JPH02292918A - ４相変調信号の受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、記録装置あるいは信号伝送装置に係り、特に
信号対雑音比の良好な送受信方式に関する． 〔従来の技術〕 ディジタル信号の伝送方式として、４相変調方式と呼ば
れるものが提案されている。４相変調後の信号は低周波
成分が少ないため，磁気記録システムや金属ワイヤによ
る通信系のような低周波信号一を通さない系における信
号伝送に適する。この方式の概略を第２図の記能ブロッ
ク図と第３図の波形図により説明する。情報源から４相
変調の送信器の入力端にデータ・・・ａ　２１１，　ａ
　２ｎ＊１・・・・・・が与えられたとする．このデー
タを直並列変換器で偶数系列と奇数系列の並列データに
変換し、サイン変調器とコサイン変調器で同時に変調す
る。変調後のデータを”’　ｂ　４ｒｌ＋　　ｂ　４ｎ
”ｉ　％　ｂ　４１１”２、ｂ　４　ｎ　４３　”・と
すると次のように関係付けられる。

ｂ４ｎ＝ａ２ｎ ｂ　４ｎ争＠　”　　ａ　＋Ｉｎ＋％ ｂ　４ｎ，＝　　　ａ２１１ ｂ４ｎ＊３＝　　　ａ２ｎ＋、 ？れから分かるように、この４相変調方式では、ｂ　４
ｎｓ　ｂ４ｎ＋２の偶数次の系列はａ■．の偶数次の系
列に、ｂ　４ｎ＋いｂ４。１の奇数列はａ２ｎ＋１の奇
数次の系列をそれぞれ独立に対応付けられる。従って、
第３図の（２）（３）に示すように、ａ■の偶数と奇数
の系列をそれぞれ独立に変調し、これらを加算すると第
３図の（４）のような４相変調後の波形が得られる。こ
の場合、第４図（ａ）から分かるように、２Ｔの期間に
渡るＯ、＋１、Ｏ、−１が基本波形になる．すなわち、
この変調方式では、入力データを２ビット毎にブロック
化して符号化するから、２ビットで一つの周期が構成さ
れる。この周期に対して、第３図の（２）、（３）の系
列は調度互いに９０＠の位相差がある。従って、前者を
サイン変調、後者をコサイン変調と呼ぶ。

４相変調の受信器では，まず第２図の波形等化器により
伝送途中で生じる周波数特性の劣化を補償後、２値化し
、第３図（４）の波形を復元する。

つぎに、（５）に示す−Ｓ４ｎ．　Ｓ４（ｎａｇ、Ｓ　
４　（ｎ＊２）　４　　と゛”　Ｓ４ｎ＋ｔ＊　　ｓ４
（ｎ＋２）４１＋　　ｓ４（ｎ÷１）＋ｌ・の点でこの
２値化波形を識別再生し，（６）に示すデータを得る。

このデータをさらに並直列変換器に通して、（７）に示
す元のデータを再生する。以上が４相変調方式の骨子で
あるが、さらに詳細はＩ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　　Ｔｒａｎｓ．
　ｏｎ　Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ，　Ｖｏｌ，　ＭＡＧ−１
５、８ｌｌ６，　１４６５−１４６７にＪ　．　Ａ．　
Ｂｉｘｂｙ等により述べられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

４相変調方式のコサイン変調を行う基本波形は、第４図
（ａ）に示す２Ｔの期間に渡る０、十ｉ．０、−１であ
る。この基本波形がこれよりＴ／２ずれたサイン変調さ
れた符号系列に符号間干渉を及ぼさないように、波形等
化する必要がある。従来は、上述した基本波形のインパ
ルス応答が第４図（ｂ）に示すような波形になるように
、等化していた。すなわちこのインパルス応答をＩｒ（
ｔ）とすると、 Ｉ　ｒ　　（０）　　＝＋１ Ｉｒ（−Ｔ）＝−１ Ｉ　ｒ　　（−ｎＴ／２）　　−０　　　　　　　　　
　（２）但し、ｎ≠０、ｎ≠１ ？与えられてきた。

