KR20220018507A

KR20220018507A - 새로운 고용량 통신 시스템

Info

Publication number: KR20220018507A
Application number: KR1020217042481A
Authority: KR
Inventors: 미셸 파투셰
Original assignee: 미셸 파투셰
Priority date: 2019-06-07
Filing date: 2020-06-03
Publication date: 2022-02-15
Also published as: AU2020286350A1; JP2022546156A; TWI812864B; US20220166653A1; WO2020243827A1; EP3981187A4; TW202105924A; CA3138371A1; EP3981187A1; US11451418B2; CN114245996A

Abstract

통신 시스템의 개선을 위해 2개의 독창적인 기여가 이루어졌다. 첫 번째는, 간섭과 노이즈로 오염된 통신 채널에 걸쳐 시간-제한(TL) 시스템의 채널 용량을 도출하는 것이다. TL 시스템에서의 유한 액세스 시간(FAT)를 갖는 임의의 다수의 자유도(DOF)의 이용가능성으로 인해 현재 통신 시스템과 비교하여 채널 용량의 잠재적인 증가가 얻어진다. 두 번째는 FAT DOF를 갖는 마스크-매칭 TL 시스템 또는 줄여서 MTF 시스템이라고 지칭되는 새로운 시스템을 설계하기 위해 제1 목적에서 수립된 이론을 활용한다. 본 개시는 본 개시에 소개된 3개의 MTF 설계 단계를 통해 단지 그 존재하지만 활용되지 않는 FAT DOF를 활용함으로써 그 전력 스펙트럼 밀도를 수정하거나 변경할 필요 없이 현재 통신 시스템의 용량을 개선할 수 있는 MTF 시스템의 여러 실시예를 제시한다.

Description

새로운 고용량 통신 시스템

본 발명은 전반적으로 다음 조건으로 다수의 송신 유닛(TU)과 수신 유닛(RU) 사이에서 통신하는 것이 바람직한 통신 분야에 관한 것이다:

1. 통신 채널을 통한 비교적 높은 통신 속도, 그와 동시에

2. TU 및 RU의 복잡성, 비용, 레이턴시, 대역폭(BW) 및 전력 소비의 감소.

본 발명은 다음과 같은 다양한 수의 물리적 매체를 통한 통신을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다: 위성, 라디오, 오디오, 비디오, 마이크로파, 밀리미터(mm) 파, 전화선, 가입자 루프, 광섬유 케이블, 동축 케이블, 연선, USB 케이블, 무선, 레이저, 적외선, 전력선, 대류권, 전리층, 초고주파(VHF), 극초고주파(UHF) 등.

본 발명은 다음과 같은 TU 및 RU의 다양한 수의 예를 사용하여 통신하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다: 기지국(BS) 또는 액세스 포인트(AP), 위성 트랜스폰더, 셀룰러 전화, 이동 전화, PCS 전화, 유선 모뎀, 무선 모뎀, 전력선 모뎀, WiFi 스테이션, 지그비 노드, 블루투스 라디오, 컴퓨터, 태블릿, PDA, 센서, 시계, 사물 인터넷(IOT) 디바이스, 무선 센서 네트워크(WSN) 디바이스 등.

본 발명은 다음과 같은 다양한 수의 통신 네트워크에 관한 것이다:

1. BS/AP에서 디바이스로의 다운링크(DL) 부분 및/또는 디바이스에서 BS/AP로의 업링크(UL) 부분을 갖는 중앙 집중식 네트워크, 여기서, 네트워크의 기반구조 유닛을 BS/AP라고 지칭하고, 기반구조 유닛으로부터/로 서비스(음성, 데이터, 비디오 등)를 수신/송신하는 유닛을 디바이스라 지칭한다. 디바이스는 셀룰러 전화기, 이동 전화기, PCS 전화기, 유선 모뎀, 무선 모뎀, WiFi 스테이션, 지그비 노드, 블루투스 라디오 등을 포함한다. 각각의 BS/AP 및 각각의 디바이스는 TU 및/또는 RU를 포함한다.

2. 모든 TU/RU는 BS/AP 또는 디바이스 중 어느 하나 또는 양자 모두로 작동하는 분산 네트워크는 메시 네트워크, 다중 홉 네트워크, 피어-투-피어 네트워크 등을 포함한다. 각각의 노드는 TU 및/또는 RU를 포함한다.

본 발명은 다음을 동반한 것들과 같은 다양한 수의 통신 애플리케이션에 관한 것이다: 1. WSN(Wireless Sensor Networks)과 같은 UL 강조, 2. 다운스트리밍 비디오(DV)와 같은 DL 강조, 3. '라디오 및 무선 시스템과 같은 멀티캐스팅 강조, 4. AM, FM, DAB 및 GPS/Glonass/Galileo 시스템과 같은 방송 강조, 및 5. 무인 자동차와 같은 피어-투-피어 강조.

본 발명은 몇 가지 예를 들면 다음과 같은 다양한 수의 표준에 관한 것이다: 1. 3G 표준, 4G 표준(LTE(Long Term Evolution)라고도 알려짐), 5G 표준 등, 2. WiFi(IEEE 802.11a, b, g, n, ax, ac, ad 등) 표준, 3. 블루투스 및 지그비 표준, 4. LoRa 표준, 5. UWB 표준 등.

본 발명은 다음과 같은 각각의 TU와 그 지정된 RU(들) 사이의 다양한 범위를 갖는 다양한 수의 통신 네트워크에 관한 것이다: 1. 심우주 시스템을 포함한 초장거리 통신, 2. 위성, 마이크로파 링크, LoRa 및 셀룰러 시스템을 포함한 장거리 통신, 3. WiFi 및 레이저 시스템과 같은 중거리 통신 및 4. 지그비 및 블루투스 시스템과 같은 단거리 통신.

본 발명은 다음과 같은 다양한 유형의 TU 및 RU를 갖는 다양한 수의 통신 네트워크에 관한 것이다: 1. 단일 입력(SI)이라고도 지칭되는 하나의 송신기(Tx)를 포함하는 TU, 2. 단일 출력(SO)이라고도 지칭되는 하나의 수신기(Rx)를 포함하는 RU, 3. 다중 입력(MI)(다중 사용자(MU)라고도 알려짐)이라고도 지칭되는 다수의 Tx를 포함하는 TU 및 4. 다중 출력(MO)이라고도 지칭되는 다수의 Rx를 포함하는 RU.

본 발명은 다음과 같은 다양한 유형의 MI를 갖는 다양한 수의 통신 네트워크에 관한 것이다: 1. 협업할 수 있는 MI, 및 2. 예컨대, MU 네트워크와 협업할 수 없는 MI. 상기에 기초하여, 본 개시는 SISO, MISO, SIMO, MU-MISO 및/또는 MU-MIMO 통신 링크를 사용한다.

많은 애플리케이션에서, 각각의 TU와 그 지정된 RU 사이의 전송 속도와 범위는 증가하면서 각각의 TU 및/또는 RU의 복잡성, BW, 전력 소비, 레이턴시 및 비용이 감소되는 효율적인 방식으로 통신 채널을 통해 다수의 TU와 다수의 RU 사이에서 통신하는 것이 바람직하다. 일부 애플리케이션에서, 지정된 채널은 마스크에 의해 제약되는 반면 각각의 TU 및 RU의 비용은 주로 그 복잡성에 의해 결정된다. BW 마스크(

)에 의해 제약된 채널을 통한 그 전송 속도(

)를 증가시키면서 각각의 TU 및 RU의 전력 소비를 감소시키는 것은 일반적으로 전력 효율과 대역폭 효율(

) 사이의 절충으로 고려될 수 있다. 전력 효율은 일반적으로 특정 성능(예컨대, 비트 오류율(BER))을 달성하기 위해 요구되는 최소 평균 수신 SNR(Signal Power-to-Noise Power Ratio)(

)에 관하여(얼마나 작은지) 측정되는 반면, 대역폭 효율(

)은 일반적으로 통신 채널을 통한 각각의 TU와 그 지정된 RU(들) 사이의 마스크 BW(

)의 헤르츠당 초당 통신할 수 있는 비트 수(

)(bps/Hz)에 관하여(얼마나 큰지) 측정된다. 이러한 절충은 종종 전체를 아우르는 성능 지수인 잘 알려진 채널 용량(

)에 의해 포착되며, 채널 용량은

의 함수로 달성될 수 있는

에 대한 상한을 제공한다.

본 개시는 대역 제한(BL) 채널의 용량

을 시간-제한(TL) 채널의 용량(

)을 포함하도록 확장한다. Wyner는 시스템을 대략적 대역 제한(BL)으로 제약한 후, 1966년에 TL 시스템의 용량(

)을 처음 연구했다. 시스템이 RMS(Root Mean Square) BL이 되도록 대신 제약될 때, 각각의 신호의 RMS 대역폭을 최소화하여 입력 신호 사이의 간섭의 감소를 달성한다. Gabor는 이러한 최소화의 해가 사인파의 하나의 로브라고 제시하였다. 시간이 지나면서, 실용적 통신 시스템이 대략적 BL이라는 개념은 채널 용량(

)에 관한 한, 이들이 실제로 BL이라는 개념으로 대체되었다. 이는 TL 시스템에 존재하고 시스템이 스펙트럼 마스크에 의해 제한될 때 노이즈 플로어(noise floor) 훨씬 아래에 속하는 고주파 성분은 TL 시스템의 채널 용량(

)에 현실적으로 기여할 수 없다고 생각하였기 때문이다. 본 개시는 이러한 성분이 용량에 대한 선형 SNR 기여도를 제공할 수 있는 능력을 갖는 임의의 많은 수의 FAT(Finite Access Time) 자유도(DOF)를 나타낸다는 사실에 기초하여 실제로

에 크게 기여할 수 있음을 보여준다. 이는 유한한 수의 FAT DOF를 함유하고 결과적으로 용량에 대한 대수적 SNR 기여만 제공할 수 있는 BL 시스템과 대조적이다. 정의에 따르면, FAT DOF에 액세스하는 시간은 유한하다.

더 구체적으로, 본 개시는 TL 파형에 존재하는 임의의 많은 수의 FAT DOF를 통해 증분 정보를 전송함으로써 기존 통신 시스템의 용량(

)에 비교하여 그 채널 용량(

)을 증가시킬 수 있는 통신 시스템 및 기술을 설계하기 위한 새로운 수단 및 장치를 도입한다. 대조적으로, 기존 시스템은 BL로 가정되고 따라서 증분 정보를 전달하는 능력이 제한된, 제한된 수의 FAT DOF를 갖는 것으로 가정된다. 또한, 기존 통신 시스템은 그 BL 상태를 가능한 많이 유지할 목적으로 그 신호 BW를 제한하면서 일차적으로 입력 신호 사이의 직교성에 상당한 손실을 야기하지 않도록 선택된 디지털 또는 아날로그 중 어느 하나의 특정 필터를 사용하는 것을 통해 마스크의 제약을 준수하기를 시도한다. 한편, 본 개시는 TL 시스템에서 FAT DOF의 부분을 부과된 마스크에 매칭함으로써 TL 시스템에서 임의의 많은 수의 FAT DOF의 존재를 활용한다. 이러한 매칭을 FAT DOF와의 마스크-매칭 TL 방법 또는 줄여서 MTF 방법이라고 지칭하며, 이러한 매칭을 수행하는 장치를 MTF 장치라 지칭한다.

