JPH0748709B2 - ダイレクトシーケンス復調装置 - Google Patents
ダイレクトシーケンス復調装置Info
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- JPH0748709B2 JPH0748709B2 JP63319602A JP31960288A JPH0748709B2 JP H0748709 B2 JPH0748709 B2 JP H0748709B2 JP 63319602 A JP63319602 A JP 63319602A JP 31960288 A JP31960288 A JP 31960288A JP H0748709 B2 JPH0748709 B2 JP H0748709B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタル整合ろ波器（以下、DMFとい
う）を用いたダイレクトシーケンス復調装置に関するも
のである。
う）を用いたダイレクトシーケンス復調装置に関するも
のである。
第５図は例えば「整合ろ波器により直接データ復調を行
う衛生通信用スペクトル拡散通信装置」（電子通信学会
論文誌J69-B11,NOV.1986）に示された従来のダイレクト
シーケンス復調装置を示すブロック図であり、図におい
て、１は受信信号が入力される入力端子、２はこの入力
端子１からの受信信号に受信側の持つ直交する２つのロ
ーカル信号を掛け合わせる乗算手段を構成する２つの乗
算器、３は各乗算器からの信号をそれぞれベースバンド
帯域の信号に変換する２つの低域ろ波器、４は各低域ろ
波器３の出力のサンプルホールドを行う２つのサンプル
ホールド回路（以下、S/H回路という）、５は各S/H回路
４の出力より互いに直交する信号を生成する２つの相関
器、６は各相関器５の出力を掛け合わせる乗算器、７は
乗算器６の出力するマッチドパルスによって一方の相関
器出力をサンプルホールドして再生データを生成するS/
H回路、８はこの再生データが出力される出力端子、９
は乗算器６の出力をそのマッチドパルスによってサンプ
ルホールドするS/H回路、10はこのS/H回路９に接続され
たループろ波器、11はループろ波器10の出力によって出
力周波数が制御される電圧制御形周波数可変発振器（以
下、VCOという）、12はVCO11の出力より、前記受信側の
持つ直交する２つのローカル信号を生成するための移相
器である。
う衛生通信用スペクトル拡散通信装置」（電子通信学会
論文誌J69-B11,NOV.1986）に示された従来のダイレクト
シーケンス復調装置を示すブロック図であり、図におい
て、１は受信信号が入力される入力端子、２はこの入力
端子１からの受信信号に受信側の持つ直交する２つのロ
ーカル信号を掛け合わせる乗算手段を構成する２つの乗
算器、３は各乗算器からの信号をそれぞれベースバンド
帯域の信号に変換する２つの低域ろ波器、４は各低域ろ
波器３の出力のサンプルホールドを行う２つのサンプル
ホールド回路（以下、S/H回路という）、５は各S/H回路
４の出力より互いに直交する信号を生成する２つの相関
器、６は各相関器５の出力を掛け合わせる乗算器、７は
乗算器６の出力するマッチドパルスによって一方の相関
器出力をサンプルホールドして再生データを生成するS/
H回路、８はこの再生データが出力される出力端子、９
は乗算器６の出力をそのマッチドパルスによってサンプ
ルホールドするS/H回路、10はこのS/H回路９に接続され
たループろ波器、11はループろ波器10の出力によって出
力周波数が制御される電圧制御形周波数可変発振器（以
下、VCOという）、12はVCO11の出力より、前記受信側の
持つ直交する２つのローカル信号を生成するための移相
器である。
次に動作について説明する。入力端子１に入力された受
信信号 Ｓ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）×PN（ｔ）×cos（ωｃｔ＋Ψ） Ｄ（ｔ）：情報データ（±１） PN（ｔ）:PN符号（±１） ωｃ：受信信号の中心角周波数 Ψ：初期位相 に、２つの乗算器２にて受信側の持つ直交する２つのロ
