FR2890504A1 - Estimation iterative de canal de propagation pour mimo dans un reseau cdma - Google Patents

Abstract

Dans un récepteur de radiocommunication à traitement itératif de symboles d'un signal reçu (y), incluant des séquences pilotes et des symboles codés de signal utile, émis depuis plusieurs antennes d'émission dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception, un module de décodage (MD) fournit des estimées souples de chips (X) en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile. Pour chaque séquence pilote, un module de calcul d'interférences (MC2) calcule des premières interférences des estimées souples (X) et des autres séquences pilotes, et un estimateur de canal (EC) soustrait les premières interférences calculées au signal reçu afin d'estimer une autre estimée de canal. En outre, une atténuation d'un éventuel éblouissement détecté est réalisée par une méthode de projection oblique en fonction d'un vecteur du signal reçu.

Description

Estimation itérative de canal de propagation

pour canal MIMO dans un réseau CDMA La présente invention concerne une technique d'estimation itérative de canal à entrée et sortie multiple MIMO ("Multiple Input - Multiple Output", en anglais) selon une transmission étalée en temps par des séquences orthogonales. Les entrées multiples correspondent à des antennes d'émission relatives à plusieurs mobiles dans le sens montant ou à une unique station de base dans le sens descendant.

Dans un système radio mobile de type CDMA ("Coded Division Multiple Access", en anglais) l'estimation du canal MIMO s'effectue dans un récepteur à plusieurs antennes de réception en fonction de séquences de chips connus appelées séquences pilotes (Common Pilot Channel pour le HSDPA sens descendant). Une séquence pilote est construite à partir d'une séquence d'étalement spécifique pour étaler des symboles connus, afin de générer des chips connus. Une unique séquence pilote est attribuée par antenne d'émission et lesdites séquences pilotes attribuées sont orthogonales entre elles. De plus, il est souhaitable qu'en réception, selon une transmission sur le canal MIMO, les séquences pilotes soient orthogonales aux autres séquences d'étalement utilisées pour la transmission de données utiles. Cette dernière propriété n'est pas assurée lorsque l'émission est dite surchargée, c'est-à-dire lorsque le nombre de séquences d'étalement orthogonales disponibles à l'émission est insuffisant pour assurer des propriétés d'orthogonalité entre les séquences d'étalement utilisées pour toutes les antennes. Dans ce cas, les séquences d'étalement utilisées sont choisies afin de minimiser l'intercorrélation entre les séquences pilotes et les autres séquences. Si le canal de propagation n'introduit pas d'interférences entre symboles et dans le cas d'un système non surchargé, le signal associé à chaque séquence d'étalement est récupéré par projection du signal reçu sur la dimension associée, et réciproquement le canal de propagation est estimé en se basant sur la connaissance d'un des signaux émis, tel que la séquence pilote. Une estimation à partir de la séquence pilote sur un canal sélectif en fréquence ou/et surchargé conduit à deux types de problématiques indépendantes: Les interférences entre symboles cassent la structure orthogonale des séquences d'étalement.

La surcharge du système se traduit par un nombre de flux de données supérieur au nombre de dimensions orthogonales disponibles. Dans ce cas, on ne peut plus séparer et traiter indépendamment les données par simple projection.

L'invention a pour objectif d'améliorer l'estimation d'un canal de transport utilisant séquences pilotes dans radiocommunication numérique, itérative les interférences sur une pluralité d'antennes de surcharge et/ou de sélectivité fréquentielle.

Pour atteindre cet objectif, un procédé pour traiter itérativement dans un récepteur de radiocommunication des blocs d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes superposees aux 20 des un récepteur de en diminuant de manière dues à la transmission en émission en présence symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception du récepteur, ledit procédé comprenant pour chaque bloc de signal reçu une estimation d'une estimée de canal en fonction des séquences pilotes reçues, un décodage du signal reçu en fonction de l'estimée de canal, est caractérisé en ce qu'il comprend, pour chaque itération sur un bloc de signal reçu, les étapes suivantes.

fournir des estimées souples de chips en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile, pour chaque séquence pilote, calculer des premières interférences des estimées souples de chips et des autres séquences pilotes, et pour chaque séquence pilote, soustraire les premières interférences calculées au signal reçu afin d'estimer une autre estimée de canal.

L'estimation de canal de propagation est ainsi améliorée en soustrayant au signal reçu des interférences des autres séquences pilotes et des données émises codées et étalées. L'efficacité de cette soustraction dépend de la qualité de la connaissance du canal de propagation entre les antennes d'émission d'un émetteur et le récepteur comprenant une ou plusieurs antennes de réception. Les traitements itératifs dans le récepteur sont basés sur un ensemble d'informations probabilistes sur des blocs du signal reçu, apportant une connaissance de plus en plus fiable des symboles d'information codés et étalées afin que les estimées souples de chips déduites du signal reçu convergent de plus en plus vers les chips émis. Lorsqu'une telle connaissance de plus en plus fiable des données interférentes est rendue disponible dans un module du décodage du récepteur, l'estimation de canal est améliorée par soustraction de plus en plus précise des interférences sur la séquence pilote considérée.

L'estimation de canal itérative est d'autant plus fidèle que les connaissances des données codées et étalées sont fiables.

Par ailleurs, l'estimation de canal selon l'invention ne nécessite pas de statistiques d'ordre deux sur les coefficients du canal, contrairement à des méthodes classiques telle que la méthode basée sur le critère d'erreur quadratique moyenne minimum MMSE ("Minimum Mean Square Error", en anglais).

Selon un autre aspect de l'invention, le procédé peut comprendre les étapes de: calculer des deuxièmes interférences des séquences pilotes sur les symboles codés de signal utile, et soustraire les deuxièmes interférences calculées au signal reçu.

Ainsi, l'interférence des séquences pilotes sur les données de signal utile est limitée grâce à une soustraction améliorée par une meilleure estimation itérative du canal de propagation.

Par ailleurs, lorsque le canal de propagation est sélectif en fréquence, l'orthogonalité des séquences d'étalement n'est pas conservée à cause de l'interférence entre symboles, et l'estimation de canal de propagation à partir des séquences pilotes souffre de l'interférence des données de signal utile et des autres séquences pilotes transmises par toutes les antennes d'émission. Comme la puissance reçue pour chaque antenne varie indépendamment, un phénomène d'éblouissement associé à de forts évanouissements apparaît de manière plus ou moins importante. Les termes d'autocorrélation et d'intercorrélation des séquences pilotes et des données de signal utile entre elles génèrent un bruit additif qui dégrade l'estimation de canal conventionnelle. Ce niveau de bruit supplémentaire se traduit par une mauvaise estimation du canal qui peut détériorer les performances du récepteur.

