JPH06105899B2 - 干渉補償回路 - Google Patents
干渉補償回路Info
- Publication number
- JPH06105899B2 JPH06105899B2 JP61075556A JP7555686A JPH06105899B2 JP H06105899 B2 JPH06105899 B2 JP H06105899B2 JP 61075556 A JP61075556 A JP 61075556A JP 7555686 A JP7555686 A JP 7555686A JP H06105899 B2 JPH06105899 B2 JP H06105899B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- interference
- quadrature
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ディジタル通信方式においてディジタル信号
が受ける他方式からの干渉を除去する干渉補償回路の構
成に関するものである。
が受ける他方式からの干渉を除去する干渉補償回路の構
成に関するものである。
（従来の回路） 従来の構成例を第４図に示す（特願昭60-287881）以下
第４図に詳しく説明する。主信号受信用の主アンテナ１
で受信した信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域通
過フィルタ２を通した後周波数変換器３によりIF帯に変
換される。一方、干渉信号受信用の補助アンテナで受信
した干渉信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域通過
フィルタ５を通した後主信号と共通の局部発振器７を用
いて周波数変換器６によりIF帯に変換される。IF帯に変
換された干渉信号は位相および振幅を調整するため、可
変位相回路９および可変振幅回路８を通り、主信号中に
もれ込んでいる干渉成分とほぼ逆相，等振幅となるよう
制御される。干渉信号と主信号とを合成回路11で加算す
ることにより主信号中の干渉成分は除去される。つぎに
可変位相回路と可変振幅回路の制御方法について述べ
る。11による合成後の主信号を復調器100に入力する。
復調器100では再生した基準搬送波20を用いて入力信号
が12,13により直交位相検波され、その出力信号をそれ
ぞれ高調波除去フィルタ14,15に通すことにより同相お
よび直交分のベースバンド信号を得る。得られたベース
バンド信号はそれぞれ誤差信号発生回路102,103に入力
される。ここで主信号として16QAM信号を考える。16QAM
を復調すると４値のベースバンド信号を得る。第５図に
示すように、４値信号を３ビット以上の出力を有するA/
D変換器に通すことにより、その出力のうち上位２ビッ
トは識別信号を、上位３ビット目は誤差信号を表わす。
従って、上位３ビット目の出力を用いて、残留の干渉成
分を検出することができる。
第４図に詳しく説明する。主信号受信用の主アンテナ１
で受信した信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域通
過フィルタ２を通した後周波数変換器３によりIF帯に変
換される。一方、干渉信号受信用の補助アンテナで受信
した干渉信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域通過
フィルタ５を通した後主信号と共通の局部発振器７を用
いて周波数変換器６によりIF帯に変換される。IF帯に変
換された干渉信号は位相および振幅を調整するため、可
変位相回路９および可変振幅回路８を通り、主信号中に
もれ込んでいる干渉成分とほぼ逆相，等振幅となるよう
制御される。干渉信号と主信号とを合成回路11で加算す
ることにより主信号中の干渉成分は除去される。つぎに
可変位相回路と可変振幅回路の制御方法について述べ
る。11による合成後の主信号を復調器100に入力する。
復調器100では再生した基準搬送波20を用いて入力信号
が12,13により直交位相検波され、その出力信号をそれ
ぞれ高調波除去フィルタ14,15に通すことにより同相お
よび直交分のベースバンド信号を得る。得られたベース
バンド信号はそれぞれ誤差信号発生回路102,103に入力
される。ここで主信号として16QAM信号を考える。16QAM
を復調すると４値のベースバンド信号を得る。第５図に