ーカル信号を掛け合わせ、各低域ろ波器３にてベースバ
ンド帯域の信号に変換した後、相関器５に入力する。相
関器５では、希望信号に対する擬似雑音符号（以下、PN
符号という）PN（ｋ）（ｋ＝1,2,……NP‐１）を用意し
ており、この相関器５の出力（Ci,Cq）は、 Ci（ｍ）（1/2）×Ｒ（ｍ）×cos Ψ Cq（ｍ）（−1/2）×Ｒ（ｍ）×sin Ψ ｍ＝〔t/T〕 T:PNチップ周期 NP:PN符号長 となる。ここで、Ｒ（ｍ）はPN符号の性質により、ｍ＝
ｎ・NP（ｎ＝0,±1,…）のとき最大あるいは最小の±NP
となり、その極性は情報データと同じになる。次いで、
乗算器６にて各相関器５の出力Ci（ｍ），Cq（ｍ）の積
をとり、S/H回路９でｍ＝ｎ・NPでサンプルすると、そ
の結果Ｃ（nNP）は、 Ｃ（nNP）＝（−1/8）×R2（nNP）×sin（２Ψ） となる。R2（nNP）情報データの極性にかかわらず正と
なる。このS/H回路９の出力Ｃ（nNP）をループろ波器10
を通し、VCO11に帰還してキャリアロックをとり、これ
に同期して、相関器５からの出力Ci（ｍ）またはC
q（ｍ）の極性を検出しS/H回路７でサンプルホールドし
てデータ復調を行い、再生データを出力端子８より出力
する。
信信号 Ｓ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）×PN（ｔ）×cos（ωｃｔ＋Ψ） Ｄ（ｔ）：情報データ（±１） PN（ｔ）:PN符号（±１） ωｃ：受信信号の中心角周波数 Ψ：初期位相 に、２つの乗算器２にて受信側の持つ直交する２つのロ
ーカル信号を掛け合わせ、各低域ろ波器３にてベースバ
ンド帯域の信号に変換した後、相関器５に入力する。相
関器５では、希望信号に対する擬似雑音符号（以下、PN
符号という）PN（ｋ）（ｋ＝1,2,……NP‐１）を用意し
ており、この相関器５の出力（Ci,Cq）は、 Ci（ｍ）（1/2）×Ｒ（ｍ）×cos Ψ Cq（ｍ）（−1/2）×Ｒ（ｍ）×sin Ψ ｍ＝〔t/T〕 T:PNチップ周期 NP:PN符号長 となる。ここで、Ｒ（ｍ）はPN符号の性質により、ｍ＝
ｎ・NP（ｎ＝0,±1,…）のとき最大あるいは最小の±NP
となり、その極性は情報データと同じになる。次いで、
乗算器６にて各相関器５の出力Ci（ｍ），Cq（ｍ）の積
をとり、S/H回路９でｍ＝ｎ・NPでサンプルすると、そ
の結果Ｃ（nNP）は、 Ｃ（nNP）＝（−1/8）×R2（nNP）×sin（２Ψ） となる。R2（nNP）情報データの極性にかかわらず正と
なる。このS/H回路９の出力Ｃ（nNP）をループろ波器10
を通し、VCO11に帰還してキャリアロックをとり、これ
に同期して、相関器５からの出力Ci（ｍ）またはC
q（ｍ）の極性を検出しS/H回路７でサンプルホールドし
てデータ復調を行い、再生データを出力端子８より出力
する。
従来のダイレクトシーケンス復調装置は以上のように構
成されているので、キャリアロックが必要となり、その
ため、S/H回路９、ループろ波器10、VCO11等によるキャ
リアロック系が不可欠になるという問題点があった。
成されているので、キャリアロックが必要となり、その
ため、S/H回路９、ループろ波器10、VCO11等によるキャ
リアロック系が不可欠になるという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、前述のキャリアロック系を備えずにデータを
再生するダイレクトシーケンス復調装置を得ることを目
的とする。
たもので、前述のキャリアロック系を備えずにデータを
再生するダイレクトシーケンス復調装置を得ることを目
的とする。
この発明に係るダイレクトシーケンス復調装置は、相関
手段から出力される直交した２つの信号I,Qより を演算し、かつこの相関値がある値以上になると同期補
足と判定する演算手段と、tan-1（Q/I）を演算する位相
検出手段と、前記演算手段の出力を用いてデータを再生
するデータ再生手段を備えたものである。
手段から出力される直交した２つの信号I,Qより を演算し、かつこの相関値がある値以上になると同期補
