DE3034342C2

DE3034342C2 -

Info

Publication number: DE3034342C2
Application number: DE3034342T
Authority: DE
Inventors: Richard Dennis Monmouth Beach N.J. Us Gitlin; Howard Clarence Ocean N.J. Us Meadors Jun.; Stephen Brant Holmdel N.J. Us Weinstein
Original assignee: AT&T Technologies Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1979-03-01
Filing date: 1980-02-19
Publication date: 1988-05-19
Also published as: FR2450532A1; GB2060323A; ES489085A0; IL59478A; NL8020075A; US4237554A; FR2450532B1; JPS56500036A; WO1980001863A1; DE3034342T1; AU5556780A; IT8020310A0; GB2060323B; JPS598090B2; SE8007674L; BE881965A; IT1140766B; SE426279B; CA1126826A; AU532410B2

Description

Für einen genauen Empfang von Datensignalen hoher Geschwindigkeit, die über Kanäle begrenzter Band breite und mit unbekannten Übertragungseigenschaften übertragen werden, sind automatischer Entzerrer er forderlich. Der Entzerrer ist im allgemeinen ein Trans versalfilter, bei dem aufeinanderfolgende Abtastwerte des ankommenden Datensignals mit entsprechenden Anzapf koeffizienten multipliziert werden. Die sich ergebenden Produkte werden addiert und ergeben ein "entzerrtes" Signal, das dann zur Wiedergewinnung der übertragenen Daten demoduliert und/oder quantisiert wird. Außerdem wird ein Fehlersignal gebildet, das gleich der Differenz zwischen dem Entzerrersignal und einem Bezugssignal ist, welches das übertragene Datensymbol darstellt. Der Wert des übertragenen Symbols kann im Empfänger von vorn herein bekannt sein, wie im Fall vieler Entzerrer-An laufanordnungen. Alternativ wird - wie bei den soge nannten adaptiven automatischen Entzerrern - das Bezugs signal von der Entscheidung abgeleitet, die im Empfänger (auf der Basis des entzerrten Signalwertes) getroffen wird, welches Datensymbol übertragen worden ist. In beiden Fällen wird das Fehlersignal benutzt, um die An zapfkoeffizientenwerte so auf den neuesten Stand zu bringen, daß die durch den Kanal eingeführte Verzerrung, in erster Linie die Zwischensymbolstörung, ein Minimum wird. Der üblicherweise verwendete fehlergerichtete Algorithmus zum Aktualisieren der Koeffizienten ist der sogenannte Algorithmus des mittleren quadratischen Fehlers, bei dem die Anzapfkoeffizienten so eingestellt werden, daß der Mittelwert der Fehlerquadrate ein Mininmum wird.

Die meisten handelsüblichen Datenempfänger, beispielsweise Datenmodems, beinhalten einen synchronen oder Baud-Entzerrer, bei dem das empfangene Datensignal mit einer Rate gleich der Symbolrate abgetastet wird. Es ist jedoch möglich, einen sogenannten Bruchteils abstand-Entzerrer zu verwenden, bei dem das empfangene Signal mit einer höheren Rate abgetastet wird. Daten entscheidungen, d. h. eine Quantisierung der entzerrten Abtastwerte, werden jedoch weiterhin mit der Symbolrate getroffen. Die Entzerrung unter Verwendung feinerer Abtastintervalle bringt für die Bruchteilsabstand- Entzerrer bedeutsame Vorteile gegenüber der konven tionelleren Konstruktion mit sich. Unter diesen Vor teilen ist besonders bemerkenswert die Unempfindlichkeit gegen Kanal-Laufzeitverzerrungen einschließlich von Abtastphasenfehlern.

Ein Bruchteilsabstand-Entzerrer bringt jedoch ein besonderes Problem mit sich. Bei einem synchronen Entzerrer stellt ein Satz von Anzapfkoeffizienten klar das Optimum dar, d. h. führt zum kleinsten Wert für den mittleren quadratischen Fehler. Im Gegensatz dazu lie fern viele Sätze von Koeffizientenwerten beim Bruch teilsabstand-Entzerrer etwa den gleichen mittleren quadratischen Fehler. Als Folge dieser Eigenschaft kann das Auftreten kleiner Änderungstendenzen in der Verar beitungsanordnung, die die Koeffizienten auf den neuesten Stand bringt, beispielsweise Änderungstendenzen, die der Signalwert-Abrundung zugeordnet sind, dazu führen, daß wenigstens einige der Koeffizientenwerte zu sehr großen Beträgen abdriften oder "sich aufblasen", obwohl der mittlere quadratische Fehler auf seinem oder dicht bei seinem Minimalwert bleibt. Die Register, die zur Speiche rung der Koeffizienten oder anderer, während der normalen Entzerrer-Operation berechneter Signale benutzt werden, können dann überlaufen, wodurch eine schwerwiegende Ver schlechterung oder ein totaler Zusammenbruch des Systems verursacht wird.

