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Die Erfindung bezieht sich auf ein
Störungsbeseitigungssystem, das ein unerwünschtes Störsignal in einem
Funkkommunikationsempfänger beseitigt.
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Ein herkömmliches System zum Beseitigen eines Störsignals
ist in Fig. 16 der beiliegenden Zeichnungen dargestellt.
Das System enthält eine Hauptantenne 201, die sowohl das
gewünschte Signal als auch das unerwünschte Störsignal
empfängt, eine Hilfsantenne 202, die nur das unerwünschte
Störsignal empfängt, eine
Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 203, einen Summierer 204, einen Korrelationsdetektor
205, Frequenzwandler 207 und 208 mit jeweils einem
Verstärker, einem Tiefpaßfilter 209 und einem
Ausgangsanschluß 206, der das Ausgangssignal liefert, das frei von
dem Störsignal ist. Die Hauptantenne 201 ist auf eine
gewünschte Signalquelle gerichtet, empfängt jedoch sowohl
das gewünschte Signal als auch das unerwünschte
Störsignal. Die Hilfsantenne 202 ist auf die unerwünschte
Störsignalquelle gerichtet und empfängt nur das Störsignal.
Das von der Hilfsantenne 202 empfangene Störsignal wird
der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 203 zugeführt, das
die Amplitude und Phasenlage des Störsignals so einstellt,
daß das Ausgangssignal der Steuerschaltung 203 die gleiche
Amplitude wie das von der Hauptantenne 201 empfangene
Störsignal, jedoch eine zu dem Störsignal entgegengesetzte
Phasenlage hat. Wenn daher der Summierer 204 das
Störsignal von der Hauptantenne mit dem Ausgangssignal der
Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 203 überlagert, wird das
Störsignal gelöscht (kompensiert), so daß nur das
gewünschte Signal am Ausgang des Summierers auftritt. Das
Steuersignal zum Steuern der
Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 203 wird durch den Korrelationsdetektor 205
erzeugt, der die Korrelation zwischen dem unerwünschten,
von der Hauptantenne 201 empfangenen Signal und dem
unerwünschten Störsignal, das von der Hilfsantenne 202
empfangen wird, ermittelt.
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Wenn jedoch die Vorrichtung nach Fig. 17 realisiert wird,
müssen die Korrelationsschaltung und die Steuerschaltung
zahlreiche Forderungen erfüllen, die nicht einfach sind.
Die Grundschaltung nach Fig. 17 ist daher nicht
praktikabel.
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Eine praktikable bekannte Schaltung ist in der US-A-4 384
366 dargestellt (die der deutschen Patentschrift DE-C-31
10 602, der britischen Patentschrift 2 072 995, der
französischen Patentschrift FR-A-2 479 619 und der kanadischen
Patentschrift 1 167 158 entspricht). In dieser Schaltung
wird ein einziger Frequenzwandler verwendet und ein
Störsignal einer Amplituden-Phasen-Steuerschaltung zugeführt,
die das Kompensationssignal mit der gleichen Amplitude
und entgegengesetzten Phasenlage einem Summierer in einem
Hauptsignalkanal zuführt. Um die Amplitude und Phasenlage
eines Steuersignals in der
Amplituden-Phasen-Steuerschaltung einzustellen, wird das Steuersignal einer Störung
durch ein Niederfrequenzsignal unterzogen. Die restliche
Störkomponente, die entsprechend dem Niederfrequenzsignal
schwankt, wird durch einen Hüllkurvendetektor demoduliert.
Die Korrelation wird zwischen der restlichen
Störkomponente und dem Niederfrequenzsignal ermittelt.
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Die Steuerung wird so bewirkt, daß die Korrelation minimal
ist.
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Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß der
Schaltungsaufbau wegen der Störungsschaltung und einem
zusätzlichen Hüllkurvendetektor kompliziert ist.
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In der EP-A-0 085 403 ist ein Störungsbeseitungssystem
zum Beseitigen einer schmalbandigen FM-Störung aus einem
empfangenen Signal in einem digitalen
Mikrowellenkommunikationssystem beschrieben, das eine einzige Antenne und
ein schmalbandiges Filter zur Ableitung des Störsignals
verwendet.
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Eine der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht in
der Schaffung eines verbesserten
Störungsbeseitigungssystems. Ein erfindungsgemäßes System zum Beseitigen von
Störungen enthält Signalempfangsmittel, die ein
gewunschtes digitales Signal und ein unerwünschtes Störsignal
empfangen; ein Steuermittel zur Bildung eines
Kompensationssignals, das im wesentlichen die gleiche Amplitude
wie die Störkomponente in dem Hauptsignal aufweist und
gegenphasig zu dieser ist; einen Summierer zum Summieren
des Hauptsignals und eines Ausgangssignals des
Steuermittels, um die Störkomponente im Hauptsignal zu beseitigen;
einen ersten Rechtwinkelphasendetektor; einen
Phasendetektor zur Phasendetektion des Störsignals; einen
Fehlersignaldetektor und Korrelationsmittel zur Bildung einer
Korrelation zwischen dem Ausgangssignal des
Fehlersignaldetektors und dem Ausgangssignal des Phasendetektors für
das Störsignal; wobei das Steuermittel durch das
Ausgangssignal der Korrelationsmittel gesteuert wird; die
Signalempfangsmittel ein Hauptsignalempfangsmittel, das ein
gewünschtes digitales Signal und ein unerwünschtes
Störsignal empfängt, und Hilfssignalempfangsmittel zum Empfangen
des unerwünschten Störsignals aufweisen; dadurch
gekennzeichnet,
daß der erste Rechtwinkelphasendetektor das
Hauptsignal demoduliert; daß der Phasendetektor für die
Phasendetektion des Störsignals ein zweiter
Rechtwinkelphasendetektor ist; daß dem zweiten
Rechtwinkelphasendetektor ein Taktsignal zugeführt wird, das durch den ersten
Rechtwinkelphasendetektor gewonnen wird; daß eine
Entscheidungsschaltung mit dem Ausgang des ersten
Rechtwinkelphasendetektors verbunden ist, um ein demoduliertes
digitales Signal zu bilden; daß der Fehlersignaldetektor
die Differenz zwischen dem Entscheidungspegel des
digitalen Signals und dem Ausgangssignal des ersten
Rechtwinkelphasendetektors bildet und daß der
Fehlersignaldetektor durch einen A/D-Umsetzer realisiert ist, der auch
die Entscheidungsschaltung bildet; und daß der Summierer
in eine Basisbandstufe eingefügt ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend
anhand der Zeichnungen, zusammen mit Vergleichsbeispielen,
beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 ein erstes Blockschaltbild eines ersten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems;
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Fig. 2 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der
Wirkungsweise des Systems nach Fig. 1,
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Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitiungssystems,
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Fig. 4 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
eines Analog/Digital-Umsetzers (A/D-Umsetzers),
der sowohl ein Entscheidungssignal als auch ein
Fehlersignal liefert,
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Fig. 5 ein Blockschaltbild eines dritten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 6 ein Blockschaltbild eines vierten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 7 ein Blockschaltbild eines fünften
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 8 ein Blockschaltbild eines sechsten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
eines Fehlersignaldetektors,
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Fig. 10 ein Blockschaltbild eines siebten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 11 ein Blockschaltbild eines achten
Vergleichsbeispiels eines Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 12 ein Blockschaltbild eines ersten
Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen
Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 13 ein Blockschaltbild eines zweiten
Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen
Störungsbeseitigungssystems,
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Fig. 14 ein Blockschaltbild einer Steuerschaltung in dem
System nach Fig. 13,
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Fig. 15 ein Blockschaltbild eines Asynchrondetektors in
dem System nach Fig. 13 und
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Fig. 16 ein Blockschaltbild eines bekannten
Störungsbeseitigungssystems, wie bereits erwähnt wurde.