足と判定する演算手段と、tan-1（Q/I）を演算する位相
検出手段と、前記演算手段の出力を用いてデータを再生
するデータ再生手段を備えたものである。
この発明におけるデータ再生手段は、相関手段の出力す
る直交した２つの信号ＩおよびＱより生成した相関出力 がある所定値以上になると同期補足と判定し前記信号Ｉ
およびＱより生成した再生位相tan-1（Q/I）よりデータ
を再生する。
る直交した２つの信号ＩおよびＱより生成した相関出力 がある所定値以上になると同期補足と判定し前記信号Ｉ
およびＱより生成した再生位相tan-1（Q/I）よりデータ
を再生する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１は入力端子、２は乗算手段を形成する乗
算器、３は低域ろ波器、８は出力端子、12は移相器であ
り、第５図で同一符号を付した従来のそれらと同一、あ
るいは相当部分であるため詳細な説明は省略する。
図において、１は入力端子、２は乗算手段を形成する乗
算器、３は低域ろ波器、８は出力端子、12は移相器であ
り、第５図で同一符号を付した従来のそれらと同一、あ
るいは相当部分であるため詳細な説明は省略する。
また、13は各低域ろ波器３に接続されて、その出力のア
ナログ・ディジタル変換（以下、A/D変換という）を行
う２つの多値A/D変換器である。14は対応する多値A/D変
換器13にそれぞれ接続されて、希望信号に対するPN符号
を用意した４つの相関器、15は対応する相関器14の出力
を加算して、互いに直交する信号１およびＱを生成する
２つの相関器14の出力を加算器であり、この相関器14と
加算器15とによって相関手段が形成されている。16は各
加算器15の出力を二乗する２つの二乗器、17は各二乗器
16の出力を加算して平方に開く加算器であり、この各二
乗器16および加算器17は、相関手段を形成する加算器15
の手段I,Qより相関出力 を演算する演算手段を形成している。18は相関手段を形
成する加算器15の出力I,Qより再生位相tan-1（Q/I）を
演算する位相検出手段であり、19はこの位相検出手段18
と前記演算手段の機能を実現した読み取り専用メモリ
（以下、ROMという）であり、さらにこの読み取り専用
メモリ19では、加算器17の相関出力 とある所定値とを比較し、その相関出力がある所定値以
上になると同期補足と判定する機能を有する。20は前回
の再生位相と今回の再生位相との差に基づいてデータを
再生する位相検出手段18からの再生位相よりデータの再
生を行うデータ再生手段である。
ナログ・ディジタル変換（以下、A/D変換という）を行
う２つの多値A/D変換器である。14は対応する多値A/D変
換器13にそれぞれ接続されて、希望信号に対するPN符号
を用意した４つの相関器、15は対応する相関器14の出力
を加算して、互いに直交する信号１およびＱを生成する
２つの相関器14の出力を加算器であり、この相関器14と
加算器15とによって相関手段が形成されている。16は各
加算器15の出力を二乗する２つの二乗器、17は各二乗器
16の出力を加算して平方に開く加算器であり、この各二
乗器16および加算器17は、相関手段を形成する加算器15
の手段I,Qより相関出力 を演算する演算手段を形成している。18は相関手段を形
成する加算器15の出力I,Qより再生位相tan-1（Q/I）を
演算する位相検出手段であり、19はこの位相検出手段18
と前記演算手段の機能を実現した読み取り専用メモリ
（以下、ROMという）であり、さらにこの読み取り専用
メモリ19では、加算器17の相関出力 とある所定値とを比較し、その相関出力がある所定値以
上になると同期補足と判定する機能を有する。20は前回
の再生位相と今回の再生位相との差に基づいてデータを
再生する位相検出手段18からの再生位相よりデータの再
生を行うデータ再生手段である。
第２図はこのデータ再生手段20の詳細を示すブロック図
である。図において、21は位相検出手段18から再生位相
が入力される入力端子、22は演算手段の加算器17からの
相関出力が入力される入力端子であり、23は相関出力に