Nach dem Stand der Technik, beispielsweise gemäß G. Ungerboeck "Fractional Tap-Spacing Equalizers and Consequences for Clock Recovery for Data Modems" IEEE Transactions on Communications, Band COM-24, Nr. 8, August 1976, Seiten 856-864, wird empfohlen, daß das Problem eines Aufblasens der Koeffizientenwerte durch Einführen von einem oder zwei alternativen Hilfstermen in den üblichen Algorithmus zum Aktualisieren beherrscht werden kann. Der Hilfsterm kann beispielsweise ein vor bestimmter kleiner Bruchteil des augenblicklichen Wertes des Koeffizienten sein, der auf den neuesten Stand ge bracht wird. Damit wird ein sogenannter Anzapf-Streuwert- Lösungsversuch verwirklicht. Alternativ wird ein Lösungs versuch empfohlen, bei dem ein spektrales Auf-Null-Bringen angewendet wird. Hierbei ist der Hilfsterm ein vorbe stimmter kleiner Bruchteil einer Summe der augenblick lichen Werte aller Koeffizienten mit abwechselndem Vor zeichen.

Aus R. W. Lucky et al. "Principles of Data Communication" McGraw-Hill 1968, S. 147-155, ist es bekannt, daß der sehr einfache Ansatz c _j ^k = c _j ^k ^{- 1} - Δ sgn ε _j ^k ^{- 1} eine Beschränkung der Koeffizienten bei den bisher üblichen Entzerrern zur Folge hat.

Es wurde festgestellt, daß das Aufblasen von Anzapfkoeffizienten bei Bruchteilsabstand-Entzerrern ein schwerwiegenderes Problem ist, als bisher angenommen wurde. Rechnerstudien, beispielsweise die im Stand der Technik berichteten Studien, simulieren in typischer Weise nur mehrere Sekunden der Entzerrer-Operation. Es wurde jedoch gefunden, daß es bei einer praktischen Ver wirklichung abhängig von der Änderungstendenz, die das Aufblasen bewirkt, bis zu 45 Minuten betragen kann, bis der erwähnte Registerüberlauf auftritt.

Es wurde außerdem festgestellt, daß die nach dem Stand der Technik vorgeschlagenen Verfahren bezüglich des Koeffizienten-Aufblasens zwar unter Umständen be züglich dieses Problems wirksam sind, aus anderen Grün den jedoch nicht völlig befriedigen. Beispielsweise ist es für jeden automatischen Entzerrer mit Transversal filter wünschenswert, daß so viele Koeffizientenwerte wie möglich auf oder dicht bei Null sind. Das bedeutet, daß die numerischen Berechnungen, mit denen die Koeffi zienten auf den neuesten Stand gebracht werden, eine Manipulation und Speicherung kleinerer Zahlen als im anderen Fall beinhalten. Dadurch wiederum wird der Aufwand für die Berechnungsschaltungen auf ein Minimum gebracht. Außerdem ist es wünschenswert, so viele Koef fizientenwerte wie möglich bei oder dicht bei Null zu halten, weil dadurch das System in die Lage versetzt wird, den Auswirkungen von Phasensprüngen und anderen Übertragungsstörungen zu widerstehen und sich von diesen zu erholen. Bei den bekannten Lösungsversuchen für das Problem des Koeffizienten-Aufblasens ist zwar eine obere Grenze für die Koeffizientenwerte vorgesehen, aber es kann eine große Zahl von Koeffizienten Werte annehmen, die nicht bei Null oder dicht bei Null liegen. Darunter leidet die Güte des Systems.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentan spruchs zu schaffen, die nicht nur das Aufblasen von Bruchteilsabstand-Entzerrerkoeffizienten verhindert, sondern außerdem deren Werte auf ein Minimum bringt. Die Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch gekenn zeichnet.