MTF 방법 및 장치에 부과된 마스크의 예는 WiFi 및 LTE 시스템과 같은 현재 무선 표준뿐만 아니라 미래의 5세대(5G) 무선 표준을 포함하고, 5G 무선 표준은

를 초과하는 다운로드 용량의 제공을 약속한다. 약속된 5G 다운로드 용량을 충족하기 위해, 현재 시스템은 추정 중간 BW가

인 채널이 필요하다. 이러한 큰 BW는 mm-파 대역(

,

및

)을 통해서만 이용가능하다. 이러한 대역은 높은 경로 손실을 겪고 다중경로가 풍부하지 않는다. 높은 경로 손실은 커버리지를 LOS(Line-of-Sight) 커버리지로 제한하는 반면 열악한 다중경로 환경은 MIMO 시스템에서 공간 DOF 수를 제한한다. 또한 mm-파 대역은 비싸고 잠재적으로 유해하다. MTF 시스템에 의존하여, 본 개시는 현재 무선 표준을 초월하는 방법 및

의 중간 대역 스펙트럼의 반송파 주파수를 갖는, 즉, mm-파 송신을 필요로 하지 않는 BW(

)를 갖는 5G 시스템에 대한

요건을 충족하고 초월하는 방법을 제시한다.

현재 통신 시스템과 비교하여 채널 용량의 실질적인 개선을 제공할 수 있는 새로운 통신 시스템을 설계하는 것이 본 개시의 목적이다. 이를 위해, 본 개시는 간섭 및 노이즈에 의해 오염된 통신 채널을 통한 시간-제한(TL) 시스템의 채널 용량(

)을 도출한다. 채널 용량의 잠재적인 증가는 TL 시스템에서 임의의 많은 수의 FAT DOF의 이용가능성으로 인해 나타난다. 이러한 FAT DOF는 기존 시스템이 전달하는 정보에 비교하여 증분 정보를 전달할 수 있다. TL 시스템에서 임의의 많은 수의 FAT DOF를 활용함으로써, 본 개시는 이러한 증분 정보도 마찬가지로 임의적으로 커질 수 있고, TL 시스템의 채널 용량(

)이, BL 시스템의 용량(

)에서 발견되는 기존의 낮고 높은 SNR 영역에 추가하여, 중간 SNR 영역이라 지칭되는 새로운 SNR 영역을 함유하도록 강제하는 것을 제시한다. 새로 생성된 SNR 영역은 새로운 TL 시스템, 즉, MTF 시스템의 설계를 허용하고, 여기서

을 배가시키는 것은,

을 배가시키려면 SNR의 기하학적 배수 증가가 필요한 BL 시스템과 반대로 단지 SNR의 고정 배수 증가만을 요구한다. 중간 SNR 영역은 1 내지 2 비트의 정보/DOF를 로딩한다. 이는

비트의 정보/DOF를 로딩하는 낮은 SNR 영역이나 전형적으로

비트의 정보/DOF를 로딩하는 높은 SNR 영역과 대조된다.

최근, 여러 시스템에서 그 DOF 수를 증가시키는 방법을 발견하였다. 이러한 시스템은 3G 무선 시스템의 기반을 형성하는 MU 시스템과 현재 4G 및 5G 무선 시스템을 비롯한 대부분의 셀룰러 표준에서 채택하고 있는 MIMO 시스템을 포함한다. MU 시스템은 각각이 그 DOF의 수인 확산 이득(

)을 갖는

명의 병치된 사용자가 존재하는 것에 대응하는 반면, MIMO 시스템은 DOF 수

인

송신 안테나 및

수신 안테나가 존재하는 것에 대응한다. 양자 모두의 시스템이 그 DOF 수를 임의적으로 증가시킬 수 있는 능력이 있다는 사실에도 불구하고, 그 각각의 용량은 중간 SNR 영역을 함유하지 않는데, 그 이유는, 양자 모두의 시스템이 특정 조건 하에서, 일부 DOF, 즉, FAT DOF가 증분 정보를 전달함으로써 용량에 대한 선형 SNR 기여를 제공할 수 있는 것을 실현하지 못하기 때문이다. 본 개시는 MTF 시스템에서, MIMO 및/또는 MU-MIMO 통신에서와 같은 다중 수신 안테나의 사용을 통해 높은 SNR 영역의 부분이 중간 SNR 영역에 속하도록 강제하는 것이 가능하다는 것을 제시한다. 요약하면, 본 개시는 mm-파 대역을 요구하지 않고 미래의 5G 용량 사양을 충족시키는 것으로 나타난 하나의 설계를 포함하여 현재 시스템을 능가하는 MTF 시스템의 여러 설계를 제시한다.

본 발명은 그 조직화 및 동작 방식 양자 모두에 대해 다음 설명과 여러 도면에 걸쳐 유사한 참조 번호가 사용되는 다양한 실시예에 대한 첨부 도면을 참조하여 가장 잘 이해할 수 있다.

도 1은 통신 채널(106)을 통한 하나의 TU(314)와 하나의 RU(315) 사이의 SISO 통신 링크의 실시예의 개략도이며, 링크는 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기(102), 이는 (가능하게는 FEC(Forward Error Correction) 코딩된) 정보 벡터

(101)를 MTF (디지털) 벡터

(103)로 변환함,
o 디지털측(510) 및 아날로그측(511, 513)의 일부인 송신기

(104), 이는 MTF (디지털) 벡터

(103)을 송신된 MTF (아날로그) 신호

(105)로 변환함,
o 통신 채널(106), 이는

(104)로부터의 송신된 MTF (아날로그) 신호

(105)를

(108)의

(107)로서 수신되도록 전송함,
o 아날로그측(616, 618) 및 디지털측(617)의 일부인 수신기

(108), 이는 MTF (아날로그) 신호

(107)을 수신된 MTF (디지털) 벡터

(109)로 변환함, 및
o 디지털측(617)의 일부인 MTF 검출기(110), 이는 통신 채널(106)의 상태의 CSIR(Channel State Information at Receiver)(115)로서 참조되는, 추정을 사용하여(가능하게는 트레이닝 시퀀스를 사용하여), 수신된 MTF (디지털) 벡터

(109)로부터의

(111)로서 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(101)를 검출한다.

도 2는 다차원 통신 채널(306)에 걸쳐

개의 TU(316, …, 318) 및 하나의 RU(317)를 포함하는 MU-MISO 통신 링크의 실시예의 개략도이며, TU(316)는 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기₁(302), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(301)를 MTF (디지털) 벡터

(303)으로 변환함,
o 및 디지털측(510) 및 아날로그측(511, 513)의 일부인

(304), 이는 MTF (디지털) 벡터

(303)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(305)로 변환함.
TU 318은 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인, MTF 변조기_k(202), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(201)를 디지털측(510)의 일부인 MTF (디지털) 벡터

(203)으로 변환함,
o 및 디지털측(510) 및 아날로그측(511, 513)의 일부인

(204), 이는 MTF (디지털) 벡터

(203)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(205)로 변환함.
RU(317)은 다음을 포함한다:
o 아날로그측(616,618) 및 디지털측(617)의 일부인

(108), 이는 MTF (아날로그) 신호

(307)을 수신된 MTF (디지털) 벡터

(309)로 변환함, 및
o MTF 검출기₁(310), 디지털측(617)의 일부인 MTF 검출기(110), 이는 다차원 통신 채널(306)의 상태의 추정(가능하게는 트레이닝 시퀀스를 사용)인 CSIR(116)을 사용하여 수신된 MTF (디지털) 벡터

(309)로부터

(311), …,

(211)로서 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(301), …,

(201)를 검출함.

도 3은 다차원 통신 채널(406)에 걸쳐

개의 TU(316, …, 318) 및

개의 비협력 RU(317, …, 319)를 포함하는 MU-MIMO 통신 링크의 실시예의 개략도이며, TU(316)는 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기₁(302), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(301)를 MTF (디지털) 벡터

(304), 이는 MTF (디지털) 벡터

(303)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(305)로 변환함.
TU 318은 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기_k(202), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터,

(201)를 MTF (디지털) 벡터

(204), 이는 MTF (디지털) 벡터

(203)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(205)로 변환함.
RU(317)은 다음을 포함한다:
o 아날로그측(616, 618) 및 디지털측(617)의 일부인 Rx₁(108), 이는 MTF (아날로그) 신호

(307)을 수신된 MTF (디지털) 벡터

(309)로 변환함, 및
o MTF 검출기₁(310), 디지털측(617)의 일부인 MTF 검출기(110), 이는 다차원 통신 채널(406)의 상태의 추정(가능하게는 트레이닝 시퀀스를 사용)인 CSIR(116)을 사용하여 수신된 MTF (디지털) 벡터

(309)로부터

311, …,

(211)로서 (가능하게는 FEC 코딩된)

정보 벡터

301, …,

(201)를 검출함.
RU(319)는 다음을 포함한다:
o 아날로그측(616, 618) 및 디지털측(617)의 일부인

(208), 이는 MTF (아날로그) 신호

(207) 수신된 MTF (디지털) 벡터

(209)로 변환함, 및
o MTF 검출기_Nr(210), 디지털측(617)의 일부인 MTF 검출기(110), 이는 통신 채널(406)의 상태의 추정(가능하게는 트레이닝 시퀀스를 사용)인 CSIR(117)을 사용하여 수신된 MTF (디지털) 벡터

(209)로부터

311, …,

(211)로서 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

301, …,

(201)를 검출함.

도 4는 다차원 통신 채널(406)에 걸쳐

개의 TU(316, …, 318) 및

개의 협력 Rx(308, …, 208)를 갖는 하나의 RU(321)를 포함하는 MU-MIMO 통신 링크의 실시예의 개략도이며, TU(316)는 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기₁(302), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(301)를 MTF (디지털) 벡터

(304), 이는 MTF (디지털) 벡터

(303)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(305)로 변환함.
TU 318은 다음을 포함한다:
o 디지털측(510)의 일부인 MTF 변조기_k(202), 이는 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(201)를 MTF (디지털) 벡터

(204), 이는 MTF (디지털) 벡터

(203)를 송신된 MTF(아날로그) 신호

(205)로 변환함.
RU(321)는 다음을 포함한다:
o 아날로그측(616, 618) 및 디지털측(617)의 일부인

Rx(308, …, 208), 이는 MTF (아날로그) 신호

, …,

(307, …, 207)를

개의 수신된 MTF (디지털) 벡터

, …,

(309, …, 209) 각각으로 변환함, 및
o MTF 검출기₁(310), 디지털측(617)의 일부인 MTF 검출기(110), 이는 채널(406)의 상태의 추정(가능하게는 트레이닝 시퀀스를 사용)인 CSIR(118)을 사용하여 수신된 MTF (디지털) 벡터

(109), …,

(209)로부터

311, …,

(211)로서 (가능하게는 FEC 코딩된)

정보 벡터

301, …,

(201)를 검출함.

