CN114245996A - 新型大容量通信系统 - Google Patents

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CN114245996A CN202080041371.8A CN202080041371A CN114245996A CN 114245996 A CN114245996 A CN 114245996A CN 202080041371 A CN202080041371 A CN 202080041371A CN 114245996 A CN114245996 A CN 114245996A
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Mi XieerFatuqi
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Abstract

为改进通信系统，做出了两项创造性贡献。其一，推导出通过受干扰和噪声污染的通信信道的时限(TL)系统的信道容量。与现有的通信系统相比，信道容量的潜在增加是由于TL系统中任意大量的具有有限访问时间(FAT)的自由度(DOF)的可用性。其二，利用第一个目标中建立的理论来设计新系统，称为FAT DOF匹配掩码的TL系统，或简称MTF系统。本公开说明了无需修改或改变其功率谱密度，只需通过本公开中介绍的3个MTF设计步骤，利用现有但未开发的FAT DOF即可提高当前通信系统容量的MTF系统的几个实施例。

Description

新型大容量通信系统
技术领域
本发明总体涉及通信领域，所述通信期望在多个发射单元(TU)和接收单元(RU)之间，
1.以相对较高的通信速率通过通信信道进行通信，同时
2.降低TU和RU的复杂性、成本、延迟、带宽(BW)和功耗。
本发明涉及通过多种物理介质进行通信的方法和装置，所述多种物理介质如：卫星、无线电、音频、视频、微波、毫米(mm)波、电话线、用户环路、光纤电缆、同轴电缆、双绞线、USB电缆、无线、激光、红外线、电力线、对流层、电离层、甚高频(VHF)、超高频(UHF)等。
本发明涉及使用多种TU和RU的实例进行通信的方法和装置，所述多种TU和RU的实例如：基站(BS)，或接入点(AP)、卫星转发器、蜂窝电话、移动电话、PCS电话、有线调制解调器、无线调制解调器、电力线调制解调器、WiFi站、Zigbee节点、蓝牙无线电、计算机、平板电脑、PDA、传感器、手表、物联网(IOT)设备、无线传感器网络(WSN)设备等。
本发明涉及多种通信网络，如：
1.集中式网络，其具有从BS/AP到设备的下行链路(DL)部分和/或从设备到BS/AP的上行链路(UL)部分，我们将BS/AP称为网络的基础设施单元，将设备称为从/向基础设施单元接收/传输服务(语音、数据、视频等)的单元。设备包括蜂窝电话、移动电话、PCS电话、有线调制解调器、无线调制解调器、WiFi站、Zigbee节点、蓝牙无线电等。每个BS/AP和每个设备包含TU和/或RU。
2.分布式网络，其中所有TU/RU充当BS/AP或设备，或BS/AP和设备两者，包括网状网络、多跳网络、对等网络等。每个节点包含TU和/或RU。
本发明涉及多种通信应用，如具有以下重点的应用：1、UL重点，如无线传感器网络(WSN)，2、DL重点，如下游视频(DV)，3、多播重点，如无线电和无线系统，4、广播重点，如AM、FM、DAB和GPS/格洛纳斯(Glonass)/伽利略(Galileo)系统，以及5、对等重点，如无人驾驶汽车。
本发明涉及多种标准，如：1、3G标准、4G标准(也称为长期演进(LTE))、5G标准等，2、WiFi(IEEE 802.11a、b、g、n、ax、ac、ad等)标准，3、蓝牙和Zigbee标准，4、LoRa标准，以及5、UWB标准等，仅举几例。
本发明涉及在每个TU与其指定的RU之间具有不同范围的多种通信网络，如：1、超远程通信，包括深空系统，2、远程通信，包括卫星、微波链路、LoRa和蜂窝系统，3、中程通信，如WiFi和激光系统，以及4、短程通信，如Zigbee和蓝牙系统。
本发明涉及具有各种类型的TU和RU的多种通信网络，如：1、包含一个发射器(Tx)的TU，也称为单输入(SI)，2、包含一个接收器(Rx)的RU，也称为单输出(SO)，3、包含多个Tx的TU，也称为多输入(MI)(又名多用户(MU))，以及4、包含多个Rx的RU，也称为多输出(MO)。
本发明涉及具有各种类型的MI的多种通信网络，如：1、可以协作的MI，以及2、不能协作的MI，如MU网络。基于上述，本公开使用SISO、MISO、SIMO、MU-MISO和/或MU-MIMO通信链路。
背景技术
在许多应用中，期望通过通信信道在多个TU和多个RU之间以一种有效的方式进行通信，从而降低每个TU和/或RU的复杂性、BW、功耗、延迟和成本，同时增加每个TU与其指定的RU之间的传输速率和范围。在一些应用中，特定的信道受掩码约束，而每个TU和RU的成本主要取决于其复杂性。在通过受BW的掩码
Figure BDA0003390061010000029
约束的信道时，降低每个TU和RU的功耗，同时提高其传输速率Rb，通常可以被认为是功率效率和带宽效率η之间的权衡。功率效率通常是根据接收到的最小平均信号功率-噪声功率比(SNR)
Figure BDA0003390061010000021
(多小)来衡量的，是实现特定性能(如误码率(BER))所需的。而带宽效率η，通常是根据通过通信信道在每个TU与其指定的RU之间，每赫兹(bps/Hz)的掩码
Figure BDA0003390061010000022
每秒可以传输的比特数Rb(多大)来衡量的。这种权衡通常由一个包罗万象的品质因数来衡量，即众所周知的信道容量
Figure BDA0003390061010000023
它提供了作为
Figure BDA0003390061010000024
的函数可以实现的上限
Figure BDA0003390061010000025
本公开扩展了带限(BL)信道的容量
Figure BDA0003390061010000026
以包括时限(TL)信道的容量
Figure BDA0003390061010000027
Wyner于1966年首次研究了TL系统的容量
Figure BDA0003390061010000028
之后将该系统约束为近似带限(BL)。而当该系统被约束为均方根(RMS)BL时，通过最小化每个信号的RMS带宽来减少输入信号之间的干扰。Gabor将这种最小化的解表示为一个正弦波的波瓣。随着时间的推移，实际通信系统近似于BL的概念被就信道容量
Figure BDA0003390061010000031
而言它们确实是BL的概念所取代。这是因为人们认为，存在于TL系统中并且当系统受频谱掩码约束时远低于本底噪声的高频分量实际上无法对TL系统的信道容量
Figure BDA0003390061010000032
做出贡献。本公开表明，此类分量确实可以对
Figure BDA0003390061010000033
做出显著贡献，这是基于它们代表任意大量的能够对容量提供线性SNR贡献的有限访问时间(FAT)自由度(DOF)。这与BL系统形成对比，后者包含有限数量的FATDOF，因此只能对容量提供对数SNR贡献。根据定义，访问FAT DOF的时间是有限的。
更具体地，本公开介绍了用于设计通信系统和技术的新型手段和装置，其通过在TL波形中存在的任意大量的FAT DOF传输增量信息，相较于容量
Figure BDA0003390061010000034
能够增加现有通信系统的信道容量
Figure BDA0003390061010000035
相比之下，现有系统被假定为BL，因此假定其具有有限数量的FAT DOF，承载增量信息的能力有限。此外，现有的通信系统试图通过使用某些滤波器(数字或模拟)来符合掩码的约束，选择这些滤波器主要是为了不造成输入信号之间的正交性的显著损失，同时尽可能限制输入信号的BW，以期保持其BL状态。另一方面，本公开通过将TL系统中的部分FAT DOF与添加的掩码相匹配，来利用TL系统中存在的任意大量的FAT DOF。我们将这种匹配称为FAT DOF匹配掩码的TL方法，或简称MTF方法，并且将执行这种匹配的装置称为MTF装置。
MTF方法和装置中添加的掩码的实例包括现有的无线标准，如WiFi和LTE系统，以及未来的第五代(5G)无线标准，其承诺提供超过10Gbps的下载容量。为了满足承诺的5G下载容量，当前系统需要一个估计中值BW为3.5GHz的信道。这种大BW仅可通过毫米波段(26GHz、28GHz、38GHz、60GHz)获得。此类频带具有高路径损耗，并且不具有丰富的多路径。高路径损耗将覆盖范围限制为视距(LOS)覆盖范围，而较差的多路径环境限制了MIMO系统中的空间DOF的数量。此外，毫米波段价格昂贵且可能有害。通过MTF系统，本公开说明了在不需要毫米波传输的情况下，如何超过现有的无线标准以及如何满足和超过带宽为
Figure BDA0003390061010000036
中频带频谱中的载波频率为[2GHz，6GHz]的5G系统达到10Gbps的要求。
发明内容
本公开的目的是设计新颖的通信系统，与当前的通信系统相比，该系统能够提供信道容量的显著改进。为此，本公开推导出通过受干扰和噪声污染的通信信道的时限(TL)系统的信道容量
Figure BDA0003390061010000041
显示信道容量的潜在增加是由于TL系统中任意大量的FAT DOF的可用性。与现有系统携带的信息相比，这种FAT DOF能够携带增量信息。通过利用TL系统中任意大量的FAT DOF，本公开表明此类增量信息也可以任意大，使得除了在BL系统容量
Figure BDA0003390061010000042
中发现的传统低和高SNR区域之外，TL系统的信道容量
Figure BDA0003390061010000043
包含一个新的SNR区域，称为中等SNR区域。新创建的SNR区域允许设计新的TL系统，即MTF系统，其中
Figure BDA0003390061010000044
加倍仅需要固定倍数的SNR增加，而BL系统则相反，
Figure BDA0003390061010000045
加倍需要几何倍数的SNR增加。所述中等SNR区域加载1到2位信息/DOF。这与加载<1位信息/DOF的低SNR区域或通常加载>1位信息/DOF的高SNR区域形成对比。
最近，一些系统找到了增加其DOF数量的方法。这类系统包括：MU系统，其构成了3G无线系统的基础；以及MIMO系统，其目前被大多数蜂窝标准所采用，包括4G和5G无线系统。MU系统对应于有K个共处一地的用户，每个用户都有一个扩频增益N，这是他们的DOF的数量，而MIMO系统对应于有K个发射天线和N个接收天线，其中DOF的数量≤min{K，N}。尽管这两个系统都具有任意增加其自由度数量的能力，但它们各自的容量都不包含中等SNR区域，因为这两个系统都没有意识到，在某些条件下，某些DOF，即FAT DOF，可以通过携带增量信息为容量提供线性SNR贡献。本公开表明，在MTF系统中，例如，在MIMO和/或MU-MIMO通信中，可以通过使用多个接收天线使得部分高SNR区域落入中等SNR区域。总之，本公开说明了优于当前系统的MTF系统的多种设计，其中包括这样一种设计，该设计显示可满足未来的5G容量规范而无需毫米波段。
附图说明
通过参考以下描述和各种实施例的附图，可以最好地理解本发明的组织和操作方式，其中在多个视图中使用相同的参考数字，其中：
·图1是通过通信信道106的一个TU 314和一个RU 315之间的SISO通信链路的实施例的示意图，所述链路包含：
οMTF调制器102，为数字侧510的一部分，其将(可能是前向纠错(FEC)编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000048
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000046
ο发射器，Tx 104，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000047
转换为传输的MTF(模拟)信号x(t)105，
ο通信信道106，其传输来自Tx 104的传输MTF(模拟)信号x(t)105以在Rx 108处作为y(t)107被接收，
ο接收器Rx 108，为模拟侧616、618和数字侧617的一部分，其将MTF(模拟)信号y(t)107转换为接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000051
以及
οMTF检测器110，为数字侧617的一部分，其使用通信信道106状态的估计值(可能使用训练序列)从接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000052
中检测(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000053
作为
Figure BDA0003390061010000054
其中我们将所述估计值称为接收器处的信道状态信息(CSIR)115。
·图2是通过多维通信信道306的包含K个TU 316、……、318和一个RU 317的MU-MISO通信链路的实施例的示意图，其中TU 316包含：
οMTF解调器1302，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000055
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000056
ο以及Tx1304，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000057
转换为传输的MTF(模拟)信号x1(t)305。
所述TU 318包含：
οMTF解调器K202，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000058