Pour obvier à ce phénomène d'éblouissement, le procédé comprend, pour chaque antenne de réception, une détection d'éblouissement en évaluant des puissances reçues à travers les canaux de propagation discrets entre les antennes d'émission et l'antenne de réception afin d'atténuer un éblouissement produit par une antenne d'émission lorsque la puissance du canal de propagation issu de l'antenne d'émission excède de manière significative toutes les autres puissances. La détection d'éblouissement peut être réalisée par comparaison du rapport des puissances des canaux de propagation à un seuil, fixé comme paramètre.

Si un éblouissement relatif à une antenne d'émission est détecté, des canaux de propagation entre les antennes d'émission et l'antenne de réception sont classés par ordre décroissant de leurs puissances évaluées. Puis, l'éblouissement détecté relativement à une antenne d'émission courante est atténué par une projection orthogonale d'un vecteur de différence déduit du bloc de signal reçu, sur un espace orthogonal à un espace défini par des coefficients de transfert du canal de propagation issu de l'antenne d'émission précédant l'antenne d'émission courante selon l'ordre décroissant en un vecteur projeté. Chaque composante du vecteur de différence est égale à la différence d'une composante du bloc de signal reçu et des interférences entre l'antenne d'émission courante et des antennes d'émission suivantes classées selon l'ordre décroissant. Puis le vecteur projeté est projeté sur un espace défini par la séquence pilote relative à l'antenne courante pour estimer les coefficients de transfert du canal de propagation de l'antenne d'émission courante. Cette opération est répétée pour l'antenne suivante selon l'ordre décroissant.

L'invention concerne également un récepteur de radiocommunication pour traiter itérativement des blocs d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception du récepteur, et ledit récepteur comprenant un estimateur de canal pour estimer une estimée de canal pour chaque bloc de signal reçu en fonction des séquences pilotes reçues et un module de décodage pour décoder le bloc de signal reçu en fonction de l'estimée de canal, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen pour fournir des estimées souples de 25 chips en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile, un moyen pour calculer, pour chaque séquence pilote, des premières interférences des estimées souples de chips et des autres séquences pilotes, et un moyen pour soustraire, pour chaque séquence pilote, les premières interférences calculées au signal reçu afin d'estimer une autre estimée de canal.

L'invention se rapporte encore à un programme d'ordinateur et un support d'informations comportant des instructions du programme d'ordinateur. Le programme d'ordinateur traite itérativement dans un récepteur de radiocommunication selon l'invention des blocs d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception du récepteur, ledit programme comprenant des instructions qui, lorsque le programme est chargé et exécuté sur ledit récepteur, réalisent les étapes selon le procédé de l'invention.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention, données à titre d'exemples non limitatifs, en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un émetteur de radiocommunication à plusieurs antennes selon l'invention; -la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un récepteur de radiocommunication à plusieurs antennes selon l'invention; et - la figure 3 est un algorithme d'un procédé de traitement itératif selon l'invention.

De manière générale, l'invention décrite ci- après est relative à un récepteur de radiocommunication dans un réseau de radiocommunication cellulaire numérique de type CDMA. Le récepteur possède une ou plusieurs antennes de réception et communique avec un émetteur à plusieurs antennes d'émission. Par exemple, l'émetteur est une station de base ou est constituée de plusieurs terminaux mobiles.

Dans le réseau de type CDMA, des interférences entre symboles dans un signal d'usager et des interférences d'accès multiple entre des signaux de plusieurs usagers sont engendrés par la propagation dans le canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur et dégradent la qualité du signal reçu. Ces dégradations sont réduites par une estimation de la fonction de transfert du canal de propagation qui est effectuée à l'aide d'information connue par avance du récepteur, comme une séquence pilote transmise en continu par l'émetteur. Le bruit additif à la réception du signal détériore cette estimation de la fonction de transfert et tempère la réduction des interférences. Le récepteur traite alors en boucle des données correspondant au signal reçu et bruité à travers le canal de propagation, afin d'améliorer l'estimation du canal de propagation. Le signal reçu comprend alors un signal utile correspondant à des données à transmettre multiplexées aux séquences pilotes et mélangées au bruit additif. Un tel récepteur de radiocommunication est désigné par récepteur itératif.

En référence à la figure 1, un émetteur EM traite une trame radio contenant une séquence de bits SB qui sont répartis et transmis en parallèle au moyen de T antennes d'émission AE1 à AET, avec T ? 2. Dans le cas où l'émetteur est constitué de plusieurs terminaux mobiles d'usager, la séquence de bits présuppose le multiplexage de plusieurs séquences de bit, une par usager. La séquence de bits SB comprend des bits d'information utile et un code à redondance cyclique CRC déduit des bits d'information utile et sera traitée par le récepteur.

Un convertisseur spatio-temporel CST convertit de manière unique la séquence de bits SB en T séquences de symboles complexes différentes SC1 A SCT ayant chacune LS symboles de signal utile. Les séquences de symboles SC1 A SCT sont réparties respectivement sur T voies d'émission parallèles ayant des compositions identiques et terminées par les antennes d'émission AE1 à AET.

A titre d'exemple, la conversion de séquence de bits en séquences de symboles est réalisée dans le convertisseur spatio-temporel CST par un convertisseur série-parallèle d'entrée et dans chacune des T voies d'émission par les moyens suivants selon différentes variantes: un codeur correcteur d'erreur, un entrelaceur, d'un modulateur et un pré-codeur linéaire selon la méthode ST-BICM (Space-Time Bit Interleaved Coded Modulation), par un modulateur et un codeur spatio-temporel selon la méthode STBC (Space-Time Block Code), par un modulateur multidimensionnel à codage en treillis selon la méthode STTC (Space-Time Trellis Code).

Lesdits moyens peuvent être utilisés en combinaison ou en parallèle pour le traitement spatio-temporel. A titre d'exemple, si l'émetteur EM comprend plusieurs terminaux mobiles, chaque terminal mobile possède une propre antenne d'émission et un codage indépendant par antenne d'émission est réalisé.

La voie d'émission traitant la séquence de symboles complexes SCt entre la sortie du convertisseur CST et l'antenne d'émission AEt, avec 1 t T, comporte un circuit d'étalement spectral respectif ESt et un brouilleur respectif BRt.