Wie beim Stand der Technik wird also ein Anzapfstreuterm in den Algorithmus eingeführt, der die Koeffizienten auf den neuesten Stand bringt. Die Erfindung unterscheidet sich vom Stand der Technik jedoch dadurch, daß die Größe des Anzapf-Streuterms un abhängig von jedem Koeffizientenwert ist. Bei einem Ausführungsbeispiel hat der Anzapf-Streuterm beispiels weise einen konstanten Betrag, wobei sein Vorzeichen so gewählt ist, daß die Größe des Koeffizienten, der gerade auf den neuesten Stand gebracht wird, in Richtung auf Null getrieben wird.

Die Wirksamkeit des Verfahrens nach der Er findung ist ein Ergebnis des Lösungsversuchs nach dem Grundsatz "niemals aufgeben". Unabhängig davon, wie klein irgendein Koeffizient wird, geht der volle Wert des Anzapf-Streuterms in die Berechnung zum Aktualisieren ein. Die Wirksamkeit ergibt sich daraus, daß der Lösungs versuch darauf gerichtet ist, was als Ursache für das Koeffizienten-Aufblasen festgestellt worden ist, nämlich eine Änderungstendenz bei den arithmetischen Operationen. Die Lösungsversuche nach dem Stand der Technik sehen im Gegensatz dazu einen Korrektionsterm vor, dessen Größe eine Funktion des Koeffizientenwertes ist, d. h. nur auf das Symptom, nämlich große Koeffizientenwerte, gerichtet sind. Die Schwierigkeiten eines solchen Lösungsversuchs liegen darin, daß die Anzapf-Streuterme oder spektrale Terme, die ein Auf-Null-Bringen bewirken und welche nach dem Stand der Technik benutzt werden, so klein werden können, daß aufgrund des inhärent in den Digitalschal tungen zur Verwirklichung des Entzerrers vorhandenen Abrundens keine Änderung des Wertes erfolgt, der durch den fehlergerichteten Teil des Algorithmus angegeben wird. Dies schafft die Möglichkeit dafür, daß andere Koeffizienten, die bisher auf oder dicht bei Null waren, anfangen, schleichend größer zu werden. Es zeigt

Fig. 1 einen Bruchteilsabstand-Entzerrer/ Demodulator, bei dem das Anzapf-Streuwertverfahren nach der Erfindung verwirklicht ist;

Fig. 2 eine Entzerrereinheit, die bei dem Entzerrer/Demodulator nach Fig. 1 verwendet wird;

Fig. 3 weitere Einzelheiten der Entzerrer einheit nach Fig. 2.

Die vorliegende Erfindung wird in Verbindung mit einem Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM)-Digital daten-Übertragungssystem beschrieben. Als Beispiel werden vier parallele Informationsbits während jedes Symbolintervalls mit einer Dauer von T = ¹/₂₄₀₀ sec übertragen. Die Symbolrate beträgt demgemäß 2400 Baud, wodurch man eine binäre Datenübertragungsrate von 9600 Bits je Sekunde erhält. Während jedes Symbolinter valls werden die vier zu übertragenden Bits in zwei Datensignalen codiert, von denen jedes einen der vier Werte +1, -1, +3, -3 annehmen kann. Diese beiden Daten signale modulieren nach einer Grundbandfilterung die Amplitude von 1800 Hz-Trägerwellen, die in Quadratur- Beziehung stehen, d. h. um 90° außer Phase mit Bezug auf einander sind. Die modulierten Signale werden addiert und über einen in seiner Bandbreite begrenzten Daten kanal (beispielsweise einen Sprachband-Fernsprechkanal) übertragen.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschalt bild eines Bruchteilabstand-Entzerrers/Demodulators zur Verwendung in einem Empfänger für QAM-Signale der oben beschriebenen Art. Die bei dem Bruchteilsabstand- Entzerrer verwendeten Anzapfkoeffizienten werden ent sprechend dem Anzapf-Streuwertverfahren nach der vor liegenden Erfindung auf den neuesten Stand gebracht.

Im einzelnen wird das empfangene QAM-Durch laßbandsignal auf der Leitung 10 (das vorher über ein nicht gezeigtes Bandpaßfilter gelaufen ist) zu einem Phasenaufspalter 11 gegeben. Dieser erzeugt zwei Ab bilder des empfangenen Analogsignals, wobei das eine dem anderen um 90° nachläuft. Die Signale, die ein Hilbert-Transformationspaar darstellen, werden zu einem Analog-Digitalwandler 12 weitergegeben.

