DE3425782A1

DE3425782A1 - Fm-demodulation durch digitale verzoegerung und autokorrelation

Info

Publication number: DE3425782A1
Application number: DE19843425782
Authority: DE
Inventors: John James Avon Conn. Dougherty
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1983-07-25
Filing date: 1984-07-13
Publication date: 1985-02-14
Also published as: FR2550675A1; GB2144004A; GB8417549D0; IT1176437B; IT8421964A0; JPS6068703A

Description

FM-Demodulation durch digitale Verzögerung und Autokorrelation

Sowohl in Gebäuden als auch über Langstrecken-Netzleitungen werden Telefonsignale bei höheren Frequenzen als Netzfrequenz auf Netzleitungen aufgeprägt. Es sind komplexe Schaltungsanordnungen erforderlich, um die Hochfrequenzsignale zu demodulieren und sie in digitales Format umzuwandeln.

An anderer Stelle ist bereits ein Autokorrelationsempfänger angegeben, der keine diskreten Komponenten erfordert, so daß der Empfänger vollständig durch digitale Techniken gebildet werden kann. Es wurde während der Implementierung des Autokorrelationsabschnitts des Empfängers gefunden, daß eine vorbestimmte feste Verzögerung in dem Autokorrelations-Schieberegister relativ zu der Trägerfrequenz des FM-Signals das Basisbandsignal in eine direkte lineare Relation zur Trägerfrequenz zwingt. Es wurde ferner gefunden, daß diese Änderungen in der Signalamplitude in Abhängigkeit von Änderungen in der Frequenz oder Phase abgeleitet werden könnten. Die Amplitudenänderungen als eine Funktion der Frequenz erfüllen die Erfordernisse eines FM-Diskriminators, der als ein Detektor für FM-Signale definiert ist. Wenn das empfangene FM-Signal durch eine digitale Autokorrelationsschaltung verzögert und verarbeitet wird, liefert der Diskriminator eine Ausgangsspannung, deren Größe bzw. Amplitude den Frequenzänderungen folgt. Für Telekommunikationsanwendungen, wo eine digitale Implementation eingehalten wird, ist die Ausgangsgröße des FM-Diskriminators gemäß der Erfindung ähnlich einem digitalen Signal, d. h. "Ein" oder "Aus" mit einer Folgefrequenz, die von der Spannungsamplitude des Audiosignals abhängt, das dem Träger durch den Sender zugeführt wird. Ein stark vereinfachter FM-Telefonempfanger kann durch

Verwendung des erfindungsgemäßen Diskriminators gebildet werden, da phasenstarre Diecoder, die normalerweise in der Telefonschaltung verwendet werden, nicht länger erforderlich sind.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte FM-TeIefonschaltung zu schaffen, die Autokorrelationstechniken als einen FM-Detektor verwendet, ohne daß eine Phasenverschiebungsschaltung oder andere Energiespeichertechniken, wie beispielsweise phasenstarre Diecoder. erforderlich sind.

Erfindungsgemäß wird ein Autokorrelationsempfänger für FM-Signale geschaffen, der einen Komparator, Schieberegister und Flip-Flop-Schaltungen aufweist. Das FM-Signal wird mit einer gewählten, festen Zeitverzögerung in dem Schieberegister multipliziert, um ein Zweikomponentensignal zu bilden. Die Doppel trägerkomponente wird ausgefiltert, und die Basisbandkomponente wird dazu verwendet, die Amplituden-Frequenzbeziehung auszubilden. Indem die feste Verzögerung relativ zur Trägerfrequenz des FM-Signals gewählt wird, approximiert das entstehende Signal eine digitale Darstellung des FM-Signals.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Figur 1 ist eine schematische Darstellung von einem FM-Empfänger unter Verwendung des FM-Detektors gemäß der Erfindung.

Figur 2 ist eine schematische Darstellung von der FM-Detektorschaltung, die in dem Empfänger gemäß Figur 1 verwendet wird.