Le circuit d'étalement spectral ESt a mémorisé Nc séquences d'étalement différentes prédéterminées ayant chacune Nc éléments de code appelés "chips". Les séquences d'étalement sont orthogonales et sont attribuées à plusieurs usagers, à raison d'une ou plusieurs séquences d'étalement par usager. Dans le circuit d'étalement spectral ESt, un symbole de la séquence SCt subit un étalement spectral en étant converti en la séquence d'étalement associée à un usager ayant le terminal auquel le symbole est destiné. Un symbole est ainsi codé en Nc chips (pour un canal descendant HSPDA Nc=16). Les Ls symboles issus de la séquence de bits SB pour une antenne AEt donnée sont ainsi convertis périodiquement en Ls séquences étalées.

Un vecteur d'émission xt a pour composantes Lc = NcLs chips des symboles codés de signal utile transmis par l'antenne d'émission AEt, avec 1 t < _ T. L'étalement est effectué indépendamment sur chaque antenne d'émission. Le vecteur xt s'écrit sous la forme suivante: Xt = [xt,1,xt,2, ...,xt,Lc]Ec'c.

L'exposant T désigne l'opérateur de transposition de matrice, et CLc est le corps des vecteurs complexes de dimension Lc.

Après l'étalement de Ls symboles le circuit d'étalement spectral ESt introduit une séquence pilote SPt nécessairement connue du récepteur pour une estimation de canal de propagation. La présence de la séquence pilote SPt constitue une perte en terme de rendement en fonction de la puissance utile émise. Cependant, le gain en performance due à une bonne estimation de canal de propagation compense la perte de rendement. Les séquences pilotes SPt peuvent être déduites de séquences d'étalements de longueur supérieure ou égale à Nc (Les séquences pilotes pour un canal HSDPA sont basées sur des séquences d'étalement de longueur 256). Un vecteur pt représentant la séquence pilote SPt associée à l'antenne AEt s'écrit sous la forme suivante: PT = [pt,l,pt,2,...,pt,Lc]E CL É La séquence pilote SPt est reconstruite en réception sous forme d'un vecteur pt en prenant en compte le temps de cohérence du canal de propagation entre l'émetteur EM et le récepteur. Lorsque la longueur de la séquence pilote est supérieure à une longueur W de l'ordre de grandeur du temps de cohérence du canal, les derniers coefficients du vecteur pt sont mis à zéro au-delà de la longueur W: Vi > W, pt, i = 0 et Vi < W, pt, i = pt, i É Ainsi, dans le cas où le canal de propagation est invariant pendant l'émission de la séquence pilote, tous les coefficients sont considérés dans l'estimation de canal. Dans le cas contraire, seule une partie des coefficients est considérée.

Dans la voie d'émission relative à l'antenne AEt, les séquences de symboles SCt, dont le nombre peut excéder le facteur d'étalement Nc, et la séquence pilote SPt sont concaténées et appliquées en entrée du brouilleur respectif BRt. Chaque chip est multiplié par une séquence de brouillage complexe et est transmis sur le canal MIMO, ce qui assure de bonnes propriétés d'autocorrélation et d'intercorrélation entre les séquences reçues. De préférence, les brouilleurs BR1 à BRT sont identiques et utilisent la même séquence de brouillage, bien que des séquences de brouillage différentes puissent être assignées respectivement aux brouilleurs.

Puis en entrée de l'antenne d'émission AEt, les chips subissent un filtrage de mise en forme, par exemple un filtrage en racine de cosinus surélevé, une amplification et une transposition de fréquence avant d'être émis sous forme de signal analogique émis à travers le canal de propagation.

Selon l'invention, des interférences sont engendrées par la propagation des signaux émis par les antennes d'émission dans des canaux sélectifs en fréquence, c'est-à-dire des canaux à trajets multiples à l'issue desquels plusieurs versions d'un signal transmis sont reçues dans un récepteur à des instants différents.

D'autres interférences sont engendrées par une surcharge de la station de base lors de l'étalement spectral périodique, lorsque le nombre de séquences d'étalement orthogonales à disposition est insuffisant pour assurer une orthogonalité entre toutes les séquences utilisées pour la transmission des symboles codés, celles-ci après avoir été transmis sur le canal MIMO doivent être suffisamment différentes les unes des autres pour ne pas être confondus après désétalement. En d'autres termes, les symboles codés ne sont pas tous transmis sur des dimensions orthogonales. Par définition, les symboles codés sont des symboles codés et étalés.

Dans la figure 2 sont seulement représentés des moyens inclus dans le récepteur de radiocommunication itératif RI en relation avec l'invention. Ces moyens sont R antennes de réception AR1 à ARR, avec R ? 1, un module d'entrée ME, un estimateur de canal EC, un premier module de calcul d'interférences MC1, un module de décodage MD et une boucle de retour comportant un deuxième module de calcul d'interférences MC2. La boucle de retour reliant la sortie du module de décodage MD à l'entrée de l'estimateur de canal EC est dite à décision souple puisqu'à la sortie du module de décodage est fournie une estimé souple des chips transmis basée sur des informations souples sur des bits, par exemple pour une émission du type ST-BICM ("Space Time Bit Interleaved Coded Modulation", en anglais).

Les antennes de réception AR1 à ARR sont suffisamment espacées afin de recevoir un signal émis respectivement suivant des trajets multiples. La réception en diversité spatiale selon des trajets multiples par les antennes de réception conduit le récepteur à traiter des versions différentes du signal émis suivant R x T canaux de propagation discrets respectivement entre les antennes d'émission et les antennes de réception.

De manière connue, les différents symboles codés émis par les antennes d'émission AE1 à AET sont appliqués à un étage d'amplification, de démodulation de fréquence et de filtrage adapté dans le module d'entrée ME. Classiquement, le temps de réception des signaux correspond à la durée nécessaire pour émettre toute la séquence de bits d'information utile SB contenue dans la trame radio à l'entrée de l'émetteur.

Le module d'entrée ME mémorise les symboles codés correspondant à la réception de la trame radio et formant un bloc à décoder pour traiter les symboles codés pendant plusieurs itérations via la boucle de retour et ainsi améliorer l'estimation de canal et le décodage du bloc.

Selon l'invention, les différents signaux des canaux de propagation discrets composant un signal global reçu y sont sur-échantillonnés chacun d'un facteur Ne dans Ne filtres polyphases inclus dans le module d'entrée ME afin que les fonctions de transfert des canaux de propagation discrets soient estimées plus précisément.