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Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild eines
Störungsbeseitigungssystems dar. Das System hat eine Hauptantenne 1, das
sowohl ein gewünschtes Hauptsignal als auch ein
unerwünschtes Störsignal empängt, und eine Hilfsantenne 4,
die nur das unerwünschte Störsignal empfängt. Das von
der Hauptantenne 1 emfangene Hauptsignal wird über ein
Bandpaßfilter 2 einem Frequenzwandler 3 zugeführt, der
das HF-Signal in ein ZF-Signal (Zwischenfrequenzsignal)
umwandelt. Das von der Hilfsantenne 4 empfangene
Störsignal wird einem weiteren Frequenzwandler 6 über ein
Bandpaßfilter 5 zugeführt. Ein gemeinsamer Empfängeroszillator
7 führt beiden Frequenzwandlern 3 und 6 die
Empfängeroszillatorfrequenz zu. Das am Ausgang des Frequenzwandlers
6 auftretende Störsignal wird einem Summierer 11 über
einen variablen bzw. einstellbaren Phasenschieber 9, ein
variables bzw. einstellbares Dämpfungsglied 8 und einen
Signalteiler 10 zugeführt. Der Summierer 11 überlagert
das Hauptsignal, das das Störsignal enthält, mit dem
Ausgangssignal des Teilers 10, so daß die Störkomponente
in dem Hauptsignal unterdrückt bzw. beseitigt wird. Das
Ausgangssignal des Teilers 10 hat die gleiche Amplitude
wie die des Störsignals im Hauptsignal, jedoch die
entgegengesetzte Phasenlage.
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Das Hauptsignal am Eingang des Summierers 11 läßt sich
durch folgende Gleichung darstellen.
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Wenn das Hauptsignal ein 16QAM
(Quadraturmodulationssignal mit 16 Pegeln) ist, dann sind ak und bk gleich ±1, ±3.
Die Funktion r(t) ist die Impulsantwort des gesamten
Systems, und wenn das System ein Nyquist-Übertragungssystem
ist, dann ist r(0)=1 und r(kT)=0, wobei k eine ganze Zahl
und k≠0 ist. Das Symbol T ist die Taktperiodendauer und
ω&sub1; die Winkelgeschwindigkeit der Trägerschwingung des
Hauptsignals. Es sei angenommen, daß das Störsignal ein
Amplitudenmodulationssignal, f(t) die Amplitude, θ die
Phase und ω&sub2; die Winkelgeschwindigkeit des Störsignals
ist.
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Das Ausgangssignal des Teilers 10, das dem Summierer 11
zugeführt wird, läßt sich wie folgt darstellen, wenn das
System richtig arbeitet
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wobei Δr und Δθ als sehr klein angenommen werden.
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Der Summierer 11 addiert die Signale der Gleichungen (1)
und (2), und die restliche Störkomponente E ist in dem
Vektordiagramm in Fig. 2 dargestellt, in der die restliche
Störkomponente E die Vektordifferenz zwischen der
Störkomponente im Hauptsignal und dem Störsignal am Ausgang des
Teilers 10 ist.
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Das Ausgangssignal des Summierers 11, das die restliche
Störkomponente enthält, wird dem Demodulator 100
zugeführt, der ein Paar kohärente Rechtwinkelphasendetektoren
12 und 13 (90º-Phasendetektoren) und ein Paar
Tiefpaßfilter 14 und 15 aufweist. Die phasengleiche Komponente i&sub1;(t)
und die um 90º verschobene Komponente
(Rechtwinkelkomponente) q&sub1;(t) jeweils an den Ausgängen der Filter 14 und
14 lassen sich wie folgt darstellen.
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Andererseits wird die Störkomponente, die durch den
Teiler 10 abgeteilt wird, den Rechtwinkelphasendetektoren
22 und 23 zugeführt, die die gleiche
Empfängeroszillatorfrequenz 20 wie die Phasendetektoren 12 und 13 für das
Hauptsignal benutzen. Die Ausgangssignale der Detektoren
22 und 23 werden den Teifpaßfiltern 24 und 25 zugeführt.
Die phasengleiche Komponente i&sub2; und die Pechtwinkel- bzw.
90º-Komponente q&sub2; des Störsignals an den Ausgängen der
Filter 24 und 25 lassen sich wie folgt darstellen.
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wobei Δω die Differenz zwischen ω&sub1; und ω&sub2; und θ' die
anfängliche Phasendifferenz ist.