各データ毎に制御され、入力された再生位相を一時ラッ
チしておくラッチ回路である。24は入力端子21から新た
に入力される再生位相と、ラッチ回路23にラッチされた
再生位相との差を検出する加算器、25はこの加算器24の
出力の上位２ビットの排他的論理和をとるエクスクルー
シブオアゲートであり、８はエクスクルーシブオアゲー
ト25の出力を再生データとして出力する前述の出力端子
である。
である。図において、21は位相検出手段18から再生位相
が入力される入力端子、22は演算手段の加算器17からの
相関出力が入力される入力端子であり、23は相関出力に
各データ毎に制御され、入力された再生位相を一時ラッ
チしておくラッチ回路である。24は入力端子21から新た
に入力される再生位相と、ラッチ回路23にラッチされた
再生位相との差を検出する加算器、25はこの加算器24の
出力の上位２ビットの排他的論理和をとるエクスクルー
シブオアゲートであり、８はエクスクルーシブオアゲー
ト25の出力を再生データとして出力する前述の出力端子
である。
次に動作について説明する。第１図において位相偏移変
調（以下、PSKという）により直接拡散された受信信号 Si（ｔ）＝cos（ωｃｔ＋πPN（ｔ）＋θ（ｔ）） θ（ｔ）：情報データ（0 or π） に乗算手段を形成する２つの乗算器２によって受信側の
持つ直交する２つのローカル信号を掛け合わせ、各低域
ろ波器３にてベースバンド帯域の信号に変換した後、多
値A/D変換器13にてA/D変換して、相関手段を形成する４
つの相関器14の対応する２つずつに入力する。各相関器
14は、希望信号に対するPN符号PN（ｋ）（ｋ＝1,2,…，
NP‐１）を用意している。各相関器14の用意している待
受けパターンは下式の中のcos（π・PN（ｉ＋ｍ））,si
n（π・PN（ｉ＋ｍ））,sin（π・PN（ｉ＋ｍ）），−c
os（π・PN（ｉ＋ｍ））であり、希望する受信信号の拡
散PN信号と同じである。各相関器14により、下式の中の cos（π・PN（ｉ）＋θ）cos（π・PN（ｉ＋ｍ））， sin（π・PN（ｉ）＋θ）sin（π・PN（ｉ＋ｍ））， cos（π・PN（ｉ）＋θ）sin（π・PN（ｉ＋ｍ））， −sin（π・PN（ｉ）＋θ）cos（π・PN（ｉ＋ｍ））が
行われる。各相関器14の出力は対応する加算器15によっ
てそれぞれ加算され、互いに直交する信号Ｉ（Ai）およ
びＱ（Aq）、 を生成する。これらはｍ＝ｎ・NP（ｎ＝0,±1,…）のと
き、 Ai＝（NP‐１）cosθ Aq＝（NP‐１）sinθ となる。これを位相検出手段18および２つの二乗器16に
入力する。この位相検出手段18と二乗器16および二乗器
16の後段の加算器17は１個のROM19で構成されている。
二乗器16と加算器17で形成される演算手段は、信号Ai,A
qが入力されると、相関出力 を演算して出力し、位相検出手段18は、信号Ai,Aqが入
力されると再生位相 を出力する。
調（以下、PSKという）により直接拡散された受信信号 Si（ｔ）＝cos（ωｃｔ＋πPN（ｔ）＋θ（ｔ）） θ（ｔ）：情報データ（0 or π） に乗算手段を形成する２つの乗算器２によって受信側の
持つ直交する２つのローカル信号を掛け合わせ、各低域
ろ波器３にてベースバンド帯域の信号に変換した後、多
値A/D変換器13にてA/D変換して、相関手段を形成する４
つの相関器14の対応する２つずつに入力する。各相関器
14は、希望信号に対するPN符号PN（ｋ）（ｋ＝1,2,…，
NP‐１）を用意している。各相関器14の用意している待
受けパターンは下式の中のcos（π・PN（ｉ＋ｍ））,si
n（π・PN（ｉ＋ｍ））,sin（π・PN（ｉ＋ｍ）），−c
os（π・PN（ｉ＋ｍ））であり、希望する受信信号の拡
散PN信号と同じである。各相関器14により、下式の中の cos（π・PN（ｉ）＋θ）cos（π・PN（ｉ＋ｍ））， sin（π・PN（ｉ）＋θ）sin（π・PN（ｉ＋ｍ））， cos（π・PN（ｉ）＋θ）sin（π・PN（ｉ＋ｍ））， −sin（π・PN（ｉ）＋θ）cos（π・PN（ｉ＋ｍ））が
行われる。各相関器14の出力は対応する加算器15によっ