同様に、サイン変調の基本波に対する等化波形は、点線
に示すようにコサイン変調の等化波形をＴ／２ずらせれ
ば得られる。このように等化すると，第４図（Ｑ）に示
すように・・・Ｓ４ｎ，Ｓ４。や、、Ｓ　４ｎ＊ｚ、Ｓ
４■，・・・等のいかなる点においても符号間干渉なく
元のパルス系列を識別再生できる。したがって、例えば
第３図の（５）、（６）、（７）の手順により（Ｓ４ｎ
．　Ｓｓ（ｎ−ｔ）　）、（Ｓ　（４−ｚ）、Ｓ（４ｎ
や、〕や、）等の系列のサンプリング点かあるいは　（
Ｓ　４ｎ＋ｚ−　　　Ｓ　４ｎ＋３）　　：　　　（　
　Ｓ　　（４ｎ−ｘ）＊ｚ−Ｓ　（４ｎ．ｉ）　＋３　
）の系列のサンプリング点を選び、各？相のデータを識
別再生すればよい。

ここで（ｂ）の波形を実現するに必要な周波数帯域は基
本波形のパルス幅で決まる。いま、この値が第４図（ａ
）に見られるようにＴ／２であるから，ナイキスト周■
波数は１／Ｔになる。一方、元の信号のパルス幅はＴで
あるから、この場合のナイキスト周波数は１／　（２Ｔ
）である。すなわち、４相変調方式はＮＲＺの２倍の伝
送帯域を必要とする．所要帯域が広くなると雑音が増加
し，このため符号誤りの発生数も増すという不都合が生
じる。

〔課題を解決するための手段〕 本発明は、４相変調方式の基本波形の最適等化方法を提
供し、これにより本変調方式の欠点である周波数帯域増
加という問題を解消する。式（１）から分かるようにサ
イン変調後の基本波形はｂ　４ｎ＝ｂ　４ｎ＊２　”　
ａ　２ｎの関係を有し、ｂ　４ｎか、またはｂ４。１か
一方がわかれば、これから他方は一宮的に決まる。同様
にコサイン変調に対してもこれは言える。本発明は、こ
の点に着眼し、２Ｔ期間中にサイン変調かあるいはコサ
イン変調のデータ系列に対し、データの識別点を１点に
制限し（従来方式では２点存在する）、この代わりによ
り所要帯域の少ないインパルス応答を与えるものである
。

〔作用〕

第５図は、コサイン変調の０，−１、Ｏ、＋１の基本波
形ｌこ対し、以上述べた条件を満たすインパルス応答の
一例を示したものである。このインパルス応答をＩｗ（
ｔ）で与えると、 Ｉｗ　　（２ｎＴ）−Ｉｗ　　（（２ｎ−１／２）Ｔ）
＝０ ただし， Ｉｗ　（−３Ｔ／２） Ｉｗ（−Ｔ） Ｉｅ（　−Ｔ／２） Ｉｗ（０） Ｉｗ（Ｔ／２） Ｉｗ（Ｔ） ｎ≠０ ≠０ ≠０ ＝　ｑ ＝Ｏ ＝　ｑ ≠０　　　　　　　　（３） となる。ｐ＋　ｑは各サンプリング点におけるインパル
ス応答の振幅を与えている。ここで、サイン変調に対す
るインパルス応答は、ｑ＞ｐなる場合には，第５図から
分かるように，コサイン変調の基本波形の時間軸を反転
したものになる。ｐ＝ｑの場合には、第６図に示すよう
にコサイン変調の基本波形はＴ＝Ｏを中心に点対称であ
ればよく、これに対しサイン変調の基本波形はＴ／２位
相が進んだ形になる． このようなインパルス応答を持つように波形等化すると
、第５図、第６図から明らかなように、時刻Ｏの点すな
わちサンプリング点Ｓ４ｎや２は実線で示すコサイン変
調の基本波の影響を受けないから、この点でサイン変調
されたデータ系列の識別再生できる．同様に、時刻一Ｔ
／２すなわちサンプリング点Ｓ４ｎ．ｉにおいてコサイ
ン変調されたデータ系列は点線で示すサイン変調された
データ系列の影響なく識別再生される．この結果、第５
図（ｄ）のデータが識別再生される。

ここで、注目すべきことは、 サンプリング点Ｓ　４　０ｉｌ　：　ｂ　４１１４Ｌ　
＝　ａ　ｚｎや，サンプリング点Ｓ　４　ｎ＊ｚ　：　
ｂ　４ｍ＋２　＝　−　ａ　ｚｎなるデータが得られる
ことである。すなわち，再生されるデータの順序が逆に
なる。再生回路ではこの点の考慮が必要である。