도 5a는 기저대역 샘플링된(복소 샘플로 구성됨) 또는 IF 샘플링된(실수 샘플로 구성됨) MTF (디지털 510) 이산 시간 벡터

(103)(203, 303) 송신될 MTF (아날로그 511) 연속 시간 RF 신호

(105)(205, 305)로 변환하기 위한 Tx(104)(204, 304)의 실시예의 개략도이고, Tx(104)(204, 304)는 다음을 포함한다:
o 기저대역 샘플링 또는 IF 샘플링된 MTF (디지털 510) 벡터

(103)(203, 303)를 Tx(104)(204, 304)에서 CSIT(Channel State Information at Transmitter)(215)에 의해 표현되는 채널(106)(306, 406)의 통계 지식을 기초로 사전 필터링하는 사전-채널 필터(500),
o 사전-채널 기저대역 샘플링 또는 IF 샘플링 필터링된 MTF (디지털 510) 벡터(501)를 아날로그(511) 기저대역 또는 IF MTF 신호(503)로 변환하기 위한 디지털-아날로그(D-to-A) 컨버터(502),
o 아날로그 기저대역 또는 IF MTF 신호(503)를 상향 변환된 아날로그(511) RF MTF (통과대역) 신호(505)로 변환하기 위한 상향 컨버터(504),
o 상향 변환된 아날로그(511) RF 신호(505)를 증폭된 상향 변환된 아날로그 RF MTF 신호(507)로 증폭하기 위한 전력 증폭기(PA)(506), 및
o 미리 지정된 스펙트럼 마스크(701)를 준수하는, 증폭된 상향 변환된 아날로그(511) RF MTF 신호(507)를 필터링되고 증폭되고 상향 변환된 아날로그(511) RF MTF 신호

(105)(205, 305)로 필터링하기 위한 아날로그 필터(508),

도 5b는 수신된 MTF (아날로그 616) 연속 시간 RF 신호

(107)(207, 307)을 원래의 (가능하게는 FEC 코딩된) 정보 벡터

(101)(201, 301)를 검출하는 데 사용되는 수신된 기저대역 샘플링된(복소 샘플로 구성) 또는 IF 샘플링된(실수 샘플로 구성), MTF (디지털) 이산 시간 벡터

(109)(209, 309)로 변환하기 위한 Rx(108)(208, 308)의 실시예의 개략도이며, Rx 108(208, 308)은 다음을 포함한다:
o 수신된 MTF (아날로그 616) RF 신호

(107)(207, 307)을 (대역외 노이즈 및 협대역 간섭자를 필터링하고 절제하기 위해) 필터링된 수신된 아날로그 RF MTF 신호(608)로 필터링하기 위한 아날로그 필터(607),
o 필터링된 수신 아날로그(616) RF MTF 신호(608)를 증폭된 필터링된 수신 아날로그(616) RF MTF 신호(610)로 증폭하기 위한 저잡음 증폭기(LNA)(609),
o 증폭되고 필터링된 수신된 아날로그(616) RF MTF 신호(610)를 증폭되고 필터링된 수신된 아날로그 기저대역 또는 IF MTF 신호(612)로 변환하기 위한 하향 컨버터(611), 및
o 증폭되고 필터링된 수신된 아날로그(616) 기저대역 또는 IF MTF 신호(612)를 기저대역 샘플링 또는 IF 샘플링된 디지털(617) 증폭되고 필터링된 수신된 MTF 벡터(614)로 변환하기 위한 아날로그-디지털(A-D) 컨버터(613),
o 기저대역 샘플링 또는 IF 샘플링된 디지털(617) 증폭되고 필터링된 수신된 MTF 벡터(614)를, CSIR(115)에 기초하여, 사후-채널 필터링되고 기저대역 샘플링 또는 IF 샘플링된 MTF 벡터

(109)(209, 309)로 변환하기 위한 사후-채널 필터(615).

도 6a는 RF 샘플링된 MTF (디지털 510) 이산 시간 벡터

(103)(203, 303)(실수 샘플로 구성됨)를 송신될 (아날로그 513) 연속 시간 RF MTF 신호

(105)(205, 305) 변환하기 위한 Tx(104)의 대안 실시예의 개략도이고, Tx (104)(204, 304)는 다음을 포함한다:
o Tx(104)(204, 304)에서 CSIT(215)에 기초하여 RF 샘플링되고 사전-채널 필터링된 MTF (디지털) 벡터,

(103)(203, 303)를 사전 필터링하기 위한 사전-채널 필터(500),
o RF 샘플링된 MTF (디지털 510) 벡터(501)를 아날로그(513) RF MTF 신호(503)로 변환하기 위한 D-A 컨버터(502),
o 아날로그(513) RF MTF 신호(503)를 증폭된 아날로그(513) RF MTF 신호(509)로 증폭하기 위한 PA(506), 및
o 미리 지정된 스펙트럼 마스크(701)를 준수하는, 증폭된 아날로그(513) RF MTF 신호(507)를 필터링되고 증폭된 아날로그(513) RF MTF 신호

(105)(205, 305)로 필터링하기 위한 아날로그 필터(508).

도 6b는 수신된 (아날로그 618) 연속 시간 RF MTF 신호

(107)(207, 307)을 원래 정보 벡터

(101)(201, 301)를 검출하는 데 사용되는 수신된 RF MTF 샘플링된 (디지털 617) 이산 시간 MTF 벡터

(109)(209, 309)(실수 샘플로 구성됨)로 변환하기 위한 Rx(108)(208, 308)의 대안 실시예의 개략도이며, Rx 108(208, 308)은 다음을 포함한다:
o 수신된 (아날로그 618) RF MTF 신호

(107)(207, 307)을 (대역외 노이즈 및 협대역 간섭자를 필터링하기 위해) 필터링된 수신된 아날로그(618) RF MTF 신호(608)로 필터링하기 위한 아날로그 필터(607),
o 필터링된 수신 아날로그(618) RF MTF 신호(608)를 증폭된 필터링된 수신 아날로그(618) RF MTF 신호(610)로 증폭하기 위한 LNA(609), 및
o 증폭되고 필터링된 수신 아날로그(618) RF MTF 신호(612)를 RF 샘플링된 디지털(617) 증폭되고 필터링된 수신 MTF 벡터(614)로 변환하는 A-D 컨버터(613),
o RF 샘플링된 디지털(617) 증폭되고 필터링된 수신된 MTF 벡터(614)를, CSIR(115)에 기초하여, 사후-채널 필터링되고 RF 샘플링된 MTF 벡터

(109)(209, 309)로 변환하기 위한 사후-채널 필터(215).

도 7은 마스크의 (많은 것들 중) 일 예로서, dBr 단위의 스펙트럼 마스크

(701) 대 주파수

를 도시하며, 여기서,

는 반송파 주파수이다. 선택된 마스크

는

대역에 대한 IEEE802.11(WiFi라고도 알려짐) WLAN 마스크용으로 지정된다. 마스크

(701)는 3개의 별개의(중첩되지 않는) 스펙트럼 부분을 함유한다: 1. 점유 대역(705), 2. 대역외 방출(OOBE) 대역(706) 및 3. FOSE(Far Out Spurious Emmisions) 대역(707). 표준, 주파수 대역 및 관할권에 따라 다른 많은 마스크 제약 조건이 이용가능하다. 다르지만, 모든 마스크는 일반적으로 3개의 별개의 스펙트럼 부분을 함유하여야 한다.

(701)에 대해 앞서 설명한 것과 유사한, 점유 대역(705), OOBE 대역(706) 및 FOSE 대역(707).

도 8은 MTF 신호

(105)(205, 305)의 dBr 단위의 PSD

(802) 대 주파수

를 도시하며, 여기서,

는 반송파 주파수이다. MTF 신호

(105)(205, 305)는 그 PSD

(802)를 도 7의 스펙트럼 마스크

(701)와 가능한 많이, 그러나, 이를 초과하지 않고, 일치시키려는 시도로 설계되어 있다. PSD

(802)는 2개의 별개의 스펙트럼 부분을 함유한다.
o

(808), 이는 스펙트럼 마스크

(701)의 점유 대역(705) 및 OOBE 대역(706) 양자 모두와 가능한 많이, 그러나 그를 초과하지 않게 일치되는,

의 PSD이다.
o

(809), 이는 스펙트럼 마스크

(701)의 FOSE 대역(707)과 가능한 많이, 그러나, 그를 초과하지 않게, 일치되는,

의 PSD이다.

도 9는

가 PSD

(908)와 함께

로서 선택되는 반면

가 (20)에 따라 사전 왜곡된 PSD

(809)를 사용하여 (17)에서 정의된 바와 같이 선택될 때, 제한된 대역뿐만 아니라

에 걸쳐 널(null)을 갖는

에 대한

(808)을 디스플레이 한다. 도 9에서

의 값에 무관하게

를 증가시킴으로써 임의적으로

를 증가시킬 수 있음을 유추할 수 있고,여기서

은

의 샘플링 주파수이다.

도 10a는

,

및

번째 열일 때 (5)의

("." 마커로 도시됨)를 (6)의

("*" 마커로 도시됨)과 비교하고,

의

는 직사각형 펄스

에 대응한다. 도 10a에서, (5)의

은 다수의 곡선으로 예시되며, 각각의 곡선은

의 값에 대응한다. 선택된 값은

이며

은 (6)의

과 일치한다. (6)의

는 "낮은" SNR 영역(1004) 및 "높은" SNR 영역(1005)을 함유한다. 유사하게, (5)의

은 "낮은" SNR 영역(1001)과 "높은" SNR 영역(1003)을 함유한다. (6)의

과 달리, (5)의

는 또한 도 10a에 "Med. SNR"로 표시된 중간 SNR 영역(1002)을 함유하고, 여기서, (5)의

을 배가시키는 것은

에 대한 그 기여가 대부분 선형적이기 때문에

의 고정 배수 증가를 필요로 한다.

도 10b는 (10)에 기초하여,

가 2개의 중간 SNR 영역(1006, 1007)으로 구성됨을 도시한다.

이 증가함에 따라,

를 배가시키는 것은 초기에 도 10b에서 "제1 Med. SNR"로 참조된 제1 중간 SNR 영역(1006)인

의 고정 배수만큼 SNR을 증가시키는 것을 필요로 한다. 그런 다음, 나중에 이는 "제2 Med. SNR"이라고 지칭되는 제2 중간 SNR 영역(1007)인 2의 고정 배수만큼 SNR을 증가시키는 것을 필요로 한다. 도 10b는 (10)에 기초한

를 (6)의

과 비교하고, 여기서,

,

이고, (8)의

는 직사각형 펄스이고, (8)의

는

의

아래이다. 도 10b에서, 제약 3이 없는

은 다수의 곡선("." 마커를 가짐)으로 예시되어 있고, 각각의 곡선은

의 값에 대응한다. 제약 조건 3이 있는

은 다수의 점으로 예시되어 있고("정사각형" 마커), 각각의 점은

의 값에 대응한다. 도 10b는 실제로 제약 3이 중간 SNR 영역(1006, 1007) 모두에서

을 최대화한다는 것을 도시한다.

도 11a는 블록 토플리츠 행렬로서

(1101)의 실시예를 나타낸다. 부분행렬

이

(1101)의 빌딩 블록으로서 사용되고, 여기서, 도 11a의

는

서브 블록을 포함하고, 처음

서브 블록은 각각

행으로 구성되는 반면 마지막 서브 블록은

행으로 구성되고, 즉,

이고,

(1102) 및

(1103)이며, 여기서,

,

는 천장 함수이고,

는 바닥 함수이고,

는 전치 연산을 나타낸다.