Allgemein werden die oben beschriebenen Vor teile eines Bruchteilsabstand-Entzerrers dann reali siert, wenn die Abtastrate wenigstens gleich (1 + α)/ T ist, wobei α = (2Tf _co - 1) ist und f _co die höchste Spektralkomponenten im modulierenden (Grundband-)Signal ist, die wenigstens eine vorbestimmte Energie besitzt. Der Parameter α wird als die Bruchteils-Überschußband breite bezeichnet. Der Analog-Digitalwandler 12 arbeitet beispielsweise mit 2/T = 4800 mal je Sekunde, d. h. mit der doppelten Symbolrate, um zwei Durchlaßband-, d. h. modulierte Signalabtastwerte R _j und R _j′ während des j-ten Empfänger-Symbolintervalls zu erzeugen. (Eine alternative Möglichkeit zur Erzeugung von R _j und R _j′ besteht darin, zuerst das empfangene Signal mit einer Rate abzutasten und zu digitalisieren, die größer ist als der doppelte Wert seiner höchsten Frequenzkomponente, und dann das sich ergebende Signal über einen digitalen Phasenauf spalter zu geben.)

RAM-Signale werden auf zweckmäßige Weise als komplexe Zahlen ausgedrückt und verarbeitet, die je eine Real- und Imaginärkomponente besitzen. Die Real- und Imaginärkomponenten der durch den Analog/Digital wandler 12 gebildeten Abtastwerte werden in serieller Form als getrennte 10-Bit-Digitalsignale oder -wörter auf entsprechenden Ausgangsleitungen 14 und 15 ge liefert. (Jede der anderen Signalleitungen in Fig. 1 führt auf entsprechende Weise ihre Signale in seriel ler Form.) Die Real- und Imaginärkomponenten des Ab tastwertes R _j werden als r _j und _j dargestellt und diejenigen des Abtastwertes R _j′ als r _j′ und _j′.

Die Abtastwerte R _j und R _j′, die einen Abstand von T/2 sec haben, werden unter Verwendung von zwei synchronen Entzerrereinheiten 25 und 26 entzerrt. Jede dieser Einheiten kann einen Strom komplexer Abtastwerte verarbeiten, in dem die Abtastwerte einen Abstand von T sec. haben. Ein Schalter 16 mit zwei Schaltstellungen gibt die Komponenten r _j und _j an die Entzerrereinheit 25 und die Komponenten r _j′ und _j′ an die Entzerrereinheit 26. Es werden demgemäß getrennte Datenströme, die je Abtastwerte mit einem Abstand von T sec beinhalten, an jede Entzerrereinheit gegeben. Zwischen den Schalter 16 und die Entzerrereinheit 25 ist eine Verzögerungsein heit 23 eingefügt, derart, daß r _j und _j zur gleichen Zeit an die Entzerrereinheit 25 angelegt werden, zu der r _j′ und _j′ an die Entzerrereinheit 26 gegeben werden. Dadurch können die Entzerrereinheiten 25 und 26 durch die gleichen Takt- und Zeitsteuerungssignale gesteuert werden.

Das Signal Z _j wird mittels des Demodulators 27 in das Grundband überführt.

Die Komponenten a _j und b _j werden in der I- (in-Phase)-Entscheidungsschaltung 41 bzw. in der Q- (Quadratur-Phase)-Entscheidungsschaltung 42 quanti siert. Die sich ergebenden Ausgangssignale auf den Leitungen 56 und 57 sind Entscheidungen a _j* und b _j* hinsichtlich des Wertes des Datensymbols, dem das quantisierte Signal z _j zugeordnet ist. Die Entschei dungen a _j* und b _j* können als die Real- und Imaginär komponente einer komplexen Entscheidung A _j* aufgefaßt werden.

Die Entscheidungsschaltungen 41 und 42 liefern außerdem auf den Leitungen 61 und 62 die Real- und Imaginärkomponenten eines komplexen Grundband- Fehlersignals gleich der Differenz zwischen dem Wert des entzerrten Signals und dem Wert des übertragenen Symbols. Während der Entzerrer-Startperiode, in der ein vorbestimmter Datenstrom übertragen wird (um die Festlegung eines Anfangssatzes von Koeffizientenwerten zu erleichtern), ist der Wert der übertragenen Symbole von vornherein bekannt. Danach arbeitet der Entzerrer/ Demodulator adaptiv.

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschalt bild der Entzerrereinheit 25. Der Aufbau der Entzer rereinheit 26 ist als Beispiel identisch dem der Ent zerrereinheit 25 und brauch daher nicht im einzelnen beschrieben werden.