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Die demodulierten Hauptsignale an den Ausgängen der
Tiefpaßfilter 14 und 15 werden jeweils den
Entscheidungsschaltungen 16 und 17 zugeführt. Die Ausgangssignale der
Entscheidungsschaltungen 16 und 17 sind das digitale
Basisbandsignal.
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Das Fehlersignal wird durch Bildung der Differenz zwischen
dem Ausgangssignal und dem Eingangssignal der
Entscheidungsschalßung ermittelt. Die Fehlersignaldetektoren 102
und 103 bilden diese Differenz und erzeugen jeweils das
phasengleiche bzw. in Phase liegende Fehlersignal Ei(t)
und das Rechtwinkel-Fehlersignal Eq(t), wie nachstehend
angegeben.
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Die Korrelation zwischen den Fehlersignalen nach den
Gleichungen (7) und (8) und den Störsignalen nach den
Gleichungen (5) und (6) wird in der Steuerschaltung 101
ermittelt.
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Der Multiplizierer 171 bildet das Produkt von i&sub2;(t) und
Ei(t), und der Multiplizierer 172 bildet das Produkt von
q&sub2;(t) und Eq(t) Das folgende Signal tritt am Ausgang
des Tiefpaßfilters 38 auf, dem das Ausgangssignal
entweder des Multiplizierers 171 oder des Multiplizierers 172
zugeführt wird.
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Das dem Tiefpaßfilter 38 zugeführte Steuersignal ist die
Summe der Ausgangssignale der Multiplizierer 171 und 172
in dem Vergleichsbeispiel nach Fig. 1, so daß der
Steuerungsgewinn größer ist.
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In ähnlicher Weise bildet der Multiplizierer 173 das
Produkt von q&sub2;(t) und Ei(t) und der Multiplizierer 174 das
Produkt von e&sub2;(t) und Eq(t), während das Tiefpaßfilter 37
das folgende Steuersignal erzeugt.
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Das dem Tiefpaßfilter 37 zugeführte Steuersignal ist die
Differenz der Ausgangssignale der Multiplizierer 173 und
174, so daß ein höherer Steuerungsgewinn erzielt wird.
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Es sei darauf hingewiesen, daß das Symbol θ und das Symbol
θ' die Anfangsphasenlage darstellen und nicht schwanken.
Wenn daher die Anfangsphasenlage so eingestellt wird,
daß θ=θ' erfüllt ist, dann ist die Gleichung (9)
proportional zu Δr und die Gleichung (10) proportional zu Δθ.
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Das Ergebnis der Gleichung (9), bei dem es sich um das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 38 handelt, kann daher
das veränderbare Dämpfungsglied 8 steuern, und das
Ergebnis der Gleichung (10), bei dem es sich um das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 37 handelt, kann den variablen
Phasenschieber 9 steuern, so daß Δr und Δθ so gesteuert
werden, daß die Störkomponente in dem Hauptsignal beseitigt
wird.
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Fig. 3 zeigt eine Abwandlung des
Störungsbeseitigungssystems nach Fig. 1. In Fig. 3 werden sowohl das Hauptsignal
als auch das Störsignal durch die
Rechtwinkelphasendetektoren 12, 13, 22 und 23 - anhand der gemeinsamen
wiedergewonnenen Trägerschwingung 20 - festgestellt und die
festgestellten Signale durch die Tiefpaßfilter 14, 15, 24 und
25 verarbeitet. Die festgestellten Hauptsignale werden
den Entscheidungsschaltungen 16 und 17 zugeführt. Die
Subtrahierer 18 und 19 bilden die Differenz zwischen dem
Eingangssignal der Entscheidungsschaltung und dem
Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung. Die Polarität der
Differenz ist die gleiche wie die der Störkomponente im
Hauptsignal.
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Fig. 4 stellt den obigen Betrieb für ein 16-QAM-Signal
dar, das zwei demodulierte Signale mit vier Pegeln bildet.
Die Entscheidungsschaltung und ein Subtrahierer zur Bildung
des Fehlersignals werden durch einen A/D-Umsetzer
realisiert, der drei Ausgangsbits aufweist. Von den Ausgangsbits
des A/D-Umsetzers bilden die beiden höchststelligen Bits
das Entscheidungssignal mit vier Pegeln und das dritte
Bit die Polarität oder das Vorzeichen eines Fehlersignals.
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Wenn das Fehlersignal positiv ist, wird die Polarität durch
eine "1" dargestellt, und wenn das Fehlersignal negativ
ist, wird die Polarität durch eine "0" dargestellt, so
daß die Fehlersignale unter Verwendung einer Exklusiv-
ODER-Schaltung ermittelt werden.
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Die Polarität eines Fehlersignals, die in jeder
Taktperiode T abgetastet wird, läßt sich durch die folgenden
Gleichungen darstellen.
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Andererseits bilden die Entscheidungsschaltungen 27 und
28 die Polarität des Vorzeichens des Störsignals, wie es
durch die folgenden Gleichungen dargestellt ist, wobei
angenommen ist, daß das Abtasttaktsignal 40 für das
Störsignal das gleiche wie das des Hauptsignals ist.
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Wenn die Gleichungen (13) und (14) mit den Gleichungen (5)
und (6) verglichen werden, zeigt sich, daß die Funktion
f(t) in den Gleichungen (13) und (14) weggelassen ist,
weil die Gleichungen (13) und (14) nur das Vorzeigen oder
die Polarität bestimmen und das Vorzeichen von f(t) positiv
ist.
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Als nächstes werden die folgenden Rechnungen ausgeführt
für sgn[Ei(mT)], sgn[Eq(mT)], sgn[i&sub2;(mT)], und sgn[q&sub2;(mT)].
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Zunächst ergibt sich durch die digitale Multiplikation von
sgn[i&sub2;(mT)] und sgn[Ei(mT)] mittels der Exklusiv-ODER-
Schaltung 30 und des Tiefpaßfilters 38 das durch die
nachstehende Gleichung dargestellte Signal.
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In ähnlicher Weise
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In ähnlicher Weise
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In ähnlicher Weise
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Unterstellt man, daß θ=θ' ist, wie dies bei dem
Vergleichsbeispiel nach Fig. 1 der Fall ist, dann ergeben sich die
Gleichungen (19) und (20), der Amplitudenfehler Δr und
der Phasenfehler Δθ.
