数字加法信号ADd的A/D转换器(ADC)51；以及从数字加法信号ADd中提取K个低频信道成分CT1、…、CTK的信号提取部52。ADC51对模拟加法信号ADa进行采样(标本化)，对该采样而得的值进行量化，进而，对量化值进行编码而输出。信号提取部52由K个系统的滤波部521、…、52K构成，这些滤波部521、…、52K从所输入的数字加法信号ADd中分别提取低频信道成分CT1、…、CTK。作为滤波部521、…、52K，例如，可以使用FIR(Finite ImpulseResponse：有限冲激响应)型或IIR(Infinite Impulse Response：无限冲激响应)型的数字带通滤波器。
图8(A)～(C)是概略地示出频率转换部22使用下侧振荡频率F1L～FML对高频信道成分CH1～CHM进行频率转换的情况下得到的低频信号SL1、SL2、SLM的频谱的图。图8(A)示出了低频信号SL1的频谱。如图8(A)所示，低频信号SL1是以正频率+f1为中心频率的正频率成分Chp1L与以负频率-f1为中心频率的负频率成分Chn1L的合成信号。同样，图8(B)示出了由以正频率+f2为中心频率的正频率成分Chp2L和以负频率-f2为中心频率的负频率成分Chn2L构成的低频信号SL2的频谱，图8(C)示出了由以正频率+fM为中心频率的正频率成分ChpML和以负频率-fM为中心频率的负频率成分ChnML构成的低频信号SLM的频谱。
图9是概略地示出频率转换部22使用下侧振荡频率F1L～FML对高频信道成分CH1～CHM进行频率转换的情况下得到的数字加法信号ADd的频谱的图。此外，图10(A)～(C)是概略地示出从图9的数字加法信号ADd中提取出的低频信道成分CT1、CT2、CTK(其中K＝M)的频谱的图。
另一方面，图11(A)～(C)是概略地示出频率转换部22使用上侧振荡频率F1H～FMH对高频信道成分CH1～CHM进行频率转换的情况下得到的低频信号SL1、SL2、SLM的频谱的图。图11(A)示出了低频信号SL1的频谱。如图11(A)所示，低频信号SL1是以正频率+f1为中心频率的正频率成分Chp1H和以负频率-f1为中心频率的负频率成分Chn1H的合成信号。同样，图11(B)示出了由以正频率+f2为中心频率的正频率成分Chp2H和以负频率-f2为中心频率的负频率成分Chn2H构成的低频信号SL2的频谱，图8(C)示出了由以正频率+fM为中心频率的正频率成分ChpMH和以负频率-fM为中心频率的负频率成分ChnMH构成的低频信号SLM的频谱。
图12是概略地示出频率转换部22使用上侧振荡频率F1H～FMH对高频信道成分CH1～CHM进行频率转换的情况下得到的数字加法信号ADd的频谱的图。此外，图13(A)～(C)是概略地示出从图12的数字加法信号ADd中提取出的低频信道成分CT1、CT2、CTK(其中K＝M)的频谱的图。
在图10(A)、(B)所示的正频率成分Chp1L、Chp2L和负频率成分Chn1L、Chn2L中叠加有虚线所示的非希望信号成分(干扰信号成分)。另一方面，在图13(A)、(B)所示的正频率成分Chp1H、Chp2H和负频率成分Chn1H、Chn2H中，叠加有虚线所示的非希望信号成分(干扰信号成分)。可知，图13(A)、(B)所示的非希望信号成分与图10(A)、(B)所示的非希望信号成分彼此不同而具有低相关性。
接下来，对信道信号处理部26的结构进行说明。
图3所示，信道信号处理部26具有K个系统的信号处理部261、…、26K。这些信号处理部261、…、26K对低频信道成分CT1、…、CTK实施信号处理(检波处理)，输出低频信道处理信号(检波信号)P(n、1)、…、P(n、K)。
图14是概略地示出第k个信号处理部26k的结构例的框图。图14的信号处理部26k具有：对时域的低频信道成分CTk实施信号处理的时域处理部61；对时域处理部61的输出PTk实施傅立叶转换等正交变换而生成频域信号PFk的正交变换部(区域变换部)62；以及对频域信号PFk实施信号处理的频域处理部63。
图15是概略地示出时域处理部61的结构例的框图。时域处理部61具有本地振荡器66、正交解调部64、信号分离部65和偏差补偿部67。本地振荡器66例如可以使用数值控制振荡器(NCO：Numerically Controlled Oscillator)来构成。
本地振荡器66将本地振荡信号LO提供给正交解调部64。正交解调部64使用本地振荡信号LO，对低频信道成分CTk进行正交解调，生成由同相成分Ich和正交成分Qch构成的复基带信号BBk。此处，在接收电路10n的频率转换部22使用下侧振荡频率F1L～FML来执行频率转换的情况下，正交解调部64使用正的振荡频率执行正交解调。另一方面，在接收电路10n的频率转换部22使用上侧振荡频率F1H～FMH来执行频率转换的情况下，正交解调部64使用负振荡频率执行正交解调。
图16是概略地示出正交解调部64的结构例的框图。如图16所示，正交解调部64由移相器69、乘法器70、71和低通滤波器(LPF)72、73构成。本地振荡器66将具有与低频信道成分CTk的中心频率±fk对应的频率ω/2π的本地振荡信号LO提供给乘法器70和移相器69。移相器69使本地振荡信号LO移相90°(＝π/2弧度)而提供给乘法器71。一方的乘法器70将低频信道成分CTk与本地振荡信号LO相乘(混合)，另一方的乘法器71将低频信道成分CTk与移相后的本地振荡信号LO相乘(混合)。LPF72使乘法器70输出的高调波成分衰减，输出同相成分Ich，LPF73使乘法器70输出的高调波成分衰减，输出正交成分Qch。进而，输出由同相成分Ich和正交成分Qch构成的复基带信号BBk。