示すように、４値信号を３ビット以上の出力を有するA/
D変換器に通すことにより、その出力のうち上位２ビッ
トは識別信号を、上位３ビット目は誤差信号を表わす。
従って、上位３ビット目の出力を用いて、残留の干渉成
分を検出することができる。
一方、干渉信号を分岐回路10で分岐しその一方を主信号
用基準搬送波20を用いて22,23により直交位相検波した
後、高調波除去フィルタ24,25を通し、主信号復調器で
再生したクロック信号を用いて、識別器27,28により干
渉信号の識別結果を得る。そして、同相および直交成分
の干渉信号の識別結果と誤差信号との間で相関検出をお
こなう。すなわち同相分の干渉の識別信号と同相分の誤
差信号との30による乗算（ここではディジタルにおこな
っている）した結果と、直交分の干渉の識別信号と直交
分の誤差信号とを乗算29により乗算した結果とをアナロ
グ的に抵抗回路33,34を用いて加算した結果を積分器38
により積分することにより可変振幅回路８の制御信号と
する。また、直交分の干渉の識別信号と同相分の誤差信
号とを31により乗算した結果と、同相分の干渉の識別信
号と直交分の誤差信号とを32により乗算した結果とを3
5,36により減算した信号を積分器37に通し積分すること
により可変位相回路９の制御信号とする。以上により自
動的に干渉補償をおこなうことができる。
用基準搬送波20を用いて22,23により直交位相検波した
後、高調波除去フィルタ24,25を通し、主信号復調器で
再生したクロック信号を用いて、識別器27,28により干
渉信号の識別結果を得る。そして、同相および直交成分
の干渉信号の識別結果と誤差信号との間で相関検出をお
こなう。すなわち同相分の干渉の識別信号と同相分の誤
差信号との30による乗算（ここではディジタルにおこな
っている）した結果と、直交分の干渉の識別信号と直交
分の誤差信号とを乗算29により乗算した結果とをアナロ
グ的に抵抗回路33,34を用いて加算した結果を積分器38
により積分することにより可変振幅回路８の制御信号と
する。また、直交分の干渉の識別信号と同相分の誤差信
号とを31により乗算した結果と、同相分の干渉の識別信
号と直交分の誤差信号とを32により乗算した結果とを3
5,36により減算した信号を積分器37に通し積分すること
により可変位相回路９の制御信号とする。以上により自
動的に干渉補償をおこなうことができる。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、従来の方式では、高周波又は中間周波領
域で干渉波補償を行なうので、高速動作の回路素子が必
要であるという欠点がある。又、動作が高速な為、ディ
ジタル回路には不適であった。
域で干渉波補償を行なうので、高速動作の回路素子が必
要であるという欠点がある。又、動作が高速な為、ディ
ジタル回路には不適であった。
本発明はこの欠点を改善し、ベースバンド領域で動作す
る干渉補償回路を提供することを目的とする。
る干渉補償回路を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するための本発明のひとつの特徴は、主
信号受信用の主アンテナと、干渉信号受信手段と、主ア
ンテナの出力及び主信号から再生した基準搬送波を入力
として同相成分と直交成分に分解する直交位相検波器
と、前記干渉信号受信手段に結合し、該回路からの信号
に対し、前記直交位相検波器と同じ基準搬送波により位
相検波する位相検波器と、該位相検波器の出力を入力と
する第１及び第２の両極性可変減衰器と、前記直交位相
検波器の出力の同相成分及び直交成分と、前記第１及び
第２の両極性可変減衰器の出力との和を各々とる第１及
び第２の加算器と、該加算器の出力を各々入力信号とす
る第１及び第２の誤差信号発生回路と、前記位相検波器
の出力と第１の誤差信号発生回路の出力との積を提供す
る第１の乗算器と、前記位相検波器の出力と第２の誤差
信号発生回路の出力との積を提供する第２の乗算器と、
第１の乗算器の出力に結合する第１の積分器と、第２の
乗算器の出力に結合する第２の積分器とを有し、第１の
積分器の出力により第１の両極性可変減衰器を制御し、
第２の積分器の出力により第２の両極性可変減衰器を制
御する干渉補償回路にある。
信号受信用の主アンテナと、干渉信号受信手段と、主ア
ンテナの出力及び主信号から再生した基準搬送波を入力
として同相成分と直交成分に分解する直交位相検波器
と、前記干渉信号受信手段に結合し、該回路からの信号