Zur Erläuterung der Fig. 2 dürfte es aus reichen, festzustellen, daß jede Komponente c _i (j) nicht nur aus dem Speicher 119 zur Erzeugung eines Anzapfproduktes in den Multiplizierer 123 gegeben wird, sondern außerdem in die Koeffizienten-Neustand-Ände rungseinrichtung 122, wo sie partiell auf den neuesten Stand gebracht wird. Die partiell auf den neuesten Stand gebrachten Komponenten c _i (j) gelangen von der Einheit 122 über die Leitung 118 zum Speicher 120. Auf entsprechende Weise wird jede Komponente _i (j) nicht nur aus dem Speicher 120 in den Multiplizierer 124 geführt, sondern außerdem in die Koeffizienten- Neustand-Änderungseinheit 121. Die partiell auf den neuesten Stand gebrachten Komponenten _i (j) gelangen von der Einheit 121 über die Leitung 117 in den Speicher 119. Nachdem also die Komponente q _j erzeugt und im Akkumulator 127 gespeichert ist, befinden sich die partiell auf den neuesten Stand gebrachten Koeffi zienten-Komponenten c _i (j) und _i (j) in den Speichern 120 bzw. 119.

Es wird jetzt die Komponente _j im wesent lichen auf die gleiche Weise wie die Komponente q _j erzeugt. Die Anzapfprodukte _i (j)r _j _- _i und c _i (j) _j _- _i wer den auf den Leitungen 138 bzw. 139 erzeugt und im Durchlaßband- Akkumulator 128 kombiniert. (Der Akkumulator 127 ist jetzt inaktiv.) Die Komponenten c _i (j) und _i (j) durchlaufen die Neustand-Änderungseinheiten 121 und 122, in denen der zweite Schritt des Auf-den-neuesten- Stand-Bringens der Koeffizienten durchgeführt wird. Die jetzt voll auf den neuesten Stand gebrachten Ko effizienten c _i (j) kehren zum Speicher 119 zurück. Die voll auf den neuesten Stand gebrachten Komponenten _i (j) gelangen auf ähnliche Weise zurück zum Speicher 120.

Das Auf-den-neuesten-Stand-Bringen der Koeffizienten c _i (j) wird jetzt im einzelnen beschrieben.

In üblicher Weise werden die Koeffizienten adaptiver Entzerrer dadurch auf den neuesten Stand gebracht, daß sie additiv (d. h. durch Addieren oder Subtrahieren) mit einem Neustand- oder Korrekturterm kombiniert werden. Dieser Vorgang läßt sich allgemein darstellen als

c _i (j + 1) = c _i (j) - α F(j),
i = 0, 1, . . . 2N
j = 0, 1, 2, . . . ′

wobei α eine vorbestimmte, positive Bruchteilskonstante und F(j) der Korrekturterm sind. (Allgemeiner könnte α eine Funktion von j sein.)

Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird ein "Anzapf-Streuterm" in den konventionellen Ausdruck für das Auf-den-neuesten-Stand-Bringen ein geführt, wobei dieser Term ebenfalls additiv mit dem Koeffizienten kombiniert wird, der auf den neuesten Stand gebracht wird. Im Gegensatz zu den bekannten Anzapf-Streuanordnungen weist der vorliegende Anzapf- Streuterm einen Wert auf, der unabhängig von jedem Koeffizientenwert ist. Beim vorliegenden Ausführungs beispiel hat im einzelnen der Anzapf-Streuterm die konstante Größe αμ, wobei μ eine vorbestimmte posi tive Konstante ist. Das Vorzeichen des Anzapf-Streu terms für das Auf-den-neuesten-Stand-Bringen eines bestimmten Koeffizienten ist so gewählt, daß die Größe dieses Koeffizienten in Richtung auf Null gedrängt wird, ist also positiv für negative Koeffizienten und negativ für positive Koeffizienten. Die konventionelle Regel für das Auf-den-neuesten-Stand-Bringen von Koeffizienten ist also erfindungsgemäß abgeändert zu:

C _i (j + 1) = C _i (j) - α F(j) - μα sgn[C _i (j)],

wobei der Wert der Funktion sgn[ ] abhängig vom Vor zeichen ihres Arguments entweder +1 oder -1 ist.

Der Wert von μ wird empirisch gewonnen. Er muß genügend groß sein, um die Koeffizienten auf brauchbaren Werten zu halten. Er darf jedoch nicht so groß sein, daß die Güte des Entzerrers schwerwiegend beeinträchtigt wird.