Figur 3 ist eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen den Autokorrelationsverhalten und der Frequenz der FM-Detektorschaltung gemäß Figur 2.

Figur 4 ist eine graphische Darstellung der Autokorrelations-Ausgangsgröße und der Frequenz, die für Frequenzen zwischen 155 und 215 kHz gefiltert ist.

Die mathematische Ableitung für die Autokorrelations-Verzögerungsfunktion für ein Audiosignal f(t) des Basisbandes, der Trägerfrequenz wc und des FM-Signals ist wie folgt:

(1) FM-Signal = sin (wc+f(t))t

dieses Signal, verzögert um eine feste Zeit ¹F^ ist,

(2) FM verzögert = sin £ (wc+f (t)) (t-T)J

die Multiplikation von (1) und (2) ergibt χ (t)

(3) x(t) = sin (wc+f(t)))t · sin[wc+f(t)) (t-Tf| mit

w = wc+f(t)
ergibt (3)

x(t) = sin wt · sin w(t-j)

unter Verwendung einer trigonometrischen Identität wird (3)

(4) x(t) = 1/2 [cos (wt-w(t-T)) - cos (wt + w(t-7"")f| = 1/2 cos wT- 1/2 cos (2wt-wT)

Der zweite Term ist eine Hochfrequenzkomponente, die durch ein Tiefpaßfilter eliminiert werden kann. Der erste Term in Gleichung (4) ist eine zeitunveränderliche Gleichstromgröße. Die Größe w ist jedoch zeitveränderlich, wodurch der Gleichstrompegel um den Pegel bei Null-Modulation (f(t)=0) variiert. Dieser Wert ist durch die Beziehung zwischen der Trägerfrequenz wc und der festen Verzog er ungf" festgesetzt. Bei Wahl

(5) wc = j/ /2 (oder äquivalenter Wert) wird der erste Term in Gleichung (4)

x(t) = sin Φ, wobei 0 - f(t)

für kleine Schwankungen um φ Winkelgrade gilt

(6) sin x=x

deshalb wird für kleine Änderungen des Audioeingangssignals Gleichung (5) unter Verwendung von Gleichung (6)

(7) x(t) bei tiefen Frequenzen — f(t)»

Gleichung (7) zeigt deshalb, daß die Audiomodulation, d. h. f (t) des ersten Term (1/2 cos w'/') von Gleichung 4, linear reproduziert wird für einen begrenzten Modulationsindex für eine Gleichstromversetzung (Offset) von Null (sin 0=0). Wie bei üblichen FM-Diskriminatoren werden Amplitudenänderungen im Trägersignal in den Audiobereich durchgelassen. Das Eingangssignal sollte·deshalb durch einen Begrenzer geleitet werden. Dies vermindert nicht nur die Wirkung von Amplitudenänderungen im Träger, sondern dadurch wird auch das Eingangssignal "rechteckig gemacht", wodurch der Autokorrelationseffekt mehr wie ein Tastverhältnis als wie sinusförmig gemacht wird und somit linearer wird. Der erste Term ist die Kosinusfunktion des Produkts der Trägerfrequenz (fc) und der festen Verzögerung ¹T . Da die Trägerfrequenz zeitveränderlich ist, wie bei der FM-übertragung, ändert sich auch der Gleichstrompegel. Obwohl der Kosinus eine nicht-lineare Funktion für kleine Änderungen um +lY/2 ist, gibt es einen linearen Bereich. Durch Wahl der richtigen Festzeitverzögerungs-Mittenfrequenzkombination kann der Autokorrelationseffekt als ein FM-Diskriminator verwendet werden.

Der zweite Term (1/2 cos (2wt — wT) ist eine Doppelfrequenzkomponente ohne Interesse für Zwecke der FM-Abtastung und kann auf einfache Weise durch ein Tiefpaßfilter beseitigt werden. Eine Schaltungsanordnung zum Testen des Korrelationskonzepts mit einer Festzeitverzögerung wurde wie folgt aufgebaut.