に対し、前記直交位相検波器と同じ基準搬送波により位
相検波する位相検波器と、該位相検波器の出力を入力と
する第１及び第２の両極性可変減衰器と、前記直交位相
検波器の出力の同相成分及び直交成分と、前記第１及び
第２の両極性可変減衰器の出力との和を各々とる第１及
び第２の加算器と、該加算器の出力を各々入力信号とす
る第１及び第２の誤差信号発生回路と、前記位相検波器
の出力と第１の誤差信号発生回路の出力との積を提供す
る第１の乗算器と、前記位相検波器の出力と第２の誤差
信号発生回路の出力との積を提供する第２の乗算器と、
第１の乗算器の出力に結合する第１の積分器と、第２の
乗算器の出力に結合する第２の積分器とを有し、第１の
積分器の出力により第１の両極性可変減衰器を制御し、
第２の積分器の出力により第２の両極性可変減衰器を制
御する干渉補償回路にある。
（作用） 従来、搬送波帯において干渉信号の振幅および位相を可
変する場合、可変振幅回路および可変位相回路を用いて
いたが、本発明で主信号および干渉信号を検波した後、
ベースバンド帯において干渉補償をおこなう。すなわ
ち、干渉信号の検波した後、その信号を正負両極性にわ
たり、可変できる両極性可変減衰器に通し、主信号の検
波器出力と加算することにより主信号中にもれ込んだ干
渉成分を消去する点が従来技術とは異なる。低周波のベ
ースバンド帯で動作するので回路の実現が容易であり、
又ディジタル回路により実現することもできる。
変する場合、可変振幅回路および可変位相回路を用いて
いたが、本発明で主信号および干渉信号を検波した後、
ベースバンド帯において干渉補償をおこなう。すなわ
ち、干渉信号の検波した後、その信号を正負両極性にわ
たり、可変できる両極性可変減衰器に通し、主信号の検
波器出力と加算することにより主信号中にもれ込んだ干
渉成分を消去する点が従来技術とは異なる。低周波のベ
ースバンド帯で動作するので回路の実現が容易であり、
又ディジタル回路により実現することもできる。
（実施例） 特許請求の範囲（１）の具体的な実施例を第１図に示
す。以下詳しく説明する。主信号受信用の主アンテナ１
より受信した主信号を必要に応じS/Nを良くするため帯
域通過フィルタ２に通した後、周波数変換器３によりIF
帯に変換される。一方、補助アンテナ４より受信した干
渉信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域帯域通過フ
ィルタ５に通した後、主信号と共通の局部発振器７を用
いて周波数変換器６によりIF帯に変換される。IF帯に変
換された主信号は復調器100に入力される。復調器内で
は、再生した基準搬送波12により8,9により直交位相検
波され高調波除去フィルタ13,14を通した後、同相およ
び直交のベースバンド信号を得る。また、IF帯に変換さ
れた干渉信号は主信号復調器で再生した基準搬送波を用
いて10により位相検波した後、高調波除去フィルタ15に
通すことにより、干渉信号のベースバンド信号を得る。
この干渉信号を用いて２個の両極性可変減衰器16,17に
より、正負込みの振幅を調整した後、主信号中にもれ込
んだ干渉成分を消去するため、主信号の同相および直交
成分のベースバンド信号とをそれぞれ加算（18,19）す
る。加算することにより主信号中にもれ込んだ干渉成分
はほとんど消去される。同相および直交分について残留
する干渉成分を検出するために誤差信号発生回路（20,2
1）に通す。主信号として例えば16QAM信号を考える。そ
の復調後のベースバンド信号は４値信号となる。誤差信
号発生回路20,21として第５図に示すように、３ビット
以上の出力を有するA/D変換器を用いると出力のうち、
上位２ビットは識別結果、また上位３ビット目は誤差信
号を表わす。ここでA/D変換器は復調器で再生したクロ
ック信号23を用いてサンプリングされる。一方干渉信号
のベースバンド信号は主信号で再生されたクロック信号
23を用いて、識別器22により識別される。この識別信号
出力と主信号側の誤差信号発生回路20,21の出力との相
関検出をおこなうことにより両極性可変減衰器を制御す
る。すなわち干渉信号の識別結果22と同相の誤差信号発
生回路21の出力との乗算25（ここでは２値のディジタル
信号であるためEX-θＲ回路でよい。）をおこない積分
（26）することにより同相側の両極性可変減衰器16を制
御する。また、干渉信号の識別結果22の直交の誤差信号
発生回路20出力との乗算を24によりおこない積分（27）
することにより直交側の両極性可変減衰器17を制御す
