JP2009296482A - ダイバーシチ受信装置 - Google Patents
ダイバーシチ受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009296482A JP2009296482A JP2008150106A JP2008150106A JP2009296482A JP 2009296482 A JP2009296482 A JP 2009296482A JP 2008150106 A JP2008150106 A JP 2008150106A JP 2008150106 A JP2008150106 A JP 2008150106A JP 2009296482 A JP2009296482 A JP 2009296482A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- frequency
- local oscillation
- intermediate frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
【課題】OFDM復調用の汎用ICにダイバーシチ受信のために特別の変更を加えることなく、ICの汎用化を図れるようにすること。
【解決手段】互いに離間したアンテナ31,35からのOFDM変調信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置30において、第1及び第2の混合器33,37で周波数変換に用いる局部発振信号を生成するための基準信号Refをフィルタ回路52に入力し、一方の局部発振装置53に供給する基準信号RefはLC共振フィルタ回路52aで位相制御し、もう一方の局部発振装置53には位相制御しない基準信号Refを供給する。第1及び第2の混合器33,37から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し、LC共振フィルタ回路52aの同調電圧となる直流電圧信号を生成してLC共振フィルタ回路52aに印加する。
【選択図】図1
【解決手段】互いに離間したアンテナ31,35からのOFDM変調信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置30において、第1及び第2の混合器33,37で周波数変換に用いる局部発振信号を生成するための基準信号Refをフィルタ回路52に入力し、一方の局部発振装置53に供給する基準信号RefはLC共振フィルタ回路52aで位相制御し、もう一方の局部発振装置53には位相制御しない基準信号Refを供給する。第1及び第2の混合器33,37から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し、LC共振フィルタ回路52aの同調電圧となる直流電圧信号を生成してLC共振フィルタ回路52aに印加する。
【選択図】図1
Description
本発明は、例えば地上波デジタル放送信号をダイバーシチ方式で受信するダイバーシチ受信装置に関する。
地上波デジタル放送で送信されるOFDM変調信号を受信するOFDM受信装置として、ダイバーシチ受信機能を有するOFDM受信装置がある。従来のOFDM受信装置は、複数アンテナで受信した複数のOFDM変調信号を周波数変換後にデジタル処理により位相補正してダイバーシチ合成していた。このため、ダイバーシチ合成のためのデジタル処理を行う集積回路の回路規模が大きくなり過ぎると共に、消費電力も増大する欠点があった。
そこで、アナログ回路でダイバーシチ合成を行うようにしたOFDM受信装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。特許文献1記載のOFDM受信装置は、図6に示すように、各アンテナ1、6で受信され、各RFフィルタ2、7を通過し、各ローノイズアンプ3、8によって増幅されたOFDM変調信号が各混合器4、9に入力される。各混合器4、9に入力されたOFDM変調信号は第1局部発振信号と混合されて、第1中間周波信号に周波数変換され、一方の混合器4から出力された第1中間周波信号と、他方の混合器9から出力された第1中間周波信号とがそれぞれ各第1のIFバンドパスフィルタ5、10を介して加算器12に入力され、ここでダイバーシチ合成される。合成された第1中間周波信号は混合器13に入力され、第2局部発振器14から供給される第2局部発振信号と混合されて第2中間周波信号に周波数変換される。第2中間周波信号は第2のIFバンドパスフィルタ15を通過してA/D変換器16に入力され、ここでデジタル信号に変換される。そして、デジタル信号はOFDM復調手段17によって復調される。また、デジタル信号は電力検出手段18に入力される。電力検出手段18は入力されたデジタル信号によって第2中間周波信号の大きさに比例する電力を検出し、検出された電力は位相制御手段19に入力される。位相制御手段19は、局部発振手段21における第1局部発振信号の位相を制御する。局部発振手段21では、基準信号発生源21eで発生させた1つの基準信号を2つの移相器21f、21gにそれぞれ入力し、位相制御手段19から指示を受けた移相器21f、21gにおいて位相制御してから対応するPLL回路21c、21dへ供給している。PLL回路21c、21dによって2つの局部発振器21a,21bの発振周波数が設定され、2つの局部発振器21a,21bで発生する第1の局部発振信号をそれぞれ対応する混合器4,9に供給する。