此处，在频率转换部22使用下侧振荡频率F1L～FML来执行频率转换的情况下，本地振荡器66能够将具有正频率的cos波作为本地振荡信号LO提供给正交解调部64。另一方面，在频率转换部22使用上侧振荡频率F1H～FMH来执行频率转换的情况下，本地振荡器66能够将具有负频率的cos波作为本地振荡信号LO提供给正交解调部64。
信号分离部65从复基带信号BBk中提取时域的信息信号PTk，将该提取出的信息信号PTk提供给正交变换部62。另一方面，信号分离部65从复基带信号BBk的序列中提取非信息信号(不作为信息信号使用的信号)，将该提取出的非信息信号提供给偏差补偿部67。例如，在复基带信号BBk序列包含报头部或保护间隔部(循环前缀)的情况下，可以提取该报头部或保护间隔部的信号，提供给偏差补偿部67。偏差补偿部67基于被提供的非信息信号，生成用于补偿运营商频率误差和/或时钟频率误差等偏差的补偿信号Er1，将该补偿信号Er1输出到本地振荡器66。本地振荡器66根据补偿信号Er1，控制本地振荡信号LO的振荡频率，以降低该偏差。
此外，能够将与正交解调部64相同的结构的正交解调部组装到上述信道成分提取部25中。在该情况下，时域处理部61不需要具有正交解调部64。图17是示出在该情况下的时域处理部61的概略结构的图。如图17所示，时域处理部61仅具有信号分离部68。信号分离部68从由前级输入的复基带信号的序列中提取信息信号PTk，将该提取出的信息信号PTk提供给正交变换部62。
图18是概略地示出图14的频域处理部63的结构例的框图。图18所示，频域处理部63具有信号分离部76、均衡部78和传输路径估计部77。信号分离部76从频域信号PFk的序列中提取导频信号等接收已知信号PLT和数据信号DAT，将接收已知信号PLT提供给传输路径估计部77，将数据信号DAT提供给均衡部78。传输路径估计部77参照接收已知信号PLT，估计传输路径应答，将表示该估计值的估计信号EST提供给均衡部78。均衡部78例如能够基于公知的迫零(Zero-Forcing)基准，使用估计信号EST对数据信号DAT的失真进行校正，将校正后的数据信号作为低频信道处理信号(检波信号)P(n、k)输出。作为传输路径应答的估计方法，没有特别限定，例如可以使用非专利文献2(生岩量久著“ディジタル通信/放送の変復調技術”CORONA社，2009年1月5日，pp.132-134)中公开的估计方法。
图19是概略地示出信号处理部26k的另一结构例的框图。图19的信号处理部26k具有：时域处理部81，其对时域的低频信道成分CTk实施信号处理；正交变换部(区域变换部)62，其对时域处理部81的输出PTk实施傅立叶转换等正交变换而生成频域信号PFk；以及频域处理部83，其对频域信号PFk实施信号处理。
图20是示出图19的时域处理部81的概略结构的框图。该时域处理部81的结构除了具有本地振荡器82来替代本地振荡器66这点以外，与图15的时域处理部61的结构相同。此外，图21是示出图19的频域处理部83的概略结构的框图。该频域处理部83的结构除了具有偏差补偿部84这点以外，与图18的频域处理部63的结构相同。
图21所示的偏差补偿部84基于接收已知信号PLT，生成用于补偿运营商频率误差和/或时钟频率误差等偏差的频率轴补偿信号Er2，将该频率轴补偿信号Er2输出到图20的本地振荡器82。本地振荡器82能够根据频率轴补偿信号Er2，控制本地振荡信号LO的振荡频率，以降低该偏差。
接下来，对图2所示的分集合成部12进行说明。
如图2所示，分集合成部12具有K个系统的信号合成部121～12K。向第k信号合成部12k输入具有相同频率的检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)。信号合成部12k将这些检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)彼此合成，输出合成信号Ck。作为合成方法，可以采用输出全部输入检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)的总和的等增益合成法，或者，也可以采用单独调整了输入检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)的振幅之后输出该检波信号的总和的最大比合成法。
图22是示出实现等增益合成法的信号合成部12k的结构例的框图。图22的信号合成部12k具有信道加法部90，该信道加法部90输出全部输入检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)的总和。此外，信道加法部90也可以替代输入检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)的总和，而输出表示输入检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)的期望值的信号作为合成信号Ck。