る。従って、主信号中にもれ込んだ干渉成分を自動的に
除去することができる。
す。以下詳しく説明する。主信号受信用の主アンテナ１
より受信した主信号を必要に応じS/Nを良くするため帯
域通過フィルタ２に通した後、周波数変換器３によりIF
帯に変換される。一方、補助アンテナ４より受信した干
渉信号は必要に応じS/Nを良くするため帯域帯域通過フ
ィルタ５に通した後、主信号と共通の局部発振器７を用
いて周波数変換器６によりIF帯に変換される。IF帯に変
換された主信号は復調器100に入力される。復調器内で
は、再生した基準搬送波12により8,9により直交位相検
波され高調波除去フィルタ13,14を通した後、同相およ
び直交のベースバンド信号を得る。また、IF帯に変換さ
れた干渉信号は主信号復調器で再生した基準搬送波を用
いて10により位相検波した後、高調波除去フィルタ15に
通すことにより、干渉信号のベースバンド信号を得る。
この干渉信号を用いて２個の両極性可変減衰器16,17に
より、正負込みの振幅を調整した後、主信号中にもれ込
んだ干渉成分を消去するため、主信号の同相および直交
成分のベースバンド信号とをそれぞれ加算（18,19）す
る。加算することにより主信号中にもれ込んだ干渉成分
はほとんど消去される。同相および直交分について残留
する干渉成分を検出するために誤差信号発生回路（20,2
1）に通す。主信号として例えば16QAM信号を考える。そ
の復調後のベースバンド信号は４値信号となる。誤差信
号発生回路20,21として第５図に示すように、３ビット
以上の出力を有するA/D変換器を用いると出力のうち、
上位２ビットは識別結果、また上位３ビット目は誤差信
号を表わす。ここでA/D変換器は復調器で再生したクロ
ック信号23を用いてサンプリングされる。一方干渉信号
のベースバンド信号は主信号で再生されたクロック信号
23を用いて、識別器22により識別される。この識別信号
出力と主信号側の誤差信号発生回路20,21の出力との相
関検出をおこなうことにより両極性可変減衰器を制御す
る。すなわち干渉信号の識別結果22と同相の誤差信号発
生回路21の出力との乗算25（ここでは２値のディジタル
信号であるためEX-θＲ回路でよい。）をおこない積分
（26）することにより同相側の両極性可変減衰器16を制
御する。また、干渉信号の識別結果22の直交の誤差信号
発生回路20出力との乗算を24によりおこない積分（27）
することにより直交側の両極性可変減衰器17を制御す
る。従って、主信号中にもれ込んだ干渉成分を自動的に
除去することができる。
特許請求の範囲（２）の実施例を第２図に示す。請求の
範囲（１）の第１図と異なる点は、干渉補償をすべてデ
ィジタル処理によりおこなうことである。すなわち主信
号の復調した同相および直交のベースバンド信号に対し
十分な量子化精度を有するA/D変換器21,20によりディジ
タル化する。このとき、サンプリングタイミングは主信
号で再生したクロック信号23を用いる。また、検波した
干渉信号も主信号で再生したクロック信号23により十分
な量子化精度を有するA/D変換器22によりディジタル化
する。例として、主信号に16QAM、A/D変換器として８ビ
ットを考える。８ビットで表わされる干渉信号を２つの
両極性可変減衰器30,31に入力する。両極性可変減衰器3
0,31としては正負の演算が可能な例えば８ビット×６ビ
ットのディジタル乗算器とする。（６ビットは制御信
号）両極性可変減衰器30の出力８ビット（例えば）と主
信号の同相側のA/D変換器21出力８ビットとを加算する
８ビット＋８ビットの全加算器32の出力には干渉が除去
された同相分を得る。
範囲（１）の第１図と異なる点は、干渉補償をすべてデ
ィジタル処理によりおこなうことである。すなわち主信
号の復調した同相および直交のベースバンド信号に対し
十分な量子化精度を有するA/D変換器21,20によりディジ
タル化する。このとき、サンプリングタイミングは主信
号で再生したクロック信号23を用いる。また、検波した
干渉信号も主信号で再生したクロック信号23により十分
な量子化精度を有するA/D変換器22によりディジタル化
する。例として、主信号に16QAM、A/D変換器として８ビ
ットを考える。８ビットで表わされる干渉信号を２つの
両極性可変減衰器30,31に入力する。両極性可変減衰器3
0,31としては正負の演算が可能な例えば８ビット×６ビ
ットのディジタル乗算器とする。（６ビットは制御信
号）両極性可変減衰器30の出力８ビット（例えば）と主