Le canal de propagation entre une antenne d'émission AEt et une antenne de réception ARr, avec 1 t T et 1 r R, est modélisé selon un modèle discret du canal de propagation ayant une réponse impulsionnelle de longueur finie Mc exprimée en temps de chip. Comme on le verra dans la suite, le récepteur estime des coefficients de transfert hr,t,ne,m, avec 1 m Mc, associés à un écho de la réponse impulsionnelle afin de traiter le signal reçu par blocs y chacun sur une fenêtre temporelle Lc+Mc-1 plus large que Mc, correspondant à T séquences émises à LS symboles. Les coefficients de transfert associés au filtre polyphase ne, avec 1 <_ ne <_ Ne, pour le canal de propagation entre l'antenne d'émission AEt et l'antenne de réception ARr pour un écho de la réponse impulsionnelle sont les suivants: hr t n [hr,t,ne,l, ..., hr,t,ne,Mc]E CMe > e Plus généralement, le récepteur estime itérativement par bloc de signal reçu y, R x Ne ensembles à Lc+Mc-1 coefficients de transfert sur R x Ne voies parallèles 35 pendant la fenêtre temporelle.

Un bruit additif 11r est reçu sur chaque antenne de réception ARr à chaque instant d'échantillonnage. Le bruit additif inclut l'interférence intracellulaire et l'interférence intercellulaire provenant de terminaux d'usager inconnus du récepteur RI. Le vecteur bruit reçu par l'antenne ARr et synthétisé par le filtre polyphase ne pendant la fenêtre temporelle s'écrit: = [ir,ne,l, ..., ir,ne,Le+Me l1E CLc+Mc 1 r,ne Finalement, le vecteur de symboles codés de signal utile transmis x, le vecteur de séquences pilotes p, le vecteur bruit >1 et le vecteur de bloc 15 de signal reçu y s'écrivent: xT =x1,...,xTJE CTLc; [p,...,p]EcTLc; T _[111 T T T T T CRNe(Lc+Mc 1) 1 1,...,111Ne,...,TlR,1,...JIR,Ne T _ T T T T T CRNe(Lc+Mc l) Y y1,1,...,y1,Ne,...,yr,ne,...,yR,l,...,yR, Ne La propagation des signaux s'effectue dans les R x T canaux de propagation entre les T antennes d'émission et les R antennes de réception. Une matrice de transfert H est composée de R x T sous- matrices, chacune représentant la fonction de transfert du canal de propagation discret entre l'antenne d'émission respective AEt et l'antenne de réception respective ARr. Le canal de propagation global entre l'émetteur et le récepteur RI est ainsi modélisé par la matrice de transfert suivante:

PT

1,1,..1,Ne,...,r,ne,...,R,I,...,R,Ne

T )xTLC

avec H r n = [Hr,l,ne,ÉÉÉHr,t,ne,.. Hr,T,ne] un ensemble de e sousmatrices de transfert relatives aux T canaux de propagation discrets depuis les T antennes d'émission vers le filtre polyphase ne de l'antenne de réception ARr. La sous-matrice Hr,t,ne est représentative de la fonction de transfert relative au canal de propagation discret entre l'antenne d'émission AEt et l'antenne de réception ARr en sortie du filtre polyphase ne pendant la fenêtre temporelle Lc+Mc-1: 0 E dit -Flue - 1)xLc 0 0 hr,t,ne,l hr,t,ne,Mc Le modèle matriciel par séquences émises à Lc = NcLs chips des symboles codés de signal utile et donc par bloc du signal reçu s'écrit alors: y = H (x + p) + il.

Chaque séquence pilote SPt est préalablement mémorisée dans le récepteur RI et constitue une information connue par avance du récepteur afin que l'estimateur de canal EC détermine une estimée de canal H définie par les coefficients de la fonction de transfert du canal de propagation.

Le module de décodage MD est adapté au décodage des symboles codés selon le type de convertisseur spatio-temporel CST utilisé dans l'émetteur afin de déterminer des symboles décodés. Le module de décodage MD comprend par exemple en cascade un démodulateur de symbole en bit, un désentrelaceur de Hr,t,ne = hr,t,ne,l hr,t,ne,Me 0 0 0 hr, trie,1 hr,t,ne

T

canal, un décodeur de convolution ou un turbo-décodeur. La sortie du module de décodage MD délivre des estimées souples de "chips" x qui reconstruisent le signal utile émis en fonction de probabilités sur les symboles décodés.

La boucle de retour relie les sorties du module de décodage MD à des entrées de l'estimateur de canal EC via le deuxième module de calcul d'interférences MC2. La boucle de retour impose un fonctionnement itératif sur les estimées souples de symboles au récepteur RI qui traite à chaque itération, en fonction de l' estimée de canal H, le bloc de signal reçu y jusqu'à ce que celui-ci soit corrigé.

Les estimées souples de chips x constituent des données d'itération transmises à l'estimateur de canal EC, pour une autre itération. L'estimateur de canal EC utilise alors les estimées souples de symboles comme source supplémentaire d'informations pour une estimation plus fine et transmet une autre estimée de canal H au module de décodage MD. Le module de décodage dispose ensuite de l'autre estimée de canal H et du bloc de signal reçu mémorisé y de l'itération initiale, pour un décodage plus précis.

Classiquement, la procédure dite itérative décrite ci-dessus s'arrête après un nombre d'itérations prédéterminé N lorsque les données dans le bloc de signal reçu décodé traitées par le récepteur convergent et deviennent invariantes afin de les fournir à des couches supérieures CS du récepteur et informer ces dernières de la qualité de transmission de la couche physique comprenant les données du bloc décodé. Par exemple, une sortie du module de décodage MD fournit un bloc de signal reçu corrigé yc aux couches supérieures CS du récepteur.

Notamment l'information utile du bloc est extraite par les couches supérieures par exemple pour être reproduite dans un circuit audio ou transcrite par une interface graphique d'usager du terminal mobile incluant le récepteur RI.

En référence à la figure 3, le procédé d'estimation de canal selon l'invention comprend des étapes El à E7 exécutées automatiquement dans le récepteur itératif RI et périodiquement par fenêtre temporelle Ls+Mc-1 relative à un bloc de signal reçu y qui correspond à une séquence émise à LS symboles, c'est-à-dire à une séquence de bits d'information utile et de code à redondance cyclique émis. Le bloc de signal reçu y est mémorisé et traité à une itération initiale en fonction d'une première estimée de canal afin de reconstruire des estimées souples de symboles qui sontanalysées et appliquées à l'estimateur de canal EC pour fournir une autre estimée de canal au module MC1.