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000059
为数字侧510的一部分，
ο以及TxK204，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000510
转换为传输的MTF(模拟)信号xK(t)205。
所述RU 317包含：
οRx1308，为模拟侧616、618和数字侧617的一部分，其将MTF(模拟)信号y1(t)307转换为接收的MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000511
以及
οMTF检测器1310、MTF检测器110，为数字侧617的一部分，其使用CSIR116从接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000512
中检测(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA00033900610100000513
Figure BDA00033900610100000514
作为
Figure BDA00033900610100000515
其中所述CSIR 116是多维通信信道306的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图3是通过多维通信信道406的包含K个TU 316、……、318和Nr个非协作RU317、……、319的MU-MIMO通信链路的实施例的示意图，其中TU 316包含：
οMTF调制器1302，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA00033900610100000516
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000517
ο以及Tx1304，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000061
转换为传输的MTF(模拟)信号x1(t)305。
所述TU 318包含：
οMTF调制器K202，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000062
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000063
ο以及TxK204，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000064
转换为传输的MTF(模拟)信号xK(t)205。
所述RU 317包含：
οRx1308，为模拟侧616、618和数字侧617的一部分，其将MTF(模拟)信号y1(t)307转换为接收的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000065
以及
οMTF检测器1310、MTF检测器110，为数字侧617的一部分，其使用CSIR116从接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000066
中检测(可能是FEC编码的)K个信息向量
Figure BDA0003390061010000067
作为
Figure BDA0003390061010000068
其中所述CSIR116是多维通信信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
RU 319包含：
ο
Figure BDA0003390061010000069
为模拟侧616、618和数字侧617的一部分，其将MTF(模拟)信号
Figure BDA00033900610100000610
转换为接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000611
以及
ο
Figure BDA00033900610100000612
MTF检测器110，为数字侧617的一部分，其使用CSIR117从接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000613
中检测(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA00033900610100000614
作为
Figure BDA00033900610100000615
其中所述CSIR 117是通信信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图4是通过多维通信信道406的包含K个TU 316、……、318和一个具有Nr个协作Rx 308、……、208的RU 321的MU-MIMO通信链路的实施例的示意图，其中TU 316包含：
οMTF调制器1302，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA00033900610100000616
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000617
ο以及Tx1304，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA00033900610100000618
转换为传输的MTF(模拟)信号x1(t)305。
所述TU 318包含：
οMTF调制器K202，为数字侧510的一部分，其将(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000071
转换为MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000072
ο以及TxK204，为数字侧510和模拟侧511、513的一部分，其将MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000073
转换为传输的MTF(模拟)信号xK(t)205。
RU 321包含：
οNr个Rx 308、……、208，为模拟侧616、618和数字侧617的一部分，其将MTF(模拟)信号
Figure BDA0003390061010000074
……、207分别转换为Nr个接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000075
……、209，以及
οMTF检测器1310、MTF检测器110，为数字侧617的一部分，其使用CSIR118从接收到的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000076
中检测(可能是FEC编码的)K个信息向量
Figure BDA0003390061010000077
作为
Figure BDA0003390061010000078
其中所述CSIR 118是信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图5a是用于将基带采样(由复杂样本组成)和IF采样(由真实样本组成)的MTF(数字510)离散时间向量
Figure BDA0003390061010000079
转换为MTF(模拟511)连续时间RF信号x(t)105(205、305)以进行传输的Tx 104(204、304)的实施例的示意图，其中所述Tx 104(204、304)包含：
ο信道前滤波器500，其根据发射器处的信道状态信息(CSIT)215表示的信道106(306、406)的统计知识，在Tx 104(204、304)，对基带采样或IF采样的MTF(数字510)向量
Figure BDA00033900610100000710
进行预过滤，
ο数模(D至A)转换器502，其将信道前基带采样或IF采样滤波的MTF(数字510)向量501转换为模拟511基带或IF MTF信号503，
ο上变频器504，其将模拟基带或IF MTF信号503转换为上变频的模拟511RF MTF(通带)信号505，
ο功率放大器(PA)506，其将上变频模拟511RF信号505放大为经放大的上变频模拟RF MTF信号507，以及
ο模拟滤波器508，其将放大的上变频模拟511RF MTF信号507过滤成经滤波和放大的上变频模拟511RF MTF信号x(t)105(205、305)，其符合预先指定的频谱掩码701。
·图5b是用于将接收到的MTF(模拟616)连续时间RF信号y(t)107(207、307)转换为接收到的基带采样(由复杂样本组成)或IF采样(由真实样本组成)的MTF(数字)离散时间向量
Figure BDA00033900610100000711
以用于检测原始(可能是FEC编码的)信息向量
Figure BDA0003390061010000081
的Rx 108(208、308)的实施例的示意图，其中Rx 108(208、308)包含：
ο模拟滤波器607，其将接收到的MTF(模拟616)RF信号y(t)107(207、307)过滤为经滤波的接收的模拟RF MTF信号608(以过滤和去除带外噪声和窄带干扰)，
ο低噪声放大器(LNA)609，其将经滤波的接收的模拟616RF MTF信号608放大为经放大和滤波的接收的模拟616RF MTF信号610，
ο下变频器611，其将经放大和滤波的接收的模拟616RF MTF信号610转换为经放大和滤波的接收的模拟基带或IF MTF信号612，以及
ο模数(A至D)转换器613，其将经放大和滤波的接收的模拟616基带或IFMTF信号612转换为基带采样或IF采样数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614，
ο信道后滤波器615，其基于CSIR 115将基带采样或IF采样的数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614转换为信道后滤波的基带采样或IF采样的MTF向量
Figure BDA0003390061010000086
109(209、309)。
·图6a是用于将RF采样的MTF(数字510)离散时间向量
Figure BDA0003390061010000082
(由真实样本组成)转换为(模拟513)连续时间RF MTF信号x(t)105(205、305)以进行传输的Tx 104的替代实施例的示意图，其中Tx 104(204、304)包含
ο信道前滤波器500，其基于CSIT 215，在Tx 104(204、304)，对RF采样的经信道前滤波的MTF(数字)向量
Figure BDA0003390061010000083
进行预过滤，
ο数模转换器502，其将RF采样的MTF(数字510)向量501转换为模拟513RF MTF信号503，
οPA 506，其将模拟513RF MTF信号503放大为经放大的模拟513RF MTF信号509，以及
ο模拟滤波器508，其将经放大的模拟513RF MTF信号507过滤成经滤波和放大的模拟513RF MTF信号x(t)105(205、305)，其符合预先指定的频谱掩码701。
·图6b是用于将接收的(模拟618)连续时间RF MTF信号y(t)107(207、307)转换为接收的RF MTF采样的(数字617)离散时间MTF向量
Figure BDA0003390061010000084
(由真实样本组成)以用于检测原始信息向量
Figure BDA0003390061010000085
的Rx 108(208、308)的替代实施例的示意图，其中Rx 108(208、308)包含
ο模拟滤波器607，其将接收的(模拟618)RF MTF信号y(t)107(207、307)过滤成经滤波的接收的模拟618RF MTF信号608(以过滤带外噪声和窄带干扰)，
οLNA609，其将经滤波的接收的模拟618RF MTF信号608放大为经放大和滤波的接收的模拟618RF MTF信号610，以及
ο模数转换器613，其将经放大和滤波的接收的模拟618RFMTF信号612转换为RF采样的数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614，
ο信道后滤波器215，其基于CSIR 115将RF采样的数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614转换为信道后经滤波的RF采样的MTF向量
Figure BDA0003390061010000091
Figure BDA0003390061010000092
·图7示出了以dBr为单位的对频率f-fc的频谱掩码
Figure BDA0003390061010000093
作为掩码的实例(其中之一)，其中fc是载波频率。选定的掩码
Figure BDA0003390061010000094
被指定为一个20MHz的频带的IEEE802.11(又名WiFi)WLAN掩码。掩码
Figure BDA0003390061010000095
包含三个不同的(非重叠)频谱部分：1、占用频带705，2、带外发射(OOBE)频带706，和3、远外杂散发射(FOSE)频带707。根据标准、频带和管辖范围，可以使用许多其他掩码约束。虽然不同，但所有掩码通常必须包含三个不同的频谱部分：占用频带705、OOBE频带706和FOSE频带707，类似于上述
Figure BDA0003390061010000096
的部分。
·图8示出了MTF信号x(t)105(205、305)的以dBr为单位的对频率f-fc的
Figure BDA0003390061010000097
其中fc是载波频率。MTF信号x(t)105(205、305)被设计成试图将其
Figure BDA0003390061010000098
与图7中的频谱掩模
Figure BDA0003390061010000099
尽可能匹配，但不超过它。