Es wird jetzt auf Fig. 3 Bezug genommen, die weitere Einzelheiten des r _j-Speichers 113, des c _i- Koeffizientenspeichers 119 und der Koeffizienten-Neu stand-Änderungseinrichtung 122 zeigt. Der Speicher 113, dem der Speicher 114 (Fig. 2) ähnlich ist, enthält einen Datenwähler 101, Eingangs- und Ausgangs-Haltere gister 103, 106 und einen FIFO-Speicher 104. Der Speicher 119, dem der Speicher 120 ähnlich ist, enthält Eingangs- und Ausgangshalteregister 151, 156 und einen FIFO-Speicher 153. Die Neustands-Änderungseinheit 122 weist eine MSE-Schaltung 170 auf, die zusammen mit einer ähnlichen Schaltung in der Neustands-Änderungs einheit 121 auf konventionelle Weise ein Auf-den- neuesten-Stand-Bringen mittels des Algorithmus des mittleren quadratischen Fehlers durchführt. Die Einheit 122 enthält ferner eine Anzapf-Streuwertschaltung 180, die den Anzapfstreuterm nach der vorliegenden Erfindung erzeugt.

Es wird jetzt die Arbeitsweise der Schaltungs anordnung nach Fig. 3 zum Auf-den-neuesten-Stand- Bringen der Koeffizienten-Komponenten beschrieben. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Multiplizieren und Auf-den-neuesten-Stand-Bringen eines Koeffizienten während des augenblicklichen Empfänger-Symbolintervalls bereits für eine kurze Zeit durchgeführt worden ist, so daß mehrere der Komponenten c _i (j), die zu Beginn des Symbolintervalls im Speicher 119 abgelegt waren, be reits mit einer Abtastwert-Komponente in der Multipli zierschaltung 123 multipliziert und partiell in der Neustands-Änderungseinheit 122 auf den neuesten Stand gebracht worden sind. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Ladeimpuls auf der Leitung 158 geliefert, der von der Zeitsteuerungs- und Taktschaltung 190 des Empfängers kommt. Dieser Ladeimpuls bewirkt, daß der nächste Wert c _i (j) in der Warteschlange des Speichers 153 parallel in das Register 156 geladen wird. Der Ladeimpuls be wirkt außerdem, daß der zuletzt in der Neustand- Änderungseinheit 121 auf den neuesten Stand gebrachte Wert _i (j), der jetzt im Register 151 abgelegt ist, an das Ende der Warteschlange im Speicher 153 eingegeben wird.