A l'étape El, le premier module de calcul d'interférences MC1 calcule des interférences de chaque séquence pilote SPt sur le signal reçu y en fonction de l'estimée de canal fournie par l'estimateur de canal EC. A une itération n N du traitement du bloc de signal reçu Y. les interférences calculées ont la forme matricielle suivante: H(n)p.

A l'étape E2, le premier module de calcul d'interférences MC1 soustrait les interférences calculées des séquences pilotes au bloc de signal reçu y pour fournir un bloc de signal reçu estimé au module de décodage MD selon la relation suivante pour une itération n: (n) = y H(n)p.

A l'étape E3, le module de décodage MD détecte 35 et décode les symboles codés du bloc de signal reçu estimé y(n) en fonction de l'estimée de canal fi(n) pour l'itération n. Le module de décodage MD contrôle si le bloc de signal décodé ne contient aucune erreur, par exemple en recalculant un code à redondance cyclique sur les bits utiles du bloc et en le comparant au code à redondance cyclique extrait du bloc. En outre, le module de décodage MD contrôle si le nombre d'itérations effectuées n atteint le nombre prédéterminé d'itérations N. Si le bloc de signal décodé ne contient aucune erreur ou si le nombre d'itérations effectuées n atteint le nombre prédéterminé d'itérations N, le module de décodage MD fournit les bits d'information utile d'un bloc de signal reçu corrigé yc correspondant à une séquence de bits SB, aux couches supérieures CS du récepteur RI, comme indiqué à une étape F. Dans ce cas, la fin de la procédure itérative est déterminée par le module de décodage MD et le nombre d'itérations effectif est nécessairement inférieur ou égal au nombre d'itérations prédéterminé N. Par ailleurs le module de décodage commande la réinitialisation du récepteur RI, notamment de l'estimateur de canal EC, afin de traiter le bloc suivant du signal reçu.

Si le bloc de signal reçu y contient au moins une erreur et si le nombre d'itérations effectuées n est inférieur au nombre prédéterminé d'itérations N, le module MD calcule, à l'étape E4, des probabilités sur les symboles décodés afin de fournir au module MC2 des estimées souples de chips x en reconstruisant itérativement les symboles utiles du signal émis.

A l'étape E5, le deuxième module de calcul d'interférences MC2 calcule pour chaque séquence pilote SPt, des interférences entre la séquence pilote SPt et à la fois des symboles se rapportant aux estimées souples de chips x et les séquences pilotes autres que la séquence pilote SPt et émises simultanément avec celle-ci. De manière formelle, une estimée du bloc de signal reçu représentant les interférences calculées est reconstituée pour une itération n: H(n)(p+X(n)), incluant dans cette formulation les interférences relatives à toutes les séquences pilotes. Les séquences pilotes ne nécessitent aucune estimation puisqu'elles sont connues du récepteur RI.

A l'étape E6, l'estimateur de canal EC soustrait directement les interférences calculées à l'étape E5 au bloc de signal reçu y en considérant chaque séquence pilote afin d'estimer une autre estimée de canal de propagation. Chaque coefficient hr,t,ne,m d'un canal de propagation discret est à estimer selon la méthode suivante.

Un vecteur d'estimation Et,m de dimension Lc+Mc- 1 est défini comme un vecteur de projection sur le vecteur de séquence pilote SPt reconstruit pt comprenant un décalage de "m" coefficients. Un opérateur TN(z) est défini comme un opérateur créant une matrice de Toeplitz avec un facteur de répétition N. Si z est de taille L, la matrice tiN(z) est de taille (N+ L-1) x N, vérifiant la relation suivante: Hr,t,ne = tiLc (hr,t,ne) . Dans ce cas, la propriété suivante est vérifiée.

Et mHr,neP = Et mE,Hr,t',nePt' =Et mLtiLe (hr,t',ne)Pt' t' t' Et mHrnep Et mLtiMe t')hr,t',ne = LEPt,Pt,mhr,t',ne t' t' où "fi" désigne 1' opérateur de transposée hermitienne, Ipt,pt,,m =Et m-Me (pt') est un vecteur représentant les corrélations entre pt décalé de "m" coefficients et pt', et où EtmHr,nep représente une opération de désétalement et de désembrouillage. Idéalement, pt,pt,, n'a que des coefficients nuls sauf le meme coefficient qui a pour valeur ptpt=ptpt. Dans ce cas, la relation suivante est vérifiée: Et mHr,ne p = hr,t,ne pt pt.

Les termes d'intercorrélation et d'autocorrélation entre les séquences pilotes SP1 à SPT dégradent l'estimation de canal de propagation hr,t,ne, m É Ces termes sont à considérer comme du bruit additif qui perturbe l'estimation du coefficient hr,t,ne,m même si les interférences des estimées souples de chips sont parfaitement éliminées dans l'estimateur EC. Le coefficient hr,t,ne,m est estimé en fonction d'une projection sur le vecteur de bloc de signal reçu Yr,ne selon la relation suivante: Et myr,ne = L(Tpt,pt',m +1pt,xt,,m)lr,t',ne +Et mrIr,ne t' où Fpt,xt,,m = Et mtiMe (xt?) est un vecteur représentant les corrélations entre pt décalé de "m" coefficients et xt'. Idéalement, le vecteur de séquences pilotes est orthogonal au vecteur des symboles codés de signal utile, le vecteur htxt,,nl étant alors nul si m = O. Or les interférences entre symboles introduisent un bruit sur l'estimation de canal provenant du fait que les différents vecteurs sont décalés de "m" coefficients en dépendance de la réponse impulsionnelle des différents canaux de propagation discrets et ne sont plus orthogonaux.

Ainsi, l'estimateur de canal EC ayant préalablement initialisé les vecteurs H(0) et x(0) à zéro, utilise les interférences Hr,ne +(n-1)) calculées à l'itération précédente n-1 par le module MC2 pour les soustraire au coefficient de bloc de signal reçu Yr,ne selon la méthode décrite précédemment et estimer le coefficient h(n) a r,t,ne,l l'itération n selon la relation: h(n) = 1 Et _ H(n-1) + X(n-1) + h(n-1) (1) r,t,ne,m t t,m yr,ne r,ne p r,t,ne,m pt pt Certains canaux de propagation discrets très puissants produisent des interférences gênant l'estimation des coefficients des autres canaux de propagation moins puissants. Une mauvaise estimation de ces derniers coefficients entraînera beaucoup d'erreurs en sortie du module de décodage MD et donc une mauvaise soustraction des interférences des estimées souples de chips x et des séquences pilotes sur les autres séquences pilotes à la prochaine itération. Dans certains cas, l'éblouissement aboutira à un traitement itératif ayant de mauvaises qualités de convergence et donc de mauvaises performances.