Figure BDA00033900610100000910
包含两个不同的频谱部分：
ο
Figure BDA00033900610100000911
即
Figure BDA00033900610100000912
的PSD，与频谱掩码
Figure BDA00033900610100000913
的占用频带705和OOBE频带706尽可能相匹配，但不超过它。
ο
Figure BDA00033900610100000914
即
Figure BDA00033900610100000915
的PSD，与频谱掩模
Figure BDA00033900610100000916
的FOSE频带707尽可能相匹配，但不超过它。
·图9示出了MTF3的
Figure BDA00033900610100000917
在受限频带以及|f|≤2GHz上具有零值，其中
Figure BDA00033900610100000918
被选择为
Figure BDA00033900610100000919
具有
Figure BDA00033900610100000920
而
Figure BDA00033900610100000921
被选择为如(17)中定义的，具有根据(20)预失真的
Figure BDA00033900610100000922
从图9可以推断，无论fc的值如何，都可以通过增加
Figure BDA00033900610100000923
来任意增加
Figure BDA00033900610100000924
其中
Figure BDA00033900610100000925
是MTF3的采样频率。
·图10a为当
Figure BDA00033900610100000926
且第k列hCh的{hCh}k对应于矩形脉冲
Figure BDA00033900610100000927
时，将(5)中的
Figure BDA00033900610100000928
(用“.”标记显示)与(6)中的
Figure BDA00033900610100000929
(用“*”标记显示)进行比较。在图10a中，(5)中的
Figure BDA0003390061010000101
被示为多条曲线，每条曲线对应于Nmin的值。选定的值为Nmin＝1，2，4，...，1024，其中Nmin＝1与(6)中的
Figure BDA0003390061010000102
相一致。(6)中的
Figure BDA0003390061010000103
包含“低”SNR区域1004和“高”SNR区域1005。类似地，(5)中的
Figure BDA0003390061010000104
包含“低”SNR区域1001和“高”SNR区域1003。与(6)中的
Figure BDA0003390061010000105
不同，(5)中的
Figure BDA0003390061010000106
还包含中等SNR区域1002，在图10a中表示为“中等SNR”，其中(5)中的
Figure BDA0003390061010000107
加倍需要
Figure BDA0003390061010000108
的固定倍数增加，因为它对
Figure BDA0003390061010000109
的贡献主要是线性的。
·图10b示出了基于(10)，
Figure BDA00033900610100001010
由两个中等SNR区域1006、1007组成。随着N增加，
Figure BDA00033900610100001011
加倍最初需要将SNR增加
Figure BDA00033900610100001046
的固定倍数，即第一中等SNR区域1006，在图10b中称为“第一中等SNR”。然后，稍后需要将SNR增加2的固定倍数，即第二中等SNR区域1007，称为“第二中等SNR”。图10b将基于(10)对
Figure BDA00033900610100001012
与(6)中的
Figure BDA00033900610100001013
进行了比较，其中
Figure BDA00033900610100001014
且(8)中的
Figure BDA00033900610100001015
是矩形脉冲，其中(8)30dBr中的
Figure BDA00033900610100001016
低于
Figure BDA00033900610100001017
在图10b中，没有约束3的
Figure BDA00033900610100001018
被示为多条曲线(带有“.”标记)，每条曲线对应于Nmin的值。具有约束3的
Figure BDA00033900610100001019
表示为多个点(带有“正方形”标记)，每个点对应于Nmin的值。图10b显示实际上约束3在中等SNR区域1006、1007两者中都最大化了
Figure BDA00033900610100001020
·图11a示出了作为块托普利兹(toeplitz)矩阵的h1101的实施例。子矩阵
Figure BDA00033900610100001021
Figure BDA00033900610100001022
用作h1101的构建块，其中图11a中的
Figure BDA00033900610100001023
包含
Figure BDA00033900610100001047
个子块，其中前
Figure BDA00033900610100001024
个子块各由
Figure BDA00033900610100001025
行组成，而最后一个子块由
Figure BDA00033900610100001026
行组成，即
Figure BDA00033900610100001027
Figure BDA00033900610100001028
目
Figure BDA00033900610100001029
其中
Figure BDA00033900610100001030
Figure BDA00033900610100001031
是上限函数，
Figure BDA00033900610100001032
是地板函数，并且[.]T表示转置操作。
·图11b示出了作为块托普利兹矩阵的hMTF1104的实施例，其中K个TU316、318被具有一个等效hMTF1104的一个等效TU 314替换。子矩阵
Figure BDA00033900610100001033
用作hMTF1104的构建块，其中图11b中的hB_MTF包括
Figure BDA00033900610100001048
个子块，其中前
Figure BDA00033900610100001034
个子块各由
Figure BDA00033900610100001035
行组成，而最后一个子块由
Figure BDA00033900610100001036
行组成，即
Figure BDA00033900610100001037
且
Figure BDA00033900610100001038
·图12a显示了用于实现等式(8)和(9)的实施例。等式(9)
ο使用循环卷积将
Figure BDA00033900610100001039
与
Figure BDA00033900610100001040
进行卷积，用
Figure BDA00033900610100001041
表示，并且
ο使用循环卷积将
Figure BDA00033900610100001042
与
Figure BDA00033900610100001043
进行卷积，用
Figure BDA00033900610100001044
表示，
ο然后，它使用由“*”1207表示的线性卷积算子执行
Figure BDA00033900610100001045
线性卷积运算
Figure BDA0003390061010000111
以产生
Figure BDA0003390061010000112
等式(8)使用由“+”1210表示的加法器将从等式(9)获得的
Figure BDA0003390061010000113
与
Figure BDA0003390061010000114
相加以产生{hB_MTF}k1308。
·图12b显示了用于实现等式(8)和(9)的优选实施例，其中图12a中的所有
Figure BDA0003390061010000115
1204都被选择为
Figure BDA0003390061010000116
1213。在这种情况下，(8)中的
Figure BDA0003390061010000117
被表示为
Figure BDA0003390061010000118
·图13显示了用于实现MTF设计步骤一至三的优选实施例1309，其基于定理三设计{hB_MTF}k1308，目标是实现通信信道的期望信道容量
Figure BDA0003390061010000119
所述通信信道具有(NTs)min和Ts，max1301，定义为：
οMTF设计步骤一1302：该步骤被称为选择步骤1302。它接受
Figure BDA00033900610100001110
Nmin和Ts，max1301，并生成N个选择的FAT DOF 1303。
οMTF设计步骤二1304：该步骤被称为增强步骤1304。它接受N个选择的FATDOF1303，并生成N个选择的和增强的FAT DOF 1305。
οMTF设计步骤三1306：该步骤被称为随机化步骤1306。它接受N个选择的和增强的FAT DOF1305，并生成N个选择的、增强的和随机化的FAT DOF 1307。
所述N个选择的、增强的和随机化的FAT DOF1307用于使用逆变换1310形成hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308的N个元素。
具体实施方式
5.1 TL系统
信息向量
Figure BDA00033900610100001111
201、301由Q个(可能是FEC编码的)信息符号组成，可以通过将
Figure BDA00033900610100001112
201、301转换为向量
Figure BDA00033900610100001113
203、303，由一个或多个激活的发射器Tx 104、204、304通过通信信道106、306、406传输，其中所述向量
Figure BDA00033900610100001114
定义为：
Figure BDA00033900610100001115
使用矩阵
Figure BDA00033900610100001116
其中
Figure BDA00033900610100001117
203、303由样本组成，每个持续时间Ts为MTs的
Figure BDA00033900610100001118
的总持续时间。在本公开中，我们选择h1101作为块托普利兹，即h1101定义为：
Figure BDA00033900610100001119
其中
Figure BDA00033900610100001120
是一个算子，它通过将子矩阵
Figure BDA00033900610100001121
重复复制到右侧L-1次来形成h1101，同时每次复制到右侧时将
Figure BDA00033900610100001122
向下循环移动
Figure BDA00033900610100001123
行，其中
Figure BDA00033900610100001124
定义为Q/K的上限。
Figure BDA0003390061010000121
被定义为
Figure BDA0003390061010000122
其中
Figure BDA0003390061010000123
被称为基本构建块，而
Figure BDA00033900610100001237
是全零
Figure BDA0003390061010000124
矩阵，其中
Figure BDA0003390061010000125
h1101的解读：由于h1101的每一列负责传输
Figure BDA0003390061010000126
201、301中的一个信息符号，因此，(1)中的
Figure BDA0003390061010000127
203、303可以对具有扩展增益N＜∞的K-用户TL系统的输出建模，该系统具有预期用于接收器Rx 108、308的
Figure BDA00033900610100001238
个期望发射器(Tx)和
Figure BDA00033900610100001240
个干扰Tx 204，其中
Figure BDA00033900610100001239
第k个激活Tx 104、204、304传输向量
Figure BDA0003390061010000128
其中在将
Figure BDA0003390061010000129
转换为有限持续时间MTs的连续时间信号xk(t)之后，所述向量
Figure BDA00033900610100001210
传输L个符号的集合{αk，αk+K，…，αk+(L-1)K}，其中Ts是
Figure BDA00033900610100001211
203、303中一个样本的持续时间。
定理一假设：
1、第k个Tx 104、204、304根据约束1传输xk(t)105、205、305：
约束1：
Figure BDA00033900610100001212
其中
Figure BDA00033900610100001213
是任何Tx 104、204、304处的平均可分配发射功率，
Figure BDA00033900610100001214
是xk(t)105、205、305的功率谱密度(PSD)。
2、第k个Tx 104、204、304使用单天线通过通信信道传输xk(t)105、205、305，其使用单天线在Rx 108、208、308处被接收。接收到的信号y(t)然后在Rx 108、208、308处以采样频率
Figure BDA00033900610100001215
进行采样，以形成离散时间信号
Figure BDA00033900610100001216
定义为：
Figure BDA00033900610100001217
其中在包括信道106、306、406的影响(如用数字