信号の同相側のA/D変換器21出力８ビットとを加算する
８ビット＋８ビットの全加算器32の出力には干渉が除去
された同相分を得る。
また、両極性可変減衰器31の出力８ビットと主信号の直
交側のA/D変換器20出力８ビットとを加算する８ビット
＋８ビットの全加算器33の出力には干渉が除去された直
交分を得る。全加算器32,33出力の上位２ビットは干渉
の除去された４値信号の識別信号、また上位３ビット目
以下は誤差成分となる。とりわけ上位３ビット目は誤差
信号の方向を表わしている。また、干渉信号をディジタ
ル化するA/D変換器22出力の最上位ビットは干渉信号の
極性を表わしている。第２図では、この干渉信号と、残
留する誤差信号との相関をとる場合、極性だけに注目し
た例を示している。すなわち、干渉信号の極性（A/D変
換器22の最上位ビット出力）と同相側の誤差極性（全加
算器32出力の上位３ビット目）とを排他的論理和（EX-
θＲ）回路35により乗算した後ディジタル的に積分する
積分器36を通し、その出力６ビットを同相側の両極性可
変減衰器30の制御信号とする。また、干渉信号の極性と
直交側の誤差極性（全加算器33出力の上位３ビット目）
との乗算34をおこなった後、ディジタル的に積分する積
分器37に通し、その出力６ビットを直交側の両極性可変
減衰器31の制御信号とする。すなわち干渉補償をベース
バンド帯において、全てディジタル処理によりおこなう
ものである。ここでディジタル的な積分器としては例え
ば可逆カウンタが考えられる。すなわち、乗算した結果
を可逆カウンタの“up/down"端子に入力し、例えば６ビ
ットの制御出力を得ようとする場合、６段以上の可逆カ
ウンタを用意し、その出力の上位６ビットを積分器出力
とすることで容易に実現できる。
交側のA/D変換器20出力８ビットとを加算する８ビット
＋８ビットの全加算器33の出力には干渉が除去された直
交分を得る。全加算器32,33出力の上位２ビットは干渉
の除去された４値信号の識別信号、また上位３ビット目
以下は誤差成分となる。とりわけ上位３ビット目は誤差
信号の方向を表わしている。また、干渉信号をディジタ
ル化するA/D変換器22出力の最上位ビットは干渉信号の
極性を表わしている。第２図では、この干渉信号と、残
留する誤差信号との相関をとる場合、極性だけに注目し
た例を示している。すなわち、干渉信号の極性（A/D変
換器22の最上位ビット出力）と同相側の誤差極性（全加
算器32出力の上位３ビット目）とを排他的論理和（EX-
θＲ）回路35により乗算した後ディジタル的に積分する
積分器36を通し、その出力６ビットを同相側の両極性可
変減衰器30の制御信号とする。また、干渉信号の極性と
直交側の誤差極性（全加算器33出力の上位３ビット目）
との乗算34をおこなった後、ディジタル的に積分する積
分器37に通し、その出力６ビットを直交側の両極性可変
減衰器31の制御信号とする。すなわち干渉補償をベース
バンド帯において、全てディジタル処理によりおこなう
ものである。ここでディジタル的な積分器としては例え
ば可逆カウンタが考えられる。すなわち、乗算した結果
を可逆カウンタの“up/down"端子に入力し、例えば６ビ
ットの制御出力を得ようとする場合、６段以上の可逆カ
ウンタを用意し、その出力の上位６ビットを積分器出力
とすることで容易に実現できる。
特許請求の範囲（１）および（２）では、干渉信号を検
波する場合、位相検波器を用いるため、回路構成が簡易
であるという長所を有していたが、干渉信号の変調方式
に制約を受けていた。すなわち、ここでは復調後のベー
スバンド帯で干渉補償を行うために干渉信号として、振
幅変調信号であれば正常に動作するが、直交振幅変調
（QAM）方式では補償することが不可能である。そこ
で、あらゆる変調方式の干渉信号に対し補償可能とする
干渉補償回路として、特許請求の範囲（３）を提案す
る。
波する場合、位相検波器を用いるため、回路構成が簡易
であるという長所を有していたが、干渉信号の変調方式
に制約を受けていた。すなわち、ここでは復調後のベー
スバンド帯で干渉補償を行うために干渉信号として、振
幅変調信号であれば正常に動作するが、直交振幅変調
（QAM）方式では補償することが不可能である。そこ
で、あらゆる変調方式の干渉信号に対し補償可能とする
干渉補償回路として、特許請求の範囲（３）を提案す
る。
特許請求の範囲（３）の実施例を第３図に示す。特許請
求の範囲（２）の実施例である第２図と異なる点として