图23是示出实现最大比合成法的信号合成部12k的另一结构例的框图。图23的信号合成部12k具有执行积和运算的信道积和运算部91、电平运算部921～922N和加权控制部93。图24是示出图23的信道积和运算部91的结构的框图。
电平运算部921～922N将表示输入检波信号P(1、k)～P(2N、k)的振幅或振幅的时间平均值、或者输入检波信号P(1、k)～P(2N、k)的电力或电力的时间平均值的电平信号提供给加权控制部93。加权控制部93根据这些电平信号，决定加权系数β1～β2N，将这些加权系数β1～β2N提供给信道积和运算部91。加权控制部93例如能够计算从电平运算部921～922N提供的2×N个电平信号的值之比，将该计算结果作为加权系数β1～β2N提供给信道积和运算部91。
如图24所示，信道积和运算部91具有乘法部941～942N和加法部95。乘法部941～942N分别对检波信号P(1、k)～P(2N、k)赋予加权系数β1～β2N(乘法)。加法部95将乘法部941～942N的全部输出的总和作为合成信号Ck输出。
图2所示的判定部13具有K个系统的信号判定部131～13K。这些信号判定部131～13K能够利用去映射处理(软判定处理)和硬判定处理来判定从信号合成部121～12K分别输入的合成信号C1～CK的信号点。信号判定部131～13K并行地输出表示作为该结果得到的信号点的解调信号D1～DK。因此，本实施方式的分集接收装置1能够同时并行地接收K个信道。
如以上说明的那样，在N系统的各个接收电路101～10N中，本地振荡信号OS1、OS2、…、OSM的频率如图4所示的那样被设定为从高频信道成分CH1、CH2、…、CHM的中心频率F1、F2、…、FM分别朝低频侧偏移的下侧振荡频率F1L、F2L、…、FML。接下来，接收电路101～10N分别执行使用了下侧振荡频率F1L、F2L、…、FML的频率转换，由此生成具有图8(A)～(C)所示那样的频谱的低频信号SL1、SL1、…、SLM，将这些低频信号SL1、SL1、…、SLM相加，生成图9所示那样的模拟加法信号ADa。
另一方面，在剩余的N系统的各个接收电路10N+1～102N中，本地振荡信号OS1、OS2、…、OSM的频率如图4所示的那样，被设定为从高频信道成分CH1、CH2、…、CHM的中心频率F1、F2、…、FM分别朝高频侧偏移的上侧振荡频率F1H、F2H、…、FMH。接下来，接收电路10N+1～102N分别执行使用了上侧振荡频率F1H、F2H、…、FMH的频率转换，由此生成具有图11(A)～(C)所示那样的频谱的低频信号SL1、SL1、…、SLM，将这些低频信号SL1、SL1、…、SLM相加，生成图12所示那样的模拟加法信号ADa。
图9所示的模拟加法信号ADa的频谱和图12所示的模拟加法信号ADa的频谱是从具有与图4所示的大致相同的频谱的模拟RF信号中得到的。可知，两者的频谱中的希望信号成分的中心频率±f1、±f2、…、±fM彼此一致，与此相对，两者的频谱中的虚线所示的非希望信号成分(干扰信号成分)的频率位置，彼此不同。例如，图9的希望信号成分Chn1L、Chp1L中叠加的干扰信号成分是根据图4的非希望信号成分Na1、Na2、Nb2得到的，与此相对，图12的希望信号成分Chn1H、Chp1H中叠加的干扰信号成分是根据图4的非希望信号成分Pa1、Pa2、Pb2得到的。
因此，本实施方式的分集接收装置1能够使混入不同的接收系统中的彼此强相关性的非希望信号成分(干扰信号成分)的频率位置(频域中的位置)朝彼此不同的位置偏移。因此，例如，图10(A)、(B)所示的希望信号成分Chp1L、Chp2L、Chn1L、Chn2L中叠加的非希望信号成分与图13(A)、(B)所示的希望信号成分Chp1H、Chp2H、Chn1H、Chn2H中叠加的非希望信号成分(干扰信号成分)为彼此相关性较低的信号成分。因此，通过对具有相同频率的检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)进行合成，能够使这些检波信号P(1、k)～P(N、k)、P(N+1、k)～P(2N、k)中包含的非希望信号成分彼此抵消。因此，能够与由广播标准确定的信号形式完全无关地，有效地抑制非希望信号成分。此外，通过分集合成，能够维持希望信号的品质，且能够有效地降低非希望信号。
实施方式2.
接下来，对本发明的实施方式2进行说明。图25是示出实施方式2的分集接收装置1B的概略结构的框图。
如图25所示，分集接收装置1B具有：接收天线元件R1、…、R2N，它们构成2×N个独立的接收系统(N为2以上的整数)；接收电路10B1、…、10B2N，它们分别经由这些接收天线元件R1、…、R2N来接收发送信号；振荡控制部11B，其单独地控制在这些接收电路10B1～10B2N中使用的振荡信号的振荡频率；分集合成部12，其按每一相同频率成分将接收电路10B1～10B2N的输出P(1、1)～P(2N、K)(K为2以上的整数)彼此合成；以及判定部13，其判定该分集合成部12的合成输出C1、…、CK的信号点。
振荡控制部11B与上述振荡控制部11同样地提供频率控制信号FC1、…、FC2N。本实施方式的振荡控制部11B还具有如下功能：基于从接收电路10B1～10B2N分别输出的相邻电平信号SU1～SU2N，进行频率控制。