도 11b는 블록 토플리츠 행렬로서

(1104)의 실시예를 도시하며, 여기서

TU(316, 318)는 하나의 등가

(1104)를 갖는 하나의 등가 TU(314)로 대체된다. 부분행렬

가

(1104)의 빌딩 블록으로서 사용되고, 여기서, 도 11b의

는

서브 블록을 포함하고, 처음

서브 블록은 각각

행으로 구성되는 반면, 마지막 서브 블록은

행으로 구성되고, 즉,

이고,

(1105) 및

(1106)이다.

도 12a는 수학식 8 및 9를 구현하기 위한 실시예를 표시한다. 수학식 (9)
o "

"(1202)로 표시된 원형 컨볼루션을 사용하여

(1201)를

(1203)와 컨볼루션
o "

"(1205)로 표시되는 원형 컨볼루션을 사용하여

(1204)를

(1206)와 컨볼루션
o 그 후, 이는

(1208)을 생성하기 위해 "

"(1207)로 표시되는 선형 컨볼루션 연산자를 사용하여

선형 컨볼루션 연산

을 수행한다.
수학식 (8)은

(1308)를 생성하기 위해, 수학식 (9)에서 획득한

(1208)를 "

"(1210)로 표시된 가산기를 사용하여

(1209)와 가산한다.

도 12b는 수학식 (8) 및 (9)를 구현하기 위한 바람직한 실시예를 표시하며, 여기서, 도 12a의 모든

(1201, 1204)는

(1212, 1213)로서 선택된다. 이 경우, (8)의

(1208)은

(1214)로 표시된다.

도 13은 다음과 같이 정의된

및

(1301)를 갖는 통신 채널에 대해 원하는 채널 용량

을 달성하는 것을 목적으로 정리 III에 기초하여

(1308)를 설계하는 MTF 설계 단계 I-III를 구현하기 위한 바람직한 실시예(1309)를 표시한다:
o MTF 설계 단계 I(1302): 이 단계는 선택 단계(1302)라 지칭된다. 이는

,

및

(1301)를 받아들이고,

선택된 FAT DOF(1303)를 생성한다.
o MTF 설계 단계 II(1304): 이 단계는 개선 단계(1304)라 지칭된다. 이는

선택된 FAT DOF(1303)를 받아들이고,

선택 및 개선된 FAT DOF(1305)를 생성한다.
o MTF 설계 단계 III(1306): 이 단계는 랜덤화 단계(1306)라 지칭된다. 이는

선택 및 개선된 FAT DOF(1305)를 받아들이고

선택, 개선 및 랜덤화된 FAT DOF(1307)를 생성한다.

선택, 개선 및 랜덤화된 FAT DOF(1307)는 역변환(1310)을 사용하여

의

번째 열

(1308)의

요소를 형성하기 위해 사용된다.

5.1 TL 시스템

(가능하게는 FEC 코딩됨) 정보 심볼로 구성된 정보 벡터

(101, 201, 301)는

(101, 201, 301)을 다음과 같이 정의된 벡터

(103, 203, 303)로 변환함으로써 통신 채널(106, 306, 406)에 걸쳐 하나 또는 여러 활성 송신기 Tx(104, 204, 304)에 의해 송신될 수 있으며:

(1)

이는 행렬

(1101)을 사용하여 이루어지고, 여기서

(103, 203, 303)은

의

에 대한 총 지속 기간에 대해 각각 지속 기간

인 샘플로 구성된다. 본 개시에서 우리는 블록 토플리츠가 되도록

(1101)을 선택하고, 즉,

(1101)는 다음과 같이 정의된다:

(2)

여기서

는

의 천장으로서 정의된 우측으로 모든 단일 복제에 대해

행만큼

를 주기적으로 하향 이동하면서 부분행렬

을 우측으로

회 반복적으로 복제함으로써

(1101)을 형성하는 연산자이고,

이다.

는

로서 정의되고, 여기서,

는 기본 빌딩 블록이라 지칭되고,

는 모두 0인

행렬이고,

및

이다.

(1101)의 해석:

(1101)의 각각의 열은

(101, 201, 301)의 하나의 정보 심볼을 전송하는 것을 담당하기 때문에, 따라서 (1)의

(103, 203, 303)은 확산 이득

을 갖는

TL 시스템의 출력을 모델링할 수 있고, 수신기 Rx(108, 308)에 대해 의도된 원하는 송신기(Txs)의 수

및 간섭하는 Txs(204)의 수

는

을 만족한다.

번째 활성 Tx(104, 204, 304)는 벡터

를 송신하고, 이는

를 유한 지속 기간

의 연속 시간 신호

로 변환한 이후

심볼 세트,

를 전송하며,

는

(103, 203, 303)의 하나의 샘플의 지속 기간이다.

정리 I는 다음과 같이 가정한다:

1.

번째 Tx(104, 204, 304)는 제약 1이 적용되는

(105, 205, 305)를 송신한다:

제약 1:

여기서

는 임의의 Tx(104, 204, 304)에서의 평균 할당 가능 송신 전력이고,

(802)는

(105, 205, 305)의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)이다.

2.

번째 Tx(104, 204, 304)는 단일 안테나를 사용하여 RX(108, 208, 308)에서 수신되는 경우, 통신 채널에 걸쳐 단일 안테나를 사용하여

(105, 205, 305)를 송신한다. 수신된 신호

는 그 후 샘플링 주파수

에서 Rx(108, 208, 308)에서 샘플링되어 다음과 같이 정의된 이산 시간 신호

를 형성한다:

(3)

여기서

는 예컨대

을 수

로 대체하여 채널(106, 306, 406)의 효과를 포함시킨 후의

(1101)에 대응하고,

는 WGN을 모델링한다. TL 시스템과 채널의 조합을 TL 채널이라 지칭한다.

정리 I: 제약 1이 적용된 (3)의

에 대응하는 TL 채널의 용량

은 다음과 같다:

bps (4)

여기서

는 WGN의 양면 PSD이고,

는 채널에 걸친 전력의 평균 감쇠이며,

는 정규화된

의

번째 제곱 특이값이고, 그

번째 열

가 평균적으로

와 같은 L2-노름(norm)을 갖는 것을 만족한다.

정리 I의 중요성: (4)의

은 평균 수신 TL SNR

에 따라 달라지는 여러 영역으로 구성된다. 낮은 SNR 영역(1004)과 높은 SNR 영역(1005)으로 구성된 BL 시스템의 용량

과 유사하게 (4)의

또한 낮은 SNR 영역(1001)과 높은 SNR 영역(1003)으로 구성된다. BL 시스템과 달리 (4)의

은, (4)의 항

의 수

이 또한

일 때 새로운 중간 SNR 영역(1002)을 함유하고,

를 만족한다.

이 낮은 SNR 영역(1001)에 있을 때,

이다.

이 높은 SNR 영역(1003)에 있을 때,

이다.

이 중간 SNR 영역(1002)에 있을 때

이다.

본 개시의 통신 채널 중 일부가 스펙트럼 마스크에 의해 제약됨을 감안하면, 정리 I는 마스크 제약을 포함하도록 수정되어야 한다. 먼저,

의 대역폭(BW)을 정의한 다음 마스크 제약을 도입한다.

(105, 205, 305)의 BW의 정의:

(105, 205, 305)는 TL이기 때문에, 그 PSD,

(802)는 전체 주파수 도메인

에 걸쳐 존재하여 BW에 대한 다양한 정의가 존재할 수 있게 한다. 본 개시에서, 송신기 스펙트럼 방출을 3개의 별개의 대역에 속하는 것으로 정의하는 ITU(International Telecommunication Union)에서 채택한 것과 동일한 BW 정의를 채택한다: (a) BW

인 점유 대역(705) 방출; (b) BW

를 갖는 대역외 방출(OOBE) 대역(706); 및 (c) 허용 전력 레벨

을 갖는 FOSE(Far-Out-Spurious-Emission) 대역(707). BW에 대해 ITU와 동일한 정의를 채택함으로써, TL 시스템의 BW

을 점유 대역(705)의 BW

로서 정의되도록 선택한다.

스펙트럼 마스크 제약(701): 본 개시에서 고려되는 일부 시스템은 스펙트럼 마스크

(701)에 의해 제약된다. 이 경우,

(105, 205, 305)에는 제약 2가 적용된다:

제약 2:

여기서

은 정규화 상수이고, 이는

,

701 및

(1101)에 의존한다. ITU에 따르면,

는

으로 선택되어야 하고, 여기서,

은

(701)의 BW이다. 이는

이 마찬가지로

로 선택되어야 함을 의미한다. 이러한 이유로 본 개시에서는 시간 및 주파수 양자 모두에서 오버헤드로서 오버헤드 인자

를 정의하고, 이는 제약 2를 준수하기 위해

(105, 205, 305)를 필요로 한다. 이는

이도록 선택되거나 또는 동등하게

이

를 만족하도록 선택된다.

제약 1-2에서, (4)의

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

bps (5)

유사하게, 제약 1-2에서,

로서 선택된 고정 BW,

의 BL 시스템은 아래와 같이 주어진 BL 용량

을 갖는다:

bps (6)

여기서,

은 BL 시스템이 제약 2를 준수하는 데 필요한 시간 및 주파수 양자 모두에서 오버헤드 인자로 정의된다.

일 때, (6)은 고정 BW로

을 배가하는 것은

을 향한 그 기여가 대수적이기 때문에

의 기하학적 배수 증가를 필요로 한다는 것을 의미한다.

도 10a는

,

및

번째 열일 때,

에 관해 정규화된 평균 수신 SNR에 대비하여, (5)의

("." 마커로 도시됨)를 (6)의

("*" 마커로 도시됨)과 비교하고,

의

는 직사각형 펄스

에 대응한다. 도 10a에서, (5)의

은 다수의 곡선으로 예시되며, 각각의 곡선은

의 값에 대응한다. 선택된 값은

이며

은 (6)의

과 일치한다. (6)의

와 유사하게, (5)의

은 "낮은" SNR 영역(1001)과 "높은" SNR 영역(1003)을 함유한다. 높은 SNR 영역을 함유하는 (6)의

과 달리, (5)의

을 배가시키는 것은

에 대한 그 기여가 대부분 선형적이기 때문에

의 고정 배수 증가를 필요로 한다.

도 10a의 해석: 중간 SNR 영역(1002)은,

이

인 반면 평균 수신 BL SNR

이

일 때 (5)의

에서 생성된다. 즉,

은 중간 SNR 영역(1002)을 생성하기 위해

보다 훨씬 작아야 한다.

을 유지하면서

작고

큰 소스는 제약 2를 준수하면서 임의의 많은 수의 DOF를 갖는다. 유한한 레이턴시가 필요한 실용적 설계에서, 모든 DOF는 유한 액세스 시간(FAT)을 가져야 하거나, 동등하게 임의의 이러한 DOF에 액세스하는 데 걸리는 시간이 유한해야 한다. 이러한 DOF를 FAT라고 지칭하며, TL 시스템만이 그 고주파 성분에 임의의 많은 수의 FAT DOF를 갖는 반면 BL 시스템은 고주파 성분을 함유하는 것이 허용되지 않기 때문에 유한한 수의 FAT DOF만을 갖는다는 것을 관찰한다.