Figure BDA00033900610100001218
替换M)之后，
Figure BDA00033900610100001219
Figure BDA00033900610100001220
对应于h1101，并且
Figure BDA00033900610100001221
对WGN建模。我们将TL系统和通道的组合称为TL信道。
定理一：在约束条件1下，对应于(3)中的hCh的TL信道的容量
Figure BDA00033900610100001222
为：
Figure BDA00033900610100001223
其中
Figure BDA00033900610100001224
是WGN的两侧PSD，
Figure BDA00033900610100001225
是信道上的平均功率衰减，Λk是归一化hCh的第k个平方奇异值，其中，其第k列{hCh}k平均具有L2范数，等于
Figure BDA00033900610100001226
定理一的重要性：(4)中的
Figure BDA00033900610100001227
由几个区域组成，这些区域取决于平均接收的TLSNR，
Figure BDA00033900610100001228
类似于由低SNR区域1004和高SNR区域1005组成的BL系统的容量
Figure BDA00033900610100001229
(4)中的
Figure BDA00033900610100001230
也由低SNR区域1001和高SNR区域1003组成。与BL系统不同，当(4)中的
Figure BDA00033900610100001243
个项
Figure BDA00033900610100001231
时，其中
Figure BDA00033900610100001232
(4)中的
Figure BDA00033900610100001233
还包含一个新的中等SNR区域1002。当
Figure BDA00033900610100001234
在低SNR区域1001中时，n＝rank(hCh)。当
Figure BDA00033900610100001235
在高SNR区域中1003时，
Figure BDA00033900610100001241
当
Figure BDA00033900610100001236
在中等SNR区域中1002时，
Figure BDA00033900610100001242
Figure BDA00033900610100001341
鉴于本公开中的一些通信信道将受到频谱掩码的约束，必须修改定理一以包括掩码约束。首先，我们定义xk(t)的带宽(BW)，然后引入掩码约束。
xk(t)105、205、305的BW的定义：由于xk(t)105、205、305是TL，其
Figure BDA0003390061010000131
存在于整个频域f∈{-∞，∞}上，从而允许存在多种BW定义。在本公开中，我们采用与国际电信联盟(ITU)所采用的相同的BW定义，将发射器频谱发射定义为三个不同的频带：(a)占用频带705发射，BW为
Figure BDA0003390061010000132
(b)带外发射(OOBE)频带706，BW为
Figure BDA0003390061010000133
以及(c)可允许功率电平
Figure BDA0003390061010000134
的远外杂散发射(FOSE)频带707。通过采用与ITU相同的BW定义，我们选择TL系统的BW，
Figure BDA0003390061010000135
定义为占用频带705的BW，
Figure BDA0003390061010000136
频谱掩码约束701：本公开中考虑的一些系统受频谱掩码
Figure BDA0003390061010000137
的约束。在这种情况下，xk(t)105、205、305受制于约束2：
约束2：
Figure BDA0003390061010000138
其中
Figure BDA0003390061010000139
是归一化常数，取决于
Figure BDA00033900610100001310
和h1101。根据ITU，选择的
Figure BDA00033900610100001311
必须
Figure BDA00033900610100001312
其中
Figure BDA00033900610100001313
是
Figure BDA00033900610100001314
的BW。这意味着选择的
Figure BDA00033900610100001315
也必须
Figure BDA00033900610100001316
为此，我们在本公开中将开销因子
Figure BDA00033900610100001317
定义为时间和频率上的开销，这是xk(t)105、205、305符合约束2所需的。选择
Figure BDA00033900610100001318
或等效地选择N，使得
Figure BDA00033900610100001319
在约束1-2下，(4)中的
Figure BDA00033900610100001320
可以表示为：
Figure BDA00033900610100001321
类似地，在约束1-2下，选择为
Figure BDA00033900610100001322
的固定
Figure BDA00033900610100001323
的BL系统具有BL容量
Figure BDA00033900610100001324
给定为：
Figure BDA00033900610100001325
其中
Figure BDA00033900610100001326
陂定义为时间和频率上的开销因子，这是BL系统符合约束2所必需的。当
Figure BDA00033900610100001327
时，(6)意味着，在固定BW的情况下将
Figure BDA00033900610100001328
加倍需要
Figure BDA00033900610100001329
的几何倍数增加，因为它对
Figure BDA00033900610100001330
的贡献是对数的。
图10a将(5)中的
Figure BDA00033900610100001331
(用“.”标记显示)与(6)中的
Figure BDA00033900610100001332
(用“*”标记显示)与参考
Figure BDA00033900610100001333
归一化的平均接收的SNR进行比较，其中
Figure BDA00033900610100001334
Figure BDA00033900610100001335
且第k列hCh的{hCh}k对应一个矩形脉冲
Figure BDA00033900610100001336
在图10a中，(5)中的
Figure BDA00033900610100001337
被示为多条曲线，每条曲线对应于Nmin的值。选定的值为Nmin＝1，2，4，...，1024，其中Nmin＝1与(6)中的
Figure BDA00033900610100001338
相一致。与(6)中的
Figure BDA00033900610100001339
类似，(5)中的
Figure BDA00033900610100001340
包含“低”SNR区域1001和“高”SNR区域1003。与包含低SNR区域1004和高SNR区域1005的(6)中的
Figure BDA0003390061010000141
不同，(5)中的
Figure BDA0003390061010000142
还包含中等SNR区域1002，在图10a中表示为“中等SNR”，其中(5)中的
Figure BDA0003390061010000143
加倍需要
Figure BDA0003390061010000144
的固定倍数增加，因为它对
Figure BDA0003390061010000145
的贡献主要是线性的。
图10a的解释：当平均接收的
Figure BDA0003390061010000146
而
Figure BDA0003390061010000147
时，在(5)中的
Figure BDA0003390061010000148
中创建中等SNR区域1002。换句话说，
Figure BDA0003390061010000149
必须比
Figure BDA00033900610100001410
小得多才能创建中等SNR区域1002。Ak小，Nmin大，而保持
Figure BDA00033900610100001411
的原因是具有任意大数量的DOF，同时符合约束2。在需要有限延迟的实际设计中，所有DOF都必须具有有限访问时间(FAT)，或者等效地，访问任何此类DOF所需的时间是有限的。我们将这种DOF称为FAT，并观察到只有TL系统在其高频分量中具有任意大数量的FATDOF，而BL系统只有有限数量的FAT DOF，因为它们不允许包含高频分量。
Figure BDA00033900610100001412
的h属性为＜∞：假设本公开中的一些通信信道106、306、406将受到
Figure BDA00033900610100001413
的频谱掩码701的约束，分析
Figure BDA00033900610100001414
是必要的。影响
Figure BDA00033900610100001415
的频谱衰减的h1101的一个重要属性是第k列h1101的{h}k的可微分度
Figure BDA00033900610100001416
定义为直到出现狄拉克(Dirac)delta脉冲δ，{h}k可以及时微分的次数。在数学上，这意味着
Figure BDA00033900610100001417
Figure BDA00033900610100001418
其中
Figure BDA00033900610100001419
是n阶差分向量
Figure BDA00033900610100001420
中的第l个元素，对应于{h}k，并定义为：
Figure BDA00033900610100001421
对于l∈{1，...，N-n}，
Figure BDA00033900610100001422
初始条件：
Figure BDA00033900610100001423
Figure BDA00033900610100001424
的实例：
·当{h}k为TL矩形脉冲时，
Figure BDA00033900610100001425
·当{h}k为一个正弦波的波瓣时，
Figure BDA00033900610100001426
·当{h}k为一个伪噪声(PN)序列时，
Figure BDA00033900610100001427
下面使用了2个DOD特性：
·DOD特性一：当{h}k是分别具有
Figure BDA00033900610100001428
和
Figure BDA00033900610100001429
的两个TL向量{h1}k和{h2}k的总和时，即{h}k＝{h1}k+{h2}k，其产生的
Figure BDA00033900610100001430
渐近地等于
Figure BDA00033900610100001431
Figure BDA00033900610100001432
·DOD特性二：当{h}k是分别具有
Figure BDA00033900610100001433
和
Figure BDA00033900610100001434
的两个TL向量{h1}k和{h2}k之间的线性或循环卷积时，其产生的
Figure BDA00033900610100001435
为：
Figure BDA00033900610100001436
定理二推导出中等SNR区域1002的斜率作为hCh的DOD的函数。
定理二：将(4)中的
Figure BDA00033900610100001437
在其中等SNR区域1002中加倍需要将
Figure BDA00033900610100001438
增加
Figure BDA00033900610100001439
的固定倍数，其中
Figure BDA0003390061010000151
是hCh的DOD。
当在Rx 108、208、308处使用具有连续干扰消除的最小均方误差(MMSE-SIC)检测器110、210、310时，以下约束推导出使
Figure BDA00033900610100001532
最大化的调制，选择所述MMSE-SIC检测器是因其具有低复杂度和特定条件下的渐近最优性。该约束使中等SNR区域1002中的
Figure BDA00033900610100001531
最大化。
调制约束：可以证明，在Rx 108、208、308处最小化MMSE的算术平均值等效于最大化
Figure BDA0003390061010000152
其中SNRk是对应于{hCh}k的接收的归一化的SNR，而
Figure BDA0003390061010000153
是其多用户效率。与处理并行通道的注水算法不同，这种优化的解决方案是
Figure BDA0003390061010000154
这意味着
Figure BDA0003390061010000155
元素的调制选择对应于为每个DOF加载大约1位信息。相比之下，低SNR区域1001、1004对应于加载＜1位/DOF，而高SNR区域1003、1005，通常对应于加载＞1位/DOF。当
Figure BDA0003390061010000156
对于某些k，我们改为使用：
约束3：
Figure BDA0003390061010000157
在定理三中，修改定理一以包括掩码约束701和调制约束。
定理三：在约束条件1-3下，当
Figure BDA0003390061010000158
对应于(3)中hCh的TL信道的容量
Figure BDA0003390061010000159
为：
Figure BDA00033900610100001510
其中，在Rx 108、208、308处使用MMSE-SIC检测器110、210、310，
Figure BDA00033900610100001511