さて、式（２）で与えられる従来のインパルス応答のゼ
ロクロス点の間隔がＴであるのに比較し、式（３）のイ
ンパルス応答のゼロクロス点の間隔は１．５Ｔであり、
少なくとも約１．５倍以上に広がっている．ここで、ゼ
ロクロス点の間隔とはインパルス応答の時刻０に於ける
ゼロ点とこれに最も近いゼロ点の時間間隔の意味である
．以上から、本発明による等化方式は４相変調波形を伝
送するのに必要な帯域を従来方式の約２／３に低減でき
る。

〔実施例〕

以下本発明を第１図の実施例により詳しく説明する。送
信されたデータはまず波形等化器１により、第４図に示
した従来方式に従って等化し、こ２、トランスバーサル
フィルタ３および４相クロック信号発生器４に供給する
。トランスバーサルフィルタ１，３では、第４図（ｂ）
に示した波形を第５図（ｂ）に示した波形に変換すれば
よい。

これは基本的に第４図（ｂ）の波形の高周波特性を劣化
させ、さらに位相歪を与えることで可能になる．すなわ
ち、トランスバーサルフィルタ２、３の係数は第４図（
ｂ）の基本波形のインパルス応答の周波数特性を第５図
（ｂ）の基本波形のインパルス応答の周波数特性で除し
、この結果得られる周波数特性のインパルス応答として
与えればよく、この方法は一般的に良く知られている。

ここで注意すべきは、第５図（ｂ）に示したようにコサ
イン変調の基本波とサイン変調の基本波のインパルス応
答は異なるから、自ずからトランスバーサルフィルタ２
、３の係数は異なり、２種類別々に用いる必要がある。

つぎに、これらのフィルタの出力をそれぞれ比較器５、
６で所定のサンプリング点で２値化し、直並列変換器７
に供給する。

この出力では、先ほど示したように２ビット毎に？・・
ａ２ｎ＊い−ａ．の順序でデータが与えられ、時間軸が
入れ替わっている．これを時間軸変換器８で反転する。

この結果、・・・・・・−ａ２■９　ａ　２　ｎや、・
・・と順序正しくデータが再現される。しかしながら、
信号の極性が反転しているのでこれらを信号極性変換器
９で２ビットおきに反転する。以上により、元の正しい
データ系列が復元される。

さらに、第６図に示す対称のインパルス応答では、トラ
ンスバーサルフィルタ２、３の係数は同一になるため、
第７図に示すように一つのフィルタ１０を使用するだけ
で、所要の特性を持つ回路が構成できる。

［発明の効果］ 以上に説明したように、本発明によれば４相変調波形を
通常の伝送帯域の約２／３で復調できるから、ＳＮ比の
良いデータ復調ができる。この結果、伝送誤りの少ない
、信頼度の高いデータ通信が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例で４相変調用受信器の構成を
示す図、第２図は４相変調方式の送受信器の従来例を示
す図、第３図は４相変調方式の各部波形図、第４図は４
相変調方式の等化波形の従来例を示す図、第５図は４相
変調方式の本発明による等化波形の例を示す図、第６図
は４相変調方式の本発明による他の等化波形の例を示す
図、第７図は本発明による４相変調用受信機の他の構成
例を示した図である。 ′ｆＪｚ目 第３目 第夕目 本一一２７一一千 ■ ■ ２て２ナレデ７−λ２！・ ゐ（ｐｔＮ）Ｑ）一ゐ（ルｒｙＪ 第４．２ 一一一−２１−一一 ■ ■′ ■ ■

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、４相変調信号の受信装置において、クロック信号を
   抽出する波形等化器とともに、コサインおよびサインの
   各相に対して、それぞれ特性が異なる２種類の波形等化
   器を備えたことを特徴とする４相変調信号の受信装置。 ２、４相変調信号の受信装置において、２ビット単位で
   その時間軸を反転する時間軸変換器と信号の極性を反転
   する信号極性変換器を備えたことを特徴とする４相変調
   信号の受信装置。 ３、４相変調信号の受信装置において、クロック信号を
   抽出する波形等化器とともに、データ再生用の波形等化
   器と２ビット単位でその時間軸を反転する時間変換器と
   信号の極性を反転する信号極性変換器を備えたことを特
   徴とする４相変調信号の受信装置。