이

가 되기 위한

의 속성: 본 개시의 통신 채널(106, 306, 406) 중 일부가

인 스펙트럼 마스크(701)에 의해 제약된다는 점을 감안할 때,

(801)를 분석하는 것이 필수적이다.

(801)의 스펙트럼 감쇠에 영향을 미치는

(1101)의 중요한 속성은

가 디랙 델타 임펄스

가 나타날 때까지 시간적으로 차분될 수 있는 횟수로 정의된

(1101)의

번째 열

의 DOD(Degree of Differenciability)

이다. 수학적으로 이는

을 의미하며, 여기서

은

에 대응하는 차수

의 차분 벡터

의

번째 요소이며, 다음과 같이 정의된다:

for

,

여기서, 초기 조건:

,

.

의 예:

가 TL 직사각형 펄스일 때,

이다.

가 사인파의 한 로브일 때,

이다.

가 의사 노이즈(PN) 시퀀스일 때,

이다.

다음 2개의 DOD 속성이 아래에 사용된다:

DOD 속성 I:

가 두 TL 벡터

및

의 합인 경우, 즉,

인 경우, 각각의 DOD가

및

일 때 그 결과 DOD

는 점근적으로

와 동일해진다.

DOD 속성 II:

가 두 TL 벡터

및

사이의 선형 또는 원형 컨볼루션인 경우, 각각의 DOD가

및

일 때, 그 결과 DOD

는 다음과 같다:

정리 II는

의 DOD의 함수로서 중간 SNR 영역(1002)의 기울기를 도출한다.

정리 II: 그 중간 SNR 영역(1002)에 걸쳐 (4)의

을 배가시키는 것은

의 고정 배수만큼

을 증가시키는 것을 필요로 하며, 여기서

는

의 DOD이다.

다음 제약은 특정 조건에서의 그 낮은 복잡성 및 그 점근적 최적성에 대해 선택된 Rx(108, 208, 308)에서 선택된 MMSE-SIC(Minimum Mean Square Error with Successive Interference Cancellation) 검출기(110, 210, 310)를 사용할 때

을 최대화하는 변조를 도출한다. 이 제약은 중간 SNR 영역(1002)에서

을 최대화한다.

변조 제약: Rx(108, 208, 308)에서 MMSE의 산술 평균을 최소화하는 것이

을 최대화하는 것과 등가임을 제시하는 것이 가능하며, 여기서,

는

에 대응하는 수신된 정규화된 SNR이고,

는 그 다중 사용자 효율성이다. 병렬 채널을 취급하는 워터-필링(water-filling)과 달리 이러한 최적화의 해는

이다. 이는

의 요소에 대한 선택의 변조가 약 1 비트의 정보를 각각의 DOF에 로딩하는 것에 대응함을 의미한다. 이에 비교하여, 낮은 SNR 영역(1001, 1004)은

비트/DOF의 로딩에 대응하는 반면, 높은 SNR 영역(1003, 1005)은 전형적으로

비트/DOF의 로딩에 대응한다. 일부

에 대해

일 때 다음을 대신 사용한다:

제약 3:

.

정리 III은 마스크 제약(701) 및 변조 제약을 포함하도록 정리 I을 수정한다.

정리 III:

및

인 제약 1-3이 적용된 (3)의

에 대응하는 TL 채널의 용량

는 다음과 같다:

bps (7)

여기서

는

일 때 점근적으로

이고, 여기서,

,

의 천장 및

이며, Rx(108, 208, 308)에서 MMSE-SIC 검출기(110, 210, 310)을 사용한다.

정리 III의 중요성: 도 10a에서, (7)의

는 다수의 점으로 예시되고("정사각형" 마커로 도시됨), 이들 각각은

의 값에 대응한다. 도 10a는 제약 3이 중간 SNR 영역에서

을 최대화함을 확인한다. (7) 및 제약 3에 기초하여,

이다. 따라서, 고정된

및

에 대해

를 배가시킴으로써

를 배가하는 것은

의 고정 배수만큼

를 증가시키는 것을 필요로 하고, 고정된

및

에 대해

를 배가시킴으로써

를 배가시키는 것은

일 때

의 고정 배수만큼

를 증가시키는 것을 필요로 한다.

다음 섹션에서는 MTF 시스템이라고 지칭되는 FAT DOF를 사용하는 새로운 TL 시스템을 소개한다.

5.2 MTF 설계

설계 문제: (1)의

(1101)은 BW

의 주어진 채널(106, 306, 406)에 대해 원하는 채널 용량

(1301)을 달성하려는 목적으로 정리 I 및 III에 기초하여 설계된다. 3개의 설계 단계인 MTF 설계 단계 I-III(1302, 1304, 1306)이 아래에 제시되고, 그 다음, 제안된 MTF 설계 구현이 이어진다. 모든 3 단계는 주어진 원하는 용량

(1301) 및 주어진 BW

에 대해 최소 요구 평균 수신 SNR이 최소화되도록

(1101)를 설계하려고 시도한다. 이는 (3)의

의 제곱 특이값의 집합

이 제약 2를 준수하면서 최소화되는 분산을 갖는 것을 만족하는

(1101)을 설계하는 것을 필요로 한다.

MTF 설계 솔루션:

먼저, 선택된 TL 채널에 의존하는

및

의 함수로서,

(1301)를 정의한다. 예를 들어, TL 채널이

와 같이 비교적 낮은 간섭을 가질 때, TL 시스템을 메모리를 갖는 것으로 선택할 수 있으며, 즉,

이고, 이는

또는

(1301)를 의미한다. 한편, TL 채널이 비교적 높은 간섭을 가질 때, 즉

일 때, TL 시스템을 메모리가 없는 것으로 선택할 수 있고, 즉,

이고, 이는

또는

(1301)를 의미한다.

MTF 설계 단계 I(1302): 고정된

(1301)에 대해,

로서 FAT DOF의 수

(1303)를 선택하고, 여기서:

a)

은

(701)의 BW 제약

을 준수하기 위해

이도록 선택된 S-FAT(Shaping FAT) DOF(1303)의 수로 정의되고; 및

b)

은 기존 점유 대역(705) 내부의 보간된 샘플링된 주파수(1303)의 생성을 통해 획득된 I-FAT(Interpolating FAT) DOF(1303)의 수로 정의된다.

전력은 기존 주파수에서 취해지고, 제약 1이 보존되는 것을 만족하는 새로 형성된 주파수(1303)에 할당된다. 일반적으로,

에 의존하는 제약이 없기 때문에

이다.

MTF 설계 단계 II(1304):

(1303)이 선택되고 새로 샘플링된 주파수가 생성되면(1303), 제약 2를 보존하면서

에 걸쳐 전력

을 가능한 많이 균등화하여

를 감소시킬 수 있으며, 여기서

은

(1102, 1103)의

번째 열

의 이산 시간 푸리에 변환(DTFT)이고,

은 정규화된 주파수이다. 이 균등화는 평균을 초과하는 전력을 갖는 주파수 샘플(1303)로부터 전력을 취하여 평균 미만의 전력을 갖는 주파수(1305)에 할당함으로써 제약 1을 보존하는 것으로 정의된다. 이러한 전력 할당이

의 분산을 감소시키고 따라서

을 증가시킨다는 것이 카라마타 부등식을 사용하여 제시될 수 있다.

MTF 설계 단계 III(1306):

(1303)이 선택되면 새로 샘플링된 주파수(1303)가 생성되고

에 걸친 전력

이 가능한 많이 균등화되고(1305),

는

(1102, 1103)의 엔트리(1307)가 제로 평균 RV, (이상적으로) 가우시안인 것을 만족하는

의 샘플의 위상을 선택함으로써 감소될 수 있다.

의 위상의 이러한 할당은

에 걸친 전력

에 영향을 미치지 않으며, 따라서, 제약 1-2를 보존한다.

명명법: MTF 설계 단계 I-III(1302, 1304, 1306)을 기초로 설계되고 제약 1-3이 적용되는

(1101)을 MTF 행렬이라 지칭한다. 이 경우

(1101)을

(1104)로,

를

로,

(1102, 1103)를

로, (7)의

를

로 표시하고, MTF 시스템의 및 MTF 채널로서의 채널의 조합이라 지칭한다.

는 빌딩 블록

에 의해 정의된다.

의

번째 열

(1308)는 역 DTFT(1310)를 사용하여

로부터 획득된다.

MTF 설계 구현: MTF 설계 단계 I-III(1302,(1304, 1306))의 구현이 여기에서 제안되고, 여기서

의

번째 열

(1308)은 다음과 같이:

(8)

다음과 같이 정의된 2개의 벡터

(1208) 및

(1209)의 합으로서 정의된다:

벡터 I:

(1208)은 BW 제약을 준수하도록, 즉,

(705)이도록

에 대해 선택된 DOD

를 갖는 펄스 벡터이다. 이는

선형 컨볼루션을 사용하여 형성되고(각각 '

'(1207)로 표시됨):

(9)

이 선형 컨볼루션은 DOD

인 제로 평균 의사 랜덤(PR) 벡터

(1203, 1206)와 DOD

인 벡터 펄스

(1201, 1204) 사이의 원형 컨볼루션('

'(1202, 1205)로 표시됨)으로서 형성된

에 대한

번째 벡터

(1215, 1216)를 갖는

벡터 사이에서 이루어지고;

(1215)는 DOD

인 제로 평균 PR 벡터이다. 처음

선형 컨볼루션은

S-FAT DOF를 생성하고, 마지막은

I-FAT DOF를 생성한다.

벡터 II:

(1209)는

가

701의 FOSE(707) 제약을 준수하는 것을 만족하도록, 즉, FOSE 대역(707)에서 전력 레벨

를 갖도록 선택된, DOD

인 PR 벡터이다.

을

과 반드시 동일하지는 않도록 일반화하는 것이 가능하다. 예를 들어,

을 선택하는 것이 가능하며, 이는

(1209)가 (8)에 포함되지 않거나 동등하게

임을 의미한다. 또한,

을 선택하는 것도 가능하다. 이 경우

(1208) 및

이

의 총 길이를 갖도록 (9)의

(1208)에

0이 첨부되어야 한다.

(8)의

를 2개의 벡터

(1208) 및

(1209)로 분리하는 이유는 BW 제약, 즉,

(705); 및 FOSE(707) 제약, 즉

를 단일 DOD를 갖는 단일 벡터를 사용하여 동시에 준수하기 어렵다는 것이다. DOD 속성 I를 활용하여,

1208 및

1209를 합산하면

1209가 DOD

를 가지기 때문에 DOD

를 갖는

를 생성한다.

(8)의

(1208)에서

원형 컨볼루션(1202, 1205)를 사용하는 이유는 다음 2가지 요건을 달성하면서 단일 DOD를 갖는 단일 벡터를 사용하는 것이 어렵다는 것이다: (1)

의 엔트리는 제로 평균 RV이고; 반면 (2)

는

705인 BW 제약을 준수한다. DOD 속성 II를 활용하여

(1201, 1204)를

(1203, 1206)와 원형 컨볼루션하면,

(1203, 1206)에 대한 DOD가 0이기 때문에 DOD

인 벡터를 생성하며, 이는

(1208)가 DOD

를 가짐을 의미한다. 펄스

(1208)은

및

을 적절히 선택하여

705를 준수하게 된다.