特開2003−18123号公報
ところで、従来のOFDM受信装置では、標準化された方式に対応して、A/D変換器16からOFDM復調手段17までを汎用ICで構成する傾向にある。したがって、アナログ回路でダイバーシチ合成を行うことは、復調用ICの汎用化を進める上で好適である。
しかしながら、上述したOFDM受信装置は、ダイバーシチ合成後のデジタル信号から電力検出しているので、位相制御のために復調用IC側からダイバーシチ合成後のデジタル信号を取り出さなければならず、復調用ICにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要があり、復調用ICを汎用化する上で障害となる。
また、上述したOFDM受信装置は、基準信号を移相器21f、21gに入力して位相制御しているが位相制御用の信号は復調ICから抽出しないといけないので位相制御のレスポンスが遅いばかりではなく、後段復調ICからのデジタルノイズを拾いやすいという不具合があった。
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ダイバーシチ合成のための位相制御をアナログ回路側で完結でき、復調用ICにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要がなく、復調用ICの汎用化を図ると共に復調用ICからのフィードバックに頼らず、自己完成型のダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
本発明のダイバーシチ受信装置は、互いに離間して配置された各アンテナに対して夫々設けられ前記アンテナから出力された高周波信号に局部発振信号を乗算して中間周波信号に周波数変換する複数の混合器と、基準信号を発生させる基準信号源と、前記複数の混合器に対して夫々設けられ前記基準信号の位相に応じた周波数の局部発振信号を生成し対応する混合器へ供給する複数の局部発振装置と、前記基準信号源と前記複数の局部発振装置との間に設けられ全ての局部発振装置又は1つの局部発振装置を除く他の局部発振装置へ供給する基準信号の位相を、設定される通過帯域周波数によって可変するフィルタ回路と、前記各混合器から出力される中間周波信号を合成する加算器と、前記複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し当該位相差を無くすように前記フィルタ回路の通過帯域周波数を制御する位相制御回路とを具備したことを特徴とする。
この構成によれば、複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出してフィルタ回路の通過帯域周波数を制御するので、局部発振装置へ供給する基準信号の位相を制御することで中間周波信号の位相を揃えることができ、中間周波信号を直接位相制御する場合に比べて、中間周波信号の振幅に与える影響を軽減でき、受信性能の向上を図ることができる。しかも、ダイバーシチ合成を受信装置のアナログ回路側に閉じることができ、後段の復調用集積回路から中間周波信号の位相制御のための情報を取得する必要性を排除でき、復調用ICの汎用化を図ることができる。
また本発明は、上記ダイバーシチ受信装置において、前記フィルタ回路は、インダクタと可変容量素子とを並列接続してなる並列共振回路を有し、前記可変容量素子に中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を印加することにより、前記通過帯域周波数を制御することを特徴とする。
この構成により、並列共振回路の共振周波数がフィルタ回路の通過帯域周波数となり、中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を可変容量素子に印加することによりフィルタ回路の通過帯域周波数を可変でき、基準信号の位相制御が可能になる。
上記ダイバーシチ受信装置において、前記局部発振装置は、前記局部発振信号をN分周する分周器と、前記分周器で前記局部発振信号をN分周して得られた比較信号と前記基準信号源から出力された基準信号とを位相比較する位相比較器と、前記局部発振信号を発生し前記位相比較器で検出された位相差に応じて周波数が変化し当該位相差が無くなったところで発振周波数が安定する局部発振器とを具備して構成される。
上記ダイバーシチ受信装置において、前記アンテナでOFDM変調信号が受信され、前記加算器の後段にOFDM復調用の集積回路が接続されることを特徴とする。