渐近
Figure BDA00033900610100001512
作为N＞＞1，且
Figure BDA00033900610100001513
为
Figure BDA00033900610100001514
的上限，N≥Nmin。
定理三的重要性：在图10a中，(7)中的
Figure BDA00033900610100001515
被示为多个点(用“正方形”标记显示)，每个点对应于Nmin的值。图10a证实了约束3使中等SNR区域中的
Figure BDA00033900610100001516
最大化。基于(7)和约束3，
Figure BDA00033900610100001517
因此，对于固定的
Figure BDA00033900610100001518
和K，通过加倍
Figure BDA00033900610100001519
将
Figure BDA00033900610100001520
加倍，需要将SNRk增加
Figure BDA00033900610100001521
的固定倍数，而对于固定的
Figure BDA00033900610100001522
和
Figure BDA00033900610100001523
通过加倍K将
Figure BDA00033900610100001524
加倍，需要当
Figure BDA00033900610100001525
时将SNRk增加
Figure BDA00033900610100001526
的固定倍数。
下一节将介绍一种具有FAT DOF的新型TL系统，称为MTF系统。
5.2 MTF设计
设计问题：(1)中的h1101将基于定理一和三进行设计，目标是为
Figure BDA00033900610100001527
的给定信道106、306、406实现所需的信道容量
Figure BDA00033900610100001528
下面显示了三个设计步骤，即MTF设计步骤一至三1302、1304、1306，以及建议的MTF设计实施。所有3个步骤都试图设计h1101，使得对于给定的所需容量
Figure BDA00033900610100001529
和给定的
Figure BDA00033900610100001530
将最小所需平均接收的SNR最小化。这需要对(3)中hCh的平方奇异值的h1101(使得满足集合
Figure BDA0003390061010000161
)的设计具有在符合约束2的同时最小化的方差。
MTF设计方案：
首先，我们将
Figure BDA0003390061010000162
定义为K和
Figure BDA0003390061010000163
的函数，所述K和
Figure BDA0003390061010000164
取决于所选的TL信道。例如，当TL信道的干扰相对较低时，如K＝1，可以选择TL系统是有记忆的，即
Figure BDA0003390061010000165
这意味着
Figure BDA0003390061010000166
或
Figure BDA0003390061010000167
另一方面，当TL信道具有较高的干扰时，即K＞＞1，可以选择TL系统是无记忆的，即
Figure BDA0003390061010000168
这意味着
Figure BDA0003390061010000169
或
Figure BDA00033900610100001610
MTF设计步骤I 1302：对于固定的Ts≤Ts，max1301，将FAT DOF的数量N1303选择为
Figure BDA00033900610100001611
其中：
a)
Figure BDA00033900610100001612
被定义为，为了符合
Figure BDA00033900610100001613
的BW约束
Figure BDA00033900610100001614
选择的形成FAT(S-FAT)DOF1303的数量，使得
Figure BDA00033900610100001615
以及
b)
Figure BDA00033900610100001616
被定义为，通过在现有占用频带705内创建内插采样频率1303而获得的内插FAT(I-FAT)DOF 1303的数量。
功率取自现有频率并分配给新形成的频率1303，使得满足约束1被保留。通常，因为没有约束依赖于
Figure BDA00033900610100001617
Figure BDA00033900610100001618
MTF设计步骤二1304：一旦选择了N1303并创建了新采样频率1303，就可以通过尽可能均衡跨Ω∈[-π，π]的功率E{|Hk(Ω)|2}来减小
Figure BDA00033900610100001619
同时保留约束2，其中Hk(Ω)是h基础1102、1103的第k列{h基础}k的离散时间傅立叶变换(DTFT)，Ω是归一化频率。这种均衡被定义为从具有高于平均功率的频率样本1303中获取功率并将其分配给具有低于平均功率的频率1305，从而保留约束1。使用卡拉玛特(Karamata)不等式可以证明，这种功率分配减少了
Figure BDA00033900610100001620
的方差，从而增加了
Figure BDA00033900610100001621
MTF设计步骤三1306：一旦选择了N1303，创建了新采样频率1303，并尽可能均衡跨Ω∈[-π，π]的功率E{|Hk(Ω)|2}1305，就可以通过选择Hk(Ω)的样本的相位来减小
Figure BDA00033900610100001622
使得满足h基础1102、1103的入口1307是零平均值RV，(理想地)高斯。Hk(Ω)中的相位分配不影响跨Ω∈[-π，π]的功率E{|Hk(Ω)|2}，因此保留了约束1至2。
命名法：我们将基于MTF设计步骤一至三1302、1304、1306并使得满足约束1至3设计的h1101称为MTF矩阵。在这种情况下，我们将h1101表示为hMTF1104，hCh表示为hMTF，Ch，h基础1102、1103表示为hB_MTF，(7)中的
Figure BDA00033900610100001623
表示为
Figure BDA00033900610100001624
并将MTF系统和信道的组合称为MTF信道。hB_MTF由构建块
Figure BDA00033900610100001625
定义。hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308是使用逆DTFT1310从Hk(Ω)获得的。
MTF设计实施：此处提出了MTF设计步骤一至三1302、1304、1306的实施，其中hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308表示为总和：
Figure BDA0003390061010000171
其为2个向量
Figure BDA0003390061010000172
的总和，定义为：
向量一：
Figure BDA0003390061010000173
是一个具有
Figure BDA0003390061010000174
的脉冲向量，其中所述DOD的选择是为了使{hMTF}k符合BW约束，即
Figure BDA0003390061010000175
它是使用
Figure BDA0003390061010000176
线性卷积形成的(每个卷积由‘*’1207表示)：
Figure BDA0003390061010000177
在
Figure BDA0003390061010000178
向量之间，其中第l个向量
Figure BDA0003390061010000179
1216，
Figure BDA00033900610100001710
在DOD＝0的零平均值伪随机(PR)向量
Figure BDA00033900610100001711
1206，和DOD＝1的向量脉冲
Figure BDA00033900610100001712
Figure BDA00033900610100001748
之间，形成一个循环卷积(表示为
Figure BDA00033900610100001714
1205)；而
Figure BDA00033900610100001715
为DOD＝0的零平均值PR向量。第一个
Figure BDA00033900610100001716
线性卷积产生
Figure BDA00033900610100001717
Figure BDA00033900610100001718
而最后一个产生
Figure BDA00033900610100001719
向量二：
Figure BDA00033900610100001720
是一个DOD＝0的PR向量，其中DOD＝0的选择是为了使{hMTF}k符合
Figure BDA00033900610100001721
的FOSE 707约束，即具有FOSE频带707中的功率电平
Figure BDA00033900610100001722
可以将N0概括为不一定等于N。例如，可以选择N0＝0，这意味着
Figure BDA00033900610100001723
不包括在(8)中，或等效于
Figure BDA00033900610100001724
也可以选择N0＞N。在这种情况下，必须在(9)中将N0-N零附加到
Figure BDA00033900610100001725
以使
Figure BDA00033900610100001726
和{hB_MTF}k的总长度为N0。
将(8)中的{hB_MTF}k分成两个向量
Figure BDA00033900610100001727
和
Figure BDA00033900610100001728
的原因是难以同时符合BW约束，即
Figure BDA00033900610100001729
和FOSE 707约束，即使用单个向量和单个DOD的
Figure BDA00033900610100001730
通过利用DOD特性一，对
Figure BDA00033900610100001731
和
Figure BDA00033900610100001732
求和导致{hMTF}k具有
Figure BDA00033900610100001733
因为
Figure BDA00033900610100001734
具有DOD0。
在(8)中的
Figure BDA00033900610100001735
中使用
Figure BDA00033900610100001736
循环卷积1202、1205的原因是难以在实现以下2个要求的同时使用具有单个DOD的单个向量：(1){hB_MTF}k的入口是零平均值RV；而(2){hMTF}k符合
Figure BDA00033900610100001737
的BW约束。通过利用DOD特性二，将
Figure BDA00033900610100001738
1204与
Figure BDA00033900610100001739
1206循环卷积，产生具有DOD＝1的向量，因为
Figure BDA00033900610100001740
1206的DOD为0，这意味着
Figure BDA00033900610100001741
具有
Figure BDA00033900610100001742
通过正确选择
Figure BDA00033900610100001743
和
Figure BDA00033900610100001744
使脉冲
Figure BDA00033900610100001745
符合
Figure BDA00033900610100001746
定理四：对应于(8)中的{hB_MTF}k和约束1至3下的
Figure BDA00033900610100001747
的MTF信道，具有与(7)中的
Figure BDA0003390061010000181
相同的容量
Figure BDA0003390061010000182
除了
Figure BDA0003390061010000183
与下式成比例：
Figure BDA0003390061010000184
其中
Figure BDA0003390061010000185
和
Figure BDA0003390061010000186
是分别对应于(8)中的
Figure BDA0003390061010000187
和
Figure BDA0003390061010000188
的比例系数，
Figure BDA0003390061010000189
在Rx108、208、308处使用MMSE-SIC检测器110、210、310。
定理四的重要性：基于(10)，
Figure BDA00033900610100001810
由两个中等SNR区域1006、1007组成，如图10b所示。随着N增加，
Figure BDA00033900610100001811
加倍最初需要将SNR增加
Figure BDA00033900610100001812
的固定倍数，即第一中等SNR区域1006，在图10b中被为“第一中等SNR”。然后，稍后它需要将接收的平均SNR增加2的固定倍数，即第二中等SNR区域1007，在图10a中被为“第二中等SNR”。图10a将基于(10)的
Figure BDA00033900610100001813
与(6)中的
Figure BDA00033900610100001814
进行了比较，其中
Figure BDA00033900610100001815
并且(8)中的
Figure BDA00033900610100001816
是矩形脉冲，其中
Figure BDA00033900610100001817
在(8)30dBr中低于
Figure BDA00033900610100001818
在图10b中，没有约束3的
Figure BDA00033900610100001819
皮示为多条曲线(带有“.”标记)，每条曲线对应于Nmin的值。带有约束3的
Figure BDA00033900610100001820