A l'étape E7, l'estimateur de canal EC détecte un éventuel éblouissement produit par au moins l'une des antennes d'émission AE1 à AET. L'éblouissement est détecté antenne de réception par antenne de réception et pour chaque antenne de réception ARr par sortie de filtre polyphase ne. Par exemple pour l'antenne de réception ARr, l'estimateur de canal EC évalue les puissances reçues à travers les canaux de propagation discrets définis précédemment entre les antennes d'émission AE1 à AET et l'antenne de réception ARr, en fonction des coefficients de la fonction de transfert hr li l ' h rT nM des canaux > >ne> e,c de propagation discrets pour chaque filtre polyphase ne et sur la fenêtre temporelle de la réponse impulsionnelle. Puis les puissances évaluées des canaux de propagation discrets sont comparées entre elles afin de détecter une puissance du canal de propagation issu de l'une AEt des antennes d'émission excédant de manière significative toutes les autres puissances, c'est-à-dire ayant des différences avec les autres puissances supérieures à un seuil prédéterminé.

Si toutes les puissances sont peu différentes entre elles et aucune n'est supérieure aux autres de manière significative, l'estimateur de canal EC transmet alors une estimée de canal au premier module de calcul d'interférences MC1 pour exécuter l'étape E1.

Si la puissance reçue relative à l'une des antennes d'émission excède de manière significative toutes les autres puissances alors un classement est effectué. Ledit seuil prédéterminé pour la détection d'éblouissement est obtenu en fonction de simulations relatives au système d'émission. A l'étape E71, les différents canaux de propagation discrets sont classés par ordre décroissant de leurs puissances évaluées. Ainsi, après transmission sur le canal MIMO, les sous-matrices Hr,t,ne de la matrice Hr,ne pour l'antenne de réception ARr et le filtre polyphase ne sont classées suivant le même ordre décroissant que celui des puissances reçues.

Pour une itération différente de l'itération initiale, ledit seuil est déterminé en fonction d'une fiabilité sur les soustractions d'interférences relative aux estimées souples de chips et de la puissance des canaux de propagation. Par ailleurs, le classement des canaux de propagation est pondéré selon la fiabilité sur les soustractions d'interférences relative aux estimées souples de chips. Ladite fiabilité repose sur la puissance des estimées souples de chips. Dans ce cas, le classement peut être changé lorsqu'un canal de propagation discret, considéré comme puissant à l'itération initiale, ne présente plus d'éblouissement grâce à une bonne fiabilité sur une soustraction d'interférence. Suite à ce classement, l'antenne d'émission AEt est détectée comme générant l'éblouissement le plus fort.

L'estimateur de canal EC exécute des étapes E72 et E73 d'abord une première fois. Les étapes E72 et E73 peuvent être à nouveau exécutées pour l'antenne suivante, l'antenne précédemment traitée étant considérée comme génératrice d'éblouissement. Les étapes E72 et E73 sont répétées jusqu'à ce que la dernière antenne selon le classement précédant soit traitée, c'est-à-dire lorsqu'une dernière projection oblique définie ci- après est effectuée parallèlement à un espace de l'interférence générée par l'avant-dernière antenne selon le classement précédant. De plus, une projection orthogonale peut être utilisée, selon des critères de performances cibles ou de complexité. Ainsi, il n'est souvent pas nécessaire d'effectuer des projections pour toutes les antennes, tous les blocs de signal reçu et toutes les itérations de bloc de signal reçu. Le traitement d'éblouissement est effectué pendant un nombre d'itération limité, par exemple un ou deux, jusqu'à ce que l'éblouissement soit atténué et ne nuise plus au traitement itératif de bloc de signal reçu.

Les coefficients calculés fi( an) n l' hr T n M e> e,c sont alors classés comme décrit précédemment, déterminant par conséquent un classement des antennes d'émission. Ainsi, l'antenne d'émission la plus puissante, c'est-à-dire présentant le canal de propagation le plus puissant en terme de puissance reçue, est considérée comme une première antenne d'émission "1", la deuxième antenne la plus puissante est considérée comme une antenne d'émission "2", etc. L'éblouissement produit par l'antenne d'émission "t-1" sur la réception des symboles émis par l'antenne d'émission "t" est traité selon les interférences générées par l'antenne "t-1", avec 2 <_ t <_ T. Dans la suite de la description relative aux étapes d'éblouissement E72 et E73, l'indice t concerne des antennes d'émission selon le classement précédent.

Pour atténuer l'éblouissement détecté relativement à la première antenne d'émission "1", les deux étapes successives suivantes E72 et E73 réestiment les coefficients de transfert pour chacune des antennes d'émission classées précédemment en commençant par la deuxième antenne d'émission "2" afin de conduire progressivement au cours des itérations de bloc de signal reçu à des puissances reçues ré-estimées peu différentes entre elles sans qu'aucune puissance n'excède de manière significative les autres puissances. Les étapes E72 et E73 réalisent ensemble une projection oblique composée d'une projection orthogonale du vecteur de bloc de signal reçu couplée à une soustraction d'interférences en un vecteur projeté dénué d'interférences et d'une projection du vecteur projeté sur un espace défini par la séquence pilote relative à l'antenne courante, pour chacune des antennes classées par ordre décroissant Pour l'itération n, les données suivantes sont initialisées pour la deuxième antenne d'émission correspondant à "t=2" (1) = yr,ne (on note aussi 1rin = hlr n) r,ne e e etc [1,T], (1) n =tiLe (h(t)n)e c(Le+Me-1)xLe e e r1) = tille (p2)e c(Le+Me-1)xMe e Puis pour chaque antenne d'émission courante "t", avec 2 <_ t T, l'estimateur EC effectue à l'étape E72 une projection orthogonale du vecteur de bloc de signal reçu sur un espace orthogonal à l'espace des interférences défini par la matrice Hrttll,ne qui contient les interférences générées par l'antenne d'émission précédente "t-1" et reçues par l'antenne de réception ARr afin d'atténuer l'éblouissement détecté. Des coefficients de transfert h(n) han) du canal de propagation r, t,ne,l, ..., r,t,ne,Mc issu de l'antenne d'émission courante "t" seront ré-estimés au moyen de la projection orthogonale définie par l'opérateur matriciel de projection suivant: 2 0 OTtn 1) = ILe +Me -1 - Hrtt l,n (Hrtt l,n Hrtt l,n -1 Hrtt l n e e e e e où ILe+Me-1 est la matrice identité de dimension (Lc+Mc-1) X (Lc+Mc-1).