本発明によれば、ダイバーシチ合成のための位相制御をアナログ回路側で完結でき、復調用ICにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要がなく、復調用ICの汎用化を図ると共に復調用ICからのフィードバックに頼らず、自己完成型のダイバーシチ受信装置を実現できる。
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図1は本発明の一実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の構成図であり、互いに離間して配置された複数のアンテナで地上波デジタル放送信号のOFDM変調信号をダイバーシチ受信する構成例を示している。
図1は本発明の一実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の構成図であり、互いに離間して配置された複数のアンテナで地上波デジタル放送信号のOFDM変調信号をダイバーシチ受信する構成例を示している。
本実施の形態に係るダイバーシチ受信装置30は、アンテナ31で受信したOFDM変調信号を不図示のRFフィルタ経由でローノイズアンプ32に入力する。ローノイズアンプ32で増幅したOFDM変調信号を第1の混合器33に入力し、局部発振信号と混合して中間周波信号に周波数変換した後、ダイバーシチ合成のための加算器34に入力する。一方、アンテナ35で受信したOFDM変調信号は、不図示のRFフィルタ、ローノイズアンプ36、第2の混合器37を経由してレベル制御のための乗算器38に入力される。一方のアンテナ31を第1の受信系統、他方のアンテナ35を第2の受信系統とすると、第1及び第2の受信系統の信号レベルを信号レベル検出器39aで検出し、第1及び第2の受信系統のノイズレベルをノイズレベル検出器39bで検出し、係数計算部39cで信号レベル及びノイズレベルから係数を決定して乗算器38に入力する。乗算器38で第2の受信系統のOFDM変調信号に係数を掛け合わせてレベル制御したOFDM変調信号が加算器34に入力されてダイバーシチ合成され、OFDM復調用IC40へ出力される。
OFDM復調用IC40では、ダイバーシチ合成されたOFDM変調信号をAD変換器41でデジタル信号に変換し、OFDM復調器42でデジタルテレビジョン信号を復調し、さらに誤り訂正回路43でデジタルテレビジョン信号に対してフォワードエラーコレクション方式によるエラー訂正を行う。エラー訂正したデジタルテレビジョン信号をMPEGデコーダ44に入力して複号化し、画像処理IC又はディスプレイ45へ出力する。
本実施の形態では、アナログ回路側に設けた基準信号源51から基準信号Refを生成し、第1の受信系統及び第2の受信系統で個別に位相制御可能なフィルタ回路52を経由して、第1の局部発振装置53及び第2の局部発振装置54へ並列に入力する。本例では、第1の局部発振装置53へ供給する基準信号Refに対してだけLC共振回路52aにて位相制御し、第2の局部発振装置54へ供給する基準信号Refに対しては位相制御せずそのまま入力しているが、第1及び第2の局部発振装置53、54へ供給するそれぞれの基準信号Refを適切に位相制御するようにしても良い。フィルタ回路52に対する位相制御用の直流電圧信号は位相制御回路55から供給される。位相制御回路55は、第1の受信系統となる第1の混合器33から出力される中間周波数信号と、第2の受信系統となる第2の混合器37から出力される中間周波数信号との位相差を検出し、当該位相差が小さくなるように制御された直流電圧信号を生成する。LC共振回路52aは、印加電圧によって容量が変化する可変容量素子を備えており、直流電圧信号を同調電圧として可変容量素子に印加することで共振周波数が変化するように構成されている。
図2(a)(b)はLC共振回路52aの回路構成例を示しており、同図(a)はLC並列共振回路、同図(b)はLC直列共振回路で構成した場合を示している。図2(a)のLC並列共振回路は、可変容量素子としてのバラクタダイオード61とインダクタ62とが並列接続されていて、バラクタダイオード61のアノードとインダクタ62の一端との接続点に基準信号Refが印加され、バラクタダイオード61のカソードとインダクタ62の他端との接続点から位相制御された基準信号Refが出力される。バラクタダイオード61のアノードは高インピーダンスの抵抗63を介してグラウンドに接続され、バラクタダイオード61のカソードに位相制御回路55から直流電圧信号が印加される。なお、直流カットコンデンサ64とバラクタダイオード61のカソードとの間に直流電圧信号を印加する。
図2(b)のLC直列共振回路は、インダクタ65とバラクタダイオード66とが直列接続されており、インダクタ65の一端に基準信号Refが印加され、バラクタダイオード61のアノードから位相制御された基準信号Refが出力される。バラクタダイオード66のアノードは高インピーダンスの抵抗68を介してグラウンドに接続され、インダクタ65の他端とバラクタダイオード66のカソードとの接続点に位相制御回路55から直流電圧信号が印加される。なお、直流カットコンデンサ67とバラクタダイオード66のカソードとの間に直流電圧信号を印加する。