정리 IV: 제약 1-3 하의 (8)의

인

에 대응하는 MTF 채널은 다음에 비례하는

를 제외하고 (7)의

과 동일한 용량

를 갖는다:

as

(10)

여기서

및

는 각각 Rx(108, 208, 308)에서 MMSE-SIC 검출기(110, 210, 310)를 사용하여

를 갖는 (8)의

및

에 대응하는 비례 계수이다.

정리 IV의 중요성: (10)에 기초하여,

는 도 10b에 도시된 바와 같이 2개의 중간 SNR 영역(1006, 1007)으로 구성된다.

이 증가함에 따라,

의 고정 배수만큼 SNR을 증가시키는 것을 필요로 한다. 그 후, 나중에, 이는 도 10a의 "제2 Med.SNR"이라고 지칭되는 제2 중간 SNR 영역(1007)인

의 고정 배수만큼 평균 수신 SNR을 증가시키는 것을 필요로 한다. 도 10a는 (10)에 기초하여

를 (6)의

와 비교하고, 여기서, (8)의

,

및

는 직사각형 펄스이고, (8)의

는

의

아래이다. 도 10b에서, 제약 3이 없는

은 다수의 곡선("." 마커)으로 예시되고, 각각의 곡선은

의 값에 대응한다. 제약 3이 있는

은 다수의 점으로 예시되고("정사각형" 마커), 각각의 점은

을 최대화한다는 것을 확인한다.

특정 조건에서, 다음과 같은 점근적 한계에 도달할 수 있다:

a)

일 때 정리 IV는 정리 III으로 감소된다.

b)

및

일 때, 다음과 같다:

(11)

이 제한은

(701)이

로 표시되는 IEEE 802.11 WLAN 마스크에 대응할 때의 경우에 적용된다.

c)

(

는 상수) 및

일 때, 다음과 같다:

(12)

이 제한은

(701)이

로 표시되는 3GPP LTE (E-UTRA) 마스크에 대응할 때의 경우에 적용된다.

5.3 MTF 아키텍처

섹션 5.3.1은 표준 부과 스펙트럼 마스크(701)와 같은 통신 시스템에 일반적으로 부과되는 제약과 통신 채널(106, 306, 406)에 걸친 페이딩 및 간섭의 영향을 소개한다. 섹션 5.3.2에서는 섹션 5.3.1에서 소개된 제약을 기초로 여러 MTF 설계를 제안하고 섹션 5.3.3에서는 동일한 대역을 사용하여 병치될 때 다양한 MTF 시스템이 서로 통신할 수 있게 하는 데 적절한 아키텍처를 소개한다.

5.3.1 설계 제약 :

먼저, 2개의 중요한

(701), 즉

및

을 선택한다. 그런 다음, 통신 채널(106, 306, 406)을 모델링하고 이러한 채널에 걸친 제한된 대역 및 간섭의 유형을 비롯하여 MTF 아키텍처에 대한 그 영향을 조사한다.

(107)의 선택: 설계 단계 I-III(1302, 1304, 1306)에 제약 2를 포함하도록, 그리고, 일부 기존 시스템과의 공정한 비교를 도출하기 위해,

및

를 다음과 같이 정의한다:

a) 3GPP LTE(E-UTRA) 마스크

는

OOBE BW를 갖는

,

및

BW에 대해 정의되거나, 동등하게,

가

105, 205, 305

에서 총 적분 평균 전력의

를 함유하여야 한다.

b) 20MHz BW용 IEEE 802.11 WLAN 마스크는 다음과 같다:

에서, 제1 주파수 대역

는 대역폭이

인 점유 대역(705)에 대응한다. 중간 3개의 주파수 대역은 대역폭이

인 OOBE(706)에 대응한다. 마지막 주파수 대역

는 대역폭이 무한하고 전력 레벨이

인 FOSE 대역(707)에 대응한다.

통신 채널(106, 306, 406)의 모델링:

가

이고,

일 때, 채널(106, 306, 406)은 프리스 자유 공간 PL(FSPL) 모델 이후 모델링된 주파수 의존 경로 손실(PL)에 의해 영향을 받는 주파수 선택성(FS) 저속 페이딩 채널로서 모델링될 수 있다. 수학적으로, 이러한 채널은 LTI(Linear Time-Invariant)로 모델링할 수 있으며 채널의 이산 지연 확산이라 지칭되는 유한 길이

의 이산 시간 랜덤 임펄스 응답

를 사용하여 특성화할 수 있다. 페이딩은 비-LOS 채널의 경우 레일리로 모델링하거나 LOS 채널의 경우 강력한 LOS 성분이 있는 라이시안으로 모델링할 수 있다.

선택된 채널 모델의 효과:

1) 수학적으로 주파수 선택성 채널의 주요 효과는

인

1104에서 각각의 열

을 선형 컨볼루션하는 것이다. 이러한 컨볼루션의 결과는 새로운 MTF 행렬

이며, 이는 다음과 같이 정의된다:

(13)

여기서,

는

가

로 대체되고,

이

로 대체되고,

이

로 대체되고,

이

로 대체된다.

및

의

만큼의 증가는 MTF 시스템에서 I-FAT DOF의 수

의

만큼의 증가와 등가이다. DOD 속성 II를 기초로,

와

1104의

번째 열

사이의 선형 컨볼루션은 결과적인 DOD가 원래 DOD

와 통신 채널의 DOD

사이의 합과 동일하다는 것을 의미한다. 통신 채널(106, 306, 406)의 채택된 주파수 선택 페이딩 모델에 기초하여,

이다. 즉,

의 결과적인 DOD는 통신 채널(106, 306, 406)이 FS일 때

(1104)의 원래의 DOD와 동일하다.

2) 통신 채널(106, 306, 406)은 그 전달 함수(TF)

라고도 지칭되는

의 DTFT에 의해 주파수 도메인에서 동등하게 특성화될 수 있다. 이는 다음과 같은 연속 주파수 곱이

(14)

와

사이의 선형 이산 시간 컨볼루션을 대체할 수 있고, 여기서

는

의

번째 열

의 DTFT이다.

3) 프리스 FSPL 모델은

가

에 반비례한다는 것, 즉, 다음에 기초하고:

(15)

여기서,

는 에르고딕이라고 가정하여

에서

에 관한 기대를 나타낸다. (15)에 기초하여, FSPL가 1과 동일한 DOD를 가짐을 알 수 있다. 즉, FSPL의 효과는 반송파 주파수가

이면 1만큼

의 원래의 DOD

를 증가시키는 것이고, 그렇지 않으면,

에 대한 FSPL의 효과는

에 의존한다.

통신 채널(106, 306, 406)의 모든 효과에 기초하여, 정리 III은

을

로 대체하고,

을

으로 대체한 후, 그리고,

에 기초하여

을 재평가한 후 여전히 유효하다.

(1104)의 원래 DOD인

를 보존하기 위해 Tx(104, 204, 304)에서 사전-채널 필터(500)가 필요하며, 이는 섹션 5.3.2에서 설명된다.

간섭의 모델링: 통신 네트워크에 걸쳐 2가지 유형의 간섭이 존재한다.

(a) 폭이

인 것으로 정의되는 협대역 간섭(NBI); 및

(b) 폭이

인 것으로 정의되는 광대역 간섭(WBI).

NBI는

1208의 존재로 인한 LTE 및 Wi-Fi 시스템과 같은 기존 시스템 및 다른 MTF 시스템으로부터의 송신을 포함하는 반면 WBI는

(1209)의 존재로 인한 초광대역(UWB) 시스템 및 다른 MTF 시스템으로부터의 송신을 포함한다. 여러 연구에 따르면, 표 I에서 볼 수 있는 바와 같이 주파수

에서 주파수 대역의 낮은 활용이 나타났고, 표 I은 도시 환경에서의 결과에 기초한 평균 듀티 사이클 대 주파수 범위

를 표시한다. 표 I는 북미와 유럽 전역에 걸친 도시 중심지에 대한 여러 다른 연구와 일치한다. 모든 연구는 주파수

에 정비례하여 활용도가 기하급수적으로 감소함을 나타낸다. 알려진 활용도가 높은 주파수 범위를

라 지칭한다.

표 I 주파수 범위에 걸친 평균 활용 듀티 사이클.

제한된 대역

: NBI 및 WBI 양자 모두와 경쟁해야 하는 것에 추가로,

라고 지칭되는 일부 대역은 규제 기관(47 CFR 15.205)에 의해 제한되는 것으로 고려되었다.

5.3.2 펄스 및 필터 설계:

통신 채널(106, 306, 406)의 모델, 그를 통한 간섭 유형 및

의 존재를 포함하는 통신 채널의 통계에 대한 지식에 기초하여, 본 개시는 제약 1-3이 적용된

를 최적화할 목적으로

(1201, 1204),

(1209),

(1203, 1206) 같은 펄스뿐만 아니라 Tx(104, 204, 304)에서의 사전-채널 필터(500) 및 Rx(108, 208, 308)에서의 사후-채널 필터(615) 같은 필터를 설계한다.

(1201, 1204)의 설계: (9)의

(1201, 1204)에 대한 기본 설계는 직사각형 펄스이다. 그 모든 0들이 단위 원 상에 있더라도, 이를

만큼 주파수 내에서 이동시킴으로써 그 0들을 단위 원으로부터 멀리 이동시키는 것이 가능하다. 이 이동은 코사인파의 한 로브 형상의 실수 부분과 사인파의 음의 로브 형상의 허수 부분을 갖는 복소 펄스

(1212, 1213)를 형성한다. 모든

(1201, 1204)가

(1212, 1213)로서 선택될 때, (9)의

(1208)는

(1214)로 표시된다. (9)의

(1208)가

로 선택될 때, 정리 III의

는 점근적으로

와 동일하다. 이 경우,

의 진폭은 제약 1을 준수하도록 선택된다.

(1209)의 설계: (8)의

(1209)의 가능한 설계는 다음과 같다:

(16)

여기서,

은 역 이산 푸리에 변환(DFT) 연산을 나타내고; 위상

는

for

에 걸쳐 균일한 분포를 갖는 PR로 선택된다.

(1209)는 주파수 기반 PR 다상 서명이라고도 알려져 있다.

(1203, 1206)의 설계: (9)의

(1203, 1206)의 가능한 설계는 다음과 같다:

(17)

여기서, 위상

은

이 오버헤드 인자

를 최소화하기 위해

와 동일해야 한다는 것을 제외하면 (16)의

(1209)와 유사하게,

에 대해

에 걸쳐 균일한 분포를 갖는 PR로서 선택된다. 통신 채널이 (14)의

이

로 승산되게 강제하기 때문에, 결과적인 곱

은 (17)의

(1203, 1206)이 다음으로 대체되게 강제한다:

(18)

이는

및

일 때의 경우이고, 여기서,

는 랜덤 진폭이며, 이는 LOS 채널에 걸쳐 강한 LOS 성분을 갖는 라이시안 분포 또는 NLOS 채널에 걸친 레일리 분포 중 어느 하나를 가지고,

이다.

일 때

선택: 본 개시는 (12)의

를

로 선택하고 나머지

를

(1208)의 OOBE(706) BW에 할당한다. 제약 2 하에서, (12)는

로 다시 쓸 수 있다.