Figur 1 zeigt die Autokorrelationsschaltung 10, die mit einem Autokorrelationsempfänger verwendet wurde. Die Empfängerschaltung enthält ein Bandpaßfilter 11 zum Filtern des ankommenden FM-Signals, das eine Trägerfrequenz fc aufweist. Das Signal wird dann durch einen Begrenzer 12 geleitet, der Dioden-Begrenzer aufweist, um Trägeramplitudenänderungen zu eliminieren. Die Verzögerungsschaltung 13, die in Verbindung mit

Figur 2 näher beschrieben wird, sorgt für eine feste Verzögerung, die 1,25 dividiert durch die Trägerfrequenz ist. Diese feste Verzögerung ist ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung, da keine Phasenverschiebungsschaltung erforderlich ist, wie es eingehend beschrieben wurde. Das verzögerte Signal wird mit dem Stromsignal (bei 20) des Multiplizieres 22 multipliziert, und das Signal wird durch ein Tiefpaßfilter 16 gefiltert, bevor es an die Telefonschaltung ausgegeben wird.

Die digitale Detektorschaltung 17 des Autokorrelationsempfängers 10 ist in Figur 2 gezeigt und besteht aus einem Nulldurchgang-Detektorelement, wie beispielsweise die Vergleichseinrichtung bzw. den Komparator 18, der das ankommende Band-begrenzte FM-Signal fc von der Sinuswellenkonfiguration A in die Rechteckwellenkonfiguration B ändert, indem die Eingangsgröße rechteckig gemacht und begrenzt wird. Das Signal wird in einem D-Flip-Flop 19 abgetastet (sampled), und die Zeitverzögerung wird durch die Taktrate erreicht, die auf die

ist,

Taktleitung 15 aufgedrückt/ die die Takteingänge des Flip-Flops 19 mit dem Takteingang eines η-stufigen Schieberegisters 9 verbindet, das die Verzögerungsschaltung 13 in Figur bildet. Der Q-Anschluß des Flip-Flops 19 ist mit dem D-Eingang des Schieberegisters 9 verbunden, und der Q-Anschluß des Schieberegisters 9 ist mit dem einen Eingang zum Exklusiv-NOR-Gatter 22 verbunden. Der andere Eingang zum Exklusiv-NOR-Gatter 22 ist über die Leitung 20 mit der Leitung 23 verbunden, die die Q- und D-Anschlüsse des Flip-Flops 19 bzw. Schieberegisters 9 verbindet. Das Exklusiv-NOR-Gatter 22 ist als ein digitaler Multiplizierer angeordnet, dessen Ausgangsgröße durch eine geeignetes Tiefpaßfilter, beispielsweise Filter 16 in Figur 1, umgewandelt wird, um die Hochfrequenzkomponente zu beseitigen, wie es vorstehend beschrieben wurde.

Das an die Taktleitung 15 angelegte Taktsignal hängt von der Trägerfrequenz fc, der Stufenzahl η im Schieberegister 14 und

von der festen Zeitverzögerung von 2, 5¹JT ab, was IT/ 2 Winkelgrad äquivalent ist. Bei einer Trägerfrequenz von 200 kHz und einem 12-stufigen CMOS Schieberegister 14 wurde eine Abtast- bzw. Probenentnahmefrequenz (sample frequency) von 1,92 MHz gewählt. Es wurde ein zweipoliges Tiefpaßfilter 16 bei 3400 Hz verwendet, um das Audiosignal zu trennen, und das resultierende Signal wurde hinsichtlich der Audioqualität mit einer phasenstarren Diecoderschaltung des Typs verglichen, der normalerweise bei Netzleitungs- und Stereoradioschaltungen verwendet wird. Die Audioqualität des Audiosignals war gleich oder besser als sie mit dem üblichen Netzleitungsdecoder erhalten wurde.