は、第２図では干渉信号を検波する位相検波器を用いて
いるが第３図では位相検波器のかわりに直交位相検波器
を用いる。従って、直交位相検波した干渉信号をディジ
タル化するA/D変換器、その出力を入力信号する両極性
可変減衰器２個、また全加算器２個、乗算器２個、積分
器２個がさらに必要となる。しかし、干渉信号の変調方
式に制約を受けないという長所を有している。
求の範囲（２）の実施例である第２図と異なる点として
は、第２図では干渉信号を検波する位相検波器を用いて
いるが第３図では位相検波器のかわりに直交位相検波器
を用いる。従って、直交位相検波した干渉信号をディジ
タル化するA/D変換器、その出力を入力信号する両極性
可変減衰器２個、また全加算器２個、乗算器２個、積分
器２個がさらに必要となる。しかし、干渉信号の変調方
式に制約を受けないという長所を有している。
（発明の効果） 以上説明したように、主信号中にもれ込んだ干渉成分を
除去する場合、主信号および干渉信号を検波した後ベー
スバンド帯において干渉を除去するため、構成回路の動
作速度は低くなり、搬送波帯において除去する場合に比
べ実現性が高い。また、請求の範囲（２）のように、ベ
ースバンド帯において、全てディジタル的に干渉補償を
おこなうことにより、高精度化、無調整化が図られ、LS
I化に適するという利点を有する。
除去する場合、主信号および干渉信号を検波した後ベー
スバンド帯において干渉を除去するため、構成回路の動
作速度は低くなり、搬送波帯において除去する場合に比
べ実現性が高い。また、請求の範囲（２）のように、ベ
ースバンド帯において、全てディジタル的に干渉補償を
おこなうことにより、高精度化、無調整化が図られ、LS
I化に適するという利点を有する。
第１図は本発明による干渉補償回路のブロック図、第２
図は本発明による干渉補償回路の別の実施例のブロック
図、第３図は本発明による干渉補償回路の更に別の実施
例のブロック図、第４図は従来の干渉補償回路のブロッ
ク図、第５図は誤差信号発生回路の説明図である。 （符号の説明；第１図） １……主アンテナ、４……補助アンテナ、2,5……帯域
通過フィルタ、3,6……周波数変換器、７……局部発振
器、8,9,10……位相検波器、11……90゜移相器、12……
再生搬送波、13,14,15……高調波除去フィルタ、16,17
……両極性可変減衰器、18,19……加算器、20,21……誤
差信号発生回路、22……識別回路、23……再生クロック
信号、24,25……EX-θＲ回路、26,27……積分器、100…
…復調器、101……制御回路。
図は本発明による干渉補償回路の別の実施例のブロック
図、第３図は本発明による干渉補償回路の更に別の実施
例のブロック図、第４図は従来の干渉補償回路のブロッ
ク図、第５図は誤差信号発生回路の説明図である。 （符号の説明；第１図） １……主アンテナ、４……補助アンテナ、2,5……帯域
通過フィルタ、3,6……周波数変換器、７……局部発振
器、8,9,10……位相検波器、11……90゜移相器、12……
再生搬送波、13,14,15……高調波除去フィルタ、16,17
……両極性可変減衰器、18,19……加算器、20,21……誤
差信号発生回路、22……識別回路、23……再生クロック
信号、24,25……EX-θＲ回路、26,27……積分器、100…
…復調器、101……制御回路。
Claims (3)
- 【請求項１】主信号受信用の主アンテナと、 干渉信号受信手段と、 主アンテナの出力及び主信号から再生した基準搬送波を
入力として同相成分と直交成分に分解する直交位相検波
器と、 前記干渉信号受信手段に結合し、該回路からの信号に対
し、前記直交位相検波器と同じ基準搬送波により位相検
波する位相検波器と、 該位相検波器の出力を入力とする第１及び第２の両極性
可変減衰器と、 前記直交位相検波器の出力の同相成分及び直交成分と、
前記第１及び第２の両極性可変減衰器の出力との和を各
々とる第１及び第２の加算器と、 該加算器の出力を各々入力信号とする第１及び第２の誤
差信号発生回路と、 前記位相検波器の出力と第１の誤差信号発生回路の出力
との積を提供する第１の乗算器と、 前記位相検波器の出力と第２の誤差信号発生回路の出力
との積を提供する第２の乗算器と、 第１の乗算器の出力に結合する第１の積分器と、 第２の乗算器の出力に結合する第２の積分器とを有し、 第１の積分器の出力により第１の両極性可変減衰器を制
御し、第２の積分器の出力により第２の両極性可変減衰