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Daher kann das Ergebnis der Gleichung (19) (das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters oder integrators 38) das
veränderbare Dämpfungsglied 8 und das Ergebnis der Gleichung
(20) (das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters oder
Integrators 37) den veränderbaren Phasenschieber 9 steuern. Die
Störkomponente im Hauptsignal wird daher beseitigt. Da das
Ergebnis der Gleichung (15) gleich dem der Gleichung (16)
und das Ergebnis der Gleichung (17) gleich dem der
Gleichung (18) ist, wird in dem Vergleichsbeispiel nach Fig. 3
die Summe der beiden Signale gebildet, um den Steuergewinn
zu erhöhen.
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Abwandlungen der Beispiele nach den Fig. 1 und 3 sind dem
Fachmann möglich.
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Beispielsweise können anstelle einer
ZF-(Zwischenfrequenz)-Stufe nach den Fig. 1 und 3 ein veränderbares
Dämpfungsglied und ein veränderbarer Phasenschieber in einer
HF-(Hochfrequenz)-Stufe eingeschaltet sein, die vor einem
Frequenzwandler liegt.
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Die Störkomponente ist nicht auf ein
Amplitudenmodulationssignal beschränkt, weil jedes Modulationssignal beseitigt
werden kann, obwohl das obige Beispiel ein
Amplitudenmodulationssignal als Störsignal betrifft.
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Ferner kann ein von der Hilfsantenne empfangenes
Störsignal am Eingang des veränderbaren Phasenschiebers oder am
Eingang des veränderbaren Dämpfungsgliedes abgeteilt
werden. In diesem Falle kann die abgeteilte Störkomponente
einen höheren Pegel als die bei dem Vergleichsbeispiel
nach den Fig. 1 und 3 haben, bei denen die Störkomponente
am Ausgang des veränderbaren Dämpfungsgliedes 8 abgeteilt
wird. Wenn die geteilte Störkomponente den höheren Pegel
aufweist, wird die Empfindlichkeit bei der
Rechtwinkelphasendetektion erhöht. In diesem Falle wird (f(t)+Δr r)
in der Gleichung (2) durch einen anderen Wert r' ersetzt,
der ebenso wie r positiv ist, und die Gleichungen (9),
(10), (19) und (20) sind erfüllt, wenn r durch r' ersetzt
wird. Daher ist die Steuerung der Amplitude und Phasenlage
der Störkomponente möglich.
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Fig. 5 stellt eine Abwandlung des Vergleichsbeispiels nach
Fig. 3 dar. Die Merkmale des Beispiels nach Fig. 5 sind
die Verwendung eines Rechtwinkelamplitudenmodulators 200
anstelle eines veränderbaren Dämpfungsgliedes und eines
veränderbaren Phasenschiebers und die Verwendung von
Verzögerungsleitungen (τ&sub1;), (τ&sub2;) und (τ&sub3;).
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Der Rechtwinkelamplitudenmodulator 200 enthält einen
Teiler 42 (oder eine Hybridschalftung) zum Aufteilen von
Signalen
auf zwei Kanäle, ein bipolares Dämpfungsglied 44,
dem das eine der Ausgangssignale des Teilers 42 zugeführt
wird, einen an einem anderen Ausgang des Teilers 42
angeschlossenen 90º-Phasenschieber 43, ein weiteres bipolares
Dämpfungsglied 45, das am Ausgang des 90º-Phasenschiebers
43 angeschlossen ist, und einen Summierer 46 zum Summieren
der Ausgangssignale der bipolaren Dämpfungsglieder 44 und
45. Das Ausgangssignal des Summierers 46 wird dem
Summierer 11 zugeführt, der das Hauptsignal mit dem
Ausgangssignal des Rechtwinkelamplitudenmodulators 200 überlagert.
Ein bipolares Dämpfungsglied 44 (oder 45) arbeitet mit
beiden Polaritäten, der positiven und negativen Polarität.
Die bipolaren Dämpfungsglieder 44 und 45 werden jeweils
durch die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter (oder der
Integratoren) 38 und 37 gesteuert. Das Eingangssignal des
Teilers 42 wird durch den Teiler 41 getrennt, der in einem
Störsignalkanal liegt.
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Die Verzögerungsleitungen (τ&sub1;), (τ&sub2;) und (τ&sub3;), die jeweils
am Ausgang des Frequenzwandlers 6, am Ausgang des
Summierers 11 und am Ausgang des Teilers 42 eingeschaltet sind,
bewirken ein zeitliches Zusammentreffen des Hauptsignals
und des Kompensationssignals im Summierer 11. Diese
Verzögerungsleitungen Sind zur Verbesserung des Effekts der
Beseitigung der Störkomponente vorteilhaft.
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Fig. 6 stellt ein weiteres Vergleichsbeispiel eines
Störungsbeseitigungssystems dar. Das Merkmal der Fig. 6 im
Vergleich zu dem Beispiel nach Fig. 1 ist die Verwendung
eines normalen Phasendetektors 23 anstelle eines
Rechtwinkelphasendetektors 22, 23 in Fig. 1. Die
Verzögerungsleitungen (τ&sub1;), (τ&sub2;) und (τ&sub3;) werden in der Ausführung nach
Fig. 6 verwendet. Dem Phasendetektor 23 in Fig. 6 wird
der gleiche wiedergewonnene Träger 20 wie den
Rechtwinkelphasendetektoren 12 und 13 für das Hauptsignal
zugeführt.
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In dem Beispiel nach Fig. 6 fehlt das Glied q&sub2;(t) in der
Gleichung (6). Die Gleichungen (9) und (10) ändern sich
daher jeweils wie folgt.
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Die Wirkungsweise des Vergleichsbeispiels nach Fig. 6 ist
daher ähnlich der des Vergleichsbeispiels nach Fig. 1,
nur daß die Empfindlichkeit bei Fig. 6 etwas geringer als
bei Fig. 1 ist, weil der Addierer 175 und der Subtrahierer
176 fehlen.