てそれぞれ加算され、互いに直交する信号Ｉ（Ai）およ
びＱ（Aq）、 を生成する。これらはｍ＝ｎ・NP（ｎ＝0,±1,…）のと
き、 Ai＝（NP‐１）cosθ Aq＝（NP‐１）sinθ となる。これを位相検出手段18および２つの二乗器16に
入力する。この位相検出手段18と二乗器16および二乗器
16の後段の加算器17は１個のROM19で構成されている。
二乗器16と加算器17で形成される演算手段は、信号Ai,A
qが入力されると、相関出力 を演算して出力し、位相検出手段18は、信号Ai,Aqが入
力されると再生位相 を出力する。
データ再生手段20は、この再生位相を入力端子21にて、
また相関出力を入力端子22にて受け取る。入力端子21に
入力された再生位相は一時ラッチ回路23にラッチされ、
入力端子22に入力された相関出力に同期して後に入力さ
れる再生位相との差が検出される。送信側で情報データ
の“0",“1"に対応して、それぞれの位相θが“0"ある
いは“π”となるように差動符号化された位相変調がか
けられていれば、再生位相の差がπ/2以上３π/2未満の
とき“1"と判定し、０以上π/2未満または３π/2以上２
π未満のとき“0"と判定することができる。そこで、第
２図に示すように、ラッチされた位相を基準（0,0）と
すると、今回の位相は−π〜πの範囲にあり、その差が
π/2以下であれば受信信号が同相であったと判定し“0"
とする。また、π/2以上であれば逆相であったと判定し
“1"とする。この上位２ビットを座標として表し、第1,
4象限は“0"、第2,3象限は“1"とする。すなわち、加算
器24の出力の上位２ビットのデータの排他的論理和をエ
クスクルーシブオアゲート25によってとれば、データが
再生できる。この再生データは出力端子８より出力され
る。
また相関出力を入力端子22にて受け取る。入力端子21に
入力された再生位相は一時ラッチ回路23にラッチされ、
入力端子22に入力された相関出力に同期して後に入力さ
れる再生位相との差が検出される。送信側で情報データ
の“0",“1"に対応して、それぞれの位相θが“0"ある
いは“π”となるように差動符号化された位相変調がか
けられていれば、再生位相の差がπ/2以上３π/2未満の
とき“1"と判定し、０以上π/2未満または３π/2以上２
π未満のとき“0"と判定することができる。そこで、第
２図に示すように、ラッチされた位相を基準（0,0）と
すると、今回の位相は−π〜πの範囲にあり、その差が
π/2以下であれば受信信号が同相であったと判定し“0"
とする。また、π/2以上であれば逆相であったと判定し
“1"とする。この上位２ビットを座標として表し、第1,
4象限は“0"、第2,3象限は“1"とする。すなわち、加算
器24の出力の上位２ビットのデータの排他的論理和をエ
クスクルーシブオアゲート25によってとれば、データが
再生できる。この再生データは出力端子８より出力され
る。
なお、上記実施例ではDMFの相関器入力信号が多値信号
である場合を示したが、相関器入力信号は２値信号であ
ってもよい。第４図はそのような相関器入力信号を２値
信号とした場合の実施例を示すブロック図であり、多値
A/D変換器13を１ビットA/D変換器26で代替した点を除い
て第１図に示す実施例と同様である。
である場合を示したが、相関器入力信号は２値信号であ
ってもよい。第４図はそのような相関器入力信号を２値
信号とした場合の実施例を示すブロック図であり、多値
A/D変換器13を１ビットA/D変換器26で代替した点を除い
て第１図に示す実施例と同様である。
PSKにより直接拡散された受信信号 Si（ｔ）＝cos（ωｃｔ＋πPN（ｔ）＋θ（ｔ）） に、受信側の持つ直交する２つのローカル信号を掛け合
わせて、ベースバンド帯域の信号に変換した後、１ビッ
トA/D変換器26によって２値信号とし、相関器14に入力
する。相関器14は、希望信号に対するPN符号PN（ｔ）を
用意しており、この相関器14の出力を加算した加算器15
より出力される、互いに直交した信号Ｉ（Bi）およびＱ
（Bq）は、 となり、これらはｍ＝ｎ・NPのとき、 となる。これを位相検出手段18および演算手段の２つの