图26是示出第n接收电路10Bn的概略结构的框图。该接收电路10Bn的结构除了具有信道成分提取部25B来替代信道成分提取部25这点以外，与图3的接收电路10n的结构相同。
图27是示出信道成分提取部25B的概略结构的框图。如图27所示，信道成分提取部25B的信号提取部52B与上述实施方式1的信号提取部52同样地具有滤波部521～52K，滤波部521～52K从模拟加法信号ADa提取K个低频信道成分CT1、…、CTK作为希望信号成分。本实施方式的信道成分提取部25B的特征在于还具有非希望信号提取部531～53K，该非希望信号提取部531～53K从数字加法信号Add中提取与低频信道成分CT1～CTK的频段相邻的频段的信号作为非希望信号成分。非希望信号提取部531～53K能够将表示提取出的非希望信号成分su1～suK的信号电平信息的信号，作为相邻电平信号SUn输出。此处，作为信号电平信息，例如，可举出信号振幅及其时间平均值、或者电力及其时间平均值。
在以上说明实施方式2中，振荡控制部11B能够基于相邻电平信号SU1～SU2N事先控制为全部希望信号中叠加的非希望信号最小，因此，既能够维持希望信号的品质，又能够有效地能够降低非希望信号。
以上，参照附图对本发明的各种实施方式进行了记述，但这些只是本发明的示例，也可以采用上述以外的各种方式。例如，上述实施方式1、2的分集接收装置1、1B分别具有与4个以上的接收系统分别对应的4个以上的接收电路101～102N，但不限于此。也可以将实施方式1、2的结构变更为具有与2个接收系统分别对应的2个接收电路101、102。
此外，上述实施方式1、2的功能的一部分(尤其是执行数字信号处理的功能)可以由硬件结构实现，或者，也可以通过由包含CPU的微处理器执行的计算机程序来实现。在由计算机程序实现该功能的一部分的情况下，微处理器能够从计算机可读取的记录介质(例如光盘，磁性记录介质或闪速存储器)加载该计算机程序并执行，由此实现该功能的一部分。
此外，上述实施方式1、2的结构的一部分也可以由FPGA(Field-ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)或ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)等LSI(Large scale integrated circuit：大规模集成电路)实现。
此外，例如能够将上述实施方式1、2的分集接收装置1、1B组装到地面波数字广播接收装置、无线LAN设备、或移动通信系统的接收终端这样的通信装置中。
标号说明
1、1B分集接收装置；R1～R2N接收天线元件；101～102N、10B1～10B2N接收电路；11、11B振荡控制部；12分集合成部；121～12K信号合成部；13判定部；131～13K信号判定部；21RF处理部；22频率转换部；221～22M混频电路；23本地振荡器；24信号加法部；25、25B信道成分提取部；26信道信号处理部；261～26K信号处理部；51A/D转换器(ADC)；52、52B信号提取部；521～52K滤波部；531～53K非希望信号提取部；61时域处理部；62正交变换部；63频域处理部；64正交解调部；65、68、76信号分离部；66本地振荡器；67偏差补偿部；69移相器；70、71乘法器；72、73低通滤波器(LPF)；77传输路径估计部；78均衡部；81时域处理部；82本地振荡器；83频域处理部；84偏差补偿部；90信道加法部；91信道积和运算部；921～922N电平运算部；92电平运算部；93加权控制部；941～942N乘法部；95加法部。

Claims (10)

1.一种分集接收装置，其通过第1接收系统和第2接收系统接收包含第1高频信道成分～第K高频信道成分的发送信号，所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别具有彼此不同的第1中心频率～第K中心频率，K为2以上的整数，该分集接收装置的特征在于具有：
第1接收电路，其将由所述第1接收系统得到的第1模拟接收信号作为输入；
第2接收电路，其将由所述第2接收系统得到的第2模拟接收信号作为输入；
分集合成部，其按每个相同频率成分，将所述第1接收电路的输出和所述第2接收电路的输出彼此合成；以及
振荡控制部，
所述第1接收电路包含：
第1本地振荡器，其提供分别具有第1下侧振荡频率～第K下侧振荡频率的第1下侧振荡频率信号～第K下侧振荡频率信号，所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝低频侧偏移；
第1频率转换部，其使用所述第1下侧振荡频率信号～所述第K下侧振荡频率信号，对所述第1模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别对应的第1下侧低频信号～第K下侧低频信号；
第1信号加法部，其将所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号彼此相加，生成第1加法信号；
第1信道成分提取部，其从所述第1加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分；以及