Die Schaltung 190 liefert jetzt eine Folge von 24 Schiebeimpulsen auf der Leitung 159. Diese Impulse bewirken, daß die im Register 156 festgehal tenen Bits der Koeffizienten-Komponente c _i (j) über die Leitung 112 zur Neustand-Änderungseinheit 122 ausge schoben werden. Zu diesem Zeitpunkt ist die Abtast komponente r _j _- _i _{- 1} im Ausgangs-Halteregister 106 des Speichers 113 abgelegt. Die erwähnten Schiebeimpulse auf der Leitung 159 bewirken, daß die Bits dieser Ab tastkomponente zur MSE-(mittlerer quadratischer Fehler von mean square error)-Neustand-Änderungseinheit 170 über die Leitung 115 synchron mit den Bits der Koeffizienten-Komponente c _i (j) auf der Leitung 112 ausgeschoben werden. (Der Multiplizierer 123 ist zu diesem Zeitpunkt inaktiv und beachtet die Signale auf den Leitungen 112 und 115 nicht.) Die Bits der remo dulierten Fehlerkomponente e _j _{- 1}, die sich jetzt im Remodulator 37 (Fig. 1) befinden, werden seriell über die Leitung 58 in die MSE-Schaltung 170 synchron mit den Koeffizienten- und Abtastkomponenten gegeben. Der Wert von α ist dauernd in der Schaltung 170 ge speichert. Dieser Wert wird demgemäß zusammen mit allen Signalen zur Verfügung gestellt, die erforderlich sind, um gemäß Gleichung (3) den Wert α e _j _{- 1} r _j _{- _i _{- 1}
von jeder ankommenden Komponente c _i (j) gleichzeitig
mit der Bildung der Signalkomponente q _j zu subtrahieren.
Eine Schaltung, die der Schaltung 170 ähnlich ist und
die gesamte Neustand-Änderungseinheit 121 (Fig. 2)
enthält, subtrahiert gemäß Gleichung (4) den Wert
α e _j _{- 1} _j _{- _i _{- 1} von jeder Komponente _i (j).
Die MSE-Schaltung 170 weist eine vernachläs
sigbare Verzögerung auf. Ihre Ausgangsbits werden mit
dem niedrigstwertigen Bit zuerst über die Leitung 172
zur Anzapf-Streuwertschaltung 180 gegeben, und zwar
wiederum in Synchronismus mit den Schiebeimpulsen
auf der Leitung 159. Die MSE-Schaltung 170 läßt sich
leicht mit arithmetischen Standardschaltungen verwirk
lichen. Sie braucht daher nicht genauer beschrieben
zu werden.
Die Koeffizienten-Komponenten c _i (j) und _i (j)
werden als Beispiel in Zweier-Komplement-Dar
stellung angegeben, wobei das höchstwertige Bit das
Vorzeichenbit ist, und zwar "0" für positive und "1"
für negative Werte. Eine Verringerung des Wertes einer
Koeffzienten-Komponente entsprechen der Erfindung um
αμ bedeutet, daß dieser Wert von dem Binärwort, das
die Komponente darstellt, subtrahiert, wenn sie positi
ven Wert besitzt, und zum Binärwort addiert wird, wenn
die Komponente einen negativen Wert besitzt. Beim
vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Wert αμ
gleich dem Wert, der durch das niedrigstwertige Bit
der Koeffizienten-Komponente dargestellt wird. Die
praktische Verwirklichung der Erfindung macht es dem
gemäß erforderlich, daß die Anzapf-Streuwertschaltung
180 eine binäre 1 zu bzw. von jeder Koeffizienten-
Komponente von der MSE-Schaltung 170 abhängig vom
Vorzeichen der Komponente addiert oder subtrahiert.
Beim Subtrahieren (Addieren) einer binären 1
von einer ankommenden Koeffizienten-Komponente geht
die Anzapf-Streuwertschaltung 180 wie folgt vor: So
lange die ankommenden Bits gleich 0 (1) sind, werden
sie invertiert, so daß man 1 (0) erhält. Die an
schließende, niedrigstwertige 1 (0) im Wort wird zu 0
(1) invertiert. Alle anderen Bits bleiben unverändert.
Bezüglich der Arbeitsweise der Anzapf-
Streuwertschaltung 180 ergibt sich aus dem Vorstehen
den, daß das niedrigstwertige Bit der Koeffizienten-
Komponente immer invertiert werden muß. Zu diesem
Zweck erfüllt der erwähnte Ladeimpuls auf der Leitung
158 die zusätzliche Funktion, eine Ein-Bit-Verzöge
rungsschaltung 186 in der Anzapf-Streuwertschaltung
180 auf 0 zu setzen, wobei die Verzögerung 186 von
den Impulsen auf der Schiebeleitung 159 getaktet wird.
Der Inverter 188 liefert auf der Leitung 192 das in
vertierte Ausgangssignal der Verzögerung 186. Die
Leitung 192 ist mit einem Eingang eines Exklusiv-
ODER-Gatters 191 verbunden. Die ankommenden Bits der
Koeffizienten-Komponente auf der Leitung 172 werden an
den anderen Eingang des Gatters 191 angelegt. Die
Leitung 192 führt zu Anfang eine 1, so daß - wie ge
wünscht - das niedrigstwertige Bit auf der Leitung 192
im Gatter 191 invertiert wird. Das Ausgangssignal des
Gatters 191 wird auf der Leitung 118 geliefert.
Der Ladeimpuls auf der Leitung 158 bringt
außerdem das Vorzeichenbit der Koeffizienten-Kompo
nente, das als erstes auf der Ausgangsleitung 161 des
Speichers 153 erscheint, in das D-Vorzeichen-Flipflop
181 der Schaltung 180. Es sei angenommen, daß das
Vorzeichenbit eine 0 ist, die eine positive Koeffizien
ten-Komponente angibt, von der eine binäre 1 abzuziehen
ist. Das Ausgangssignal des Flipflops 181 gelangt an
einen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 183 auf der
Leitung 182. Da diese Leitung während des Auf-den-
neuesten-Stand-Bringens der gerade vorliegenden Koeffi
zienten-Komponente dauernd eine 0 führt, ist das Aus
gangssignal des Exklusiv-ODER-Gatters 183 auf der
Leitung 184 gleich dem Wert des jeweiligen Bits der
augenblicklichen Koeffizienten-Komponente auf der
Leitung 172.
Wenn demgemäß das niedrigstwertige Bit der
Koeffizienten-Komponente auf der Leitung 172 eine 1
ist, erscheint eine 1 am Ausgang der Verzögerung 186
dann, wenn das zweite Bit auf der Leitung 172 er
scheint, wobei diese 1 vorher durch das ODER-Gatter
185 auf die Leitung 193 gegeben worden ist. Die Lei
tung 192 überträgt demgemäß eine 0 und - wie gewünscht -
durchläuft das zweite Bit das Gatter 191 ohne Inver
tierung. Darüber hinaus führt, da das Ausgangssignal
der Verzögerung 186 über die Leitung 187 und das ODER-
Gatter 185 zurück zu seinem eigenen Eingang geht, die
Leitung 192 weiterhin eine 0, und alle nachfolgenden
Bits der Koeffizienten-Komponente durchlaufen auf
ähnliche Weise das Gatter 191 ohne Invertierung.
Wenn andererseits das niedrigstwertige Bit
auf der Leitung 172 eine 0 ist, so ist das Ausgangs
signal der Verzögerung 186 eine 0, wenn das zweite
Bit auf der Leitung 172 erscheint. Dieses Bit wird
daher, wie gewünscht, im Gatter 191 ebenfalls inver
tiert. Darüber hinaus werden die Bits auf der Leitung
172, solange sie weiter 0 sind, auf ähnliche Weise
durch das Gatter 191 invertiert, wie die erste 1, die
auf der Leitung 172 erscheint. Danach führt jedoch
die Leitung 192 wiederum eine 0, wie vorher, und alle
nachfolgenden Bits durchlaufen das Gatter 191 ohne
Invertierung.
Die vorliegende Erfindung ist hier im Zu
sammenhang mit einem QAM-Datensystem beschrieben
worden. Man erkennt jedoch, daß das vorliegende An
zapf-Streuwertverfahren für Bruchteilsabstand-Ent
zerrer in gleicher Weise anwendbar ist, auf Systeme,
die andere Modulationsverfahren verwenden und auch
auf Basisband-Bruchteilsabstand-Entzerrer. Das Ver
fahren ist weiterhin bei anderen Empfängerauslegungen
anwendbar, beispielsweise solchen, bei denen das
empfangene Signal zuerst demoduliert und dann im
Basisband entzerrt wird.}}