図3は第1の局部発振装置53の回路構成図である。なお、第2の局部発振装置54は第1の局部発振装置53と同一の回路構成を有するので、ここでの説明は省略する。
第1の局部発振装置53は、位相比較器71に基準信号Refと比較信号とを入力して基準信号Refと比較信号との位相比較を行ない、位相差をパルス状の差信号にしてループフィルタ72へ出力する。ループフィルタ72は積分回路又はLPFで構成することができる。前段の位相比較器71から出力された位相差信号は、パルス状の信号であり、この信号から交流成分を取り除いて局部発振器73の制御電圧とする。ループフィルタ72から出力された制御電圧が局部発振器73に入力され、それに従って第1の局部発振信号となる出力周波数が変化する。局部発振器73の出力周波数信号は1/N分周器74に入力される。つまり、局部発振器73の発振周波数の1/Nの周波数の信号を比較信号として位相比較回路71に返すことにより、基準周波数(Ref=fIN)のN倍の周波数、N×fINで同期発振したVCO出力を取り出せる。
第1の局部発振装置53は、位相比較器71に基準信号Refと比較信号とを入力して基準信号Refと比較信号との位相比較を行ない、位相差をパルス状の差信号にしてループフィルタ72へ出力する。ループフィルタ72は積分回路又はLPFで構成することができる。前段の位相比較器71から出力された位相差信号は、パルス状の信号であり、この信号から交流成分を取り除いて局部発振器73の制御電圧とする。ループフィルタ72から出力された制御電圧が局部発振器73に入力され、それに従って第1の局部発振信号となる出力周波数が変化する。局部発振器73の出力周波数信号は1/N分周器74に入力される。つまり、局部発振器73の発振周波数の1/Nの周波数の信号を比較信号として位相比較回路71に返すことにより、基準周波数(Ref=fIN)のN倍の周波数、N×fINで同期発振したVCO出力を取り出せる。
次に、フィルタ回路52において基準信号Refの位相制御を行うことで中間周波信号が間接的に位相制御されることについて説明する。
OFDM変調信号を中間周波数帯でダイバーシチ合成する場合、第1の受信系統の中間周波信号の位相と第2の受信系統の中間周波信号の位相とを相対的に最大で±180°まで回転する必要がある。図1では第2の受信系統の中間周波信号の位相は固定で、第1の受信系統の中間周波信号の位相を回転させている。
図2(b)を例として説明すると、LC共振回路52aは、基準信号源51から供給される基準信号Refのうちから主に共振周波数と一致する周波数成分だけが通過して第1の局部発振装置53へ出力される。LC共振回路52aの共振周波数は同調電圧(直流電圧信号)の大きさに応じ変化するが、LC共振回路52aの共振周波数を変化させることで、基準信号Refに位相回転(Δφref)を与えることができる。
第1の局部発振装置53では、第1の局部発振信号をN分周して1/Nの周波数に下げた比較信号と基準信号Refとを比較し、その位相差をループフィルタ72で直流電圧の位相差信号に変換し、この位相差信号で局部発振器73の発振周波数fLoを決めている。このように、基準信号Refの位相と分周器74の分周数Nとで決まる第1の局部発振信号とRF信号のOFDM変調信号(fRF)とを第1の混合器33で混合して中間周波数IF(IF=fRF−fLo)に変換する。
ここで、基準信号Refの位相回転(Δφref)に対する中間周波信号の位相回転(Δφif)は次式のように定義できる。
Δφif=Δφref×fLo/Ref
Refは基準信号の周波数であり、fLoは局部発振信号の周波数である。
fLo/Refは分周器74での分周数Nに相当する。たとえば、中間周波数LO=600MHz、基準信号Ref=4MHzであれば、分周数N=150となる。基準信号Refの位相をΔφref=2°だけ回転させれば、上記式より局発周波数及び中間周波数IFの位相回転はΔφif=300°となる。すなわち、フィルタ回路52において基準信号Refの位相を僅かに回転させるだけで、当該基準信号Refに基づいて生成した第1の局部発振信号によって周波数変換した中間周波数IFは位相が大きく回転することになる。
Δφif=Δφref×fLo/Ref
Refは基準信号の周波数であり、fLoは局部発振信号の周波数である。
fLo/Refは分周器74での分周数Nに相当する。たとえば、中間周波数LO=600MHz、基準信号Ref=4MHzであれば、分周数N=150となる。基準信号Refの位相をΔφref=2°だけ回転させれば、上記式より局発周波数及び中間周波数IFの位相回転はΔφif=300°となる。すなわち、フィルタ回路52において基準信号Refの位相を僅かに回転させるだけで、当該基準信号Refに基づいて生成した第1の局部発振信号によって周波数変換した中間周波数IFは位相が大きく回転することになる。