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Fig. 7 stellt eine Abwandlung der Fig. 6 dar, und das
Merkmal der Abwandlung nach Fig. 7 ist die Verwendung der
Entscheidungsschaltung 6 in dem Störsignalkanal und die
Verwendung der Exkluslv-ODER-Schaltungen 29 und 31 in der
Korrelationsschaltung 101. Die Verwendung der
Entscheidungsschaltung in dem Störsignalkanal zusammen mit der
Exklusiv-ODER-Schaltung in der Korrelationsschaltung ist
anhand der Fig. 3 beschrieben worden.
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Fig. 8 stellt eine Abwandlung des Vergleichsbeispiels der
Fig. 7 dar, und das Merkmal der Fig. 8 ist die Verwendung
eines Rechtwinkelamplitudenmodulators 200 anstelle eines
veränderbaren Dämpfungsgliedes und eines veränderbaren
Phasenschiebers in Fig. 7. Der Aufbau und die
Wirkungsweise des Rechtwinkelamplibudenmodulators sind anhand von
Fig. 5 beschrieben worden.
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Weitere Abwandlungen sind dem Fachnann möglich.
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Die obige Beschreibung betraf ein 16-QAM-Signal als
Hauptsignal. Das Hauptsignal bei vorliegender Erfindung ist
jedoch nicht auf ein 16-QAM-Signal beschränkt, vielmehr
ist irgendein anderes Signal, einschließlich eines 4-PSK-
(PSK = phase shift keying = Phasenumtastung) und eines
64-QAM-Signals, als Hauptsignal möglich. Wenn ein 4-PSK-
Signal oder ein 64-QAM-Signal als Hauptsignal verwendet
wird, muß die Anzahl der Ausgangsbits des A/D-Umsetzers
entsprechend dem speziellen Hauptsignal gewählt werden.
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Das Störsignal ist nicht auf ein
Amplitudenmodulationssignal, das beschrieben wurde, beschränkt. Wenn das
Störsignal ein FM-Signal ist, wird f(t)ej(ω&sub2;t+θ) in den
Gleichungen (1) und (2) durch fej(ω&sub2;(t) t+θ) ersetzt. Wenn das
Störsignal ein Phasenmodulationssignal ist, wird der
erwähnte Ausdruck in den Gleichungen (1) und (2) durch
fej(l&sub2;t+R(t)) ersetzt. Auch wenn das Störsignal ein
Dauerstrich-Signal (eine CW-Schwingung) ist, wird dieser
Ausdruck durch fej(l&sub2;t+r) ersetzt.
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Bei dem Vergleichsbeispiel nach den Fig. 1, 3, 6 und 7
kann ein Teiler 10 am Ausgang eines variablen
Dämpfungsgliedes oder am Eingang eines variablen Phasenschiebers
eingeschaltet sein. Obwohl bei diesen Ausführungsformen
die Beseitigung des Störsignals in einer ZF-Stufe bewirkt
wird, ist die Störsignalbeseitigung natürlich auch in
einer HF-Stufe möglich.
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Bei obigem Beispiel wird das Kompensationssignal durch
Einstellen der Amplitude und Phasenlage des von der
Hilfsantenne empfangenen Störsignals gebildet. Es sei jedoch
darauf hingewiesen, daß das Kompensationssignal alternativ
auch durch Einstellen der Amplitude und Phasenlage des
von der Hauptantenne empfangenen Hauptsignals gebildet
werden kann.
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Ferner kann die Einstellung der Phasenlage eines Signals
entweder durch Einstellung des Signals selbst oder durch
Einstellung der Phasenlage des Empfängeroszillators bewirkt
werden.
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Bei obigem Ausführungsbeispiel werden die
Fehlersignaldetektoren 102 und 103 durch einen A/D-Umsetzer realisiert,
der mehr als drei Ausgangsbits aufweist, wenn ein 16-QAM-
Signal vorliegt. Ein Fehlersignal wird aus dem dritten
Bit gewonnen, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Wenn ein
22N-Pegel-QAM-Signal vorliegt, ist das demodulierte
Basisbandsignal ein 2N-Pegel-Signal. In diesem Falle muß der
A/D-Umsetzer N+1 Ausgangsbits haben, so daß das (N+1)te
Ausgangsbit das Fehlersignal liefert.
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Wenn dagegen ein PSK-Signal vorkonmt, bei dem die Differenz
zwischen den demodulierten Pegeln nicht gleichförmig ist,
kann ein einziges Ausgangsbit eines A/D-Umsetzers nicht
das Fehlersignal bilden.
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Im Falle eines 8-PSK-Signals ist der Betrieb des
Fehler-Signaldetektors durch einen A/D-Umsetzer in Fig. 9
dargestellt, wobei der A/D-Umsetzer acht Ausgangsbits hat. Wenn
das 8-PSK-Signal durch einen Rechtwinkelphasendetektor
festgestellt wird, hat das festgestellte Basisbandsignal
vier Pegel, deren Differenz nicht gleichförmig ist. Wenn
die vier Pegel durch 10111100, 10101000, 01010111 und
01000011 dargestellt werden, wie es in Fig. 9 gezeigt ist,
ist das Fehlersignal in dem in Fig. 9 schraffierten Bereich
positiv und das Fehlersignal in dem nicht schraffierten
Bereich negativ. Der Fehlersignaldetektor wird daher so
ausgelegt, daß acht Bits des Ausgangssignals des
A/D-Umsetzers überwacht werden, und wenn das Ausgangssignal in dem
schraffierten Bereich in Fig. 9 liegt, bildet es ein
positives Fehlersignal. Andernfalls bildet es ein negatives
Fehlersignal. Diese Wirkungsweise wird durch eine einfache
Umsetzschaltung erreicht, die einen ROM enthält.
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Fig. 10 stellt ein weiteres Vergleichsbeispiel dar. Das
Merkmal dieses Beispiels besteht darin, daß die
Beseitigung des Störsignals für ein Basisbandsignal am Ausgang
eines Rechtwinkelphasendetektors bewlrkt wird, während bei
dem vorhergehenden Beispiel die Beseitigung des Störsignals
bei einem ZF-Signal (oder einem HF-Signal) bewirkt wurde.