被示为多个点(带有“方形”标记)，每个点对应一个Nmin值。图10b确认约束3实际上使中等SNR区域1006、1007中的
Figure BDA00033900610100001821
最大化。
在某些条件下，可以达到以下渐近极限：
a)当
Figure BDA00033900610100001822
定理四简化为定理三。
b)当
Figure BDA00033900610100001823
且
Figure BDA00033900610100001824
我们得出：
Figure BDA00033900610100001825
此限制适用于
Figure BDA00033900610100001826
对应于IEEE 802.11 WLAN掩码的情况，表示为
Figure BDA00033900610100001827
a)当
Figure BDA00033900610100001828
(
Figure BDA00033900610100001829
为常数)，且
Figure BDA00033900610100001830
我们得出：
Figure BDA00033900610100001831
此限制适用于
Figure BDA00033900610100001832
对应于3GPP LTE(E-UTRA)掩码的情况，表示为
Figure BDA00033900610100001833
5.3 MTF架构
第5.3.1节介绍了通常施加于通信系统的约束，如标准施加的频谱掩码701，以及通信信道106、306、406上的衰落和干扰的影响。第5.3.2节基于第5.3.1节中介绍的约束提出了几种MTF设计，而第5.3.3节介绍了一种架构，该架构适用于允许各种MTF系统在使用相同频带并位于同一地点时相互通信。
5.3.1设计约束：
首先，我们选择了2个重要的
Figure BDA0003390061010000191
即
Figure BDA0003390061010000192
和
Figure BDA0003390061010000193
然后，我们对通信信道106、306、406进行建模，并检查其对MTF架构的影响，包括跨此类信道的干扰类型和受限频带。
Figure BDA0003390061010000194
的选择：为了在设计步骤一至三1302、1304、1306中包含约束2，并为了与一些现有系统进行公平比较，我们定文
Figure BDA0003390061010000195
和
Figure BDA0003390061010000196
a)3GPP LTE(E-UTRA)掩码
Figure BDA0003390061010000197
是为1.4，3，5，10，15和20MHz BW定义的，具有≤1％OOBE BW，或等效地，
Figure BDA0003390061010000198
必须在xk(t)105、205、
Figure BDA0003390061010000199
中包含≥99％的总积分平均功率。
b)20MHz BW的IEEE 802.11WLAN掩码是：
Figure BDA00033900610100001910
在
Figure BDA00033900610100001911
中，第一个频带|f|≤9MHz对应于具有带宽
Figure BDA00033900610100001912
的占用频带705。中间三个频带对应于具有带宽
Figure BDA00033900610100001913
的OOBE 706。最后一个频带|f|≥30MHz对应于具有无限带宽和功率电平
Figure BDA00033900610100001914
的FOSE频带707。
通信信道106、306、406的建模：当
Figure BDA00033900610100001915
为≥8MHz且NTs≤1ms时，信道106、306、406可以被建模为频率选择性(FS)缓慢衰落信道，其受在弗里斯(Friis)自由空间PL(FSPL)模型之后建模的频率相关路径损耗(PL)影响。在数学上，这种信道可以建模为线性时不变(LTI)的，并使用有限长度δN的离散时间随机脉冲响应
Figure BDA00033900610100001916
进行表征，称为信道的离散延迟扩展。对于非LOS信道，衰落可以建模为瑞利(Rayleigh)衰落，或者，对于LOS信道，衰落可以建模为具有强LOS分量的莱斯(Rician)衰落。
选定信道模型的作用：
1)在数学上，频率选择性信道的主要作用是将hMTF1104中的每一列{hMTF}k与
Figure BDA00033900610100001917
进行线性卷积。这种卷积的结果是一个新的MTF矩阵
Figure BDA00033900610100001918
定义为：
Figure BDA00033900610100001919
其中，在
Figure BDA00033900610100001920
中，将hB_MTF替换为
Figure BDA00033900610100001921
M替换为
Figure BDA00033900610100001922
Figure BDA00033900610100001923
N替换为
Figure BDA00033900610100001924
No替换为
Figure BDA00033900610100001925
通过δN-1增加N和No相当于通过δN以增加MTF系统中I-FAT DOF的数量
Figure BDA00033900610100001926
根据DOD特性二，
Figure BDA00033900610100001927
和hMTF1104中第k列{hMTF}k之间的线性卷积意味着产生的DOD等于原始
Figure BDA0003390061010000201
与通信信道的
Figure BDA0003390061010000202
之间的总和。基于通信信道106、306、406采用的频率选择性衰落模型，
Figure BDA0003390061010000203
换句话说，当通信信道106、306、406是FS时，hMTF，Ch产生的DOD等于hMTF1104的原始DOD。
2)通信信道106、306、406可以在频域中由
Figure BDA0003390061010000204
的DTFT等效表征，也称为其传递函数(TF)，HCh(Ω)。这意味着以下连续频率的乘积：
Figure BDA0003390061010000205
可以代替{hMTF}k和
Figure BDA0003390061010000206
之间的线性离散时间卷积，其中
Figure BDA0003390061010000207
是hMTF，Ch的第k列{hMTF，Ch}k的DTFT。
3)弗里斯FSPL模型基于E{|HCh(Ω)|2}与|Ω|2成反比，即
Figure BDA0003390061010000208
其中E{.}表示在Ω处相对于HCh(Ω)的期望值，假设它是遍历性的。基于(15)，可以看出FSPL的DOD等于1。换句话说，FSPL的影响是，如果载波频率fc＝0，则{hMTF}k的原始
Figure BDA0003390061010000209
增加1，否则，FSPL对
Figure BDA00033900610100002010
的影响取决于fc。
基于通信信道106、306、406的所有影响，定理三在将
Figure BDA00033900610100002011
替换为
Figure BDA00033900610100002012
M替换为
Figure BDA00033900610100002013
并根据fc重新评估
Figure BDA00033900610100002014
后仍然有效。为了保留hMTF1104的原始
Figure BDA00033900610100002015
在Tx 104、204、304处需要信道前滤波器500，这在第5.3.2节中讨论。
干扰建模：通信网络中存在两种类型的干扰：
(a)窄带干扰(NBI)，定义为宽度≤125MHz；以及
(b)宽带干扰(WBI)，定义为宽度＞125MHz。
NBI涵盖来自现有系统(如LTE和Wi-Fi系统)的传输，以及由于
Figure BDA00033900610100002016
的存在而来自其它MTF系统的传输，而WBI涵盖来自超宽带(UWB)系统，以及由于
Figure BDA00033900610100002017
的存在而来自其它MTF系统的传输。多项研究表明，如表一所示，频率＞2GHz处的频带利用率较低，所述表一显示了基于城市环境的结果中平均占空比与≤7,075MHz的频率范围。表一与对北美和欧洲城市中心的其它几项研究一致。所有研究表明，利用率呈指数下降，且与频率f成正比。我们将已知重利用率的频率范围称为
Figure BDA00033900610100002020
Figure BDA00033900610100002019
Figure BDA0003390061010000211
表一 频率范围内的平均利用率占空比
受限频带
Figure BDA0003390061010000212
除了必须同时应对NBI和WBI之外，一些被称为
Figure BDA0003390061010000213
的频带已被监管机构视为受到限制(47CFR 15.205)。
5.3.2脉冲和滤波器设计：
基于对通信信道106、306、406的统计信息的了解，包括其模型、信道上的干扰类型以及
Figure BDA0003390061010000214
的存在，本公开设计了如
Figure BDA0003390061010000215
1204、
Figure BDA0003390061010000216
1206之类的脉冲以及如Tx 104、204、304处的信道前滤波器500和Rx 108、208、308处的信道后滤波器615之类的滤波器，目标是在符合约束1-3的条件下优化
Figure BDA0003390061010000217
Figure BDA0003390061010000218
1204的设计：(9)中
Figure BDA0003390061010000219
1204的基本设计是矩形脉冲。即使它的所有零点都在单位圆上，也可以通过将其频率移动1/(2NlTs)来将其零点移离单位圆。这种偏移形成一个复合脉冲
Figure BDA00033900610100002110
1213，其中实部为余弦波的一个瓣的形状，虚部为正弦波的负瓣的形状。当
Figure BDA00033900610100002111
1204全部选为
Figure BDA00033900610100002112
1213时，(9)中的
Figure BDA00033900610100002113
表示为
Figure BDA00033900610100002114
当(9)中的
Figure BDA00033900610100002115
被选为
Figure BDA00033900610100002116
时，定理三中的
Figure BDA00033900610100002117
渐行近地等于π。在这种情况下，选择
Figure BDA00033900610100002118
的幅值以符合约束1。
Figure BDA00033900610100002119
的设计：(8)中
Figure BDA00033900610100002120
的可能设计是：
Figure BDA00033900610100002121
其中
Figure BDA00033900610100002122
表示逆离散傅里叶变换(DFT)操作；相位θk，i∈{0，2π}被选为PR，对于1≤i≤N0，所述PR在{0，2π}上均匀分布。
Figure BDA00033900610100002123
又名基于频率的PR多相特征。
Figure BDA00033900610100002124
1206的设计：(9)中
Figure BDA00033900610100002125
1206的可能设计是：
Figure BDA00033900610100002126
相位θl，k，i∈{0，2π}被选为PR，对于1≤i≤Nl，所述PR在{0，2π}上均匀分布，类似于(16)中的
Figure BDA00033900610100002127
除了θl，k，1必须等于
Figure BDA00033900610100002128
以最小化开销因子
Figure BDA00033900610100002129
由于通信信道迫使(14)中的
Figure BDA00033900610100002130
乘以HCh(Ω)，因此产生的乘积
Figure BDA00033900610100002131
迫使(17)中的
Figure BDA00033900610100002132
1206被替换为：
Figure BDA00033900610100002133
当
Figure BDA00033900610100002134
且
Figure BDA00033900610100002135
其中
Figure BDA00033900610100002136
是随机幅值，它们具有跨LOS信道的且具有强LOS分量的莱斯分布，或跨NLOS信道的瑞利分布，且
Figure BDA00033900610100002137
Figure BDA0003390061010000221
时
Figure BDA0003390061010000222
的选择：本公开选择(12)中的
Figure BDA0003390061010000223
作为0.5％，并将剩余的0.5％分配给
Figure BDA0003390061010000224
中的OOBE 706BW。在约束2下，(12)可以重写为
Figure BDA0003390061010000225
Figure BDA0003390061010000226
在Tx 104、204、304处设计信道前滤波500：为了符合
Figure BDA0003390061010000227
并防止在
Figure BDA0003390061010000228
上传输，建议在Tx 104、204、304处使用信道前滤波器500。此外，根据(15)，FSPL的作用是将hMTF1104的