図4(a)は基準信号Refの位相回転(Δφref)と中間周波信号の振幅(Vout)との関係をシミュレーションした結果を示す図である。LC共振回路52aに入力する基準信号Refの周波数Fo=4MHzとしている。バラクタダイオード61に印加する直流電圧信号を可変させてLC共振回路52aの容量Cを10pFから60pFまで変化させた。この結果、LC共振回路52aの共振周波数[Fo]は5.63MHzから2.30MHzまで変化した。このときの基準信号(共振周波数Fo)の位相[Phase]は−3.64〜10.94まで変化し、中間周波信号の振幅[Vout]は1.393Vから1.379Vの範囲内で変化した。
以上のシミュレーション結果から明らかなように、基準信号(共振周波数Fo)の位相[Phase]を13°程度回転させるだけで、中間周波信号の振幅[Vout]はほとんど変化させることなく、中間周波信号の位相を+/−180°以上に回転させることができる。
図5は中間周波信号を直接位相制御する比較例の回路構成図である。比較例では、第2の受信系統における第2の混合器37の後段に位相制御用のフィルタ回路70を設け、フィルタ回路70にて中間周波信号を直接位相制御する。フィルタ回路70の入力端に第2の混合器37から入力する中間周波信号を入力中間周波信号とし、フィルタ回路70で位相回転して出力端から乗算器38側へ出力される中間周波信号を出力中間周波信号とする。フィルタ回路70は、図4(a)のシミュレーション回路構成に合わせるために、図2(a)のLC共振回路で構成した。
図4(b)は図5に示す比較例に基づいた入力中間周波信号の位相回転と出力中間周波信号の振幅(Vout)との関係をシミュレーションした結果を示す図である。フィルタ回路70(LC共振回路52a)に入力する入力中間周波信号の周波数はFo=50MHzとしている。バラクタダイオード61に印加する直流電圧信号を可変させてLC共振回路52aの容量Cを30pFから65pFまで変化させた。この結果、LC共振回路52aの共振周波数[Fo]は61.95MHzから42.09MHzまで変化した。入力中間周波信号の位相[Phase]は1.8〜190.3まで変化し、ほぼ180°の位相回転を実現できている。ところが、このときの出力中間周波信号の振幅[Vout]は0.39Vから1.38Vまで変化しており、大きな振幅変動が現れている。
以上のシミュレーション結果から明らかなように、中間周波信号を直接位相制御すると、LC共振回路52aで180°の位相回転を実現するためには、共振周波数の変化に伴ってフィル他0回路70のインピーダンスが大きく変化するので、中間周波信号の振幅そのものに大きな影響を与えていることが判る。
次に、本実施の形態に係るダイバーシチ受信装置30におけるダイバーシチ受信動作について説明する。
第1の受信系統の中間周波信号の位相と第2の受信系統の中間周波信号の位相との位相差を位相制御回路55で検出し、位相差に応じた直流電圧信号をフィルタ回路52のLC共振回路52aへ出力する。第1の局部発振装置53へ入力する基準信号Refの位相がLC共振回路52aの共振周波数によって制御される。位相制御回路55で検出される位相差が0になるように共振周波数が制御される。2つの系統の中間周波信号の位相を揃える方向に位相回転した基準信号Refが第1の局部発振装置53へ供給され、そこで比較信号と位相比較されて位相差に応じた発振周波数に制御された第1の局部発振周波数が第1の混合器33に入力される。第1の混合器33では位相差に応じた周波数の第1の局部発振周波数で周波数変換される。一方、第2の局部発振装置54には基準信号Refが位相回転せずに供給され、その基準信号Refに基づいて生成した第2の局部発振信号が第2の混合器37に入力される。第2の混合器37では第2の局部発振周波数で周波数変換される。第2の受信系統の中間周波信号は係数乗算器38において系統間の信号レベル及びノイズレベルに応じて決定した係数にてレベル制御される。そして、第1の受信系統の中間周波信号の位相を回転させることにより互いの位相が揃えられた第1及び第2の受信系統の中間周波信号が加算器34にてダイバーシチ合成される。加算器34の出力はダイバーシチ合成された受信信号として汎用化IC40へ出力される。汎用化IC40ではデジタル化されてOFDM復調、誤り訂正が行われる。
このように本実施の形態によれば、少なくとも一方の局部発振装置53に供給する基準信号Refの位相をLC共振フィルタ回路52aで制御することで、ダイバーシチ合成する2つの中間周波信号の位相を揃えるようにしたので、中間周波信号を共振回路に入力して直接位相制御する場合に比べて中間周波信号の振幅そのものへの影響を大幅に軽減でき、受信性能を改善を図ることができる。しかも、2つの中間周波信号の位相差を検出して、LC共振フィルタ回路52aの共振周波数の制御に用いるので、汎用化IC40からダイバーシチ合成後の振幅データを取得する必要がなくなり、アナログ回路側でダイバーシチ合成のための位相制御が行える。したがって、汎用化IC40にダイバーシチ合成のための特別の変更を加える必要がなく、OFDM復調ICの汎用化を容易に図ることができる。