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In Fig. 10 sind die Bezugszahlen 1 - 7 die gleichen wie
die in Fig. 6. Der Denodulator 100A in Fig. 10 enthält
Rechtwinkelphasendetektoren 12 und 13, die die
wiedergewonnene Bezugsträgerschwingung 20 für die
Rechtwinkelphasendetektion benutzen. Die Ausgangssignale dieser Detektoren
12 und 13 werden jeweils Tiefpaßfiltern 14 und 15
zugeführt, um ein in Phase liegendes Basisbandsignal und ein
um 90º phasenverschobenes Basisbandsignal zu bilden. In
dem einen der Rechtwinkelphasendetektoren 12 und 13 ist
ein 90º-Phasenschieber vorgesehen. Dagegen wird das
Störsignal durch den Phasendetektor 23 phasendemoduliert, der
die gleiche Trägerschwingung wie die
Rechtwinkelphasendetektoren 12 und 13 aufweist. Am Ausgang eines
Tiefpaßfilters 25, der mit dem Ausgang des Phasendetektors 23
verbunden ist, wird ein Basisbandsignal des Störsignals
erzeugt. Ein an Ausgang des Tiefpaßfilters 25 auftretendes
Basisbandstörsignal wird einer in Phase liegenden
Komponente und einer 90º-Komponente des Hauptsignals jeweils
durch die Summierer 60 und 61 überlagert, und zwar über
jeweils ein bipolares Dämpfungsglied 66 und 65. Die
bipolaren Dämpfungsglieder 65 und 66 können den Pegel eines
Eingangssignals einstellen, der entweder positiv oder negativ
ist. Ein Störsignal im Hauptsignal wird daher durch die
Summierer 60 und 61 beseitigt. Ein Paar
Fehlersignaldetektoren 62 und 63 sind mit den Ausgängen der Summierer 60
und 61 verbunden, um eine restliche Störkomponente im
Hauptsignal aufzunehmen. denn das Hauptsignal ein 16-QAM-
Signal ist, ist das demodulierte Basisbandsignal ein
4-Pegel-Signal, und Jeder Fehlersignaldetektor 62 und 63 wird
durch einen A/D-Umsetzer gebildet, der mehr als drei
Ausgangsbits aufweist. Die ersten beiden Ausgangsbits des
A/D-Umsetzers sind die Entscheidungs-Ausgangssignale des
digitalen Basisbandsignals, und das dritte Bit ist das
Fehlersignal, wie es anhand von Fig. 4 beschrieben wurde.
Der A/D-Umsetzer benutzt ein Abtasttaktsignal 64, das durch
einen Demodulator 100A wiedergewonnen wird. In ähnlicher
Weise wird durch die Entscheidungsschaltung, die das
gemeinsame Taktsigna1 64 als das des Hauptsignals benutzt,
über das Störsignal entschieden. Das Steuersignal der
bipolaren Dämpfungsglieder 65 und 66 wird durch die
Korrelationsschaltung 101 erzeugt, die eine Korrelation zwischen
dem Fehlersignal im Hauptsignal und dem Störsignal bewirkt.
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Die Korrelationsschaltung 101 enthält einen Multiplizierer
69, der das Produkt des Störsignals am Ausgang der
Entscheidungsschaltung 67 und des Fehlersignaldetektors 63
für die in Phase liegende Komponente bildet. Das
Ausgangssignal des Multiplizierers steuert das bipolare
Dämpfungsglied 65, das in dem In-Phase-Kanal des Hauptsignals
eingeschaltet ist, über das Tiefpaßfilter 70 (oder den
Integrator). In ähnlicher Weise bildet ein weiterer
Multiplizierer 68 das Produkt des Störsignals am Ausgang der
Entscheidungsschaltung 27 und des Fehlersignals am Ausgang des
Fehlersignalgenerators 62 für die um 90º phasenverschobene
Komponente. Das Produktsignal des Multiplizierers 68
steuert das bipolare Dämpfungsglied 66 im 90º-Kanal des
Hauptsignals über das Tiefpaßfilter 71. Die Multiplizierer 68
und 69 sind durch eine Exklusiv-ODER-Schaltung gebildet,
da beide Eingangssignale der Multiplizierer binäre
Signale sind. Auf diese Weise wird eine Im Hauptsignal
enthaltene Störkomponente beseitigt.
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Fig. 11 stellt eine Abwandlung des Vergleichsbeispiels
dar, das in Fig. 10 dargestellt ist. Das Merkmal der Fig.
11 besteht darin, daß die Störungsbeseitigung durch eine
digitale Schaltung bewirkt wird. In Fig. 11 werden die
demodulierten Basisbandsignale an den Ausgängen der
Tiefpaßfilter 14 und 15 (eine in Phase liegende und eine um
90º phasenverschobene Komponente) den A/D-Umsetzern 80 und
81 zugeführt, die eine hinreichende
Quantisierungsgenauigkeit im Vergleich zur Anzahl der Pegel des demodulierten
Basisbandsignals haben. Der Abtastzeittakt 64 ist das aus
dem Hauptsignal wiedergewonnene Taktsignal. In ähnlicher
Weise wird das Störsignal am Ausgang des Tiefpaßfilters
25 dem A/D-Unsetzer 32 zugeführt, der eine hinreichende
Quantisierungsgenauigkeit hat und dem der aus dem
Hauptsignal wiedergewonnene Takt 64 zugeführt wird. Wenn das
Hauptsignal ein 16-QAM-Signal ist, haben die A/D-Umsetzer
80, 81 und 82 vorzugsweise echt Ausgangsbits.
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Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 82 wird den bipolaren
veränderbaren Dämpfungsgliedern 83 und 84 zugeführt, die
in der Lage sind, sowohl positive als auch negative Werte
zu verarbeiten. Das bipolare veränderbare Dämpfungsglied
wird durch einen digizalen Multiplizierer mit 8x6 Bits
(8 Bits bilden den Multiplikanden und 6 Bits den
Multiplikator) gebildet. Das Ausgangssignal (8 Bits) des
Multiplizierers 83 und das Ausgangssignal (8 Bits) des
A/D-Umsetzers 81, der die In-Phase-Komponente des Hauptsignals
verarbeitet, werden in dem Volladdierer 85 addiert. Der
Addierer 85 bildet das Ausgangssignal (8 Bits) der
In-Phase-Komponente, die frei von Störsignalen ist. In ähnlicher Weise
bildet ein Volladdierer 86 die Summe des Ausgangssignals
des bipolaren veränderbaren Dänpfungsgliedes 84 und des
Ausgangssignals des A/D-Umsetzers 80 zur Bildung einer
kompensierten 90º-Komponente.