第1信道信号处理部，其对所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分分别对应的第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号，并输出到所述分集合成部，
所述第2接收电路包含：
第2本地振荡器，其提供分别具有第1上侧振荡频率～第K上侧振荡频率的第1上侧振荡频率信号～第K上侧振荡频率信号，所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝高频侧偏移；
第2频率转换部，其使用所述第1上侧振荡频率信号～所述第K上侧振荡频率信号，对所述第2模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别对应的第1上侧低频信号～第K上侧低频信号；
第2信号加法部，其将所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号彼此相加，生成第2加法信号；
第2信道成分提取部，其从所述第2加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分；以及
第2信道信号处理部，其对所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分分别对应的第1上侧低频信道处理信号～第K上侧低频信道处理信号，并输出到所述分集合成部，
所述振荡控制部控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率，使得所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号的频段彼此相邻，并控制所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，使得所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号的频段彼此相邻。
2.根据权利要求1所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率中的第k下侧振荡频率与所述第1中心频率～所述第K中心频率中的第k中心频率之间的差分绝对值等于该第k中心频率与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率中的第k上侧振荡频率之间的差分绝对值，其中，k为任意整数，
所述第k下侧低频信号和所述第k上侧低频信号分别包含均具有该差分绝对值的频率的正频率成分和负频率成分。
3.根据权利要求1或2所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1信道成分提取部包含：
A/D转换器，其将所述第1加法信号转换为第1数字加法信号；
滤波部，其从所述第1数字加法信号中提取所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分，
所述第2信道成分提取部包含：
A/D转换器，其将所述第2加法信号转换为第2数字加法信号；
滤波部，其从所述第2数字加法信号中提取所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1接收电路还具有第1非希望信号提取部，该第1非希望信号提取部从所述第1加法信号中提取与所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分的频段相邻的频段的信号，作为第1非希望信号，
所述第2接收电路还具有第2非希望信号提取部，该第2非希望信号提取部从所述第2加法信号中提取与所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分的频段相邻的频段的信号，作为第2非希望信号，
所述振荡控制部控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率和所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，以降低所述第1非希望信号和所述第2非希望信号的振幅。
5.根据权利要求4所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1非希望信号提取部检测所述第1非希望信号的信号电平，
所述第2非希望信号提取部检测所述第2非希望信号的信号电平，
所述振荡控制部基于由所述第1非希望信号提取部和所述第2非希望信号提取部检测出的信号电平，控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率和所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1频率转换部具有如下功能：在所述第1模拟接收信号包含希望信号成分和与该希望信号成分对应的图像信号成分时，抑制所述第1模拟接收信号中包含的该图像信号成分，
所述第2频率转换部具有如下功能：在所述第2模拟接收信号包含希望信号成分和与该希望信号成分对应的图像信号成分时，抑制所述第2模拟接收信号中包含的该图像信号成分。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的分集接收装置，其特征在于，