Tx(104, 204, 304)에서 사전-채널 필터링(500)의 설계:

(47 CFR 15.205)를 준수하고

를 통한 송신을 방지하기 위해, 사전-채널 필터(500)가 Tx(104, 204, 304)에서 권장된다. 더욱이, (15)에 따르면, FSPL의 효과는

(1209)가 (8)에서 가산되어 결과적인 DOD가 점근적으로 값 0이 되게 강제한다는 사실에도 불구하고,

(1104)의 DOD

를 1만큼 증가시키는 것이다. 3가지 문제를 모두 해결하기 위해,

(1104)는 (8)에서

(1208)를

로,

(1209)를

로 및

를

로 대체하는 것에 기초하여 사전-채널 MTF 행렬

로 대체되고, 여기서, DTFT

는 다음 2개의 작용에 의해 사전 처리된다:

1. 다음과 같이

에 의해

를 사전 왜곡:

(19)

여기서

는

를 유지하도록 선택된다.

2.

가 제외 대역에서 널(null)을 함유하도록 강제:

, 여기서,

및

의 성분

및

.

두 작용 모두의 결과로서, (10)의

는 다음으로 대체되고:

as

(20)

(11)은

로 대체되며, 이는 샘플이 실수일 때

인 바젤 문제에 따라

이기 때문이다. 한편, (12)는

로 대체된다. 예를 들어,

일 때,

이다.

Rx(108, 208, 308)에서의 사후-채널 필터링(615)의 설계: 사후-채널 필터링(615)이 Rx(108, 208, 308)에서 사용되어 통신 채널을 통한 NBI의 영향을 감소시킬 수 있다. 이 경우 다음 두 단계로 구성된 MTF 절제 필터를 포함해야 한다:

(a) NBI에 대응하는 주파수 범위

를 추정한다.

일 때, 주파수

는

에 속하고, 여기서

는 NBI를 감소시키기 위한 특정 최적화 기준을 충족하도록 선택된 임계값이다.

(b)

에서,

의 연속 시간 버전

의 PSD

에서 널을 강제함으로써 추정된 NBI를 절제한다.

또한, 사후-채널 필터링은 Rx(108, 208, 308)에서 노이즈와 간섭의 영향을 감소시키기 위해

에서 널을 포함하여야 한다.

샘플링 유형 및 주파수

선택: 통신 시스템에서 이용가능한 샘플링에는 3가지 유형이 있다: 기저대역 샘플링, IF 샘플링 및 RF 샘플링. RF 샘플링은 도 6a 및 도 6b에 도시된 바와 같이 임의의 상향 변환/하향 변환 스테이지가 필요하지 않기 때문에

일 때 권장된다. 이 경우, 반송파 주파수

는

이도록 선택된다. 한편, IF 샘플링은 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이 더 적은 수의 변환 스테이지를 필요로 하기 때문에

일 때 기저대역 샘플링보다 권장된다. 이 경우 중간 주파수

는

와 동일하게 선택된다.

반송파 주파수

의 선택: MIMO 통신에 적절한 다중경로-풍부 환경을 허용하고,

를 피하면서 비교적 낮은 간섭 및 낮은 경로 손실로

를 만족하는 주파수 범위를 선택하기 위해, 본 개시는

를 선택하는 것을 제안한다.

번째 Tx에 대해

를 모든 다른

-1 반송파 주파수

로부터 구별되도록 선택함으로써

를 감소시키는 것이 가능하다.

반송파 주파수의 최적 선택은 각각의 주파수에 대해 최적 집합

로부터 또는

같은 임의의 다른 집합으로부터 하나의 고유한 주파수를 선택하는 것이다.

및

반송파 주파수가

또는

로부터 고유하게 선택될 때, 다른

-1 간섭 반송파 주파수로부터 유래하는 NBI를 감소시키기 위해 Rx(108, 208, 308)에서 MTF 절제 필터를 함유하는 사후-채널 필터링(615)이 권장된다.

5.3.3 MTF 시스템 아키텍처:

도 1 내지 도 4에 도시된 아키텍처는 도 5a, 도 5b, 도 6a 및 도 6b에 설명된 바와 같은 Tx(104, 204, 304) 및 Rx(108, 208, 308)와 함께, 중첩하는 면허 대역 또는 비면허 대역을 사용할 때의 MTF 시스템이 다른 병치된 MTF 시스템과 통신할 수 있게 한다. 이러한 MTF 시스템은 모두가 서로 통신할 수 있는 셀룰러 유형, Wi-Fi 유형 및 무선 센서/사물 인터넷 유형 시스템을 포함한다. 도 5a, 도 5b, 도 6a 및 도 6b와 함께 도 1 내지 도 4는 MTF 변조기(102, 202, 302), Tx(104, 204, 304)의 일부, Rx(108, 208, 308)의 일부 및 MTF 검출기(110, 210, 310)를 포함하는 디지털 컴포넌트(510)를 가지고 있다. Tx(104, 204, 304)의 디지털 부분은 사전-채널 필터(500)와 디지털-아날로그(D/A) 컨버터(503)의 디지털 부분을 포함한다. Rx(108, 208, 308)의 디지털 부분은 사후-채널 필터(615)와 아날로그-디지털(A/D) 컨버터(613)의 디지털 부분을 포함한다. 디지털 컴포넌트는 대부분 소프트웨어 정의(S/W)되며

사전-채널 필터(500), 사후-채널 필터(615) 및 MMSE-SIC 검출기(110, 210, 310)를 조절함으로써 그가 통신하는 MTF 시스템에 따라 성격을 변경하는 것이 허용된다. 또한, 도 1 내지 도 4에 도시된 아키텍처는 Tx(104, 204, 304)의 일부 및 Rx(108, 208, 308)의 일부와 함께 하드웨어 정의(H/W)된 아날로그 컴포넌트(511, 513, 616, 618)를 가지고 있다. 도 5a, 도 5b, 도 6a 및 도 6b에 설명된 바와 같이, Tx(104, 204, 304) 및 Rx(108, 208, 308)의 아날로그 부분은 컨버터(예를 들어, D/A(502), 상향/하향(504, 611) 및 A/D(613)), 아날로그 필터(607)(예를 들어, 대역 통과 필터(BPF) 및 저역 통과 필터(LPF)) 및 증폭기(예를 들어, 전력 증폭기(PA)(506) 및 저잡음 증폭기(LNA)(609))를 포함한다.

대부분의 기존 시스템이 S/W 컴포넌트와 H/W 컴포넌트를 함유하고 있음을 감안할 때, 그 한계를 극복하는 것이 가능한 한, H/W 수정을 필요로 하지 않고 S/W 다운로드를 통해 이러한 시스템을 MTF 시스템으로 업그레이드하는 것이 가능하다. 예를 들어, 이용가능한 A/D 컨버터의 샘플링 주파수

가

를 만족하는 배수

만큼 필요한

보다 작을 때, 여러 상호 배타적이지 않은 기술을 사용하여 동일한 원하는 채널 용량

을 유지하면서

를 수용하도록

만큼

를 감소시키는 것이 가능하다.

MTF 기술 1:

를

만큼 증가시키면서

를

만큼 데시메이트한다.

MTF 기술 2: 정보/DOF의

를 로딩하여 제약 3을 완화한다.

MTF 기술 3:

의 각각의 열에 별개의

를 강제하면서

를 선택한다.

를 갖는 한계를 극복하기 위해 위에 제시된 여러 MTF 기술을 조합하는 것이 가능하다. 예를 들어,

를 1에서 4로 증가시키면서 정보 비트/DOF의 수를 1 비트에서 2 비트로 증가시킴으로써,

을 얻는다.

5.4 MTF MA 네트워크

이 섹션에서는 LTE 및 Wi-Fi 네트워크와 같은 기존 MA 네트워크와 유사한 중앙 집중식 토폴로지에 걸쳐 MTF MA 네트워크를 설계한다. 임의의 중앙 집중식 토폴로지의 전형인 MTF MA 네트워크는 2가지 유형의 송신으로 구성된다: (a) 기지국(BS) 또는 액세스 포인트(AP)로부터 디바이스로의 다운링크(DL) 송신; 및 (b) 디바이스로부터 BS/AP로의 업링크(UL) 송신. MTF MA 네트워크의 설계는 다음 가정을 기초로 한다:

5.4.1 가정:

a) 병치된 여러 중앙 집중식 MTF MA 네트워크는 중첩되는 면허 또는 비면허 대역을 사용한다. 섹션 5.3.3의 시스템 아키텍처를 기초로 이러한 네트워크는 협업할 수 있으며 이는 많은 이점을 제공한다. 예를 들어 TDD(Time Division Duplex)가 구현될 수 있으며, 이는 DL과 UL 송신 사이의 시간적 분리를 강제한다.

b) MTF BS/AP는 디바이스에서 간섭하는 BS/AP로부터 WBI를 감소시키기 위해 대부분의 MTF MA 네트워크의 DL 부분에서 빔포밍에 사용되는 안테나 어레이를 함유한다.

c)

번째 MTF Tx(104, 304)와 MTF Rx(108, 308) 사이의 범위

는 이들 사이의 링크 버짓

의 함수이고, 여기서

(21)

은 평균 송신 전력이고;

는 Rx의 노이즈 지수이고;

는 사후-채널 필터의 출력에서

단위의 노이즈-등가 BW인

에 대응하고;

는 절제 인자이고,

로 정의되며;

는 Tx와 Rx 사이의 안테나 이득이다.

d) (17)에 정의된 바와 같은 고유

(1203, 1206) 및 (16)에 정의된 바와 같은 고유

(1209)이

번째 MTF 디바이스

에 대해 선택된다.

e)

(1208)는 그 PSD

(808)이

에서 널을 갖는 것을 만족하도록 설계되고, 여기서,

는

(1208)의 연속 시간 버전이다.

f)

(1209)는 그 PSD

(809)가 (19)에 따라 사전 왜곡되는 것을 만족하도록 설계되고, 여기서,

는

(1209)의 연속 시간 버전이다.

g) 높은 DL 용량

을 유지하기 위해 DL 부분에서

인 반면, (21)에서

를 감소시키기 위해 MTF MA 네트워크의 UL 부분에서

, 여기서

및

은 UL 및 DL 각각에 대응하여 (2)에서 표시된다.

을 선택하는 추가적인 이유는 MTF 디바이스로부터의 송신에 대응하는 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소시키는 것이며, 이는 (9)의

1208을

1214로서 선택함으로써 더 더욱 감소될 수 있다.

을 선택하는 다른 이유는

인 메모리가 없는 MTF MA 네트워크를 갖는 것이다. 한편, DL 부분에서

을 선택하는 것은 MTF MA 네트워크에 메모리가 있고

라는 것을 의미한다. 예를 들어,

일 때,

이다.

UL 부분에서, 모든

활성 Txs(104, 204, 304)에 대응하는

(101, 201, 301)의 모든

심볼이 검출되어야 하는 반면, DL 부분에서, 원하는 Tx(104, 204, 304)에 대응하는

(101, 201, 301)의 원하는 심볼만 검출되면 되고,

(1104)의

간섭 열에 대응하는 나머지 심볼은 무시된다. 이러한 이유로, 바람직한 실시예는 (21)의

를 UL 부분에 대한

에서 제약 3 의 전체 구현에 대응하도록 제약하는 것인 반면 DL 부분에서, 바람직한 실시예는

(101, 201, 301)에서 원하는 수신된 심볼에만 대응하는 제약 3의 부분적 구현에 대응하도록 (21)의

을 제약하는 것이다.