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Die höchststelligen zwei Bits des Ausgangssignals jedes
Addierers 85 und 86 sind Entscheidungsbits eines 4-Pegel-
Signals, und die anderen Ausgangsbits (das dritte bis
achte Bit) des Addierers 85 und 86 sind Fehlersignale. Das
dritte Bit der Addierer 85 und 86 stellt das Vorzeichen
des Fehlersignals dar. Das höchststellige Bit des
A/D-Umsetzers 82, der das Störsignal digitalisiert, stellt das
Vorzeichen oder die Polarität des Störsignals dar.
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Die Korrelation des Fehlersignals und des Störsignals in
Fig. 11 wird lediglich durch Verarbeitung der Vorzeichen
der Signale bewirkt. Das Vorzeichen des Störsignals (das
höchststellige Bit des A/D-Umsetzers 82) und das
Vorzeichen des In-Phase-Fehlersignals (das dritte Bit des
Addierers 85) werden einem Multiplizierer 69 zugeführt, der
als Exklusiv-ODER-Schaltung ausgebildet ist. Das
Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung 69 wird einem digitalen
Integrator 70 zugeführt, und die sechs Bits am Ausgang
des Integrators 70 werden dem bipolaren veränderbaren
Dämpfungsglied 83 als Steuersignal zugeführt. In ähnlicher
Weise wird das Vorzeichen des Störsignals (das
höchststellige Bit des A/D-Umsetzers 82) und das Vorzeichen des um
90º phasenverschobenen Fehlersignals (das dritte Bit des
Addierers 86) dem digitalen Multiplizierer 68 zugeführt,
der als Exklusiv-ODER-Schaltung ausgebildet ist. Das
Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung 68 wird einem
digitalen Integrator 71 zugeführt, dessen Ausgangsbits dem
bipolaren veränderbaren Dämpfungsglied 84 als Steuersignal
für die um 90º phasenverschobene Komponente zugeführt
werden. Die Störsignalbeseitigung wird daher bei einem
Basisbandsignal allein durch eine digitale Schaltung bewirkt
(eine analoge Schaltung wird nicht verwendet). Jeder
digitale Integrator 70 und 71 wird durch einen
Vorwärts-Rückwärts-Zähler gebildet, der nehr als sechs Bits aufweist.
Das Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung wird einem
Vorwärts-Rückwärts-Eingangsanschluß des Zählers zugeführt,
während die höchststelligen sechs Bits des Zählers als
Steuersignal benutzt werden, das einem bipolaren
veränderbaren Dämpfungsglied zugeführt wird.
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Fig. 12 stellt ein erstes Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung dar, bei dem die Störungsbeseitigung bei
einem Basisbandsignal allein durch eine digitale Schaltung
bewirkt wird. Das Störsignal wird bei dem
Ausführungsbeispiel nach Fig. 12 durch einen Rechtwinkelphasendetektor
91, 92, 93, 94 demoduliert, während in Fig. 11 ein
Phasendetektor 23, 25 verwendet wird. Die Wirkungsweise der
Schaltung nach Fag. 12 ist daher ähnlich der von Fig. 5,
nur daß die Störungsbeseitigung bei einem Basisbandsignal
bewirkt und nur eine digitale Schaltung verwendet wird.
In Fig. 12 enthält das System A/D-Umsetzer 80, 81, 95 und
96, Volladdierer 120, 121, 85 und 86, bipolare veränderbare
Dämpfungsglieder 122, 123, 124 und 125, die als digitale
Multiplizierer ausgebildet sind, Multiplizierer 126, 127,
128 und 129, die als Exklusiv-ODER-Schaltungen ausgebildet
sind, und Tiefpaßfilter oder digitale Integratoren 130,
131, 132 und 133, die als Vorwärts-Rückwärts-Zähler
ausgebildet sind.
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Wenn in einer Basisbandstufe ein Summierer eingeschaltet
ist, ist es vorteilhaft, einen Rechtwinkelphasendetektor
zum Demodulieren des Störsignals zu verwenden. In diesem
Falle kann jedes Störsignal kompensiert werden. Wenn
einfach ein Phasendetektor für das Störsignal und ein
Summierer in der Bastsbandstufe verwendet wird, muß das zu
kompensierende Störsignal einige Bedingungen erfüllen.
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Eine der Abwandlungen des erfindungsgembßen Beispiels wird
nachstehend anhand der Fig. 13 und 15 beschrieben. Diese
Abwandlung weist das Merkmal auf, daß die anhand der Fig.
1 bis 12 beschriebene Störungsbeseitigung nur bewirkb wird,
wenn das enpfangene Signal einen synchronisierten Zustand
aufweist. Es sei darauf hingewiesen, daß die
erfindungsgemäße Schaltung nur dann richtig arbeitet, wenn das
emfangene Signal im synchronisierten Zustand vorliegt. Wenn
das empfangene Signal asynchron ist, ist das von der
erfindungsgemäßen Schaltung festgestellte Fehlersignal
inkorrekt, so daß ein veränderbares Dämpfungsglied und/oder
ein veränderbarer Phasenschieber für die
Störungsbeseitigung nicht richtig gesteuert werden können. Wenn das
vorliegende Kompensationssystem in einem asynchronen Zustand
betrieben würde, würde es nicht nur inkorrekt arbeiten,
sondern auch das gewünschte Hauptsignal verschlechtern.
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Daher enthält die in den Fig. 13 bis 15 dargestellte
Abwandlung einen Schaltkreis, der die Störungskompensation
nur dann ermöglicht, wenn sich das empfangene Signal im
synchronisierten Zustand befindet.
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Fig. 13 stellt ein einfaches Blockschaltbild dar, das für
alle Vergleichsbeispiele und das zuerst beschriebene
Ausführungsbeispiel gilt. Zur Erleichterung des
Verständnisses betrifft das Ausführungsbeispiel nach den Fig. 13 bis
15 eine Abwandlung des Vergleichsbeispiels nach Fig. 3.