また、ダイバーシチ合成のために基準信号Refの位相をIF信号から直接抽出しLC共振フィルタ回路52aで制御するという自己完成型位相制御回路なので、復調後の情報Feedbackをもらいながら移相器を制御する方式に比べて高速でありながら後段Digital復調ICのノイズ影響を避けられるという優れた効果を奏することができる。
なお、以上の実施の形態ではOFDM受信装置を例に説明したが、OFDM変調以外の放送信号(アナログを含む)又はその他の送信信号であっても、同様に適用することができる。
本発明は、地上波デジタル放送信号をダイバーシチ受信する受信機に適用可能である。
30…ダイバーシチ受信装置、31、35…アンテナ、32、36…ローノイズアンプ、33…第1の混合器、34…加算器、37…第2の混合器、38…乗算器、39a…信号レベル検出器、39b…ノイズレベル検出器、39c…係数計算部、40…OFDM復調用IC、41…AD変換器、42…OFDM復調器、43…誤り訂正回路、44…MPEGデコーダ、45…ディスプレイ、51…基準信号源、52…フィルタ回路、53…第1の局部発振装置、54…第2の局部発振装置、55…位相制御回路、61、66…バラクタダイオード、62、65…インダクタ、63、68…抵抗、64、67…直流カットコンデンサ、71…位相比較器、72…ループフィルタ、73…局部発振器、74…分周器
Claims (4)
- 互いに離間して配置された各アンテナに対して夫々設けられ前記アンテナから出力された高周波信号に局部発振信号を乗算して中間周波信号に周波数変換する複数の混合器と、基準信号を発生させる基準信号源と、前記複数の混合器に対して夫々設けられ前記基準信号の位相に応じた周波数の局部発振信号を生成し対応する混合器へ供給する複数の局部発振装置と、前記基準信号源と前記複数の局部発振装置との間に設けられ全ての局部発振装置又は1つの局部発振装置を除く他の局部発振装置へ供給する基準信号の位相を、設定される通過帯域周波数によって可変するフィルタ回路と、前記各混合器から出力される中間周波信号を合成する加算器と、前記複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し当該位相差を無くすように前記フィルタ回路の通過帯域周波数を制御する位相制御回路と、を具備したことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
- 前記フィルタ回路は、インダクタと可変容量素子とを並列接続してなる並列共振回路を有し、前記可変容量素子に中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を印加することにより、前記通過帯域周波数を制御することを特徴とする請求項1記載のダイバーシチ受信装置。
- 前記局部発振装置は、前記局部発振信号をN分周する分周器と、前記分周器で前記局部発振信号をN分周して得られた比較信号と前記基準信号源から出力された基準信号とを位相比較する位相比較器と、前記局部発振信号を発生し前記位相比較器で検出された位相差に応じて周波数が変化し当該位相差が無くなったところで発振周波数が安定する局部発振器と、を具備してなることを特徴とする請求項1又は請求項2記載のダイバーシチ受信装置。
- 前記アンテナでOFDM変調信号が受信され、前記加算器の後段にOFDM復調用の集積回路が接続されることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載のダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008150106A JP2009296482A (ja) | 2008-06-09 | 2008-06-09 | ダイバーシチ受信装置 |
US12/476,542 US20090304118A1 (en) | 2008-06-09 | 2009-06-02 | Diversity receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008150106A JP2009296482A (ja) | 2008-06-09 | 2008-06-09 | ダイバーシチ受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009296482A true JP2009296482A (ja) | 2009-12-17 |
Family
ID=41400309
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008150106A Withdrawn JP2009296482A (ja) | 2008-06-09 | 2008-06-09 | ダイバーシチ受信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20090304118A1 (ja) |