5.4.2 MTF MA 네트워크의 설계:

위의 가정을 기초로, 3개의 MTF MA 네트워크, 즉

,

및

를 설계하며, 이들 모두는 BW

인 마스크에 의해 제약된다. 이는

(1301)을 의미한다. 예를 들어,

(701)이

로서 선택되고

(1208)이

(1214)로서 선택되며, PSD

(908)일 때,

및

(1301)이다. 한편,

(107)가

로 선택되고,

(1208)가

(1214)로 선택되고, PSD

(908)일 때,

및

(1301)이다.

또한, 각각의 네트워크의 DL 부분은 비교적 낮은 간섭을 갖는 것으로 가정되기 때문에, 이는 메모리를 갖는 것으로 특성화되고,

, 및

(1301)이다. 한편, 각각의 네트워크의 UL 부분은 비교적 높은 간섭을 갖는 것으로 가정되기 때문에, 이는 메모리가 없는 것으로 특성화되고,

,

, 및

(1301)이다. 따라서,

및

(1301)이다.

,

및

에 대한 설계 파라미터:

1.

은

(1301)의 원하는 DL 채널 용량 및

1301의 원하는 UL 채널 용량을 갖도록 선택되고, 양자 모두는

의 비면허 (타이틀 47 CFR 15.247) 중간 대역 주파수에 걸쳐진다. 또한 DL과 UL 양자 모두에 대해

및 IF 샘플링을 선택하고, 여기서,

및

이다.

2.

는

(1301) 및

(1301)을 갖도록 선택되고, 양자 모두는

의 비면허 중간 대역 주파수에 걸쳐진다. 또한,

및 IF 샘플링을 선택하고, 여기서

및

이다.

3.

은

에서 면허 대역을 사용하여, 여기서,

(1301) 및

(1301)이다. 또한,

및 RF 샘플링을 선택하고, 여기서

및

이다.

도 9는

(1209)가 (19)에 따라 사전 왜곡된 (16)에 정의된 바와 같이 선택되는 반면

(1208)가

(1214)로서 선택될 때

에서 널을 갖는,

에 대한

의 PSD

(908) 및

(1209)의 PSD

(809)를 표시한다.

및

에 비교하여

의 한 가지 이점은

의 증가를 댓가로

의 값에 무관하게

만큼

를 감소시킴으로써

및

를 배수

만큼 증가시킬 수 있다는 것이다.

실용적 고려 사항 I: 일반적으로, 섹션 5.3.3에 설명된 3가지 MTF 기술 1-3의 임의의 조합을 선택하여 동일한

를 유지하면서

및

을 배수

만큼 증가시키는 것이 가능하다. 예를 들어 정보 비트/DOF의 수를 1 비트에서 2비트/DOF로 증가시키고

를 1에서 4로 증가시키면

를 얻을 수 있고, 결과적으로

,

및

이다.

실용적 고려 사항 II:

및

을 고정되게 유지하고 섹션 5.3.3에서 MTF 기술 3을 선택하여 동일한

를 유지하면서

를 배수

만큼 증가시키는 것이 가능하다. 이 경우,

인 한,

의 증가는 합리적이다.

이면, 지연

을 증가시켜

의 증가를 합리적으로 유지할 수 있다. 예를 들어,

를 1 샘플로부터 2 샘플로 배가함으로써(이는

및

를 절반이 되게 함)

를 8에서 16으로 배가시킬 수 있다.

를 1에서 16으로 증가시킨다는 의미는

및

를 절반이 되도록 강제한 후 동일한 중첩하는 면허 및 비면허 대역에 걸쳐 16개의 병치된 MTF 네트워크가 공존할 수 있다는 것을 의미한다.

실용적 고려 사항 III: 비율

을 감소시킴으로써

및

를 절반이 되도록 강제하지 않고,

만큼

를 증가시키는 것이 가능하며, 여기서, 아래에 제시된 바와 같이

이다:

가 고정된 경우의

증가:

a)

를 증가시키는 한 가지 방법은 Tx(104, 204, 304)에서

를 증가시키는 것에 의한 것이며, 이는 각 MTF 디바이스에 대해 원하는 DL 용량

(1301)에 영향을 미치지 않는다. 이는 전체 원하는 네트워크 용량

(1301)에 영향을 주지 않고 UL 부분에 대한 MTF 디바이스당 용량을 감소시킨다.

b)

를 증가시키는 또 다른 방법은 다중경로-풍부 통신 채널(106, 306, 406)의 주파수 선택 특성을 활용함으로써 Rx(108, 208, 308)에서 간접적으로

를 증가시키는 것에 의한 것이며, 이는

가

로 대체되게 강제하거나, 또는 동등하게,

가

로 대체되게 강제한다. 이는 종종 다중경로 다이버시티라 지칭된다. 이 경우, (17)의

(1203, 1206)은 Rx(108, 308)에서 (18)의

로 대체된다.

c) Rx(108, 208, 308)에서 간접적으로

를 증가시키는 또 다른 방법은 수신 안테나의 수

을 증가시키는 것에 의한 것이며, 이는 그에 따라 전체 네트워크 용량을 증가시키지만, 각 MTF 디바이스에 대한 채널 용량에는 영향을 미치지 않는다. 이는 종종 도 4에 도시된 바와 같이 공간 다이버시티 또는 MU-MIMO로 지칭된다. 각각의 MTF BS/AP가

개의 수신 안테나 어레이를 함유하고

가 동시에 활성화된 MTF 디바이스의 수라고 가정하면, 따라서,

번째 수신 안테나는 수신 신호

를 생성하고, 여기서,

이고;

는

번째 송신 안테나와

번째 수신 안테나 사이의 통신 채널(106, 306, 406)이고,

는

번째 수신 안테나에서의 노이즈이다.

Claims

통신 채널(106, 306, 406)을 통해 정보 프레임(101, 201, 301)을 송신하는 방법에 있어서, 상기 방법은,
상기 정보 프레임(101, 201, 301)을 이산 시간 시간-제한 신호(103, 203, 303)로 변환하기 위한 제1 변환 동작(102, 202, 302)- 상기 정보 프레임(101, 201, 301)은 복수의 FAT(Finite Access Time) 자유도(DOF)(1307)로 함유됨 -;
상기 이산 시간 시간-제한 신호(103, 203, 303)를 연속 시간 신호로 변환하는 제2 변환 동작(502); 및
상기 통신 채널(106, 305, 406)을 통해 상기 연속 시간 신호(103, 203, 303)를 송신하기 위한 송신 동작(104, 204, 304)을 포함하는, 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 제1 변환 동작(102, 202, 302)은 각 MTF 설계 단계 I(1302)에 따라 상기 복수의 FAT DOF가 선택되도록(1303) 설계된 행렬을 사용하는, 방법.
청구항 2에 있어서, 상기 행렬은 블록 토플리츠(Block Toeplitz)(1104)인, 방법.
청구항 2에 있어서, 상기 행렬은 각 MTF 설계 단계 II(1304)에 따라 상기 선택된 복수의 FAT DOF(1303)가 개선되도록(1305) 추가로 설계되는, 방법.
청구항 4에 있어서, 상기 행렬은 각 MTF 설계 단계 III(1306)에 따라 선택되고 개선된 복수의 FAT DOF(1305)가 랜덤화(1307)되도록 추가로 설계되는, 방법.
청구항 5에 있어서, 상기 행렬(1104)의 각각의 열은 복수의 서브 열(1208, 1209)을 가산한(1210) 결과이고; 제1 서브 열(1208)은 0보다 더 큰 DOD(Degree of Differenciability)를 갖는 함수에 대응하는, 방법.
청구항 6에 있어서, 제2 서브 열(1209)은 DOD가 0과 동일한 함수에 대응하는, 방법.
청구항 7에 있어서, 상기 제2 서브 열(1209)의 요소는 독립적인 의사 랜덤 변수인, 방법.
청구항 8에 있어서, 상기 제1 서브 열(1208)은 각각의 펄스가 0보다 더 큰 DOD를 갖는 복수의 펄스(1215, 1216) 간의 선형 컨볼루션 연산(1207)을 수행한 결과인, 방법.
청구항 9에 있어서, 상기 제1 펄스(1215, 1216)는
DOD가 0보다 더 큰 제1 서브 펄스(1201, 1204); 및
DOD가 0인 제2 서브 펄스(1203, 1206) 간의 원형 컨볼루션 연산(1202, 1205)을 수행한 결과인, 방법.
통신 채널(106, 306, 406)을 통해 정보 프레임(101, 201, 301)을 송신하기 위한 장치에 있어서,
상기 정보 프레임(101, 201, 301)을 이산 시간 시간-제한 신호(103, 203, 303)로 변환하기 위한 제1 컨버터- 상기 정보 프레임(101, 201, 301)은 복수의 FAT DOF(1303)로 함유됨 -;
상기 이산 시간 시간-제한 신호(103, 203, 303)를 연속 시간 신호(105, 205, 305)로 변환하는 제2 컨버터(502); 및
상기 통신 채널(106, 306, 406)을 통해 상기 연속 시간 신호(103, 203, 303)를 송신하기 위한 송신기(104, 204, 304)를 포함하는, 장치.
청구항 11에 있어서, 상기 제1 컨버터(102, 202, 302)는 각 MTF 설계 단계 I(1302)에 따라 상기 복수의 FAT DOF가 선택되도록(1303) 설계된 행렬을 사용하는, 장치.
청구항 12에 있어서, 상기 행렬은 블록 토플리츠(1104)인, 장치.
청구항 12에 있어서, 상기 행렬은 각 MTF 설계 단계 II(1304)에 따라 상기 선택된 복수의 FAT DOF(1303)가 개선되도록(1305) 추가로 설계되는, 장치.
청구항 14에 있어서, 상기 행렬은 MTF 설계 단계 III(1306)에 따라 선택되고 개선된 복수의 FAT DOF(1305)가 랜덤화(1307)되도록 추가로 설계되는, 장치.
청구항 15에 있어서, 상기 행렬(1104)의 각각의 열은 복수의 서브 열(1208, 1209)을 가산한(1210) 결과이고; 제1 서브 열(1208)은 0보다 더 큰 DOD를 갖는 함수에 대응하는, 장치.
청구항 16에 있어서, 제2 서브 열(1209)은 DOD가 0과 동일한 함수에 대응하는, 장치.
청구항 17에 있어서, 상기 제2 서브 열(1209)의 요소는 독립적인 의사 랜덤 변수인, 장치.
청구항 18에 있어서, 상기 제1 서브 열(1208)은 각각의 펄스가 0보다 더 큰 DOD를 갖는 복수의 펄스(1215, 1216) 간의 선형 컨볼루션 연산(1207)을 수행한 결과인, 장치.
청구항 19에 있어서, 상기 제1 펄스(1215, 1216)는
DOD가 0보다 더 큰 제1 서브 펄스(1201, 1204); 및
DOD가 0인 제2 서브 펄스(1203, 1206) 간의 원형 컨볼루션 연산(1202, 1205)을 수행한 결과인, 장치.