Figure BDA0003390061010000229
增加1，尽管事实上是在(8)中添加了
Figure BDA00033900610100002210
以使所得DOD渐近取值为0。为了解决所有3个问题，将hMTF1104替换为信道前MTF矩阵
Figure BDA00033900610100002211
基于在(8)中将
Figure BDA00033900610100002212
替换为
Figure BDA00033900610100002213
将
Figure BDA00033900610100002214
替换为
Figure BDA00033900610100002215
以及将{hMTF}k替换为
Figure BDA00033900610100002216
其中DTFT
Figure BDA00033900610100002217
由以下2个动作预处理：
1.使用
Figure BDA00033900610100002218
将
Figure BDA00033900610100002219
预失真为：
Figure BDA00033900610100002220
其中选择ν以保持
Figure BDA00033900610100002221
2.强制
Figure BDA00033900610100002222
在排除的波段
Figure BDA00033900610100002223
包含一个空值，其中
Figure BDA00033900610100002224
和
Figure BDA00033900610100002225
是
Figure BDA00033900610100002226
和fc≥fs/4的补充。
作为这两个动作的结果，(10)中的
Figure BDA00033900610100002227
被替换为：
Figure BDA00033900610100002228
并且因为ν＝2(π2/6)，根据巴塞尔(Basel)问题，(11)被替换为
Figure BDA00033900610100002229
Figure BDA00033900610100002230
其中当样本是真实的，
Figure BDA00033900610100002231
另一方面，(12)被替换为
Figure BDA00033900610100002232
例如，当
Figure BDA00033900610100002233
Figure BDA00033900610100002234
在Rx 108、208、308处设计信道后滤波615：可以在Rx 108、208、308处使用信道后滤波615以减少在通信信道上的NBI的影响。在这种情况下，它必须包括MTF切除滤波器，它由以下两个步骤组成：
(a)估计对应于NBI的频率范围
Figure BDA00033900610100002235
当
Figure BDA00033900610100002236
时，频率f属于
Figure BDA00033900610100002237
其中
Figure BDA00033900610100002238
是为满足降低NBI的特定优化标准而选择的阈值。
(b)通过在
Figure BDA00033900610100002239
处强制
Figure BDA00033900610100002240
的连续时间版本y(t)的
Figure BDA00033900610100002241
中包含一个空值来切除估计的NBI。
信道后滤波还应包括在
Figure BDA00033900610100002242
处的空值，以减少Rx 108、208、308处的噪声和干扰影响。
采样类型和频率fs的选择：通信系统中有3种可用的采样类型：基带采样、IF采样和RF采样。当fs≥4fc时，推荐RF采样，因为它不需要任何上变频/下变频级，如图6a、6b所示。在这种情况下，载波频率fc选择为≤fs/4。另一方面，当fs＜4fc时，建议IF采样而不是基带采样，因为它需要较少数量的转换级，如图5a、5b所示。在这种情况下，中频fIF被选择为等于fs/4。
载波频率fc选择：为了选择具有相对低干扰和低路径损耗的频率范围以使得满足fc≤fs/4，同时允许适合于MIMO通信的多径环境，并且避免
Figure BDA0003390061010000231
本公开建议选择fc∈[2GHz，6GHz]。可以通过为第k个Tx选择fc使其与所有其它K-1个载波频率
Figure BDA0003390061010000232
不同来减小
Figure BDA0003390061010000233
K个载波频率的最佳选择是针对每个频率从最佳集合
Figure BDA0003390061010000234
Figure BDA0003390061010000235
或任何其它集合如
Figure BDA0003390061010000236
中选择一个唯一频率。
当K＞1，从
Figure BDA0003390061010000237
或
Figure BDA0003390061010000238
中唯一选择K个载波频率时，建议在Rx 108、208、308处使用包含MTF切除滤波器的信道后滤波615，以减少源自其它K-1个干扰载波频率的NBI。
5.3.3 MTF系统架构：
当使用重叠的许可或未许可频带时，图1至4中所示的架构与图5a、5b、6a、6b中描述的Tx 104、204、304和Rx 108、208、308一起使MTF系统能够与其它共处一地的MTF系统进行通信。这种MTF系统包括蜂窝型、Wi-Fi型和无线传感器/物联网型系统，它们都能够相互通信。图1至4以及图5a、5b、6a、6b都具有数字组件510，其包括MTF调制器102、202、302、Tx104、204、304的一部分、Rx 108、208、308的一部分和MTF检测器110、210、310。Tx 104、204、304的数字部分包括信道前滤波器500和数模(D/A)转换器503的数字部分。Rx 108、208、308的数字部分包括信道后滤波器615和模数(A/D)转换器613的数字部分。所述数字组件主要是软件定义的(S/W)并且允许根据其与之通信的MTF系统，通过调整{hMTF}k、信道前滤波器500、信道后滤波器615和MMSE-SIC检测器110、210、310而个性化地改变。此外，图1至4中所示的架构以及Tx 104、204、304的一部分和Rx 108、208、308的一部分具有硬件定义的(H/W)模拟组件511、513、616、618。如图5a、5b、6a、6b中所示，Tx 104、204、304和Rx 108、208、308的模拟部分包括转换器(如D/A 502、上变频器/下变频器504、611和A/D 613)、模拟滤波器607(如带通滤波器(BPF)和低通滤波器(LPF))以及放大器(如功率放大器(PA)506和低噪声放大器(LNA)609)。
鉴于大多数现有系统都包含一个S/W组件和一个H/W组件，因此可以通过S/W下载将此类系统升级为MTF系统，只要有可能克服它的限制，就无需进行H/W修改。例如，当可用A/D转换器的采样频率fA/D比所需的fs小一个倍数
Figure BDA0003390061010000241
使得满足
Figure BDA0003390061010000242
时，可以使用几种非互斥的技术将fs减少
Figure BDA0003390061010000243
以适应fA/D，同时保持相同的所需信道容量
Figure BDA0003390061010000244
MTF技术1：将hMTF减少
Figure BDA0003390061010000245
同时将Ts增加
Figure BDA0003390061010000246
MTF技术2：通过加载
Figure BDA0003390061010000247
位信息/DOF来放松约束3。
MTF技术3：选择
Figure BDA0003390061010000248
同时强制
Figure BDA0003390061010000249
的每一列都有一个不同的fc。
可以结合上面显示的几种MTF技术来克服
Figure BDA00033900610100002410
的限制。例如，通过将信息位/DOF的数量从1位增加到2位，同时将
Figure BDA00033900610100002411
从1增加到4，我们得到
Figure BDA00033900610100002412
5.4 MTF MA网络
本节设计跨集中式拓扑的MTF MA网络，类似于现有的MA网络，如LTE和Wi-Fi网络。作为任何集中式拓扑的典型，MTF MA网络由两种类型的传输组成：(a)从基站(BS)或接入点(AP)到设备的下行链路(DL)传输；和(b)从设备到BS/AP的上行链路(UL)传输。MTF MA网络的设计基于以下假定：
5.4.1假定：
a)几个位于同一地点的集中式MTF MA网络使用重叠的许可或未许可频带。基于第5.3.3节中的系统架构，此类网络能够协作，从而提供了许多益处。例如，可以实施时分双工(TDD)，这会在DL和UL传输之间强制进行时间分离。
b)MTF BS/AP包含一个天线阵列，用于大多数MTF MA网络的DL部分中的波束成形，以减少WBI对设备的BS/AP产生干扰。
c)第k个MTF Tx 104、304和MTF Rx 108、308之间的范围
Figure BDA00033900610100002413
是它们之间的链路预算
Figure BDA00033900610100002414
的函数，其中
Figure BDA00033900610100002415
Figure BDA00033900610100002416
为平均发射功率；NFdB是Rx的噪声系数；
Figure BDA00033900610100002417
对应于
Figure BDA00033900610100002418
它是信道后滤波器输出端的Hz中的噪声等效BW；
Figure BDA00033900610100002419
是切除因子，定义为
Figure BDA00033900610100002420
Figure BDA00033900610100002421
GdB是Tx和Rx之间的天线增益。
d)为第k个MTF设备
Figure BDA00033900610100002422
选择如(17)中定义的唯一
Figure BDA00033900610100002423
1206和如(16)中定义的唯一
Figure BDA0003390061010000251
e)
Figure BDA0003390061010000252
被设计为使得满足其PSD，
Figure BDA0003390061010000253
在
Figure BDA0003390061010000254
处有空值，其中
Figure BDA0003390061010000255
是
Figure BDA0003390061010000256
的连续时间版本。
f)
Figure BDA0003390061010000257
被设计为使得满足其PSD，
Figure BDA0003390061010000258
根据(19)进行了预失真，其中
Figure BDA0003390061010000259
是
Figure BDA00033900610100002510
的连续时间版本。
g)在MTF MA网络的UL部分
Figure BDA00033900610100002511
以减少(21)中的
Figure BDA00033900610100002512
而在DL部分
Figure BDA00033900610100002513
以保持高DL容量，
Figure BDA00033900610100002514
其中
Figure BDA00033900610100002515
和
Figure BDA00033900610100002516
是(2)中分别对应于UL和DL的延迟。选择
Figure BDA00033900610100002517
的另一个原因是降低与来自MTF设备的传输相对应的峰均功率比(PAPR)，通过将(9)中的
Figure BDA00033900610100002518
选择为
Figure BDA00033900610100002519
可以进一步降低PAPR。选择
Figure BDA00033900610100002520
的另一个原因是为了有一个的无记忆的MTF MA网络且
Figure BDA00033900610100002521
另一方面，在DL部分选择
Figure BDA00033900610100002522
意味着MTF MA网络有记忆且
Figure BDA00033900610100002523
例如，当10N＜L＜∞，
Figure BDA00033900610100002524
在UL部分，需要检测对应于所有K个激活的Tx 104、204、304的
Figure BDA00033900610100002525
201、301中所有Q个符号；而在DL部分，只需要检测对应于所需Tx 104、204、304的
Figure BDA00033900610100002526
201、301中的所需符号；对应于hMTF1104中的Ki＝K-1个干扰列的其余符号被忽略。出于这个原因，一个优选的实施例是在(21)中约束
Figure BDA00033900610100002527
对应于UL部分的约束
Figure BDA00033900610100002528
的完整实现，而在DL部分，一个优选的实施例是在(21)中约束
Figure BDA00033900610100002529
对应于仅对应于
Figure BDA00033900610100002530
201、301中所需接收符号的约束3的部分实现。
5.4.2 MTF MA网络的设计：
基于上述假设，我们设计了3个MTF MA网络，即MTF1、MTF2和MTF3，均受具有
Figure BDA00033900610100002531
的掩码约束。这意味着
Figure BDA00033900610100002532
例如，当选择
Figure BDA00033900610100002533
为