二乗器16に入力する。この信号Bi,Bqが入力されると、
演算手段の加算器17は相関出力 を出力し、位相検出手段18は再生位相 を出力する。この時、位相検出手段18からはθが再生さ
れないが、ノイズの無い状態では45°,135°,225°,315
°の中でθに最も近い値が出力される。
わせて、ベースバンド帯域の信号に変換した後、１ビッ
トA/D変換器26によって２値信号とし、相関器14に入力
する。相関器14は、希望信号に対するPN符号PN（ｔ）を
用意しており、この相関器14の出力を加算した加算器15
より出力される、互いに直交した信号Ｉ（Bi）およびＱ
（Bq）は、 となり、これらはｍ＝ｎ・NPのとき、 となる。これを位相検出手段18および演算手段の２つの
二乗器16に入力する。この信号Bi,Bqが入力されると、
演算手段の加算器17は相関出力 を出力し、位相検出手段18は再生位相 を出力する。この時、位相検出手段18からはθが再生さ
れないが、ノイズの無い状態では45°,135°,225°,315
°の中でθに最も近い値が出力される。
データ再生手段20は入力された再生位相をラッチ回路23
に一時ラッチして、相関出力に同期して前後のデータの
再生位相の差を検出する。第１図の実施例の場合と同様
に、送信側で情報データの“0",“1"に対してそれぞれ
の位相θが“0"あるいは“π”となるように位相変調を
かければ、再生位相の差がπ/2以上３π/2未満のとき
“1"、０以上π/2未満又は３π/2以上２π未満のとき
“0"と判定することができる。そこで、第３図に示すよ
うに、加算器24の出力の上位２ビットのデータの排他的
論理和をエクスクルーシブオアゲート25でとれば、デー
タが再生される。
に一時ラッチして、相関出力に同期して前後のデータの
再生位相の差を検出する。第１図の実施例の場合と同様
に、送信側で情報データの“0",“1"に対してそれぞれ
の位相θが“0"あるいは“π”となるように位相変調を
かければ、再生位相の差がπ/2以上３π/2未満のとき
“1"、０以上π/2未満又は３π/2以上２π未満のとき
“0"と判定することができる。そこで、第３図に示すよ
うに、加算器24の出力の上位２ビットのデータの排他的
論理和をエクスクルーシブオアゲート25でとれば、デー
タが再生される。
なお、上記実施例では演算手段および位相検出手段をRO
Mによって実現した場合について説明したが、通常の論
理回路等によって構成してもよく、上記実施例と同様の
効果を奏する。
Mによって実現した場合について説明したが、通常の論
理回路等によって構成してもよく、上記実施例と同様の
効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、相関手段の出力する
直交した２つの信号I,Qより生成した相関出力 を用いて同期補足を行って前記信号I,Qより生成した再
生位相tan-1（Q/I）よりデータを再生するように構成し
たので、ループろ波器、VCO等によるキャリアロック系
を備えずにデータを再生することのできるダイレクトシ
ーケンス復調装置が得られる効果がある。
直交した２つの信号I,Qより生成した相関出力 を用いて同期補足を行って前記信号I,Qより生成した再
生位相tan-1（Q/I）よりデータを再生するように構成し
たので、ループろ波器、VCO等によるキャリアロック系
を備えずにデータを再生することのできるダイレクトシ
ーケンス復調装置が得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるダイレクトシーケン
ス復調装置を示すブロック図、第２図はその位相検出手
段の構成を示すブロック図、第３図はデータ再生の原理
を示す説明図、第４図はこの発明の他の実施例を示すブ
ロック図、第５図は従来のダイレクトシーケンス復調装
置を示すブロック図である。 ２は乗算器（乗算手段）、14は相関器（相関手段）、15
は加算器（相関手段）、16は二乗器（演算手段）、17は
加算器（演算手段）、18は位相検出手段、20はデータ再
生手段。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