Pour l'antenne d'émission "t-1" précédant l'antenne d'émission courante "t" selon l'ordre décroissant, les composantes de bloc de signal reçu relatifs à l'antenne de réception ARr et au filtre polyphase ne après "t1" projections précédentes ont chacune la forme suivante: (t-1) _ T H(t-1) /x1 +pi)+(t-1) =Ht-1 /xt 1 +pt 1)+pt-1)h +v-(t 1) yr,ne r,l,ne (r,ne r, t 1,ne ( r ne r,t,ne 1-,ne i=t 1 où P(t 1)hr,t,ne représente les séquences pilotes sur r,ne lesquelles l'estimation du canal de propagation entre 5 les antennes AEt et ARr est basée, 't 1) représente la somme du bruit projeté, et v(t 1) représente des r,ne interférences entre l'antenne d'émission courante "t" courante et les autres antennes d'émission "t+l" à "T" classées selon l'ordre décroissant: T H(t 1) x+ + H(t 1) x+ (t l) r,ne L r,i,ne (xi pi) r,t,ne tTlr,ne i=t+1 De la relation précédente est déduite une estimée souple desdites interférences en fonction des 15 coefficients de transfert estimés à l'itération précédente n-1 comme suit: t-1) = T H(t-1) x(n-1)+ +H n (t-1) Xt (n-1) (2) r,ne L r,i,ne ( i pi) r, ,ne ( i=t+1 dans laquelle le terme rir,ne) disparaît r,ne puisqu'il ne peut pas être estimé.

L'estimateur de canal EC effectue alors une soustraction d'interférences aux composantes de bloc de signal reçu en soustrayant les interférences v(t 1) r,ne à la composante de bloc de signal reçu (t 1) en une r,ne différence et réalise la projection orthogonale de la différence en un vecteur projeté selon la projection définie par la relation suivante: 3 0 Ort n1) 4rt n1) vr n 1) = 0rt r,ne 1)Pr -1)h rtn e + Ort n1) wrt n 1) vr n 1) r,ne e e e r,ne e e A l'étape E73 pour l'antenne "t" courante, l'estimateur EC effectue une projection du vecteur projeté relative l'opérateur coefficient l'antenne pour l'itération n en fonction de la projection du vecteur projeté selon la relation suivante: (n) P(t-1)tO(t1)P(t-1) -1P(t-1)tO(t-1)' (t-1) -v(t-1) r,t,ne r,ne r,ne r,ne / r'ne r'ne yr'ne r,ne / soit: h(n) _h +4p(t-1)tO(t-1)P(t-1) -1P(t-1)tO(t-1)'v- (t-1) -(t -1) r,t,ne r,t,ne r,ne r,ne r,ne / r,ne r,ne \ r,ne r,ne / Les deux projections précédentes constituent ensemble une projection sous optimale puisqu'elle est effectuée de manière oblique et non orthogonale sur l'espace des séquences pilotes. Cependant, ces deux projections minimisent l'effet d'éblouissement, particulièrement néfaste lors de la première itération de décodage.

Dans une réalisation complémentaire, les coefficients hrtne,m sont estimés selon la relation suivante déduite de la relation précédente: sur un espace défini par la séquence pilote matriciel h(n) du r,t,ne d'émission à l'antenne courante, courante "t" est alors estimé canal de projection au moyen P(t-l)t r,ne de propagation discret de de Le Mc h(n) = (e P(t-1)-O(t-1)P(t-1)e -1 P(t-1)em r,t,ne,m m r,ne r,ne r,ne m r,ne r, ne O r,n e 1) (Yrtn e l) -vr n 1)) e où em est un vecteur de dimension Mc dont les composante permet de P(t-1)tO(t-1) r,ne r,ne vecteur estimé composantes sont nulles exceptées la meure qui a pour valeur "1". Ce vecteur sélectionner une colonne de la matrice correspondant au h(n) Cette réalisation r,t,ne meure coefficient du complémentaire est avantageusement simplifiée puisqu'elle ne traite pas les interférences entre les échos relatifs à une même antenne.

Au cours des projections successives relatives à chacune des antennes selon le classement de celles-ci, les données relatives à l'antenne "t" sont mises à jour de la façon suivante: Yrtne = O(t n e -1) ) (t n e ) 11rtne = Ortne)rtne) Vi e [t, T], H(t) = 0(t 1)H(t 1) r,l,ne r,ne r,l,ne P = TT 0(J) 'cm r,ne 11 r,ne c +l j=1 où l'opérateur matriciel O(t 1) et le produit des r,ne opérateurs O(J) représentent respectivement une r,ne projection et des projections successives afin de mettre à jour les données relatives aux espaces de l'antenne "t" et les considérer pour les prochaines projections.

Il sera entendu qu'à l'itération initiale, le traitement itératif débute dans l'estimateur de canal à l'étape E6 pour déterminer une première estimée de canal. Dans ce cas, la soustraction d'interférences consiste à soustraire une valeur nulle et la méthode décrite précédemment reste valable. La relation (1) devient.

h(1) = 1 Et r,t,ne,m t t,mYr,ne pt pt t 1 n r(J) ne tiLc j=l De même, le traitement d'un éventuel éblouissement détecté à l'itération initiale ne prend en compte aucune estimée souple de chips x et n'effectue qu'une soustraction d'interférences relative aux séquences pilotes. Dans ce cas, la relation (2) devient: (t 1) = T H(t 1) (pi) r,ne r,i,ne i=t+l L'invention décrite ici concerne un récepteur et un procédé pour traiter itérativement dans un récepteur de radiocommunication RI des blocs d'un signal reçu y, incluant des séquences pilotes SP1 à SPT superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission AE1 à AET dans un canal vers au moins une antenne de réception ARr du récepteur. Selon une implémentation préférée, les étapes du procédé de l'invention sont déterminées par les instructions d'un programme d'ordinateur incorporé dans un récepteur, tel que le récepteur RI. Le programme comporte des instructions de programme qui, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans le récepteur dont le fonctionnement est alors commandé par l'exécution du programme, réalisent les étapes du procédé selon l'invention.