Figure BDA00033900610100002534
选择
Figure BDA00033900610100002535
为具有
Figure BDA00033900610100002536
的
Figure BDA00033900610100002537
Figure BDA00033900610100002538
另一方面，当选择
Figure BDA00033900610100002539
为
Figure BDA00033900610100002540
选择
Figure BDA00033900610100002541
为具有
Figure BDA00033900610100002542
的
Figure BDA00033900610100002543
Figure BDA00033900610100002544
而且，由于假设每个网络的DL部分具有相对较低干扰，因此其特征是有记忆的，且
Figure BDA00033900610100002545
另一方面，由于假设每个网络的UL部分具有相对较高的干扰，因此其特征是无记忆的，且
Figure BDA00033900610100002546
Figure BDA00033900610100002547
因此，
Figure BDA00033900610100002549
MTF1、MTF2和MTF3的设计参数：
1、选择MTF1以具有所需的DL信道容量
Figure BDA0003390061010000261
和所需的UL信道容量
Figure BDA0003390061010000262
两者都跨越未许可的(名称47CFR 15.247)中频带频率
Figure BDA0003390061010000263
我们还为DL和UL选择，
Figure BDA0003390061010000264
以及IF采样，其中
Figure BDA0003390061010000265
2、选择MTF2以具有
Figure BDA0003390061010000266
和
Figure BDA0003390061010000267
两者都跨越未许可的中频带频率
Figure BDA0003390061010000268
我们还选择
Figure BDA0003390061010000269
以及IF采样，其中
Figure BDA00033900610100002610
3、MTF3使用
Figure BDA00033900610100002611
的许可频带，其中
Figure BDA00033900610100002612
Figure BDA00033900610100002613
我们还选择
Figure BDA00033900610100002614
以及IF采样，其中
Figure BDA00033900610100002615
Figure BDA00033900610100002616
图9显示了当
Figure BDA00033900610100002617
被选为
Figure BDA00033900610100002618
而
Figure BDA00033900610100002619
被选为如(16)中定义的且根据(19)预失真，对于MTF3，
Figure BDA00033900610100002620
的
Figure BDA00033900610100002621
以及
Figure BDA00033900610100002622
的
Figure BDA00033900610100002623
其在
Figure BDA00033900610100002624
处有零值。相对于MTF1和MTF2，MTF3的一个优点是，不管wm的值如何，通过增加
Figure BDA00033900610100002625
可以通过将
Figure BDA00033900610100002626
减少
Figure BDA00033900610100002627
来将
Figure BDA00033900610100002628
和
Figure BDA00033900610100002629
增加一个倍数
Figure BDA00033900610100002630
实际考虑一：通常，通过选择第5.3.3节中描述的3种MTF技术1至3的任意组合，可以将
Figure BDA00033900610100002631
和
Figure BDA00033900610100002632
增加一个倍数
Figure BDA00033900610100002633
同时保持相同的fs。例如，通过将信息位/DOF的数量从1位增加到2位/DOF，同时将
Figure BDA00033900610100002634
从1增加到4，我们可以得到
Figure BDA00033900610100002635
因此，
Figure BDA00033900610100002636
Figure BDA00033900610100002637
实际考虑二：通过选择第5.3.3节中的MTF技术3，可以在保持
Figure BDA00033900610100002638
和
Figure BDA00033900610100002639
固定并保持相同fs的情况下将K增加倍数
Figure BDA00033900610100002640
在这种情况下，只要
Figure BDA00033900610100002641
增加
Figure BDA00033900610100002642
就是合理的。如果
Figure BDA00033900610100002643
则
Figure BDA00033900610100002644
的增加可以通过增加延迟
Figure BDA00033900610100002645
来保持合理。例如，通过将
Figure BDA00033900610100002646
从1加倍至2个样本，可以将
Figure BDA00033900610100002647
从8加倍到16，从而将
Figure BDA00033900610100002648
和
Figure BDA00033900610100002649
碱半。K从1增加到16的含义意味着，在强制
Figure BDA00033900610100002650
和
Figure BDA00033900610100002651
减半后，16个位于同一地点的MTF网络可以在相同重叠的许可和未许可频带中共存。
实际考虑三：可以将K增加
Figure BDA00033900610100002652
而无需通过减小比率
Figure BDA00033900610100002653
将
Figure BDA00033900610100002654
和
Figure BDA00033900610100002655
减半，其中
Figure BDA00033900610100002656
如下所示：
当K固定时增加
Figure BDA00033900610100002657
a)增加
Figure BDA00033900610100002658
的一种方法是在Tx 104、204、304处增加
Figure BDA00033900610100002659
这不会影响每个MTF设备的所需DL容量
Figure BDA0003390061010000271
它减少了UL部分的每个MTF设备的容量，而不影响整体所需的网络容量
Figure BDA0003390061010000272
b)另一种增加
Figure BDA0003390061010000273
的方法是通过利用多径通信信道106、306、406的频率选择性特性，在Rx 108、208、308处间接增加
Figure BDA0003390061010000274
这迫使N被
Figure BDA0003390061010000275
取代，或等效地，迫使
Figure BDA0003390061010000276
被
Figure BDA0003390061010000277
取代。这通常称为多径分集。在这种情况下，(17)中的
Figure BDA0003390061010000278
1206在Rx108、308处被(18)中的
Figure BDA0003390061010000279
替换。
c)在Rx 108、208、308处间接增加
Figure BDA00033900610100002710
的另一种方法是增加接收天线的数量Nr，这不会影响每个MTF设备的信道容量，同时会相应地增加整体网络容量。这通常称为空间分集或MU-MIMO，如图4所示。假设每个MTF BS/AP包含一个含Nr个接收天线的阵列，K是同时激活的MTF设备的数量，因此，第i个接收天线产生接收信号
Figure BDA00033900610100002711
其中
Figure BDA00033900610100002712
Figure BDA00033900610100002713
是第j个发射天线和第i个接收天线之间的通信信道106、306、406，
Figure BDA00033900610100002714
是第i个接收天线处的噪声。

Claims (20)

1.一种用于通过通信信道(106、306、406)传输信息帧(101、201、301)的方法，所述方法包括；
第一转换操作(102、202、302)，用于将所述信息帧(101、201、301)转换为离散时间时限信号(103、203、303)，其中所述信息帧(101、201、301)包含在多个有限访问时间(FAT)自由度(DOF)(1307)中；
第二转换操作(502)，用于将所述离散时间时限信号(103、203、303)转换为连续时间信号；以及
传输操作(104、204、304)，用于通过所述通信信道(106、305、406)传输所述连续时间信号(103、203、303)。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一转换操作(102、202、302)使用矩阵，所述矩阵被设计为使得所述多个FAT DOF按照MTF设计步骤一(1302)被选择(1303)。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述矩阵是块托普利兹(Toeplitz)(1104)。
4.根据权利要求2所述的方法，其中所述矩阵被进一步设计为使得所选择的多个FATDOF(1303)按照MTF设计步骤二(1304)被增强(1305)。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述矩阵被进一步设计为使得所选和增强的多个FAT DOF(1305)按照MTF设计步骤三(1306)被随机化(1307)。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述矩阵(1104)的每一列是将多个子列(1208、1209)相加(1210)的结果；其中第一子列(1208)对应于可微分度(DOD)大于0的函数。
7.根据权利要求6所述的方法，其中第二子列(1209)对应于DOD等于0的函数。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述第二子列(1209)的元素是独立的伪随机变量。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一子列(1208)是在多个脉冲(1215、1216)之间执行线性卷积运算(1207)的结果，其中每个脉冲的DOD大于0。
10.根据权利要求9所述的方法，其中第一脉冲(1215、1216)是在以下两个脉冲之间执行循环卷积运算(1202、1205)的结果：
DOD大于0的第一子脉冲(1201、1204)；和
DOD等于0的第二子脉冲(1203、1206)。
11.一种用于通过通信信道(106、306、406)传输信息帧(101、201、301)的装置，其包含：
第一转换器，其用于将所述信息帧(101、201、301)转换为离散时间时限信号(103、203、303)，其中所述信息帧(101、201、301)包含在多个FATDOF(1303)中；
第二转换器(502)，其用于将所述离散时间时限信号(103、203、303)转换为连续时间信号(105、205、305)；和
发射器(104、204、304)，其用于通过所述通信信道(106、306、406)发射所述连续时间信号(103、203、303)。
12.根据权利要求11所述的装置，其中所述第一转换器(102、202、302)使用矩阵，所述矩阵被设计为使得所述多个FAT DOF按照MTF设计步骤一(1302)被选择(1303)。
13.根据权利要求12所述的装置，其中所述矩阵是块托普利兹(1104)。
14.根据权利要求12所述的装置，其中所述矩阵被进一步设计为使得所选的多个FATDOF(1303)按照MTF设计步骤二(1304)被增强(1305)。
15.根据权利要求14所述的装置，其中所述矩阵被进一步设计为使得所选和增强的多个FAT DOF(1305)按照MTF设计步骤三(1306)被随机化(1307)。
16.根据权利要求15所述的装置，其中矩阵(1104)的每一列是将多个子列(1208、1209)相加(1210)的结果；其中第一子列(1208)对应于DOD大于0的函数。
17.根据权利要求16所述的装置，其中第二子列(1209)对应于DOD等于0的函数。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述第二子列(1209)的元素是独立的伪随机变量。
19.根据权利要求18所述的装置，其中所述第一子列(1208)是在多个脉冲(1215、1216)之间执行线性卷积运算(1207)的结果，其中每个脉冲的DOD大于0。
20.根据权利要求19所述的装置，其中第一脉冲(1215、1216)是在以下脉冲之间执行循环卷积运算(1202、1205)的结果：
DOD大于0的第一子脉冲(1201、1204)；和
DOD等于0的第二子脉冲(1203、1206)。
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