Claims

Schaltungsanordnung zur Wiedergewinnung eines über einen Übertragungskanal mit einer Rate von 1/T Symbolen je Sekunde übertragenen Datensignals
mit einer Abtasteinrichtung (11, 12, 16) zur Bildung einer Folge von Abtastwerten des Datensignals mit einer vorbestimmten Rate, die größer ist als die Symbolrate, mit einer Bruchteilsabstand-Entzerrereinrichtung ( 25, 26), die die jeweiligen Abtastwerte mit jeweils einem Koeffizienten einer geordneten Vielzahl von Koeffizien ten multipliziert,
mit einer Einrichtung, die aus den sich ergebenden Produkten ein entzerrtes Signal erzeugt,
mit einer Einrichtung (41, 42, 37), die unter Quantisie ren des entzerrten Signals eine Entscheidung hinsichtlich des Wertes jedes Symbols trifft und ein jedem Symbol zugeordnetes Fehlersignal erzeugt, und
mit einer Aktualisierungseinrichtung (121, 122) zur Be stimmung wenigstens eines ersten Wertes für jeden der Koeffizienten durch additives Kombinieren eines ersten und eines zweiten Terms mit einem vorhergehenden Wert des jeweiligen Koeffizienten, wobei der erste Term eine Funktion des einem vorbestimmten Symbol zugeordneten Fehlersignals und der zweite Term vom Fehler unabhängig ist,
dadurch gekennzeichnet, daß die Aktualisierungseinrichtung (121, 122) den zweiten Term mit dem vorhergehenden Wert unabhängig von dessen Größe algebraisch entsprechend der folgenden Gleichung kombiniert: C(j + 1) = C(j) - a{F(j) + μ sgn[C(j)]};darin bedeuten:C(j + 1)= der aktualisierte Koeffizientenwert, C(j)= der vorhergehende Koeffizientenwert, α= ein Gesamt-Maßstabsfaktor, F(j)= der erste Term als Funktion des Fehlersignals, μ= ein Streu-Maßstabsfaktor und sgn[C(j)]= das Vorzeichen des vorhergehenden Koeffizientenwertes.