JP (1) | JP2009296482A (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2014087694A1 (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-12 | 三菱電機株式会社 | ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法 |
JP6325958B2 (ja) * | 2014-10-03 | 2018-05-16 | パナソニック株式会社 | ダイバーシティ受信機 |
US9509396B2 (en) * | 2014-11-04 | 2016-11-29 | Entropic Communications, Llc | Systems and methods for shared analog-to-digital conversion in a communication system |
US9509490B1 (en) * | 2015-09-21 | 2016-11-29 | Apple Inc. | Reference clock sharing |
US10523254B2 (en) * | 2017-07-20 | 2019-12-31 | Qualcomm Incorporated | Mixer S11 control via sum component termination |
KR20220016151A (ko) | 2019-05-30 | 2022-02-08 | 유니버시티 오브 버지니아 페이턴트 파운데이션 | 저전력 수신기 및 관련 회로들 |
KR102630181B1 (ko) * | 2019-06-10 | 2024-01-26 | 삼성전자주식회사 | 위상차 검출기 및 이를 포함하는 장치 |
US11743081B2 (en) * | 2020-03-06 | 2023-08-29 | University Of Virginia Patent Foundation | Generating intermediate frequency content with on-off keying modulation of a radio frequency signal |
CN112073350B (zh) * | 2020-11-02 | 2021-03-02 | 网络通信与安全紫金山实验室 | 用于天线阵列的相位差测量方法和系统及相位补偿方法 |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03115880A (ja) * | 1989-09-29 | 1991-05-16 | Nec Corp | 周波数同調機能付送信器 |
JPH0918238A (ja) * | 1995-07-03 | 1997-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数混合器、送信装置、受信装置及び送受信装置 |
JPH11274953A (ja) * | 1998-03-23 | 1999-10-08 | Sony Corp | 受信装置 |
JP2002208141A (ja) * | 2001-01-10 | 2002-07-26 | Ricoh Co Ltd | 位相調整機能付フィルタ回路、位相復調回路及び光ディスク装置 |
JP2003179530A (ja) * | 2001-12-10 | 2003-06-27 | Alps Electric Co Ltd | 受信装置 |
JP2003179531A (ja) * | 2001-12-10 | 2003-06-27 | Alps Electric Co Ltd | Ofdm信号受信装置 |
JP2003188604A (ja) * | 2001-12-14 | 2003-07-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 可変位相器、この可変位相器を具備する無線装置及び位相調整方法 |
-
2008
- 2008-06-09 JP JP2008150106A patent/JP2009296482A/ja not_active Withdrawn
-
2009
- 2009-06-02 US US12/476,542 patent/US20090304118A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03115880A (ja) * | 1989-09-29 | 1991-05-16 | Nec Corp | 周波数同調機能付送信器 |
JPH0918238A (ja) * | 1995-07-03 | 1997-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数混合器、送信装置、受信装置及び送受信装置 |