器を制御することを特徴とする干渉補償回路。 - 【請求項２】前記第１及び第２の加算器がディジタル動
作の全加算器であり、前記第１及び第２の両極性可変減
衰器がディジタル動作のものであり、前記位相検波器の
各出力と全加算器及び両極性可変減衰器との間に主信号
から再生したクロック信号により動作するサンプリング
量子化のためのA/D変換器がもうけられることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の干渉補償回路。 - 【請求項３】主信号受信用の主アンテナと、 干渉信号受信手段と、 主アンテナの出力及び主信号から再生した基準搬送波を
入力として同相成分と直交成分に分解する第１の直交位
相検波器と、 前記干渉信号受信手段に結合し、該回路からの信号に対
し、前記第１の直交位相検波器と同じ基準搬送波により
同相成分と直交成分に分解する第２の直交位相検波器
と、 主信号より再生したクロック信号により第１及び第２の
直交位相検波器の同相成分出力及び直交成分出力をサン
プリングして量子化する第1,第2,第３及び第４のA/D変
換器と、 第３のA/D変換器の出力に結合する第１及び第２の両極
性可変減衰器と、 第４のA/D変換器の出力に結合する第３及び第４の両極
性可変減衰器と、 第１及び第３の両極性可変減衰器の出力を加算する第１
の全加算器と、 第２及び第４の両極性可変減衰器出力を加算する第２の
全加算器と、 第１の全加算器の出力と第２のA/D変換器の出力とを加
算する第３の全加算器と、 第２の全加算器の出力と第１のA/D変換器の出力とを加
算する第４の全加算器と、 前記第３及び第４の全加算器の出力と前記第３及び第４
のA/D変換器の出力との間の乗算を行なう４つの乗算器
と、 各乗算器の出力に各々結合する４つの積分器とを有し、 各積分器の出力に従って前記各両極性可変減衰器を制御
することを特徴とする干渉補償回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61075556A JPH06105899B2 (ja) | 1986-04-03 | 1986-04-03 | 干渉補償回路 |
| US06/921,093 US4736455A (en) | 1985-12-23 | 1986-10-21 | Interference cancellation system |
| CA000521944A CA1257658A (en) | 1985-12-23 | 1986-10-31 | Interference cancellation system |
| EP86308589A EP0228786B1 (en) | 1985-12-23 | 1986-11-04 | Radio signal interference cancellation system |
| DE8686308589T DE3685645T2 (de) | 1985-12-23 | 1986-11-04 | System zur kompensation eines funkinterferenzsignals. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61075556A JPH06105899B2 (ja) | 1986-04-03 | 1986-04-03 | 干渉補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62233943A JPS62233943A (ja) | 1987-10-14 |
| JPH06105899B2 true JPH06105899B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=13579573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61075556A Expired - Lifetime JPH06105899B2 (ja) | 1985-12-23 | 1986-04-03 | 干渉補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06105899B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01188146A (ja) * | 1988-01-22 | 1989-07-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 干渉補償回路 |