En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en oeuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter le procédé selon l'invention.

Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage ou support d'enregistrement, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore une clé USB, ou un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy disc) ou un disque dur.

D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type internet.

Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé selon l'invention.

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Claims (9)

REVENDICATIONS

1 - Procédé pour traiter itérativement dans un récepteur de radiocommunication (RI) des blocs (y) d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes (SP1-SPT) superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission (AE1 - AET) dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception (ARr) du récepteur, et ledit procédé comprenant pour chaque bloc de signal reçu une estimation d'une estimée de canal en fonction des séquences pilotes reçues et un décodage du bloc de signal reçu en fonction de l'estimée de canal, caractérisé en ce qu'il comprend, pour chaque itération sur un bloc de signal reçu, les étapes de: fournir (E4) des estimées souples de chips (x) en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile, pour chaque séquence pilote (SPt), calculer (E5) des premières interférences des estimées souples de chips (R) et des autres séquences pilotes, et pour chaque séquence pilote (SPt), soustraire (E6) les premières interférences calculées au bloc de signal reçu (y) afin d'estimer une estimée de canal.

2 - Procédé conforme à la revendication 1, comprenant en outre les étapes de: calculer (El) des deuxièmes interférences des séquences pilotes (SP1SPT) sur les symboles codés de signal utile (x), et soustraire (E2) les deuxièmes interférences calculées au bloc de signal reçu (y).

2890504 33 3 - Procédé conforme à la revendication 1 ou 2, comprenant en outre pour chaque antenne de réception (ARr), une détection d'éblouissement (E7) en évaluant des puissances reçues à travers les canaux de propagation discrets entre les antennes d'émission (AE1 - AET) et l'antenne de réception afin d'atténuer un éblouissement produit par une antenne d'émission (AEt) lorsque la puissance du canal de propagation issu de l'antenne d'émission excède de manière significative toutes les autres puissances.

4 - Procédé conforme à la revendication 3, comprenant en outre, si un éblouissement relatif à une antenne d'émission (AEt) est détecté, les étapes de: classer (E71) des canaux de propagation entre les antennes d'émission (AE1 - AET) et l'antenne de réception (ARr) par ordre décroissant de leurs puissance évaluées, atténuer (E72) l'éblouissement détecté relativement à une antenne d'émission courante par une projection orthogonale d'un vecteur de différence déduit du bloc de signal reçu (y), sur un espace orthogonal à un espace défini par des coefficients de transfert du canal de propagation issu de l'antenne d'émission précédant l'antenne d'émission courante selon l'ordre décroissant en un vecteur projeté, chaque composante du vecteur de différence étant égale à la différence d'une composante du bloc de signal reçu et des interférences entre l'antenne d'émission courante et des antennes d'émission suivantes classées selon l'ordre décroissant, et projeter (E73) le vecteur projeté sur un espace défini par la séquence pilote relative à l'antenne d'émission courante pour estimer les coefficients de transfert du canal de propagation de l'antenne d'émission courante.

- Procédé conforme à la revendication 3 ou 4, selon lequel, à partir d'une deuxième itération, la détection d'éblouissement est effectuée et les canaux de propagation sont classés en fonction de la fiabilité des premières interférences calculées.

6 - Procédé conforme à l'une quelconque des revendications 3 à 5, selon lequel la détection d'un éblouissement est effectuée pendant un nombre d'itération limité.

7 - Récepteur de radiocommunication (RI) pour traiter itérativement des blocs (y) d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes (SP1-SPT) superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission (AE1 - AET) dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception (ARr) du récepteur, et ledit récepteur comprenant un estimateur de canal (EC) pour estimer une estimée de canal pour chaque bloc de signal reçu en fonction des séquences pilotes reçues (SP1-SPT) et un module de décodage (MD) pour décoder le bloc de signal reçu en fonction de l'estimée de canal, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen (MD) pour fournir des estimées souples de chips (x) en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile, un moyen (MC2) pour calculer, pour chaque séquence pilote (SPt), des premières interférences des estimées souples de chips (x) et des autres séquences pilotes, et un moyen (EC) pour soustraire, pour chaque séquence pilote (SPt), les premières interférences calculées au signal reçu (y) afin d'estimer une autre estimée de canal.

8 - Récepteur conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que le module de décodage (MD) transmet des bits d'information utile d'un bloc de signal reçu corrigé (yc) à des couches supérieures (CS) du récepteur lorsqu'un bloc décodé correspondant au signal corrigé ne contient aucune erreur.

9 - Récepteur conforme à la revendication 8, caractérisé en ce que le module de décodage (MD) transmet des bits d'information utile d'un bloc de signal reçu corrigé (yc) à des couches supérieures (CS) du récepteur lorsque le nombre d'itérations atteint un nombre d'itérations prédéterminé.

10 - Programme d'ordinateur pour traiter itérativement dans un récepteur de radiocommunication (RI) des blocs (y) d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes (SP1-SPT) superposées à des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission (AE1 - AET) dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception (ARr) du récepteur, ledit programme comprenant des instructions qui, lorsque le programme est chargé et exécuté dans ledit le récepteur (RI), réalisent une estimation d'une estimée de canal pour chaque bloc de signal reçu en fonction des séquences pilotes reçus (SP1-SPT) et un décodage du signal reçu en fonction de l'estimée de canal, caractérisé en ce que les instructions de programme réalisent, pour chaque itération, les étapes de: fournir (E4) des estimées souples de chips (x) en fonction de probabilités sur le décodage des symboles codés de signal utile, pour chaque séquence pilote (SPt), calculer (E5) des premières interférences des estimées souples de chips (x) et des autres séquences pilotes, et pour chaque séquence pilote (SPt), soustraire (E6) les premières interférences calculées au signal reçu (y) afin d'estimer une autre estimée de canal.

11 - Support d'informations comportant des instructions du programme d'ordinateur conforme à revendication 10, adaptées pour traiter itérativement dans un récepteur de radiocommunication (RI) des blocs (y) d'un signal reçu, chaque bloc incluant des séquences pilotes (SP1-SPT) superposées a des symboles codés de signal utile qui ont été émis depuis plusieurs antennes d'émission (AE1 - AET) dans un canal de transport vers au moins une antenne de réception du récepteur.