Im Vergleich zu Fig. 3 hat die Abwandlung nach Fig. 13
die Merkmale, daß eine Synchronisationsdetektionsschaltung
300 und in der Steuerschaltung 101 ein Analogschalter 143
(Fig. 14) vorgesehen sind. Eine Ausführungsform der
Synchronisationsdetektionsschaltung 300 ist in Fig. 15
dargestellt.
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Es sei angenommen, daß das gewünschte Hauptsignal ein 16-
QAM-Signal ist, das eine 4-Pegel-In-Phase-Komponente und
eine 4-Pegel-90º-Komponente (eine um 90º phasenverschobene
oder Rechtwinkelkomponente) bildet. Die In-Phase-Komponente
wird einem A/D-Umsetzer zugeführt, der als
Entscheidungsschaltung, wie zuvor beschrieben, arbeitet. Es sei
angenommen, daß der A/D-Umsetzer mehr als vier Ausgangsbits hat,
obwohl der A/D-Umsetzer bei den vorstehenden
Ausführungsbeispielen für ein 16-QAM-Signal nur drei Bits hat. Das
erste Ausgangsbit (das höchststellige Bit) des
A/D-Umsetzers und das zweite Bit dieses Ausgangssignals stellen
die Entscheidungssignale eines gewünschten Signals dar.
Das dritte Bit des A/D-Umsetzers stellt das Vorzeichen
(positiv oder negativ) eines Fehlersignals dar, wie zuvor
beschrieben. Das dritte Bit Ex der In-Phase-Komponente
und das dritte Bit Ey der 90º-Komponente werden daher der
Steuerschaltung 101 zugeführt. Das vierte Bit des
A/D-Umsetzers stellt die Amplitude des Fehlersignals dar. Daher
erzeugt eine Exklusiv-NOR-Schaltung 156 (Fig. 15), die
die Exklusiv-NOR-Verknüpfung zwischen dem dritten Bit und
dem vierten Bit des A/D-Umsetzers bildet, ein
Ausgangssignal, das sich auf den Betrag der Nachbarsymbolstörung
bezieht. Wenn das Ausgangssignal der Exklusiv-NOR-Schaltung
156 "0" ist, dann ist die Nachbarsymbolstörung klein, und
wenn das Ausgangssignal "1" ist, dann ist die
Nachbarsymbolstörung groß. Die Synchronisationsdetektionsschaltung
in Fig. 15 erkennt den Asynchronzustand, wenn mehr als
zwei Zeitschlitze vorliegen, die eine große
Nachbarsymbol-Störung in 2&sup4;=16 Zeitschlitzen haben. Das System befindet
sich im synchronisierten Zustand, wenn die Anzahl der
Zeitschlitze, die eine große Nachbarsymbolstörung aufweisen,
kleiner als dieser Wert (=2) ist. Die Schaltung nach Fig.
15 enthält Flipflops 157, 158, 159, 160, 161, 162, 163,
164 und 168, ein Verzögerungstor 165, einen Inverter 169,
eine UND-Schaltung 166, eine ODER-Schaltung 167 und einen
Ausgangsanschluß 170. Das Ausgangssignal am
Ausgangsanschluß 170 ist "1" wenn es synchron ist, und das
Ausgangssignal ist "0", wenn es asynchron ist. Das Ausgangssignal
am Anschluß 170 wird einem Analog-Schalter-Steuereingang
143 des Analogschaltkreises 142 (Fig. 14) zugeführt. Wenn
es daher synohronisiert ist, wird das Steuersignal am
Ausgang der Tiefpaßfilter (oder Integratoren) 37 und 38 den
Ausgangsanschlüssen 145 und 144 zugeführt, um das
veränderbare Dämpfungsglied 8 (Fig. 13) und den veränderbaren
Phasenschieber 9 (Fig. 13) zu steuern. Wenn es sich in einem
asynchronen Zustand befindet, werden dem veränderbaren
Dämpfungsglied 8 und dem veränderbaren Phasenschieber 9
die festen Potentiale 140 und 141 über die
Ausgangsanschlüsse 144 und 145 zugeführt. Die Störungsbeseitigung
wird natürlich unterbrochen, wenn die festen Potentiale
angelegt werden. Der Analogschalter 142 ist entweder als
herkömmlicher Relaisschalter oder als herkömmlicher
Halbleiter-Analogschalter ausgebildet. Das feste Potential
ist so gewählt, daß der Ausgangspegel des Veränderbaren
Dämpfungsgliedes minimal ist.
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Wie zuvor im einzelnen beschrieben, hat bei vorliegender
Erfindung das Kompensationssignal die gleiche Amplitude
wie das in dem gewünschten Hauptsignal entahltenen
Störsignal und die entgegengesetzte Phasenlage zu diesem. Das
Störsignal ist nicht beschränkt auf ein spezielles
Modulationssignal, und jedes Modulationssignal wird kompensiert.
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Ferner sei darauf hingewiesen, daß der Demodulator für
das Hauptsignal zugleich als Fehlersignaldetektor bei
vorliegender Erfindung dient. Daher ist bei dem
erfindungsgemäßen System keine zusätzliche Schaltung erforderlich,
die als Fehlersignaldetektor wirkt. Alles, was bei dem
erfindungsgemäßen System erforderlich ist, um einen
herkömmlichen Empfänger zur Störsignalkompensation
abzuwandeln, sind ein Phasendetektor für das Störsignal, ein
Multiplizierer (oder eine Exklusiv-ODER-Schaltung) und ein
Tiefpaßfilter zur Bildung der Korrelation zwischen dem
Störsignal und dem Fehlersignal. Ein A/D-Umsetzer ist von
vornherein in einem QAM-Empfänger enthalten, so daß kein
zusätzlicher A/D-Umsetzer in dem erfindungsgemäßen System
erforderlich ist.
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Es ist daher eine einfache Schaltung vorgesehen, die ein
veränderbares Dämfungsglied und einen veränderbaren
Phasenschieber steuert, um die Störkomponente zu beseitigen.