Die Wirksamkeit der Detektorschaltung 17 wurde hinsichtlich der Autokorrelationsverhaltens ausgewertet, indem die Eingangssignalfrequenz fc erhöht und das Audioausgangssignal in Volt gemessen wurde. Die Kurve C in Figur 4 gibt ein nahzu lineares Verhalten in Volt als eine direkte Funktion der Eingangsfrequenz fc in kHz an.

Die Linearität des Gleichstromwertes gemäß dem ersten Term auf jeder Seite der Trägerfrequenz wird am besten aus Figur 4 deutlich, wo das Ausgangssignal als eine Funktion der Frequenz auf beiden Seiten des Trägers aufgetragen ist. Es sei darauf hingewiesen, daß für eine feste Zeitverzögerung, die für eine Trägerfrequenz von fc = 155 kHz ausgelegt ist, zwei lineare Bereiche auf jeder Seite von 155 kHz vorhanden ist, wobei die Mitte jeweils bei 116,25 kHz und 193,75 kHz liegt.

, M ■ ·

- Leerseite -

Claims

Patentansprüche

M.yFM-Diskriminator-Schaltung, gekennzeichnet durch eine Nulldurchgangs-Detektoreinrichtung (12), die ein ankommendes FM-Trägerfrequenzsignal rechteckig macht und begrenzt,

eine Probenentnahme- und Verzögerungseinrichtung (9) für eine Probenentnahme des Trägersignals und zum Multiplizieren des Signals mit einem vorbestimmten verzögerten Signal und

eine Filtereinrichtung (16) zum Beseitigen einer gewählten Frequenzkomponente aus dem multiplizierten Signal.
2. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldurchgangs-Detektoreinrichtung (12) Dioden-Begrenzer aufweist.
3. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Probenentnahme- und Verzögerungseinrichtung (9) eine Autokorrelationsschaltung aufweist.
4. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (16) ein Tiefpaßfilter aufweist.
5. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Autokorrelationsschaltung (9) ein η-stufiges Schieberegister aufweist.
6. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichne t, daß die Autokorrelationsschaltung ferner wenigstens ein Flip-Flop

(19) aufweist.
7. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der wenigstens eine Flip-Flop (19) und das Schieberegister (9) durch eine gemeinsame Taktleitung (15) miteinander verbunden sind.
8. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerung eine mathematische Funktion der Trägerfrequenz ist.
9. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die FM-Trägerfrequenz zwischen 109 und 215 kHz liegt.
10. FM-Diskriminatorschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit-

Verzögerung η/1,25 multipliziert mit dem Kehrwert der Trägerfrequenz ist.
11. Verfahren zur FM-Demodulation,

dadurch gekennzeichnet, daß : ein FM-Trägerfrequenzsignal rechteckig gemacht und begrenzt wird,

eine Autokorrelation für das Signal in bezug auf eine feste Zeitverzögerung ausgebildet wird und eine bestimmte Hochfrequenzkomponente aus dem zeitverzögerten Signal gefiltert wird.
12. Verfahren nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet, daß die Autokorrelation eine mathematische Operation mit der Formel x(t) = sin (wc + f(t)) · sin £wc + f(t) (t-'T')J ausgeführt wird, wobei x(t) das verzögerte FM-Signal, wc die Trägerfrequenz und ) die Zeitverzögerung darstellen.
13. Verfahren nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet, daß bei der Autokorrelation die Probenentnahme des Signals bei der n-fachen Trägerfrequenz durchgeführt wird.
14. Verfahren nach Anspruch 13,

dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerung durch Verbinden einer gemeinsamen Taktleitung zwischen einem Flip-Flop und einem n-stufigen Schieberegister durchgeführt wird.
15. Verfahren nach Anspruch 13,

dadurch gekennzeichnet, daß das verzögerte Signal multipliziert wird.
16. Verfahren nach Anspruch 15,

dadurch gekennzeichnet, daß das multiplizierte Signal durch ein Tiefpaßfilter gefiltert wird.