JPH11274953A (ja) * | 1998-03-23 | 1999-10-08 | Sony Corp | 受信装置 |
JP2002208141A (ja) * | 2001-01-10 | 2002-07-26 | Ricoh Co Ltd | 位相調整機能付フィルタ回路、位相復調回路及び光ディスク装置 |
JP2003179530A (ja) * | 2001-12-10 | 2003-06-27 | Alps Electric Co Ltd | 受信装置 |
JP2003179531A (ja) * | 2001-12-10 | 2003-06-27 | Alps Electric Co Ltd | Ofdm信号受信装置 |
JP2003188604A (ja) * | 2001-12-14 | 2003-07-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 可変位相器、この可変位相器を具備する無線装置及び位相調整方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20090304118A1 (en) | 2009-12-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2009296482A (ja) | ダイバーシチ受信装置 | |
JPH07245633A (ja) | デジタルデータ受信装置 | |
US9991916B2 (en) | Receiving device and receiving method | |
US7450925B2 (en) | Receiver for wireless communication systems and I/Q signal phase difference correction method therefor | |
JP2005079677A (ja) | チューナ用信号処理回路 | |
US20010016480A1 (en) | Reception IC and receiving apparatus employing the same | |
US20080254756A1 (en) | Receiver and Wireless Communication Apparatus | |
US7449945B2 (en) | Phase demodulator and portable telephone apparatus | |
US8060046B2 (en) | Radio receiver and radio reception method | |
US6396550B1 (en) | Method and device for precision tuning, and method and device for matching vestigial sideband signal in television | |
US8489053B2 (en) | Compensation of local oscillator phase jitter | |
US6549763B1 (en) | Receiving apparatus and method | |
JP2002217763A (ja) | 入力レベル表示方法、入力レベル表示装置 | |
JP3809703B2 (ja) | テレビジョン信号受信回路 | |
US20030067357A1 (en) | Automatic multiple II/4 phase shifter | |
JP2007074418A (ja) | 集積回路及びデジタルテレビジョンチューナ | |
JP2000299646A (ja) | ダブルコンバージョンチューナ | |
JP4775740B2 (ja) | 受信回路 | |
JP2948601B2 (ja) | Am復調回路 | |
JP2699717B2 (ja) | ダブルコンバージョン受信機用選局装置 | |
WO2013161148A1 (ja) | 受信装置 | |
JP6014152B2 (ja) | 信号受信マルチチューナ・システムおよびそれに対応する方法 | |
JP2008113068A (ja) | 無線機の周波数調整方法および周波数調整装置 | |
KR19980054196U (ko) | 디지털 위성방송 수신용 튜너의 i/q 복조회로 | |
JPH09247007A (ja) | Am用妨害波低減受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100408 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100420 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20100507 |