ス復調装置を示すブロック図、第２図はその位相検出手
段の構成を示すブロック図、第３図はデータ再生の原理
を示す説明図、第４図はこの発明の他の実施例を示すブ
ロック図、第５図は従来のダイレクトシーケンス復調装
置を示すブロック図である。 ２は乗算器（乗算手段）、14は相関器（相関手段）、15
は加算器（相関手段）、16は二乗器（演算手段）、17は
加算器（演算手段）、18は位相検出手段、20はデータ再
生手段。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】情報データの“0"および“1"に対して各信
号に更にPN符号によりスペクトラム拡散された差動符号
化された受信信号に、受信側の持つ直交する２つのロー
カル信号を掛け合わせる乗算手段と、ベースバンド帯域
の信号に変換された前記乗算手段からの各信号より、互
いに直交する信号ＩおよびＱを生成する相関手段と、前
記相関手段からの各信号の二乗和を平方に開いた を相関出力として出力し、かつこの相関値がある値以上
になると同期捕捉と判定する演算手段と、前記相関手段
からの各信号の比のアークタンジェントをとったtan-1
（Q/I）を再生位置として出力する位相検出手段と、前
記再生位相と今回の位相との差に基づいてデータを再生
するデータ再生手段とを備えたダイレクトシーケンス復
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63319602A JPH0748709B2 (ja) | 1988-12-20 | 1988-12-20 | ダイレクトシーケンス復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63319602A JPH0748709B2 (ja) | 1988-12-20 | 1988-12-20 | ダイレクトシーケンス復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02165746A JPH02165746A (ja) | 1990-06-26 |
| JPH0748709B2 true JPH0748709B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=18112102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63319602A Expired - Fee Related JPH0748709B2 (ja) | 1988-12-20 | 1988-12-20 | ダイレクトシーケンス復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748709B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH088513B2 (ja) * | 1990-10-30 | 1996-01-29 | 三菱電機株式会社 | 自動周波数制御方式 |
| US5353302A (en) * | 1993-02-03 | 1994-10-04 | At&T Bell Laboratories | Signal despreader for CDMA systems |
| WO1995010891A1 (fr) * | 1993-10-13 | 1995-04-20 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Recepteur pour communications par etalement du spectre |
-
1988
- 1988-12-20 JP JP63319602A patent/JPH0748709B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02165746A (ja) | 1990-06-26 |
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