所述第1信道信号处理部使用具有负频率的第1本地振荡信号，对所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分分别进行正交解调，生成同相成分和正交成分，
所述第2信道信号处理部使用具有正频率的第2本地振荡信号，对所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分分别进行正交解调，生成同相成分和正交成分。
8.一种分集接收方法，通过第1接收系统和第2接收系统接收包含第1高频信道成分～第K高频信道成分的发送信号，所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别具有彼此不同的第1中心频率～第K中心频率，K为2以上的整数，所述分集接收方法的特征在于具有如下步骤：
从所述第1接收系统和所述第2接收系统分别得到第1模拟接收信号和第2模拟接收信号；
使用分别具有第1下侧振荡频率～第K下侧振荡频率的第1下侧振荡频率信号～第K下侧振荡频率信号，对所述第1模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别对应的第1下侧低频信号～第K下侧低频信号，其中，所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝低频侧偏移；
将所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号彼此相加，生成第1加法信号；
从所述第1加法信号中提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分；
对所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1下侧低频信道成分～第K下侧低频信道成分分别对应的第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号；
使用分别具有第1上侧振荡频率～第K上侧振荡频率的第1上侧振荡频率信号～第K上侧振荡频率信号，对所述第2模拟接收信号进行频率转换，由此生成与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别对应的第1上侧低频信号～第K上侧低频信号，其中，所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率分别从所述第1中心频率～所述第K中心频率朝高频侧偏移；
将所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号彼此相加，生成第2加法信号；
从所述第2加法信号提取与所述第1高频信道成分～所述第K高频信道成分分别对应的第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分；
对所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分实施信号处理，生成与该第1上侧低频信道成分～第K上侧低频信道成分分别对应的第1上侧低频信道处理信号～第K上侧低频信道处理信号；以及
按每个相同频率成分，使所述第1下侧低频信道处理信号～第K下侧低频信道处理信号和所述第1上侧低频信道处理信号～所述第K上侧低频信道处理信号彼此合成，
控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率，使得所述第1下侧低频信号～所述第K下侧低频信号的频段彼此相邻，
控制所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，使得所述第1上侧低频信号～所述第K上侧低频信号的频段彼此相邻。
9.根据权利要求8所述的分集接收方法，其特征在于，
所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率中的第k下侧振荡频率与所述第1中心频率～所述第K中心频率中的第k中心频率之间的差分绝对值等于该第k中心频率与所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率中的第k上侧振荡频率之间的差分绝对值，其中，k为任意整数，
所述第k下侧低频信号和所述第k上侧低频信号分别包含均具有该差分绝对值的频率的正频率成分和负频率成分。
10.根据权利要求8或9所述的分集接收方法，其特征在于，还具有如下步骤：
从所述第1加法信号中提取与所述第1下侧低频信道成分～所述第K下侧低频信道成分的频段相邻的频段的信号，作为第1非希望信号；
从所述第2加法信号中提取与所述第1上侧低频信道成分～所述第K上侧低频信道成分的频段相邻的频段的信号，作为第2非希望信号；以及
控制所述第1下侧振荡频率～所述第K下侧振荡频率和所述第1上侧振荡频率～所述第K上侧振荡频率，以降低所述第1非希望信号和所述第2非希望信号的振幅。
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