-
1986
- 1986-04-03 JP JP61075556A patent/JPH06105899B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62233943A (ja) | 1987-10-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4464770A (en) | Synchronous radio or television receiver with analog high frequency section followed by digital low frequency section | |
| US4731796A (en) | Multi-mode radio transceiver | |
| EP0331411B1 (en) | Interference cancellation circuit | |
| US5268647A (en) | Method and arrangement of coherently demodulating PSK signals using a feedback loop including a filter bank | |
| US4750214A (en) | Digital FM demodulator using delayed signal product with arctangent | |
| KR100581059B1 (ko) | 직교 복조 수신 시스템에서 가변루프이득을 이용한 동위상채널과 직교 채널 간 위상 및 이득 불일치 보상 장치 및그 방법 | |
| US4887280A (en) | System for detecting the presence of a signal of a particular data rate | |
| KR100587951B1 (ko) | 직교복조수신시스템에서의 동위상채널과 직교채널 간이득불일치 보상 및 자동이득조절 장치 및 그 방법 | |
| US4862098A (en) | Continuous-wave-modulation detectors using prediction methods | |
| US5067140A (en) | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection | |
| JPH06105899B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2931454B2 (ja) | ディジタル位相変調信号復調回路 | |
| EP0591748A1 (en) | Method and circuit for estimating the carrier frequency of PSK signals | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2765601B2 (ja) | 復調回路 | |
| JPH0761023B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPH01256253A (ja) | データ復調方式 | |
| JP2705363B2 (ja) | 自動干渉除去装置 | |
| JPH0748709B2 (ja) | ダイレクトシーケンス復調装置 | |
| JP2587160B2 (ja) | Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 | |
| EP2797225B1 (en) | Method of and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal | |
| JPH0998198A (ja) | ディジタル信号復調装置 | |
| JPS5835408B2 (ja) | 差動位相変調波の復調用ａｆｃ回路 | |
| JPH0773224B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPH01188146A (ja) | 干渉補償回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |