KR20230043031A - 듀얼 포트 송신들에서 코딩된 신호들을 상관해제하기 위한 시스템들 및 방법들 - Google Patents

듀얼 포트 송신들에서 코딩된 신호들을 상관해제하기 위한 시스템들 및 방법들 Download PDF

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다니엘 포프
리디 스마이니
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애플 인크.
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Abstract

사용자 장비(UE)는 제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하고, 제2 CDMA 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성한다. UE는 이어서, 제1 안테나를 통해 제1 신호를 수신 디바이스로 송신하고, 제2 안테나를 통해 제2 신호를 수신 디바이스로 송신한다. 수신 디바이스는 안테나에서 제1 신호 및 제2 신호를 조합 신호로서 수신하고, 제1 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제1 신호를 추출하고, 제2 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제2 신호를 추출한다. CDMA 코드들은 실수 값(real-valued)이거나 또는 복소 값(complex-valued)일 수 있다. 일부 실시예들에서, UE는 기저대역 신호들을 제1 부분 및 제2 부분으로 분리하고, 제1 부분을 제1 신호의 일부로서 그리고 제2 부분을 제2 신호의 일부로서 송신할 수 있다.

Description

듀얼 포트 송신들에서 코딩된 신호들을 상관해제하기 위한 시스템들 및 방법들{SYSTEMS AND METHODS FOR DE-CORRELATING CODED SIGNALS IN DUAL PORT TRANSMISSIONS}
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2021년 9월 23일자로 출원되고, 발명의 명칭이 "SYSTEMS AND METHODS FOR DE-CORRELATING CODED SIGNALS IN DUAL PORT TRANSMISSIONS"인 미국 가출원 제63/247,710호에 대한 우선권을 주장하고, 이의 개시내용은 모든 목적들을 위해 그 전체가 참고로 포함된다.
본 개시내용은 대체적으로 무선 통신에 관한 것이다. 전자 디바이스에서, 송신기는 무선 신호를 수신기로 송신할 수 있다. 일부 경우들에서, 송신기는, 동일한 파형의 듀얼 송신으로 지칭될 수 있는, 수신기에 의해 (예컨대, 동시에 또는 동시적으로) 수신될 무선 신호의 하나 초과의 인스턴스(예컨대, 2개의 인스턴스들)를 전송함으로써 수신기에서의 무선 신호의 수신 전력을 증가시킬 수 있다. 그러나, 무선 신호들의 적어도 일부분은 무선 신호들 사이의 위상 관계로 인해 수신기에서 소거될 수 있다.
본 명세서에 개시된 소정의 실시예들의 개요가 아래에 기재된다. 이들 양태들은 단지 이들 소정의 실시예들의 간단한 개요를 독자에게 제공하기 위해 제시되며, 이들 양태들은 본 개시내용의 범주를 제한하도록 의도되지 않음이 이해되어야 한다. 실제로, 본 개시내용은 아래에 기재되지 않을 수 있는 다양한 양태들을 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 사용자 장비는 제1 세트의 안테나들 및 제2 세트의 안테나들을 포함한다. 사용자 장비는 또한 프로세싱 회로부를 포함하며, 이는 제1 코드 분할 다중 액세스(code division multiplex access, CDMA) 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하고, 제2 CDMA 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성하고, 제1 세트의 안테나들을 통해 제1 신호를 송신하고, 제2 세트의 안테나들을 통해 제2 신호를 송신한다.
다른 실시예에서, 전자 디바이스는 안테나를 포함하며, 이는 제1 CDMA 코드를 사용하여 인코딩된 제1 신호 및 제2 CDMA 코드를 사용하여 인코딩된 제2 신호를 포함하는 조합 신호(combined signal)를 수신한다. 전자 디바이스는 또한 프로세싱 회로부를 포함하며, 이는 제1 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제1 신호를 추출하고 제2 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제2 신호를 추출한다.
또 다른 실시예에서, 방법은, 사용자 장비의 프로세싱 회로부에 의해, 기저대역 신호를 수신하는 단계, 및 프로세싱 회로부에 의해, 제1 CDMA 시퀀스 및 제2 CDMA 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다. 본 방법은 또한, 프로세싱 회로부에 의해, 제1 CDMA 시퀀스를 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하는 단계, 및 프로세싱 회로부에 의해, 제2 CDMA 시퀀스를 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 본 방법은, 사용자 장비의 제1 세트의 안테나들을 통해 제1 신호를 송신하는 단계, 및 사용자 장비의 제2 세트의 안테나들을 통해 제2 신호를 송신하는 단계를 추가로 포함한다.
위에서 언급된 특징들의 다양한 개선들이 본 개시내용의 다양한 양태들에 관련하여 존재할 수 있다. 추가적인 특징들이 또한 이들 다양한 양태들에 또한 포함될 수 있다. 이들 개선들 및 부가적인 특징들은 개별적으로 또는 임의의 조합으로 존재할 수 있다. 예를 들어, 예시된 실시예들 중 하나 이상에 관련하여 아래에서 논의되는 다양한 특징들은 본 개시내용의 위에서 설명된 양태들 중 임의의 양태에 단독으로 또는 임의의 조합으로 포함될 수 있다. 위에서 제시된 간단한 발명의 내용은 청구된 요지에 대한 제한 없이 단지 독자로 하여금 본 개시내용의 실시예들의 소정의 양태들 및 맥락들에 익숙해지도록 의도된 것이다.
본 개시내용의 다양한 양태들은 하기 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용을 읽고 동일 부호가 동일 요소를 지칭하는 아래 기재된 도면들을 참조하면 더 잘 이해될 수 있다.
도 1은 본 개시내용의 실시예들에 따른 사용자 장비의 블록도이다.
도 2는 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 1의 사용자 장비의 기능도이다.
도 3은 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 1의 사용자 장비의 송신기의 개략도이다.
도 4는 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 1의 사용자 장비의 수신기의 개략도이다.
도 5는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 1의 사용자 장비 및 수신 디바이스를 포함하는 무선 통신 시스템의 개략도이다.
도 6은 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 5의 무선 통신 시스템의 컴포넌트들을 보여주는 블록도이다.
도 7은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 6의 SC-FDMA 로직에 의해 수행될 수 있는 바와 같이, 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 코드들을 사용하여 직교 주파수 분할 다중화 심볼들을 갖는 데이터 블록들을 생성하는 블록도이다.
도 8은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 수신 디바이스의 안테나에서의 전력 강하에 대한 2개의 신호들 사이의 위상 차이의 효과를 도시하는 플롯이다.
도 9는 본 개시내용의 실시예들에 따른, CDMA 코드들을 생성하는 도 6의 수신 디바이스 및/또는 사용자 장비의 시퀀스 생성기의 블록도이다.
도 10은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 디폴트 시퀀스로 도 9의 시퀀스 생성기에 의해 생성된 시퀀스들의 교차 상관관계(cross-correlation)를 예시하는 분포도이다.
도 11은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio, SNR)에 기초하여 가변하는 비트 오류율(bit error rate, BER)을 예시하는 플롯이다.
도 12는 본 개시내용의 실시예들에 따른, BER이 10-2일 때, 듀얼 송신 무선 신호들 사이의 위상 차이에 기초하여 가변하는 SNR을 예시하는 플롯이다.
도 13은 본 개시내용의 실시예들에 따른, BER이 10-3일 때, 듀얼 송신 무선 신호들 사이의 위상 차이에 기초하여 가변하는 SNR을 예시하는 플롯이다.
도 14는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 상이한 CDMA 코드들을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법의 흐름도이다.
도 15는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 하나의 선형 피드백 시프트 레지스터(linear-feedback shift register, LFSR)를 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들을 사용할 때, SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이다.
도 16은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 듀얼 LFSR들을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들을 사용할 때, SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이다.
도 17은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 복소 CDMA 코드들을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법의 흐름도이다.
도 18은 확산을 2배만큼 증가시키지 않고서 2개의 송신 신호들에서 동일한 데이터를 송신하지 않는, SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이다.
도 19는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 확산을 2배만큼 증가시키고 2개의 송신 신호들에서 상이한 데이터를 송신할 때 SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이다.
도 20은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 2개의 송신 신호들에서 상이한 데이터를 송신하는 도 5의 무선 통신 시스템의 대안적인 실시예의 블록도이다.
도 21은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 각각의 송신 신호에서 상이한 데이터를 송신하도록 상이한 CDMA 코드들을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법의 흐름도이다.
도 22는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 확산 또는 송신 신호 반복이 (예컨대, 도 11의 것과 비교하여) 10의 차수만큼 증가될 때 SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이고, 여기서 송신 신호들은 동일한 데이터를 갖는다.
도 23은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 확산 또는 송신 신호 반복이 (예컨대, 도 11의 것과 비교하여) 20의 차수만큼 증가될 때 SNR에 기초하여 가변하는 BER을 예시하는 플롯이고, 여기서 송신 신호들은 상이한 데이터를 갖는다.
하나 이상의 구체적인 실시예들이 아래에서 설명될 것이다. 이러한 실시예들에 대한 간명한 설명을 제공하려는 노력으로, 명세서에는 실제 구현의 모든 특징들이 설명되어 있지는 않다. 임의의 엔지니어링 또는 설계 프로젝트에서와 같이 임의의 그러한 실제 구현의 개발에서, 구현마다 다를 수 있는 시스템-관련 및 사업-관련 제약들의 준수와 같은 개발자들의 특정 목표들을 달성하기 위해 많은 구현-특정 결정들이 이루어져야 한다는 것을 이해해야 한다. 게다가, 그러한 개발 노력은 복잡하고 시간 소모적일 수 있지만, 그럼에도 불구하고 본 개시내용의 이익을 갖는 통상의 기술자에게는 설계, 제조, 및 제작의 일상적인 과제일 것이라는 것이 이해되어야 한다.
본 개시내용의 다양한 실시예들의 요소들을 소개할 때, 단수 형태("a", "an", 및 "the")는 요소들 중 하나 이상이 존재한다는 것을 의미하도록 의도된다. 용어들 "포함하는(comprising, including)", 및 "갖는(having)"은 포괄적인 것이고 열거된 요소들 이외의 부가적인 요소들이 존재할 수 있음을 의미하도록 의도된다. 부가적으로, 본 개시내용의 "하나의 실시예" 또는 "일 실시예"에 대한 참조들은 언급된 특징들을 또한 포함하는 부가적인 실시예들의 존재를 배제하는 것으로 해석되도록 의도되지 않는다는 것이 이해되어야 한다. 또한, 특정 특징들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들에서 임의의 적절한 방식으로 조합될 수 있다. 용어들 "대략", "거의", "약", "~에 가까운", 및/또는 "실질적으로"의 사용은, 예컨대 임의의 적합한 또는 고려가능한 오류의 마진 내에서(예컨대, 타깃의 0.1% 이내, 타깃의 1% 이내, 타깃의 5% 이내, 타깃의 10% 이내, 타깃의 25% 이내 등), 타깃(예컨대, 설계, 값, 양)에 가까운 것을 포함하는 것을 의미하는 것으로 이해되어야 한다. 더욱이, 본 명세서에서 제공되는 임의의 정확한 값들, 수들, 측정치들 등은 정확한 값들, 수들, 측정치들 등의 (예컨대, 적합한 또는 고려가능한 오류의 마진 내의) 근사치들을 포함하는 것으로 고려됨을 이해해야 한다.
본 개시내용은 타깃 수신 디바이스에서 수신될 때 신호의 전력을 증가시키기 위해 동일한 무선 주파수 신호 또는 파형의 듀얼 송신에 관한 것이다. 그러나, 동일한 신호의 듀얼 송신은 수신 디바이스의 수신기에서 전력 변동들을 야기할 수 있다. 실제로, 무선 신호들의 적어도 일부분은 무선 신호들 사이의 위상 관계로 인해 수신 디바이스의 안테나에서 소거될 수 있다. 특히, 수신 신호들 사이의 위상 관계와 조합된 경로 감쇠에서의 상대적인 차이는 수신기 신호 강도(예컨대, 수신 신호들의 전력)에 영향을 미칠 수 있다. 실제로, 고도로 상관된 채널들(예컨대, 여기서 신호들 사이의 위상 차이는 180°에 가까워짐)을 이용하여, 동일한 신호의 듀얼 송신은 수신기 신호 강도의 관점에서 신호의 단일 송신보다 심지어 더 나쁘게 수행할 수 있다.
일부 경우들에서, 폐쇄 피드백 루프는 무선 신호들 중 적어도 하나를 시프트하여 2개의 무선 신호들 사이의 유리한 위상 관계(예컨대, 거의 0° 위상 차이)를 실현하는 데 사용될 수 있다. 즉, 폐쇄 피드백 루프는 2개의 무선 신호들을 입력들로서 수신하고, 2개의 신호들 사이의 위상 차이를 결정하고, 2개의 신호들 사이의 위상 차이가 0°가 되도록 신호들 중 하나의 신호 또는 둘 모두를 시프트할 수 있다. 그러나, 소정 상황들의 경우, 폐쇄 피드백 루프를 이용하는 것이 바람직하지 않을 수 있다. 예를 들어, 수신 디바이스(예컨대, 지상 기지국, 비-지상 기지국, 고공 중계국(high altitude platform station, HAPS), 위성 등)와 사용자 장비(예컨대, 이동 무선 통신 디바이스) 사이의 거리가 임계 거리보다 더 큰 경우들에서, (예컨대, 2개의 무선 신호들 사이의 유리한 위상 차이를 달성하기 위해) 보정들 또는 코드북을 전송하는 것은 변동들(예컨대, 보정들 또는 코드북의 적시 수신에 영향을 줄 수 있는 빠른 채널 변동들)로 인해 가능하지 않을 수 있다. 추가적으로, 적어도 부분 신호 소거의 가능성으로 인해, 수신 디바이스 및/또는 대응하는 무선 통신 네트워크는, 수신 디바이스가 (예컨대, 확인응답 또는 "ACK" 신호를 사용자 장비로 전송함으로써) 사용자 장비를 확인응답할 수 있을 때까지 증가된 리스닝 시간을 필요로 할 수 있다. 그와 같이, 적어도 이들 유형들의 상황들에서, 개루프(open loop) 스킴들은 그러한 단점들을 겪지 않을 수 있고, 따라서 폐루프(closed loop) 또는 피드백 스킴들보다 우수한 성능을 갖는다.
다른 경우들에서, 순환 지연 다양성 스킴들은 듀얼 송신 성능을 개선시킬 수 있고, 수신 디바이스의 안테나에서의 이득은 고도로 상관된 채널들에 대해 작을 수 있다(예컨대, 여기서 듀얼 송신 신호들 사이의 위상 차이가 180°에 가까워짐). 추가적으로, 시간 정렬 오류 및 순환 지연 다양성 스킴들은 (예컨대, 조합된 지연에 의해 야기될 수 있는) 신호들 사이의 증가된 소거 포인트들 또는 널(null)들에서 배치되어 있는 할당들(예컨대, 신호들에서의 데이터 또는 심볼들)로 인해 깊은 페이딩(예컨대, 강한 파괴 간섭)을 겪고, 가능하게는 신호의 손실을 초래할 수 있다.
본 명세서의 실시예들은, 무선 신호들의 듀얼 송신을 수행함으로써 수신 디바이스에서의 수신 전력을 증가시키고, (예컨대, 폐루프 또는 피드백 기법에 의존하지 않고서) 개루프 또는 피드포워드 기법(feedforward technique)을 사용하여 무선 신호들 사이의 소거를 회피하기 위한 다양한 장치들 및 기법들을 제공한다. 그렇게 하기 위해, 본 명세서에 개시된 실시예들은, 사용자 장비가 제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하고, 제2 CDMA 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성하는 것을 포함한다. 사용자 장비는 이어서, 제1 안테나를 통해 제1 신호를 수신 디바이스로 송신하고, 제2 안테나를 통해 제2 신호를 수신 디바이스로 송신한다. 수신 디바이스는 안테나에서 제1 신호 및 제2 신호를 조합 신호로서 수신하고, 제1 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제1 신호를 추출하고, 제2 CDMA 코드를 사용하여 조합 신호로부터 제2 신호를 추출한다. CDMA 코드들은 실수 값(real-valued)이거나 또는 복소 값(complex-valued)일 수 있다. 일부 실시예들에서, 사용자 장비는 기저대역 신호들을 제1 부분 및 제2 부분으로 분리하고, 제1 부분을 제1 신호의 일부로서 그리고 제2 부분을 제2 신호의 일부로서 송신할 수 있다.
전술한 내용을 염두에 두고, 도 1은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 사용자 장비(10)(예컨대, 전자 디바이스)의 블록도이다. 사용자 장비(10)는, 다른 것들 중에서도, 하나 이상의 프로세서들(12)(본 명세서에서 편의상 단일 프로세서로 총칭될 수 있고, 이는 임의의 적합한 형태의 프로세싱 회로부로 구현될 수 있음), 메모리(14), 비휘발성 저장소(16), 디스플레이(18), 입력 구조물들(22), 입력/출력(I/O) 인터페이스(24), 네트워크 인터페이스(26), 및 전원(29)을 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 다양한 기능 블록들은 하드웨어 요소들(회로부 포함), 소프트웨어 요소들(기계-실행가능 명령어들 포함) 또는 하드웨어 및 소프트웨어 요소들 둘 모두의 조합(이는 로직으로 지칭될 수 있음)을 포함할 수 있다. 프로세서(12), 메모리(14), 비휘발성 저장소(16), 디스플레이(18), 입력 구조물들(22), 입력/출력(I/O) 인터페이스(24), 네트워크 인터페이스(26), 및/또는 전원(29)은 각각 (예컨대, 다른 컴포넌트, 통신 버스, 네트워크를 통해) 서로 직접 또는 간접적으로 통신가능하게 결합되어 서로 간에 데이터를 송신 및/또는 수신할 수 있다. 도 1은 단지 특정 구현의 일례일 뿐이고, 사용자 장비(10)에 존재할 수 있는 컴포넌트들의 유형들을 예시하도록 의도된다는 것에 유의해야 한다.
예를 들어, 사용자 장비(10)는 데스크톱 또는 노트북 컴퓨터(예컨대, 미국 캘리포니아주, 쿠퍼티노 소재의 애플 인크(Apple Inc)로부터 입수가능한 맥북(MacBook®), 맥북 프로(MacBook® Pro), 맥북 에어(MacBook Air®), 아이맥(iMac®), 맥 미니(Mac® mini), 또는 맥 프로(Mac Pro®)의 형태), 무선 전자 디바이스 또는 스마트폰(예컨대, 미국 캘리포니아주, 쿠퍼티노 소재의 애플 인크로부터 입수가능한 아이폰(iPhone®)의 모델의 형태)과 같은 휴대용 전자 또는 핸드헬드 전자 디바이스, 태블릿(예컨대, 미국 캘리포니아주, 쿠퍼티노 소재의 애플 인크로부터 입수가능한 아이패드(iPad®)의 모델의 형태), 웨어러블 전자 디바이스(예컨대, 미국 캘리포니아주, 쿠퍼티노 소재의 애플 인크로부터 입수가능한 애플 워치(Apple Watch®)의 형태), 및 다른 유사한 디바이스들을 포함하는, 임의의 적합한 컴퓨팅 디바이스를 포함할 수 있다. 도 1의 프로세서(12) 및 다른 관련 항목들이 일반적으로 본 명세서에서 "데이터 프로세싱 회로부"로 지칭될 수 있다는 것을 유의해야 한다. 그러한 데이터 프로세싱 회로부는 소프트웨어, 하드웨어, 또는 둘 모두로서 전체적으로 또는 부분적으로 구현될 수 있다. 더욱이, 도 1의 프로세서(12) 및 다른 관련 항목들은 단일의 내장된 프로세싱 모듈일 수 있거나, 사용자 장비(10) 내의 다른 요소들 중 임의의 요소 내에 전체적으로 또는 부분적으로 통합될 수 있다. 프로세서(12)는 범용 마이크로프로세서, 마이크로제어기, 디지털 신호 프로세서(DSP), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA), 프로그램가능 로직 디바이스(PLD), 제어기, 상태 머신, 게이트 로직, 개별 하드웨어 컴포넌트, 전용 하드웨어 유한 상태 머신, 또는 정보의 계산 또는 기타 조작을 수행할 수 있는 임의의 기타 적합한 엔티티들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 프로세서들(12)은 하나 이상의 애플리케이션 프로세서들, 하나 이상의 기저대역 프로세서들, 또는 둘 모두를 포함할 수 있고, 본 명세서에 기재된 다양한 기능들을 수행할 수 있다.
도 1의 사용자 장비(10)에서, 프로세서(12)는 다양한 알고리즘들을 수행하기 위해 메모리(14) 및 비휘발성 저장소(16)와 동작가능하게 결합될 수 있다. 프로세서(들12)에 의해 실행되는 그러한 프로그램들 또는 명령어들은 하나 이상의 유형의(tangible) 컴퓨터 판독가능 매체들을 포함하는 임의의 적합한 제조 물품에 저장될 수 있다. 유형의 컴퓨터 판독가능 매체들은, 개별적으로 또는 집합적으로, 명령어들 또는 루틴들을 저장하기 위해 메모리(14) 및/또는 비휘발성 저장소(16)를 포함할 수 있다. 메모리(14) 및 비휘발성 저장소(16)는 데이터 및 실행가능 명령어들을 저장하기 위한 임의의 적합한 제조 물품들, 예컨대, 랜덤 액세스 메모리, 판독 전용 메모리, 재기입가능 플래시 메모리, 하드 드라이브들, 및 광 디스크들을 포함할 수 있다. 추가로, 그러한 컴퓨터 프로그램 제품 상에서 인코딩된 프로그램들(예컨대, 운영 체제)은 또한, 사용자 장비(10)가 다양한 기능들을 제공할 수 있게 하도록 프로세서(12)에 의해 실행될 수 있는 명령어들을 포함할 수 있다.
소정 실시예들에서, 디스플레이(18)는 사용자들이 사용자 장비(10) 상에서 생성되는 이미지들을 보는 것을 용이하게 할 수 있다. 일부 실시예들에서, 디스플레이(18)는, 사용자 장비(10)의 사용자 인터페이스와의 사용자 상호작용을 용이하게 할 수 있는 터치 스크린을 포함할 수 있다. 더욱이, 일부 실시예들에서, 디스플레이(18)는 하나 이상의 액정 디스플레이들(LCD), 발광 다이오드(LED) 디스플레이들, 유기 발광 다이오드(OLED) 디스플레이들, 능동형 매트릭스 유기 발광 다이오드(AMOLED) 디스플레이들, 또는 이들 및/또는 다른 디스플레이 기술들의 일부 조합을 포함할 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
사용자 장비(10)의 입력 구조물들(22)은 사용자가 사용자 장비(10)와 상호작용하는 것(예컨대, 볼륨 레벨을 증가시키거나 또는 감소시키기 위해 버튼을 누르는 것)을 가능하게 할 수 있다. I/O 인터페이스(24)는, 네트워크 인터페이스(26)가 그럴 수 있는 것처럼, 사용자 장비(10)가 다양한 다른 전자 디바이스들과 인터페이싱할 수 있게 할 수 있다. 일부 실시예들에서, I/O 인터페이스(24)는 미국 캘리포니아주 쿠퍼티노 소재의 애플 인크에 의해 제공되는 라이트닝 커넥터(Lightning connector), USB(universal serial bus), 또는 다른 유사한 커넥터 및 프로토콜과 같은 표준 커넥터 및 프로토콜을 사용하여 콘텐츠 조작 및/또는 충전을 위한 하드와이어드(hardwired) 연결을 위한 I/O 포트를 포함할 수 있다. 네트워크 인터페이스(26)는, 예를 들어, 초광대역(UWB) 또는 BLUETOOTH® 네트워크와 같은 개인 영역 네트워크(PAN), IEEE 802.11x 계열의 프로토콜들 중 하나(예컨대, WI-FI®)를 채용하는 네트워크와 같은 로컬 영역 네트워크(LAN) 또는 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN), 및/또는, 예를 들어, 3G(3rd generation) 셀룰러 네트워크, UMTS(universal mobile telecommunication system), 4G(4th generation) 셀룰러 네트워크, LTE®(long term evolution) 셀룰러 네트워크, LTE-LAA(long term evolution license assisted access) 셀룰러 네트워크, 5G(5th generation) 셀룰러 네트워크, 및/또는 NR(New Radio) 셀룰러 네트워크, 위성 네트워크, 비-지상 네트워크 등을 포함하는 3GPP(Third Generation Partnership Project)에 관련된 임의의 표준들과 같은 광역 네트워크(WAN)를 위한 하나 이상의 인터페이스들을 포함할 수 있다. 특히, 네트워크 인터페이스(26)는, 예를 들어, 밀리미터파(mmWave) 주파수 범위(예컨대, 24.25 내지 300 기가헤르츠(㎓))를 포함하는 5G 사양의 릴리스-15 셀룰러 통신 표준 및/또는 무선 통신에 사용되는 주파수 범위들을 정의 및/또는 가능하게 하는 임의의 기타 셀룰러 통신 표준 릴리스(예컨대, 릴리스-16, 릴리스-17, 임의의 향후 릴리스들)를 이용하기 위한 하나 이상의 인터페이스들을 포함할 수 있다. 사용자 장비(10)의 네트워크 인터페이스(26)는 전술된 네트워크들(예컨대, 5G, Wi-Fi, LTE-LAA 등)을 통한 통신을 허용할 수 있다.
네트워크 인터페이스(26)는 또한, 예를 들어, 브로드밴드 고정형 무선 액세스 네트워크들(예컨대, WIMAX®), 모바일 브로드밴드 무선 네트워크들(모바일 WIMAX®), 비동기식 디지털 가입자 라인들(예컨대, ADSL, VDSL), 디지털 비디오 브로드캐스팅-지상파(DVB-T®) 네트워크 및 그의 확장 DVB 핸드헬드(DVB-H®) 네트워크, 초광대역(UWB) 네트워크, 교류(AC) 전력 라인들 등을 위한 하나 이상의 인터페이스들을 포함할 수 있다.
예시된 바와 같이, 네트워크 인터페이스(26)는 송수신기(30)를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 송수신기(30)의 전부 또는 일부들은 프로세서(12) 내에 배치될 수 있다. 송수신기(30)는 하나 이상의 안테나들을 통한 다양한 무선 신호들의 전송 및 수신을 지원할 수 있고, 따라서 송신기 및 수신기를 포함할 수 있다. 사용자 장비(10)의 전원(29)은 재충전가능 리튬 폴리머(Li-poly) 배터리 및/또는 교류(AC) 전력 변환기와 같은 임의의 적합한 전력원을 포함할 수 있다.
도 2는 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 1의 사용자 장비(10)의 기능도이다. 도시된 바와 같이, 프로세서(12), 메모리(14), 송수신기(30), 송신기(52), 수신기(54), 및/또는 안테나들(55)(55A 내지 55N로 도시되고, 안테나(55)로 총칭됨)은 직접 또는 간접적으로 (예컨대, 다른 컴포넌트, 통신 버스, 네트워크를 통해) 서로 통신가능하게 결합되어 서로 간에 데이터를 전송 및/또는 수신할 수 있다.
사용자 장비(10)는, 예를 들어, 네트워크(예컨대, 기지국을 포함함) 또는 직접 접속을 통해 사용자 장비(10)와 외부 디바이스 사이의 데이터의 송신 및 수신을 각각 가능하게 하는 송신기(52) 및/또는 수신기(54)를 포함할 수 있다. 예시된 바와 같이, 송신기(52) 및 수신기(54)는 송수신기(30)로 조합될 수 있다. 사용자 장비(10)는 또한 송수신기(30)에 전기적으로 결합된 하나 이상의 안테나들(55A 내지 55N)을 가질 수 있다. 안테나들(55A 내지 55N)은 무지향성 또는 지향성 구성으로, 단일-빔, 이중-빔, 또는 다중-빔 배열 등으로 구성될 수 있다. 각각의 안테나(55)는 하나 이상의 빔들 및 다양한 구성들과 연관될 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나 그룹 또는 모듈의 안테나들(55A 내지 55N)의 다수의 안테나들은 각각의 송수신기(30)에 통신가능하게 결합될 수 있고 각각은 보강 및/또는 상쇄 결합하여 빔을 형성할 수 있는 무선 주파수 신호들을 방출할 수 있다. 사용자 장비(10)는 다양한 통신 표준들에 적합하게 다수의 송신기들, 다수의 수신기들, 다수의 송수신기들, 및/또는 다수의 안테나들을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 송신기(52) 및 수신기(54)는 다른 유선 또는 유선라인 시스템 또는 수단을 통해 정보를 전송 및 수신할 수 있다.
예시된 바와 같이, 사용자 장비(10)의 다양한 컴포넌트들은 버스 시스템(56)에 의해 함께 결합될 수 있다. 버스 시스템(56)은, 예를 들어, 데이터 버스뿐만 아니라, 데이터 버스 외에 전력 버스, 제어 신호 버스, 및 상태 신호 버스를 포함할 수 있다. 사용자 장비(10)의 컴포넌트들은 함께 결합되거나, 또는 일부 다른 메커니즘을 사용하여 입력들을 수락하여 서로에게 제공할 수 있다.
도 3은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 송신기(52)(예컨대, 송신 회로부)의 개략도이다. 예시된 바와 같이, 송신기(52)는 하나 이상의 안테나들(55)을 통해 송신될 디지털 신호의 형태로 발신 데이터(outgoing data)(60)를 수신할 수 있다. 송신기(52)의 디지털-아날로그 변환기(digital-to-analog converter, DAC)(62)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환할 수 있고, 변조기(64)는 변환된 아날로그 신호를 캐리어 신호와 조합하여 라디오 파(radio wave)를 생성할 수 있다. 전력 증폭기(PA)(66)는 변조된 신호를 변조기(64)로부터 수신한다. 전력 증폭기(66)는 변조된 신호를 하나 이상의 안테나들(55)을 통한 신호의 송신을 구동하기에 적합한 레벨로 증폭시킬 수 있다. 송신기(52)의 필터(68)(예컨대, 필터 회로부 및/또는 소프트웨어)는 이어서, 증폭된 신호로부터 바람직하지 않은 잡음을 제거하여, 하나 이상의 안테나들(55)을 통해 송신될 송신 데이터(70)를 생성할 수 있다. 필터(68)는 증폭된 신호로부터 바람직하지 않은 잡음을 제거하기 위한 임의의 적합한 필터 또는 필터들, 예컨대, 대역통과 필터, 대역저지 필터(bandstop filter), 저역 통과 필터, 고역 통과 필터, 및/또는 데시메이션 필터(decimation filter)를 포함할 수 있다. 추가적으로, 송신기(52)는 도시되지 않은 임의의 적합한 추가 컴포넌트들을 포함할 수 있거나, 또는 예시된 컴포넌트들 중 소정 컴포넌트를 포함하지 않을 수 있어서, 송신기(52)가 하나 이상의 안테나들(55)을 통해 발신 데이터(60)를 송신할 수 있게 한다. 예를 들어, 송신기(52)는 믹서 및/또는 디지털 상향 변환기를 포함할 수 있다. 다른 예로서, 전력 증폭기(66)가 원하는 주파수 범위에서 또는 대략적으로 이러한 범위에서 증폭된 신호를 출력하는 경우(증폭된 신호의 필터링이 불필요할 수 있도록 함), 송신기(52)는 필터(68)를 포함하지 않을 수 있다.
도 4는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 수신기(54)(예컨대, 수신 회로부)의 개략도이다. 예시된 바와 같이, 수신기(54)는 아날로그 신호의 형태로 하나 이상의 안테나들(55)로부터 수신 데이터(80)를 수신할 수 있다. 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA)(82)는 수신된 아날로그 신호를 수신기(54)가 프로세싱하기에 적합한 레벨로 증폭시킬 수 있다. 필터(84)(예컨대, 필터 회로부 및/또는 소프트웨어)는 교차 채널 간섭과 같은 원하지 않는 잡음을 수신 신호로부터 제거할 수 있다. 필터(84)는 또한, 원하는 신호 이외의 주파수들에 있는 하나 이상의 안테나들(55)에 의해 수신된 추가적인 신호들을 제거할 수 있다. 필터(84)는 수신 신호로부터 바람직하지 않은 잡음 또는 신호들을 제거하기 위한 임의의 적합한 필터 또는 필터들, 예컨대, 대역통과 필터, 대역저지 필터, 저역 통과 필터, 고역 통과 필터, 및/또는 데시메이션 필터를 포함할 수 있다. 복조기(86)는 무선 주파수 엔벨로프를 제거하고/하거나, 프로세싱을 위해 필터링된 신호로부터 복조된 신호를 추출할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(ADC)(88)는 복조된 아날로그 신호를 수신하고, 그 신호를 사용자 장비(10)에 의해 추가로 프로세싱될 착신 데이터(incoming data)(90)의 디지털 신호로 변환할 수 있다. 추가적으로, 수신기(54)는 도시되지 않은 임의의 적합한 추가 컴포넌트들을 포함할 수 있거나, 또는 예시된 컴포넌트들 중 소정 컴포넌트를 포함하지 않을 수 있어서, 수신기(54)가 하나 이상의 안테나들(55)을 통해 수신 데이터(80)를 수신할 수 있게 한다. 예를 들어, 수신기(54)는 믹서 및/또는 디지털 하향 변환기를 포함할 수 있다.
도 5는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 사용자 장비(10) 및 수신 디바이스(102)를 포함하는 무선 통신 시스템(100)의 개략도이다. 수신 디바이스(102)는 사용자 장비(10)로부터 무선 신호들을 수신하는 임의의 적합한 전자 디바이스(사용자 장비(10)의 형태로 포함하거나 또는 이와 유사한 컴포넌트들을 가짐)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 수신 디바이스(102)는 지상 기지국(예컨대, 노드 B, 진화된 노드 B 또는 eNodeB, gNodeB 등), 비-지상 기지국, 고공 중계국(HAPS), 위성(예컨대, 저궤도(low Earth orbit, LEO) 위성, 중궤도(medium Earth orbit, MEO) 위성, 정지 궤도(geosynchronous Earth orbit, GEO) 위성), 지상국 등으로서 구현되는 게이트웨이 또는 통신 허브를 포함하거나 또는 이의 일부일 수 있다. 수신 디바이스(102)에 의해 수신된 무선 신호의 수신 전력을 증가시키기 위해, 사용자 장비(10)는, 송신기(52)를 통해, 수신 디바이스(102)에 의해 수신될 하나 초과의 무선 신호를 하나 초과의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 예를 들어, 예시된 바와 같이, 사용자 장비(10)는 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서 수신되는 2개의 신호들(104A, 104B)을 2개의 안테나들(55A, 55B)을 통해 전송할 수 있다. 2개의 신호들(104A, 104B)은 동일할 수 있고, 따라서 사용자 장비(10)로부터 단일의 그러한 신호를 수신하는 2개의 신호들(104A, 104B)의 수신 디바이스(102)에서의 수신 전력을 (예컨대, 최대 4배까지) 증가시킬 수 있다. 하지만, 도 5에 예시된 사용자 장비(10)의 2개의 안테나들(55A, 55B) 및 수신 디바이스(102)의 안테나(106)는 단지 예시적인 구현일 뿐이고, 사용자 장비(10)는 대신에 수신 디바이스(102)의 임의의 적합한 수의 안테나들(예컨대, 3개 이상의 안테나들, 4개 이상의 안테나들, 6개 이상의 안테나들, 8개 이상의 안테나들, 12개 이상의 안테나들 등)에 의해 수신될 임의의 적합한 수의 신호들(예컨대, 3개 이상의 신호들, 4개 이상의 신호들, 6개 이상의 신호들, 8개 이상의 신호들, 12개 이상의 신호들 등)을 임의의 적합한 수의 안테나들(예컨대, 3개 이상의 안테나들, 4개 이상의 안테나들, 6개 이상의 안테나들, 8개 이상의 안테나들, 12개 이상의 안테나들 등)을 통해 전송할 수 있다.
그러나, 2개의 신호들(104A, 104B)에 의한 듀얼 송신은 수신 디바이스(102)에서 전력 변동들을 야기할 수 있다. 실제로, 신호들(104A, 104B)의 적어도 일부분은 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 관계로 인해 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서 소거될 수 있다. 특히, 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 관계와 조합된 경로 감쇠에서의 상대적인 차이는 수신기 신호 강도(예컨대, 수신 신호들의 전력)에 영향을 미칠 수 있다. 실제로, 고도로 상관된 채널들(예컨대, 여기서 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이는 180°에 가까워짐)을 이용하여, 2개의 신호들(104A, 104B)에 의한 듀얼 송신은 수신기 신호 강도의 관점에서 신호(예컨대, 104A 또는 104B)의 단일 전송보다 심지어 더 나쁘게 수행할 수 있다.
구체적으로, 2개의 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 0°에 더 가까울수록, 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서 더 높은 수신 전력이 실현될 수 있다. 반면에, 2개의 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 180°에 더 가까울수록, 안테나(106)에서 더 낮은 수신 전력이 실현될 수 있다. 더욱이, 무선 신호들(104A, 104B)의 전력 값들이 서로 더 가까워질수록, 2개의 신호들 사이의 위상 차이가 180°에 더 가까워질 때 더 낮은 수신 전력의 효과가 더 나빠진다. 예를 들어, 180°의 위상 차이에서 또는 그 근처에서, 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 6 dB 이상만큼 상이한 경우, 수신 전력이 최대 9 데시벨(dB) 감소할 수 있다. 그러나, 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 4 dB만큼 상이한 경우, 수신 전력이 대략 13 dB 감소할 수 있다. 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 2 dB만큼 상이한 경우, 수신 전력이 대략 18 dB 감소할 수 있다. 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 대략 동일한 경우, 수신 전력은 사실상 무한대로 감소할 수 있다. 그와 같이, 일부 경우들에서, 듀얼 송신을 위한 고도로 상관된 채널들(예컨대, 여기서 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이는, 예컨대 170° 이상, 160° 이상, 150° 이상, 135° 이상 등과 같이 180°에 가까워짐)은 단일 안테나(예컨대, 55A 또는 55B)를 통해 단일 신호(예컨대, 104A 또는 104B)를 전송하는 것보다 더 나쁜 성능을 나타낼 수 있다.
일부 경우들에서, 폐쇄 피드백 루프는 무선 신호들(예컨대, 104A 또는 104B) 중 적어도 하나를 시프트하여 2개의 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 유리한 위상 관계(예컨대, 2° 위상 차이 이하, 5° 위상 차이 이하, 10° 위상 차이 이하, 15° 위상 차이 이하, 20° 위상 차이 이하 등과 같은 거의 0° 위상 차이)를 실현하는 데 사용될 수 있다. 즉, 폐쇄 피드백 루프는 2개의 무선 신호들(104A, 104B)을 입력들로서 수신하고, 2개의 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이를 결정하고, 2개의 신호들 사이의 위상 차이가 0° 또는 거의 0°이도록 신호들(104A, 104B) 중 하나의 신호 또는 둘 모두를 시프트할 수 있다. 그러나, 소정 상황들의 경우, 폐쇄 피드백 루프를 이용하는 것이 바람직하지 않을 수 있다. 예를 들어, 수신 디바이스(102)와 사용자 장비(10) 사이의 거리가 임계 거리보다 더 큰 경우들에서, (예컨대, 2개의 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 유리한 위상 차이를 달성하기 위해) 보정들 또는 코드북을 전송하는 것은 변동들(예컨대, 보정들 또는 코드북의 적시 수신에 영향을 줄 수 있는 빠른 채널 변동들)로 인해 가능하지 않을 수 있다. 추가적으로, 적어도 부분 신호 소거의 가능성으로 인해, 수신 디바이스(102) 및/또는 대응하는 무선 통신 네트워크는, 수신 디바이스(102)가 (예컨대, 확인응답 또는 "ACK" 신호를 사용자 장비로 전송함으로써) 사용자 장비(10)를 확인응답할 수 있을 때까지 증가된 리스닝 시간을 필요로 할 수 있다. 그와 같이, 적어도 이들 유형들의 상황들에서, 개루프 스킴들은 그러한 단점들을 겪지 않을 수 있고, 따라서 폐루프 또는 피드백 스킴들보다 우수한 성능을 갖는다.
다른 경우들에서, 순환 지연 다양성 스킴들은 듀얼 송신 성능을 개선시킬 수 있고, 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서의 이득은 고도로 상관된 채널들에 대해 작을 수 있다(예컨대, 여기서 듀얼 송신 신호들 사이의 위상 차이가 180°에 가까워짐). 추가적으로, 시간 정렬 오류 및 순환 지연 다양성 스킴들은 (예컨대, 조합된 지연에 의해 야기될 수 있는) 신호들(104A, 104B) 사이의 증가된 소거 포인트들 또는 널들에서 배치되어 있는 할당들(예컨대, 신호들(104A, 104B)에서의 데이터 또는 심볼들)로 인해 깊은 페이딩(예컨대, 강한 파괴 간섭)을 겪고, 가능하게는 신호의 손실을 초래할 수 있다.
도 6은 본 개시내용의 실시예들에 따른 도 5의 무선 통신 시스템(100)의 컴포넌트들을 보여주는 블록도이다. 특히, 수신 디바이스(102)는 지상 기지국, 비-지상 기지국, 고공 중계국(HAPS), 위성, 게이트웨이, 액세스 포인트(예컨대, Wi-Fi 액세스 포인트), 라우터 등을 포함할 수 있다. 수신 디바이스(102)는 도 4의 수신기(54)와 같은 수신기를 포함할 수 있다. 예시된 바와 같이, 사용자 장비(10)는 수신 디바이스(102)로 전송될 기저대역 주파수(예컨대, 거의 제로 주파수와 같은, 무선 주파수보다 낮음)에서 신호들(예컨대, 데이터를 반송함)을 생성하거나 또는 제공하는 기저대역(baseband, BB) 프로세서(122A)를 포함할 수 있다. 사용자 장비(10)는 또한, 기저대역 신호들에 대한 채널 코딩을 제공하는 저밀도 패리티 체크(low density parity check, LDPC) 로직(124A)을 포함할 수 있다. 예시된 바와 같이, 기저대역 프로세서(122A) 및 LDPC 로직(124A)은 사용자 장비(10)의 프로세싱 회로부(12)에 포함될 수 있다.
신호들에서의 데이터는 데이터 블록(126)으로 분배될 수 있다. 데이터의 사본은 2개의 경로들(130A, 130B) - 제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 코드(134A)(예컨대, CDMA 코드 1)를 데이터의 제1 사본에 적용하는(예컨대, 제1 인코딩된 신호(104A)를 생성함), 제1 단일 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 로직(132A)을 향하는 제1 경로(130A), 및 제2 차이 CDMA 코드(134B)(예컨대, CDMA 코드 2)를 데이터의 제2 사본에 적용하는(예컨대, 제2 인코딩된 신호(104B)를 생성함), 제2 SC-FDMA 로직(132B)을 향하는 제2 경로(130B) - 을 따라 전송된다. 이어서, 사용자 장비(10)는 제1 인코딩된 신호(104A)를 제1 안테나(55A)를 통해 그리고 제2 인코딩된 신호(104B)를 제2 안테나(55B)를 통해 수신 디바이스(102)로 (예컨대, 동시에 또는 동시적으로) 전송한다. 사용자 장비(10)에 도시된 컴포넌트들 중 적어도 일부는 사용자 장비(10)의 프로세싱 회로부(예컨대, 프로세서(12A))의 일부로서 구현될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 더욱이, 제1 안테나(55A)는 제1 세트의 안테나들(예를 들어, 빔포밍을 수행하는, 예컨대 제1 세트의 하나의 안테나, 제1 세트의 다수의 안테나들)을 포함할 수 있고, 제2 안테나(55B)는 제2 세트의 안테나들(예를 들어, 빔포밍을 수행하는, 예컨대 제2 세트의 하나의 안테나, 제2 세트의 다수의 안테나들)을 포함할 수 있다.
수신 디바이스(102)는 수신 안테나(106)에서 인코딩된 신호들(104A, 104B)을 단일 수신 신호로서 수신할 수 있다(그러나, 일부 경우들에서, 각각의 신호 또는 둘 모두의 신호들은 다수의 안테나들에서 수신될 수 있음). 수신 안테나(106)는 안테나들의 세트(예를 들어, 빔포밍을 수행하는, 예컨대 하나의 안테나의 세트, 다수의 안테나들의 세트)를 포함할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 수신 디바이스(102)의 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT) 로직(136)은 수신 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하고, 변환된 수신 신호를 2개의 경로들(138A, 138B)을 따라 출력할 수 있다. 변환된 수신 신호의 제1 사본은 제1 경로(138A)를 따라 제1 등화기(equalizer, EQ)(140A)(예컨대, 최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error, MMSE) 등화기)로 전송되며, 이는 제1 CDMA 코드(134A)에 대하여 수신 신호의 매체 또는 채널을 등화하고, 따라서 수신 신호로부터 제1 신호(104A)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 일부 실시예들에서, 제1 EQ(140A)는 제1 CDMA 코드(134A) 및/또는 제1 신호(104A)의 하나 이상의 파일롯 심볼들(예컨대, 첫 번째 4개의 파일롯 심볼들)로 훈련될 수 있다. 제1 역 고속 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform, IFFT) 로직(142A)은 제1 신호(104A)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 이어서 심볼 누산기(ACC)(144A)는 제1 신호(104A)에서 심볼들을 결정할 수 있다. 변환된 수신 신호의 제2 사본은 제2 경로(138B)를 따라 제2 EQ(140B)(예컨대, MMSE 등화기)로 전송되며, 이는 제2 CDMA 코드(134B)에 대하여 수신 신호의 매체 또는 채널을 등화하고, 따라서 수신 신호로부터 제2 신호(104B)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 일부 실시예들에서, 제2 EQ(140B)는 제2 CDMA 코드(134B) 및/또는 제2 신호(104B)의 하나 이상의 파일롯 심볼들(예컨대, 첫 번째 4개의 파일롯 심볼들)로 훈련될 수 있다. 제2 IFFT 로직(142B)은 제2 신호(104B)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 이어서 제2 심볼 ACC(144B)는 제2 신호(104B)에서 심볼들을 결정할 수 있다. 이어서, 이들은 결합기 또는 가산기(146)에서 함께 조합되거나 또는 보강적으로 가산되고, 수신 디바이스(102)의 기저대역 프로세서(122B) 및 LDPC 로직(124B)으로 전송된다. 예시된 바와 같이, 기저대역 프로세서(122B) 및 LDPC 로직(124B)은 수신 디바이스(102)의 프로세싱 회로부(12B)에 포함될 수 있다. 특히, LDPC 로직(124B)은 기저대역 신호의 채널 디코딩을 수행할 수 있고, 기저대역 프로세서(122B)는 생성된 신호(사용자 장비(10)의 기저대역 프로세서(122A)에 의해 생성되거나 또는 제공되는 원래 신호에 매칭되거나 또는 상관될 수 있음)를 추가로 생성하고, 결정하고, 프로세싱하고, 사용하고, 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 다른 컴포넌트들로 전송할 수 있다. 수신 디바이스(102)에 도시된 컴포넌트들 중 적어도 일부는 수신 디바이스(102)의 프로세싱 회로부(예컨대, 프로세서(12B))로서 구현될 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
(예컨대, 단일 안테나를 통한) 단일 신호의 신호 송신은 소정 수의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼 반복들을 갖는 디폴트 CDMA 코드를 사용할 수 있지만, 도 6에 예시된 듀얼 송신 스킴은 OFDM 심볼 반복들과 조합된, 각각의 송신 체인 또는 경로(예컨대, 130A, 130B)에 대해 상이한 CDMA 코드들(예컨대, 134A, 134B)을 사용할 수 있다. 이어서, 도 6에 도시된 바와 같이, 둘 모두의 송신 스트림들(예컨대, 신호들(104A, 104B)로서 전송됨)은 수신 디바이스(102)에서 상이한 CDMA 코드들(예컨대, 134A, 134B)을 사용하여 상관해제된다. 일부 실시예들에서, CDMA 코드들(예컨대, 134A, 134B)은 신호 상관해제(SC-FDMA 동작 후) 및 낮은 교차 상관관계를 위해 생성되거나 또는 최적화될 수 있다. 신호들(104A, 104B)이 동일한 신호가 아니라, 대신에 상이한 CDMA 코드들(예컨대, 134A, 134B)을 사용하여 인코딩함으로써 상관해제되기 때문에, 상관해제된 신호들 사이의 불리한 위상 차이가 (예컨대, 동일한 신호의 듀얼 송신과는 대조적으로) 신호들(104A, 104B)의 부분들을 소거하는 역할을 하지 않을 수 있음에 따라 안테나(106)에서의 수신 신호 강도는 수신 디바이스(102)에서 감소된 신호 열화를 갖거나 또는 심지어 어떠한 신호 열화도 갖지 않을 수 있다. 유리하게는, 도 6에 도시된 개루프 스킴은 피드백 채널을 필요로 하지 않고, 수신 디바이스(102)는 동일한 신호와 연관된(그러나 상이한 CDMA 코드들로 인코딩됨) 스트림들을 보강 방식으로 가산할 수 있다.
도 7은 본 개시내용의 실시예들에 따른, SC-FDMA 로직(예컨대, 132A, 132B, 총괄하여 132)에 의해 수행될 수 있는 바와 같이, CDMA 코드(예컨대, 134A 또는 134B, 총괄하여 134)를 데이터 블록들(126)에 적용함으로써 OFDM 심볼들(150)을 생성하는 블록도이다. 특히, 각각의 데이터 블록(126)은 OFDM 심볼(150)을 생성하는 데 사용되는, 변조된 비트들과 같은 비트들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 각각의 데이터 블록(126)은 이진 위상 시프트 키잉(binary phase shift keying, BPSK) 변조된 비트들의 세트를 포함할 수 있다. 각각의 데이터 블록(126)(예컨대, 데이터 블록 0, 데이터 블록 1, 데이터 블록 2 등)은, 새로운 및/또는 상이한 세트의 변조된 비트들을 포함할 수 있는, 다음 데이터 블록(126)이 전송되기 전에, N회 반복적으로(예컨대, 반복 0, 반복 1, … 반복 N-1) 전송될 수 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 데이터 블록(126)은 SC-FDMA 로직(132)에 입력될 수 있고, 여기서 (CDMA 시퀀스 길이가 데이터 블록(126)의 것보다 훨씬 더 길 수 있기 때문에) CDMA 코드(134)의 적어도 일부분은 주파수 도메인에서 개별 데이터 블록(126)에 적용된다. 특히, CDMA 코드(134)의 비트는 데이터 블록(126)의 비트에 적용될 수 있다(예컨대, 이를 곱함). 데이터 블록(126)에 적용되는 CDMA 코드(134)의 상이한 부분들(예컨대, 비트들)로 인해, 데이터 블록(126)의 SC-FDMA(132) 출력에서 연속적으로 생성된 반복들은 그들이 동일한 데이터를 포함할 때에도 상이하다. 추가적으로, 제1 경로(130A) 상에 배치된 제1 SC-FDMA 로직(132A)에 의해 적용된 CDMA 코드(134A)가 제2 경로(130B) 상에 배치된 제2 SC-FDMA 로직(132B)에 의해 적용된 CDMA 코드(134B)와 상이하기 때문에, 사용자 장비(10)의 각각의 안테나(55A, 55B)에 의해 송신된 생성된 OFDM 심볼들(150)이 또한 상이하다.
위에서 논의된 바와 같이, 듀얼 송신이 동일한 업링크 데이터(1-계층 송신으로 지칭될 수 있음)를 갖는 2개의 무선 신호들을 사용하여 수행되는 경우, 수신기 안테나(106)에서의 전체 신호 소거는 2개의 무선 신호들 사이의 180° 위상 차이로 발생할 수 있다. 그러나, 2-계층 송신으로 지칭될 수 있는 데이터(예컨대, 변조된 비트들)에 CDMA 코드들(134)을 적용하는 것은 상이한 업링크 데이터(예컨대, 상이한 OFDM 심볼들(150))를 갖는 무선 신호들(104A, 104B)을 생성할 수 있다. 이것은, 2개의 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 관계로 인해 감소된 효과를 갖거나 또는 효과가 없는, 수신기 안테나(106)에서 무선 신호들(104A, 104B)이 수신될 수 있게 할 수 있다.
도 8은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서의 전력 강하에 대한 2개의 신호들(예컨대, 104A, 104B) 사이의 위상 및 전력 차이의 효과들을 도시하는 플롯이다. 플롯은 2개의 신호들 사이의 상이한 전력 차이들(각각, 0 dB 전력 차이, 1 dB 전력 차이, 2 dB 전력 차이, 3 dB 전력 차이, 4 dB 전력 차이, 5 dB 전력 차이, 및 6 dB 전력 차이)에 대응하는 다수의 곡선들(160, 162, 164, 166, 168, 170, 172)을 포함한다. 플롯은, 2개의 신호들 사이의 (파선(174)에 의해 예시된 바와 같은) 180°의 위상 차이에서 또는 그 근처에서, 곡선(172)에 의해 도시된 바와 같이, 2개의 신호들(104A, 104B)이 6 dB 이상만큼 전력 레벨에서 상이한 경우, 수신 전력이 최대 2.6 dB 감소할 수 있음을 예시한다. 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 4 dB만큼 상이한 경우, 수신 전력이, 곡선(168)에 의해 도시된 바와 같이, 적어도 2.9 dB 감소할 수 있다. 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 2 dB만큼 상이한 경우, 수신 전력이, 곡선(164)에 의해 도시된 바와 같이, 대략 3.1 dB 감소할 수 있다. 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 대략 동일한 경우, 수신 전력은 사실상, 곡선(160)에 의해 도시된 바와 같이, 예를 들어 대략 3.25 dB 감소할 수 있다. 이것은, 1-계층 송신 스킴과 비교하여 전력 감소에서 상당한 감축을 나타내는데, 여기서 위에서 언급된 바와 같이, 180°의 위상 차이에서 또는 그 근처에서, 2개의 신호들(104A, 104B)이 6 dB 이상만큼 전력 레벨에서 상이한 경우 수신 전력이 예를 들어 최대 9 dB 감소할 수 있고, 2개의 신호들(104A, 104B)이 4 dB만큼 전력 레벨에서 상이한 경우 수신 전력이 대략 13 dB 감소할 수 있고, 2개의 신호들(104A, 104B)이 2 dB만큼 전력 레벨에서 상이한 경우 수신 전력이 예를 들어 대략 18 dB 감소할 수 있고, 2개의 신호들(104A, 104B)이 전력 레벨에서 대략 동일한 경우 수신 전력이 사실상 무한대로 감소할 수 있다.
사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)는 각각, 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 9에 도시된 바와 같이, CDMA 코드들(134)을 생성하기 위한 시퀀스 생성기(190)를 (예컨대, 프로세서(12)와 같은, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 프로세싱 회로부 내에) 포함할 수 있다. 시퀀스 생성기(190)는 CDMA 코드들(134)의 최대 길이 시퀀스(maximum length sequence, MLS)(196)를 특정하는 레지스터 가중치들(194) 또는 다항식들을 생성하는 레지스터(192)(예컨대, 최대 LFSR과 같은 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR))를 포함할 수 있다. 예를 들어, 레지스터 가중치들(194)은 xM+1의 원시 다항식들을 포함할 수 있고, 여기서 M = 220-1 = 1048575이다. 유리하게는, 기호 계산기들은, 큰 M으로 인해 xM+1을 인수분해할 수 없다. 이어서, 사용자 장비(10) 및/또는 등화기들(140A, 140B)의 SC-FDMA 로직(132A, 132B)은 시퀀스들(196)에 기초하여 CDMA 코드들(134)을 생성할 수 있다. 이러한 길이는 CDMA 코드들(134)에서 랜덤성을 더 많게 하고, 2개의 무선 신호들(104A, 104B) 내의 생성된 OFDM 심볼들(150) 사이에서 (예컨대, 2개의 CDMA 코드들(134)이 도 6의 2개의 경로들(130A, 130B) 상에서와 같은, 데이터 스트림들의 2개의 사본들에 적용되는 것을 보장하기 위해) 발생하는 패턴들 또는 반복 CDMA 코드들(134)의 가능성을 더 적게 할 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 원시 다항식들(194)은 최대 3개의 탭들을 사용하여 생성될 수 있지만, 임의의 적합한 수(예컨대, 하나 이상, 2 이상, 4 이상, 5 이상 등)의 탭들이 고려된다. 탭은, 다음 원시 다항식(194)을 생성하는 데 사용되는 원시 다항식(194)의 비트 포지션을 지칭한다. 3개의 탭들을 사용하여, x20+x6+x4+x+1, x20+x16+x7+x3+1, 등과 같은 적어도 51개의 조합들이 사용되도록 이용가능하다(미러 시퀀스들을 제외함).
교차 상관관계 목적들을 위해, 시퀀스들(196)은 디폴트 시퀀스(예컨대, x20+x17+1과 같음)와 비교될 수 있다. 시퀀스들(196)은 전체 업링크 송신(예컨대, 무선 신호들(104A, 104B))을 생성하는 데 사용될 수 있다. 이어서, 교차 상관관계(예컨대, 디폴트 시퀀스에 대한 유사성)가 결정될 수 있고, 위상 차이에 대한 전력 강하가 고려될 수 있다. 특히, 디폴트 시퀀스와의 더 높은 정도의 교차 상관관계는 더 적은 정도의 랜덤성을 나타낼 수 있는 한편, 디폴트 시퀀스와의 더 낮은 정도의 교차 상관관계는 더 높은 정도의 랜덤성을 나타낼 수 있다. 도 10은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 디폴트 시퀀스로 시퀀스 생성기(190)에 의해 생성된 시퀀스들(196)의 교차 상관관계(210)를 예시하는 분포도이다. 각각의 다항식(194)은 시퀀스 식별자(ID)(212)에 의해 인덱싱된다. 예를 들어, ID 15(예컨대, 214)는 x20+x6+x5+x2+1에 대응하고, ID 51(예컨대, 216)은 x20+x12+x9+x8+1에 대응하고, 도 10의 플롯에 도시된 바와 같이, 2개의 다항식들(214, 216)은 디폴트 시퀀스와 최저 교차 상관관계(210)를 갖는다. ID 22(예컨대, 218)는 디폴트 시퀀스에 대한 미러이고/이거나 이를 나타낸다. 미러 다항식들은 동일한 시퀀스를 생성하지만, 소정 양의 샘플들만큼 시프트될 수 있다. 대체적으로, (ID들(212)을 사용하여 식별된 바와 같은) 시퀀스들(196)은 SC-FDMA 코딩과 관련하여 양호한 교차 상관관계 특성들을 보여주고, 모두는 사용가능 범위에 있을 수 있다. 즉, 불량한 성능으로 인해 어떠한 시퀀스도 배제될 필요가 없다. 이들 시퀀스들(196)을 적용하여 OFDM 심볼들(150)을 생성하면, 수신된 결과적인 무선 신호들(104A, 104B)은 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서, 180°의 위상 차이에서 또는 그 근처에서, (예컨대, 디폴트 시퀀스를 이용하는 교차 상관관계(210)가 얼마나 낮은지에 따라) 0.04 dB 미만의, 0.03 dB 미만의, 0.02 dB 미만의, 또는 0.01 dB 미만의 전력 강하를 야기할 수 있다.
유리하게는, 동일한 CDMA 코드(134)를 사용하여 무선 신호들(104A, 104B)을 생성하는 것과 비교할 때, 상이한(예컨대, 2개의 상이한) CDMA 코드들(134)을 사용하여 궁극적으로 무선 신호들(104A, 104B)을 생성하는 것은 (예컨대, 수신 디바이스(102)의 안테나(106)에서의) 수신기 성능을 개선시킨다. 채널 감쇠의 관점에서, 2개의 신호들(104A, 104B)이 180°의 위상 차이를 갖고 동일한 CDMA 코드(134)가 사용될 때, (예컨대, 수신 디바이스(102)에 2개의 신호들(104A, 104B)을 전송하는 데 사용되는 채널의) 채널 감쇠가 무한대에 가까워질 수 있다. 그러나, 동일한 상황이지만, 2개의 상이한 CDMA 코드들(예컨대, 134A, 134B)을 사용하는 경우, 채널 감쇠는 2개의 신호들(104A, 104B)이 0°의 위상 차이를 가질 때의 채널 감쇠와 유사할 수 있다. 즉, 채널은, 상이한 CDMA 코드들(134)이 사용되는 경우, 수신기 안테나(106)에서 2개의 신호들(104A, 104B)(예컨대, 2개의 업링크 스트림들)의 위상 관계로 인한 영향을 거의 내지 전혀 갖지 않을 수 있다.
더욱이, 수신 디바이스(102)의 수신기 안테나(106)에서의 비트 오류율(BER) 성능이 또한 개선될 수 있다. 대체적으로, 신호대 잡음비(SNR)는 BER에 반비례하여 가변할 수 있다. 즉, BER이 낮을수록, SNR이 더 양호하다. 동일한 CDMA 코드(134)가 무선 신호들(104A, 104B)을 생성하는 데 사용되는 경우, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 180°에 가까워질 때, 이러한 관계는 열화된다. 즉, BER은 더 이상 SNR에 따라 가변하지 않을 수 있다(예컨대, BER은 SNR이 가변함에 따라 일정한 값으로 유지될 수 있음). 더욱이, 양호한 SNR(예컨대, 15 dB 이상)은, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 180°에 가까워질 때, 높은 BER(예컨대, 10-2 초과)을 갖는 동안에만 달성될 수 있다. 그와 같이, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 180°에 가까워지고 동일한 CDMA 코드(134)를 사용하여 무선 신호들(104A, 104B)을 생성할 때, 높은 SNR(예컨대, 15 dB 이상) 및 낮은 BER(예컨대, 10-2 초과) 둘 모두의 관점에서 안테나(106)에서 양호한 품질 신호를 수신하는 것이 가능하지 않을 수 있다.
대조적으로, 도 11 내지 도 13은, 상이한 CDMA 코드들(134)이 업링크 송신 신호들(104A, 104B) 상에서 사용되는 경우, BER 성능을 예시하는 플롯들이다. 이들 플롯에서, 도 10에 도시된 모든 51개의 MLS들이 사용되어 CDMA 코드들(134) 및 궁극적으로는 신호들(104A, 104B)을 생성하였다. 특히, 도 11은 본 개시내용의 실시예들에 따른, SNR(232)에 기초하여 가변하는 (예컨대, 로그 스케일 상의) BER(230)을 예시하는 플롯이다. 도시된 바와 같이, 성능은 수신기 안테나(106)에서의 위상 시프트에 의존할 수 있다. 즉, 더 높은 BER들(234)(예컨대, 10-2 초과)은 부가 백색 가우스 잡음(white Gaussian noise, AWGN)에 의해 좌우될 수 있다. 반면에, 더 낮은 BER들(236)(예컨대, 10-3 미만)은 다른 업링크 송신들로부터의 간섭에 의해 좌우될 수 있다. 더욱이, 이들 더 낮은 BER들(236)에서, SNR(232)은 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이에 의존할 수 있다. 플롯에 나타내어진 바와 같이, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 (예컨대, 238에서) 90° 또는 270°에 가까워지면, SNR(232)은 더 나빠질 수 있는 반면, 위상 차이가 (예컨대, 240에서) 0° 또는 180°에 가까워지면, SNR(232)은 더 양호할 수 있다. 특히, 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이에 대략 12 dB의 변동이 존재한다.
본 개시내용의 실시예들에 따라, 도 12는 BER이 10-2일 때 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이 또는 시프트(250)에 기초하여 가변하는 SNR(232)을 예시하는 플롯이고, 도 13은 BER이 10-3일 때 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이(250)에 기초하여 가변하는 SNR(232)을 예시하는 플롯이다. 도 12에 도시된 바와 같이, BER이 10-2일 때, SNR(232)은, 대략 4 dB 이하의 값을 갖는, 90°에서(예컨대, 260에서) 그리고 270°에서(예컨대, 262에서) (예컨대, 최소로) 더 나쁘거나 또는 더 낮다. 반면에, SNR(232)은, 대략 6 dB 이상의 값을 갖는, 0°에서(예컨대, 264에서) 그리고 180°에서(예컨대, 266에서) (예컨대, 최대로) 더 양호하거나 또는 더 높다. 어느 경우든, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이(250)에 관계없이, SNR(232)은 대략 4 dB과 6dB 사이에서 가변한다. BER이 10-2일 때 동일한 CDMA 코드(134)를 사용하는 것과 비교하면, 여기서, SNR(232)은 180°에서 무한대에 가까워질 수 있지만, 그렇지 않은 경우 0° 및 360°에 가까워질 때 2 dB 미만으로 지수적으로 감소한다.
도 13에 도시된 바와 같이, BER이 10-3일 때, SNR(232)은, 대략 7 dB 이하의 값을 갖는, 90°에서(예컨대, 280에서) 그리고 270°에서(예컨대, 282에서) (예컨대, 최소로) 더 나쁘거나 또는 더 낮다. 반면에, SNR(232)은, 대략 11 dB 이상의 값을 갖는, 0°에서(예컨대, 284에서) 그리고 180°에서(예컨대, 286에서) (예컨대, 최대로) 더 양호하거나 또는 더 높다. BER이 10-3일 때 동일한 CDMA 코드(134)를 사용하는 것과 비교하면, 여기서, SNR(232)은 180°에서 무한대에 가까워질 수 있지만, 그렇지 않은 경우 0° 및 360°에 가까워질 때 대략 4 dB 이하로 지수적으로 감소한다. 따라서, 동일한 CDMA 코드(134)를 사용하는 것과 비교할 때, 듀얼 송신을 수행하기 위해 상이한 CDMA 코드들(134)을 사용하여 무선 신호들(104A, 104B)을 생성하는 것은 상당한 성능 이득을 초래한다.
도 14는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 상이한 CDMA 코드들(134)을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법(300)의 흐름도이다. 각각의 디바이스의 프로세서(12)와 같은, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 컴포넌트들을 제어할 수 있는 임의의 적합한 디바이스(예컨대, 제어기)는 방법(300)의 프로세스 블록들을 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 방법(300)은 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 프로세서(12)를 사용하여, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 메모리(14) 또는 저장소(16)와 같은, 유형의 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체에 저장된 명령어들을 실행시킴으로써 구현될 수 있다. 예를 들어, 방법(300)은 하나 이상의 소프트웨어 컴포넌트들, 예컨대, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 운영 체제, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션들 등에 의해 적어도 부분적으로 수행될 수 있다. 방법(300)이 특정 시퀀스의 단계들을 사용하여 설명되지만, 본 개시내용은 설명된 단계들이 예시된 시퀀스와는 상이한 시퀀스들로 수행될 수 있고, 소정의 설명된 단계들이 스킵되거나 또는 함께 수행되지 않을 수 있다는 것을 고려한다는 것이 이해되어야 한다.
프로세스 블록(302)에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호를 수신한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 기저대역 프로세서(122A) 및/또는 LDPC 로직(124A)으로부터 기저대역 신호 또는 기저대역 신호의 표시를 수신할 수 있다. 기저대역 신호는 수신 디바이스(102)로 송신될 데이터(예컨대, 제어 정보, 타이밍 정보, 페이로드 정보 등)를 포함할 수 있다. 프로세스 블록(304)에서, 사용자 장비(10)는 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 SC-FDMA 로직들(132A, 132B)의 시퀀스 생성기(190)가 MLS들(196)을 생성하게 할 수 있고, 이어서, SC-FDMA 로직들(132A, 132B)이 이를 사용하여 CDMA 코드들(134)을 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호의 표시를 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다.
프로세스 블록(306)에서, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 사본에 적용하여 제1 송신 신호(104A)를 생성하고, 프로세스 블록(308)에서, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 사본에 적용하여 제2 송신 신호(104B)를 생성한다. 특히, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 CDMA 코드(134A)와 기저대역 신호의 제1 사본을 곱함으로써 제1 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 사본에 적용하여, 제1 송신 신호(104A)를 생성할 수 있다. 유사하게, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 CDMA 코드(134B)와 기저대역 신호의 제2 사본을 곱함으로써 제2 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 사본에 적용하여, 제2 송신 신호(104B)를 생성할 수 있다. 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 또한, 기저대역 신호의 사본들에 임의의 적합한 변조 기법들을 적용하여 그들을 무선 주파수 송신 신호들(104A, 104B)로 변환할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 프로세스 블록(310)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제1 안테나(55A)를 사용하여 제1 송신 신호(104A)를 송신하고, 프로세스 블록(312)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제2 안테나(55B)를 사용하여 제2 송신 신호(104B)를 송신한다.
프로세스 블록(314)에서, 수신 디바이스(102)의 수신기는 이어서, 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신 안테나(106)를 통해 수신 신호로서 수신한다. 프로세스 블록(316)에서, 수신 디바이스(102)는 (예컨대, 시드(seed)에 기초하여 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 시퀀스 생성기(190)를 사용하여) 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 일부 실시예들에서, 수신 디바이스(102)는 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다. 프로세스 블록(318)에서, 수신 디바이스(102)의 제1 등화기(140A)는 제1 CDMA 코드(134A)를 사용하여 수신 신호로부터 제1 송신 신호(104A)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 프로세스 블록(320)에서, 수신 디바이스(102)의 제2 등화기(140B)는 제2 CDMA 코드(134B)를 사용하여 수신 신호로부터 제2 송신 신호(104B)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 수신 디바이스(102)의 제1 IFFT 로직(142A)은 또한 제1 신호(104A)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제1 심볼 ACC(144A)는 제1 신호(104A)에서의 심볼들을 결정할 수 있다. 유사하게, 수신 디바이스(102)의 제2 IFFT 로직(142B)은 또한 제2 신호(104B)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제2 심볼 ACC(144B)는 제2 신호(104B)에서의 심볼들을 결정할 수 있다.
프로세스 블록(322)에서, 수신 디바이스(102)의 결합기 또는 가산기(146)는 제1 및 제2 신호들(104A, 104B)에서의 심볼들을 조합하여, 사용자 장비(10)에 의해 원래 전송된 기저대역 신호를 생성한다. 수신 디바이스(102)의 LDPC 로직(124B)은 기저대역 신호의 채널 디코딩을 수행할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 기저대역 프로세서(122B)는 추가로, 기저대역 신호를 생성하고, 결정하고, 프로세싱하고, 사용하고 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 다른 컴포넌트들로 전송할 수 있다. 이러한 방식으로, 기저대역 신호는, 피드백 또는 폐루프 스킴을 사용하지 않고서, 단일 안테나로부터 사용자 장비(10)로부터 전송된 단일 신호의 2배의 수신 전력으로, 수신 디바이스(102)에서 수신될 수 있다. 이것은, 사용자 장비(10)로부터의 임계 거리보다 더 크게 위치된 지상 기지국들, 비-지상 기지국들, HAPS, 위성들 등의 경우에서와 같이, 더 큰 거리들에 걸쳐 더 큰 수신 전력으로 신호들의 수신을 가능하게 할 수 있다.
일부 실시예들에서, 송신 신호들(104A, 104B)은 복소 CDMA 코드들을 사용하여 인코딩될 수 있다. 특히, 실수 값 CDMA 코드들(예컨대, 소수들, 분수들, 음의 정수들, 양의 정수들 등을 포함하는 실수들에 기초한 것들)에 대해, BER은 BPSK 변조의 경우에 수신기 안테나(106)에서의 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 관계에 의존할 수 있다. 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 대략 90도 또는 270도이거나 또는 이들에 가까워지는 경우, 교차 잡음은 수신(예컨대, 조합) 신호의 직교 성분 상에만 존재할 수 있다. 유리하게는, BPSK 변조의 경우, 직교 성분 상의 교차 잡음 전력은 BER에 기여하지 않는다. 그와 같이, BER은 직교 교차 잡음에 대해서는(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 대략 90도 또는 270도이거나 또는 이들에 가까워질 때) 양호하거나 또는 낮은(예컨대, 음의 무한대에 가까워짐) 한편, BER은 동위상(in-phase) 교차 잡음에 대해서는(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 대략 0도 또는 180도이거나 또는 이들에 가까워질 때) 열악하거나 또는 높다(예컨대, 대략 10-3).
그러나, 복소 CDMA 코드(134)(예컨대, 실수 및 허수의 합 또는 차이로 기록될 수 있는 것들)를 이용하여, 교차 잡음의 하나의 부분은 수신 신호의 동위상 성분에서 발견되고, 교차 잡음의 다른 부분은 수신 신호의 직교 성분에서 발견된다. 예를 들어, (예컨대, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 시퀀스 생성기(190)의) 단일 LFSR(192)은 LFSR 출력에 대한 복소 지수의 누적 합을 생성할 수 있고, 시퀀스 생성기(190)가 이를 사용하여 복소 CDMA 코드(134)를 생성할 수 있다. 실수 값 CDMA 코드(134)와 비교할 때, 복소 CDMA 코드(134)의 사용은 존재하는 교차 잡음을 등화시킴으로써 BER 성능을 평활화할 수 있다(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이들의 전체 범위와 같은 일정 범위에 걸쳐 BER을 더 일관되게, 평균 대략 10-4.4 이하로 만듦). 수신기 안테나(106)에서의 결과적인 전력 강하는 사용된 복소 CDMA 코드(134)에 따라, 0 내지 0.05 dB의 범위일 수 있다. 즉, 송신 신호들(104A, 104B)을 코딩하거나 또는 이들과 조합하기 위해 최고 교차 상관관계(예컨대, 최악의 경우)를 갖는 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드(134)를 사용하는 것은 수신기 안테나(106)에서 대략 0.05 dB 전력 강하를 초래할 수 있는 한편, 송신 신호들(104A, 104B)을 코딩하거나 또는 이들과 조합하기 위해 최저 교차 상관관계(예컨대, 최상의 경우)를 갖는 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드(134)를 사용하는 것은 수신기 안테나(106)에서 대략 어떠한 전력 강하도 초래하지 않을 수 있다. 교차 상관관계의 정도를 결정하는 것은 복소 CDMA 코드(134)를 디폴트 또는 제어 복소 CDMA 코드(134)와 비교함으로써 수행될 수 있고, 여기서 디폴트 CDMA 코드(134)와의 더 높은 정도의 교차 상관관계는 더 적은 정도의 랜덤성을 나타낼 수 있는 한편, 디폴트 CDMA 코드(134)와의 더 낮은 정도의 교차 상관관계는 더 높은 정도의 랜덤성을 나타낼 수 있다.
본 교차 잡음은, 복소 CDMA 코드(134)를 생성하기 위해 상이한 원시 다항식들로 2개의 LFSR들(192)(예컨대, 실수 또는 동위상 성분에 대한 하나의 LFSR(192) 및 허수 또는 직교 성분에 대한 하나의 LFSR(192))을 사용함으로써, 추가적으로 또는 대안적으로 등화될 수 있다. 예를 들어, 2개의 LFSR들(192)을 사용하는 경우, CDMA 코드(134)는 다음의 상태들 중 하나의 상태를 포함할 수 있다: 1+i, 1-i, -1+i 및 -1-i. 제1 LFSR(192)은 복소 CDMA 코드(134)의 실수 또는 동위상 성분을 생성할 수 있고, 제2 LFSR(192)은 복소 CDMA 코드(134)의 허수 또는 직교 성분을 생성할 수 있다. 그러한 경우, 사용자 장비(10)의 각각의 SC-FDMA 로직(132A, 132B) 및/또는 수신 디바이스(102)의 각각의 등화기(140A, 140B)는 2개의 LFSR들(192)을 포함할 수 있다. 2개의 LFSR들(192)에 의해 생성된 복소 CDMA 코드(134)는 단일 LFSR(192)에 의해 생성된 복소 CDMA 코드(134)보다 더 많은 랜덤성을 포함할 수 있으며, 이는 증가된 BER 평활도 성능을 초래한다(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이들의 전체 범위와 같은 일정 범위에 걸쳐 BER을 더 일관되게, 평균 대략 10-4.8 이하로 만듦). 수신기 안테나(106)에서의 결과적인 전력 강하는 사용된 복소 CDMA 코드(134)에 따라, 0 내지 0.03 dB의 범위일 수 있다. 즉, 송신 신호들(104A, 104B)을 코딩하거나 또는 이들과 조합하기 위해 최고 교차 상관관계(예컨대, 최악의 경우)를 갖는 2개의 LFSR들(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드(134)를 사용하는 것은 수신기 안테나(106)에서 대략 0.03 dB 전력 강하를 초래할 수 있는 한편, 송신 신호들(104A, 104B)을 코딩하거나 또는 이들과 조합하기 위해 최저 교차 상관관계(예컨대, 최상의 경우)를 갖는 2개의 LFSR들(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드(134)를 사용하는 것은 수신기 안테나(106)에서 대략 어떠한 전력 강하도 초래하지 않을 수 있다. 그와 같이, 듀얼 LFSR(192) 접근법은 단일 LFSR(192) 접근법보다 더 많은 랜덤성 및 더 양호한 성능을 생성할 수 있다.
도 15는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용할 때, SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 (예컨대, 로그 스케일로) 예시하는 플롯이다. 특히, 복소 CDMA 코드(134)는 더 적은(예컨대, 최저 중 하나의) 교차 상관관계들(예컨대, 디폴트 복소 CDMA 코드(134)를 가짐)을 나타낸 것으로 결정될 수 있다. 플롯에 나타내어진 바와 같이, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 (예컨대, 238에서) 90° 또는 270°에 가까워지면, SNR(232)은 더 나빠질 수 있는 반면, 위상 차이가 (예컨대, 240에서) 0° 또는 180°에 가까워지면, SNR(232)은 더 양호할 수 있다. 플롯은 또한 13 dB 간섭/잡음 플로어(330)를 예시한다. 실수 값 CDMA 코드들(134)을 사용할 때 생성되었던 도 11의 플롯과 비교할 때, 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)이 더 양호하게 수행한다는 것이 관찰될 수 있다. 특히, 실수 값 CDMA 코드들(134)과 비교할 때(예컨대, 대략 12 dB), 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용하는 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이에 더 적은 변동(예컨대, 대략 2 dB)이 존재하고, 따라서 더 양호한 BER 성능을 예시한다.
도 16은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 듀얼 LFSR들(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용할 때, SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 (예컨대, 로그 스케일로) 예시하는 플롯이다. 특히, 복소 CDMA 코드(134)는 더 적은(예컨대, 최저 중 하나의) 교차 상관관계들(예컨대, 디폴트 복소 CDMA 코드(134)를 가짐)을 나타낸 것으로 결정될 수 있다. 플롯에 나타내어진 바와 같이, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이가 (예컨대, 238에서) 90° 또는 270°에 가까워지면, SNR(232)은 더 나빠질 수 있는 반면, 위상 차이가 (예컨대, 240에서) 0° 또는 180°에 가까워지면, SNR(232)은 더 양호할 수 있다. 플롯은 또한 13 dB 간섭/잡음 플로어(330)를 예시한다. 실수 값 CDMA 코드들(134)을 사용할 때 생성되었던 도 11의 플롯 및 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용할 때 생성되었던 도 15의 플롯과 비교할 때, 듀얼 LFSR들(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)은 더 양호하게 수행한다는 것이 관찰될 수 있다. 특히, 실수 값 CDMA 코드들(134)과 비교할 때, 2개의 LFSR들(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용하는(예컨대, 대략 12 dB) 그리고 하나의 LFSR(192)을 사용하여 생성된 복소 CDMA 코드들(134)을 사용하는(예컨대, 대략 2 dB) 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이에 더 적은 변동(예컨대, 대략 1 dB)이 존재하고, 따라서 더 양호한 BER 성능을 예시한다.
도 17은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 복소 CDMA 코드들을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법(340)의 흐름도이다. 각각의 디바이스의 프로세서(12)와 같은, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 컴포넌트들을 제어할 수 있는 임의의 적합한 디바이스(예컨대, 제어기)는 방법(340)의 프로세스 블록들을 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 방법(340)은 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 프로세서(12)를 사용하여, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 메모리(14) 또는 저장소(16)와 같은, 유형의 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체에 저장된 명령어들을 실행시킴으로써 구현될 수 있다. 예를 들어, 방법(340)은 하나 이상의 소프트웨어 컴포넌트들, 예컨대, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 운영 체제, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션들 등에 의해 적어도 부분적으로 수행될 수 있다. 방법(340)이 특정 시퀀스의 단계들을 사용하여 설명되지만, 본 개시내용은 설명된 단계들이 예시된 시퀀스와는 상이한 시퀀스들로 수행될 수 있고, 소정의 설명된 단계들이 스킵되거나 또는 함께 수행되지 않을 수 있다는 것을 고려한다는 것이 이해되어야 한다.
프로세스 블록(342)에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호를 수신한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 기저대역 프로세서(122A) 및/또는 LDPC 로직(124A)으로부터 기저대역 신호 또는 기저대역 신호의 표시를 수신할 수 있다. 기저대역 신호는 수신 디바이스(102)로 송신될 데이터(예컨대, 제어 정보, 타이밍 정보, 페이로드 정보 등)를 포함할 수 있다. 프로세스 블록(344)에서, 사용자 장비(10)는 제1 및 제2 복소 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 특히, 사용자 장비(10)의 제1 시퀀스 생성기(190)는 제1 LFSR(192)에 결합되거나 또는 이를 포함할 수 있고, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 제1 시퀀스 생성기(190) 및 제1 LFSR(192)이 제1 시퀀스(196)를 생성하게 하고, 제1 SC-FDMA 로직(132A)이 제1 시퀀스(196)에 기초하여 제1 복소 CDMA 코드(134)를 생성하게 할 수 있다. 유사하게, 사용자 장비(10)의 제2 시퀀스 생성기(190)는 제2 LFSR(192)에 결합되거나 또는 이를 포함할 수 있고, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 제2 시퀀스 생성기(190) 및 제2 LFSR(192)이 제2 시퀀스(196)를 생성하게 하고, 제2 SC-FDMA 로직(1322)이 제2 시퀀스(196)에 기초하여 제2 복소 CDMA 코드(134)를 생성하게 할 수 있다. 제1 및 제2 LFSR들(192)은 누적 합들의 복소 지수들을 갖는 시퀀스들(196)을 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 이중 LFSR(192) 스킴이 사용될 수 있어, 각각의 SC-FDMA 로직(132A, 132B)이 2개의 LFSR들(192) - 복소 CDMA 코드(134)의 실수 성분을 각각 생성하기 위한 하나, 및 복소 CDMA 코드(134)의 허수 성분을 각각 생성하기 위한 하나 - 을 포함하게 할 수 있다. 일부 실시예들에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호의 표시를 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 복소 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다.
프로세스 블록(346)에서, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 복소 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 사본에 적용하여 제1 송신 신호(104A)를 생성하고, 프로세스 블록(348)에서, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 복소 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 사본에 적용하여 제2 송신 신호(104B)를 생성한다. 특히, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 복소 CDMA 코드(134A)와 기저대역 신호의 제1 사본 사이의 복소 곱셈을 수행함으로써 제1 복소 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 사본에 적용하여, 제1 송신 신호(104A)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은, 제1 복소 CDMA 코드(134A)의 실수 또는 동위상 성분에 기저대역 신호의 제1 사본을 곱하고, 제1 복소 CDMA 코드(134A)의 허수 또는 직교 성분에 단위 허수(예컨대, -1의 제곱근일 수 있는 j)와 기저대역 신호의 제1 사본의 곱을 곱하고, 그 결과들을 함께 합산할 수 있다. 유사하게, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 복소 CDMA 코드(134B)와 기저대역 신호의 제2 사본 사이의 복소 곱셈을 수행함으로써 제2 복소 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 사본에 적용하여, 제2 송신 신호(104B)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은, 제2 복소 CDMA 코드(134B)의 실수 또는 동위상 성분에 기저대역 신호의 제2 사본을 곱하고, 제2 복소 CDMA 코드(134B)의 허수 또는 직교 성분에 단위 허수와 기저대역 신호의 제2 사본의 곱을 곱하고, 그 결과들을 함께 합산할 수 있다.
사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 또한, 기저대역 신호의 사본들에 임의의 적합한 변조 기법들을 적용하여 그들을 무선 주파수 송신 신호들(104A, 104B)로 변환할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 프로세스 블록(350)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제1 안테나(55A)를 사용하여 제1 송신 신호(104A)를 송신하고, 프로세스 블록(352)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제2 안테나(55B)를 사용하여 제2 송신 신호(104B)를 송신한다.
프로세스 블록(354)에서, 수신 디바이스(102)의 수신기는 이어서, 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신 안테나(106)를 통해 수신 신호로서 수신한다. 프로세스 블록(356)에서, 수신 디바이스(102)는 제1 및 제2 복소 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 특히, 수신 디바이스(102)의 제1 시퀀스 생성기(190) 및 LFSR(192)는, 제1 복소 CDMA 코드(134A)가 단일 LFSR(192) 스킴을 사용하여 생성되는 경우 제1 복소 CDMA 코드(134A)를 생성할 수 있다. 제1 복소 CDMA 코드(134A)가 듀얼 LFSR(192) 스킴을 사용하여 생성되면, 수신 디바이스(102)의 제1 시퀀스 생성기(190) 및 2개의 LFSR들(192)은 제1 복소 CDMA 코드(134A)를 생성할 수 있다. 유사하게, 수신 디바이스(102)의 제2 시퀀스 생성기(190) 및 LFSR(192)는, 제2 복소 CDMA 코드(134B)가 단일 LFSR(192) 스킴을 사용하여 생성되는 경우 제2 복소 CDMA 코드(134B)를 생성할 수 있다. 제2 복소 CDMA 코드(134B)가 듀얼 LFSR(192) 스킴을 사용하여 생성되면, 수신 디바이스(102)의 제2 시퀀스 생성기(190) 및 2개의 LFSR들(192)은 제2 복소 CDMA 코드(134B)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 시퀀스 생성기들(190) 및 LFSR들(192)은 수신 디바이스(102)의 등화기들(140A, 140B)의 일부이거나 또는 그들에 결합될 수 있다. 일부 실시예들에서, 수신 디바이스(102)는 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 CDMA 복소 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다.
프로세스 블록(358)에서, 수신 디바이스(102)의 제1 등화기(140A)는 제1 복소 CDMA 코드(134A)를 사용하여 수신 신호로부터 제1 송신 신호(104A)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 프로세스 블록(360)에서, 수신 디바이스(102)의 제2 등화기(140B)는 제2 CDMA 코드(134B)를 사용하여 수신 신호로부터 제2 송신 신호(104B)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 수신 디바이스(102)의 제1 IFFT 로직(142A)은 또한 제1 신호(104A)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제1 심볼 ACC(144A)는 제1 신호(104A)에서의 심볼들을 결정할 수 있다. 유사하게, 수신 디바이스(102)의 제2 IFFT 로직(142B)은 또한 제2 신호(104B)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제2 심볼 ACC(144B)는 제2 신호(104B)에서의 심볼들을 결정할 수 있다.
프로세스 블록(362)에서, 수신 디바이스(102)의 결합기 또는 가산기(146)는 제1 및 제2 신호들(104A, 104B)에서의 심볼들을 조합하여, 사용자 장비(10)에 의해 원래 전송된 기저대역 신호를 생성한다. 수신 디바이스(102)의 LDPC 로직(124B)은 기저대역 신호의 채널 디코딩을 수행할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 기저대역 프로세서(122B)는 추가로, 기저대역 신호를 생성하고, 결정하고, 프로세싱하고, 사용하고 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 다른 컴포넌트들로 전송할 수 있다. 이러한 방식으로, 기저대역 신호는, 피드백 또는 폐루프 스킴을 사용하지 않고서, 단일 안테나로부터 사용자 장비(10)로부터 전송된 단일 신호의 2배의 수신 전력으로, 수신 디바이스(102)에서 수신될 수 있다. 이것은, 사용자 장비(10)로부터의 임계 거리보다 더 크게 위치된 지상 기지국들, 비-지상 기지국들, HAPS, 위성들 등의 경우에서와 같이, 더 큰 거리들에 걸쳐 더 큰 수신 전력으로 신호들의 수신을 가능하게 할 수 있다. 더욱이, 실수 값 CDMA 코드들(134)보다는 복소 값을 사용하는 것은 추출된 송신 신호들(104) 및/또는 조합된 기저대역 신호에 존재하는 교차 잡음을 등화시킴으로써 (예컨대, BER의 관점에서) 더 양호한 성능을 제공할 수 있다.
제1 및 제2 신호들(104A, 104B)을 조합하는 것의 일부는 수신 디바이스(102)의 결합기 또는 가산기(146)가 제1 및 제2 신호들(104A, 104B)의 소프트 비트들을 합산하는 것을 포함한다. 소프트 비트들을 합산하는 성능은 등화기 추정 오류에 의존할 수 있다. 특히, 도 6에 도시된 바와 같이, 수신 디바이스(102)의 등화기들(140A, 140B)은 듀얼 업링크 송신 스트림들(예컨대, 제1 및 제2 신호들(104A, 104B))로부터의 간섭으로 인해 고정된 잡음 플로어들을 가지며, 이는 (추가 백색 AWGN에 의해 좌우될 수 있는, 도 11의 더 높은 BER들(234)과는 대조적으로) 부가 백색 가우스 잡음(AWGN) 전력과 독립적일 수 있다.
허수 성분 없이 실수 성분을 초래할 수 있는, 제1 및 제2 신호들(104A, 104B)의 소프트 비트들을 합산할 때의 (수신 디바이스(102)의 제1 및 제2 등화기들(140A, 140B)에 의한) 이상적인 또는 완벽한 등화기 추정은 BER 성능을 대략 3 dB만큼 증가시킨다. 그러나, 잡음(예컨대, AWGN 및/또는 업링크 간섭)은 등화기 추정에서 오류들을 야기하여, 합산된 소프트 비트가 허수 성분을 갖게 할 수 있다. 확산(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B)을 송신하는 것의 반복들)을 증가시키는 것은 수신 디바이스(102)에서 수신 신호의 잡음을 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 확산을 2배만큼 증가시키는 것은 잡음/간섭을 3 dB만큼 감소시킬 수 있다. 더욱이, 그것은 더 강건할 수 있고, 확산 또는 CDMA 인코딩된 송신 반복들을 (예컨대, 2배만큼) 증가시키면서 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 2개의 상이한 데이터 스트림들을 송신하기에 더 양호한 성능을 초래할 수 있다. 그렇게 함으로써 매체 및/또는 높은 SNR에 대한 더 양호한 성능으로 동일한 데이터 레이트를 달성할 수 있다.
본 개시내용의 실시예들에 따라, 도 18은 확산을 2배만큼 증가시키지 않고서 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 동일한 데이터를 송신하지 않는, SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 (예컨대, 로그 스케일로) 예시하는 플롯인 한편, 도 19는 확산을 2배만큼 증가시키고 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 상이한 데이터를 송신할 때 SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 (예컨대, 로그 스케일로) 예시하는 플롯이다. 도 19에 도시된 바와 같이, BER 성능은, 확산을 2배만큼 증가시키고 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 상이한 데이터를 송신할 때 모든 SNR에 대해, 그리고 특히 (예컨대, 370에서) 8 dB 초과의 SNR에 대해 개선된다. 특히, 도 18에 도시된 바와 같이, 확산을 2배만큼 증가시키지 않고 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 동일한 데이터를 송신하지 않는 것(예컨대, 적어도 2 dB)과 비교할 때, 도 19에 도시된 바와 같이, 확산을 2배만큼 증가시키고 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 상이한 데이터를 송신할 때, 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이에 더 적은 변동(예컨대, 1 dB 미만)이 존재하고, 따라서 더 양호한 BER 성능을 예시한다.
도 20은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 2개의 송신 신호들(104A, 104B)에서 상이한 데이터를 송신하는 도 5의 무선 통신 시스템(380)의 대안적인 실시예의 블록도이다. 무선 통신 시스템(380)의 컴포넌트들은 도 6의 무선 통신 시스템(100)의 컴포넌트들과 유사하거나 또는 동일하지만, 사용자 장비(10)에서 제1 및 제2 SC-FDMA 로직들(132A, 132B)로 기저대역 신호의 사본들을 전송하기보다는, 기저대역 데이터가 제1 부분(382A)(예컨대, P0) 및 제2 부분(382B)(예컨대, P1)으로 분리된다. 데이터 분리는, 예를 들어 제1 부분(382A)(예를 들어, P0)에 짝수 번호들을 갖는 데이터 블록을 그리고 제2 부분(382B)(예를 들어, P1)에 홀수 번호들을 갖는 데이터 블록을 할당함으로써 달성될 수 있지만, 임의의 적합한 데이터 분리 스킴이 고려된다. 이해되어야 하는 바와 같이, 기저대역 데이터의 제1 부분(382A)은, 기저대역 데이터의 제2 절반부 또는 부분일 수 있는 기저대역 데이터의 제2 부분(382B)과는 상이한 기저대역 데이터의 제1 절반부 또는 부분일 수 있다. 제1 부분(382A)은 상부 경로(384A) 상에서 제1 SC-FDMA 로직(132A)으로 전송되어, 제1 CDMA 코드(134A)(예컨대, CDMA 코드 1)를 사용하여 인코딩되고 제1 무선 주파수 신호(104A)의 형태로 제1 안테나(55A)를 통해 송신되는 한편, 제2 부분(382B)은 하부 경로(384B) 상에서 제2 SC-FDMA 로직(132B)으로 전송되어, CDMA 코드(134B)(예컨대, CDMA 코드 2)를 사용하여 인코딩되고 제2 무선 주파수 신호(104B)의 형태로 제2 안테나(55B)를 통해 송신된다. 일부 실시예들에서, 기저대역 데이터는 1 초과의 임의의 적합한 수(예컨대, 2 이상, 3 이상, 4 이상, 10 이상 등)의 부분들로 분리될 수 있고, 이는 이어서, CDMA 코드들(134)을 사용하여 인코딩되고 수신 디바이스(102)로 송신될 수 있다.
수신 디바이스(102)는 무선 주파수 신호들(104A, 104B)을 그의 안테나(106)에서 수신 신호로서 수신하고, 데이터 분리 절차를 반전시킴으로써 데이터의 원래 순서를 재구성한다. 특히, 수신 디바이스(102)는 수신 신호를 FFT 로직(136)을 사용하여 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환한다. 이어서, 수신 디바이스(102)는 수신 신호의 제1 사본을 상부 경로(138A)로 제1 등화기(140A)로 전송하는데, 이는 수신 신호의 제1 사본의 매체 또는 채널을 제1 CDMA 코드(134A)에 대하여 등화시키고, 따라서 수신 신호로부터 제1 신호(104A)를 상관해제하거나 추출한다. 제1 IFFT 로직(142A)은 제1 신호(104A)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 이어서 제1 심볼 ACC(144A)는 제1 신호(104A)에서의 심볼들을 기저대역 데이터의 제1 부분(382A)(예컨대, P0)으로 출력할 것을 결정할 수 있다. 유사하게, 수신 디바이스(102)는 수신 신호의 제2 사본을 하부 경로(138B)로 제2 등화기(140B)로 전송하는데, 이는 수신 신호의 제2 사본의 매체 또는 채널을 제2 CDMA 코드(134B)에 대하여 등화시키고, 따라서 수신 신호로부터 제2 신호(104B)를 상관해제하거나 추출한다. 제2 IFFT 로직(142B)은 제2 신호(104B)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 이어서 제2 심볼 ACC(144B)는 제2 신호(104B)에서의 심볼들을 기저대역 데이터의 제2 부분(382B)(예컨대, P1)으로 출력할 것을 결정할 수 있다.
후속적으로, 일부 실시예들에서, 확산(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B)을 송신하는 것의 반복들)을 달성하기 위해, 사용자 장비(10) 및 수신 디바이스(102)는 이들 단계들을 (예컨대, 상이한 CDMA 코드들(134)을 사용하여) 반복하여, 수신 디바이스(102)에서 수신 신호에서의 잡음을 (예컨대, 대략 3 dB만큼) 감소시키기 위해 사용자 장비(10)가 기저대역 데이터의 제1 및 제2 부분들(382A, 382B)을 수신 디바이스(102)로 다시 송신하게 할 수 있다. 어느 경우든, 수신 디바이스(102)의 기저대역 프로세서(122B) 및/또는 LDPC 로직(124B)은 이어서, 제1 및 제2 부분들(382A, 382B)을 조합하여 기저대역 신호를 생성할 수 있다.
도 21은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 각각의 송신 신호(104A, 104B)에서 상이한 데이터를 송신하도록 상이한 CDMA 코드들(134)을 사용하는 듀얼 송신을 위한 방법(400)의 흐름도이다. 각각의 디바이스의 프로세서(12)와 같은, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 컴포넌트들을 제어할 수 있는 임의의 적합한 디바이스(예컨대, 제어기)는 방법(400)의 프로세스 블록들을 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 방법(400)은 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 프로세서(12)를 사용하여, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 메모리(14) 또는 저장소(16)와 같은, 유형의 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체에 저장된 명령어들을 실행시킴으로써 구현될 수 있다. 예를 들어, 방법(400)은 하나 이상의 소프트웨어 컴포넌트들, 예컨대, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 운영 체제, 사용자 장비(10) 및/또는 수신 디바이스(102)의 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션들 등에 의해 적어도 부분적으로 수행될 수 있다. 방법(400)이 특정 시퀀스의 단계들을 사용하여 설명되지만, 본 개시내용은 설명된 단계들이 예시된 시퀀스와는 상이한 시퀀스들로 수행될 수 있고, 소정의 설명된 단계들이 스킵되거나 또는 함께 수행되지 않을 수 있다는 것을 고려한다는 것이 이해되어야 한다.
프로세스 블록(402)에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호를 수신한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 기저대역 프로세서(122A) 및/또는 LDPC 로직(124A)으로부터 기저대역 신호 또는 기저대역 신호의 표시를 수신할 수 있다. 기저대역 신호는 수신 디바이스(102)로 송신될 데이터(예컨대, 제어 정보, 타이밍 정보, 페이로드 정보 등)를 포함할 수 있다. 프로세스 블록(404)에서, 사용자 장비(10)는 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 SC-FDMA 로직들(132A, 132B)의 시퀀스 생성기(190)가 MLS들(196)을 생성하게 할 수 있고, 이어서, SC-FDMA 로직들(132A, 132B)이 이를 사용하여 CDMA 코드들(134)을 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 사용자 장비(10)는 기저대역 신호의 표시를 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다.
프로세스 블록(406)에서, 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 부분(예컨대, 382A)에 적용하여 제1 송신 신호(104A)를 생성하고, 프로세스 블록(408)에서, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 부분(예컨대, 382B)에 적용하여 제2 송신 신호(104B)를 생성한다. 특히, 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는, 예를 들어, 기저대역 신호의 제1 부분(382A)에 짝수 번호들을 갖는 데이터 블록을 그리고 기저대역 신호의 제2 부분(382B)에 홀수 번호를 갖는 데이터 블록을 할당함으로써 기저대역 신호를 분리할 수 있지만, 임의의 적합한 데이터 분리 스킴이 고려된다. 제1 SC-FDMA 로직(132A)은 제1 CDMA 코드(134A) 및 제1 부분(예컨대, 382A)을 곱함으로써 제1 CDMA 코드(134A)를 기저대역 신호의 제1 부분(예컨대, 382A)에 적용하여, 제1 송신 신호(104A)를 생성할 수 있다. 유사하게, 제2 SC-FDMA 로직(132B)은 제2 CDMA 코드(134B) 및 제2 부분(예컨대, 382B)을 곱함으로써 제2 CDMA 코드(134B)를 기저대역 신호의 제2 부분(예컨대, 382B)에 적용하여, 제2 송신 신호(104B)를 생성할 수 있다. 사용자 장비(10)의 프로세서(12A)는 또한, 기저대역 신호의 부분들(382A, 382B)에 임의의 적합한 변조 기법들을 적용하여 그들을 무선 주파수 송신 신호들(104A, 104B)로 변환할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 프로세스 블록(410)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제1 안테나(55A)를 사용하여 제1 송신 신호(104A)를 송신하고, 프로세스 블록(412)에서, 사용자 장비(10)의 송신기(52)는 제2 안테나(55B)를 사용하여 제2 송신 신호(104B)를 송신한다.
프로세스 블록(414)에서, 수신 디바이스(102)의 수신기는 이어서, 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신 안테나(106)를 통해 수신 신호로서 수신한다. 프로세스 블록(416)에서, 수신 디바이스(102)는 (예컨대, 시드에 기초하여 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 시퀀스 생성기(190)를 사용하여) 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성한다. 일부 실시예들에서, 수신 디바이스(102)는 조합된 제1 및 제2 송신 신호들(104A, 104B)을 수신하는 것에 응답하여 제1 및 제2 CDMA 코드들(134A, 134B)을 생성할 수 있다. 프로세스 블록(418)에서, 수신 디바이스(102)의 제1 등화기(140A)는 제1 CDMA 코드(134A)를 사용하여 수신 신호로부터 제1 송신 신호(104A)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 프로세스 블록(420)에서, 수신 디바이스(102)의 제2 등화기(140B)는 제2 CDMA 코드(134B)를 사용하여 수신 신호로부터 제2 송신 신호(104B)를 상관해제하거나 또는 추출한다. 수신 디바이스(102)의 제1 IFFT 로직(142A)은 또한 제1 신호(104A)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제1 심볼 ACC(144A)는 제1 신호(104A)에서의 심볼들(예컨대, 원래 기저대역 신호의 제1 부분(382A))을 결정할 수 있다. 유사하게, 수신 디바이스(102)의 제2 IFFT 로직(142B)은 또한 제2 신호(104B)를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 제2 심볼 ACC(144B)는 제2 신호(104B)에서의 심볼들(예컨대, 원래 기저대역 신호의 제2 부분(382B))을 결정할 수 있다.
프로세스 블록(422)에서, 사용자 장비(10) 및 수신 디바이스(102)는 프로세스 블록들(404 내지 420)을 반복한다. 특히, 사용자 장비(10)는, 프로세스 블록들(410, 412)에 설명된 바와 같이, 제1 및 제2 부분들(382A, 382B)을 재송신하여 수신 디바이스(102)에서 수신 신호에서의 잡음을 감소시킨다. 더 양호한 성능을 위해, 부분들(382A, 382B)은 신호의 다이버시티를 증가시키기 위해 이전에 전송된 것과는 상이한 CDMA 코드들(134)로 인코딩될 수 있지만, 대안적인 실시예들에서는, 프로세스 블록들(404 내지 408)에 설명된 바와 같이, 동일한 CDMA 코드들(134)이 사용될 수 있다. 수신 디바이스(102)는, 프로세스 블록들(414 내지 420)에 설명된 바와 같이, 부분들(382A, 382B)을 갖는 조합 신호를 수신할 수 있고, 부분들을 추출할 수 있다. 특히, 제1 및 제2 부분들(382A, 382B)의 재송신은 확산(예컨대, 송신 신호들(104A, 104B)을 송신하는 것의 반복들)을 달성할 수 있고, 이는 수신 신호에서의 잡음을 대략 3 dB만큼 감소시킬 수 있다. 수신 디바이스(102)는 제1 부분(382A)의 각각의 사본을 서로에 대해 체크함으로써 제1 부분(382A)의 각각의 사본을 조합하고, 제2 부분(382B)의 각각의 사본을 서로에 대해 체크함으로써 제2 부분(382B)의 각각의 사본을 조합하여, 송신 또는 수신으로 인해 야기되었을 수 있는 오류들을 감소시킬 수 있다.
어느 경우든, 프로세스 블록(424)에서, 수신 디바이스(102)는 제1 및 제2 신호들(104A, 104B)에서 전송된 기저대역 신호의 제1 및 제2 부분들(382A, 382B)을 조합하여, 사용자 장비(10)에 의해 원래 전송되었던 기저대역 신호를 생성한다. 수신 디바이스(102)의 LDPC 로직(124B)은 기저대역 신호의 채널 디코딩을 수행할 수 있고, 수신 디바이스(102)의 기저대역 프로세서(122B)는 추가로, 기저대역 신호를 생성하고, 결정하고, 프로세싱하고, 사용하고 그리고/또는 수신 디바이스(102)의 다른 컴포넌트들로 전송할 수 있다. 이러한 방식으로, 기저대역 신호는, 피드백 또는 폐루프 스킴을 사용하지 않고서, 단일 안테나로부터 사용자 장비(10)로부터 전송된 단일 신호의 2배의 수신 전력으로, 수신 디바이스(102)에서 수신될 수 있다. 이것은, 사용자 장비(10)로부터의 임계 거리보다 더 크게 위치된 지상 기지국들, 비-지상 기지국들, HAPS, 위성들 등의 경우에서와 같이, 더 큰 거리들에 걸쳐 더 큰 수신 전력으로 신호들의 수신을 가능하게 할 수 있다. 더욱이, 2개의 송신 신호들에서 동일한 데이터 스트림을 전송하는 것과 비교할 때, 더 양호한 BER 성능이 달성될 수 있다.
일부 실시예들에서, 사용자 장비(10)는 다중 경로 채널을 통해 무선 신호들(예컨대, 104A, 104B를 포함함)의 다수의 인스턴스들을 송신할 수 있다. 예를 들어, 채널 내의 10개 이상의 경로들, 채널 내의 20개 이상의 경로들, 채널 내의 30개 이상의 경로들, 채널 내의 50개 이상의 경로들 등이 있을 수 있다. 각각의 신호가 대략 동일한 양의 감쇠를 경험할 수 있는, 다중 경로 채널의 수평 페이딩(flat fading)은 다음과 같이 표현될 수 있다:
y = s0 + s1 exp(j φ) (식 1)
여기서, s0은 제1 안테나(예컨대, 55A)에 의해 송신되는 제1 송신 신호(예컨대, 104A)이고;
s1은 제2 안테나(예컨대, 55B)에 의해 송신되는 제2 송신 신호(예컨대, 104B)이고;
φ는 제1 송신 신호와 제2 송신 신호 사이의 위상 차이이다.
다중 경로는 다음과 같이 표현될 수 있으며,
y = s0 + s1 exp(j φD) + A δ(t-t0) (s0 + s1 exp(j φD)) exp(j φR) (식 2)
여기서, s0은 제1 안테나(예컨대, 55A)에 의해 송신되는 제1 송신 신호(예컨대, 104A)이고;
s1은 제2 안테나(예컨대, 55B)에 의해 송신되는 제2 송신 신호(예컨대, 104B)이고;
A는 다중 경로 컴포넌트의 감쇠이고(예컨대, A는 10 dB 감쇠일 수 있음);
t0은 제1 송신 신호와 제2 송신 신호의 도착 사이의 시간 차이이고(예컨대, t0는 520 나노초(ns)의 시간 지연일 수 있음);
φD는 제1 송신 신호와 제2 송신 신호 사이의 위상 차이이고;
φR은 다중 경로 컴포넌트의 위상 시프트이다.
도 22는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 확산 또는 송신 신호 반복이 (예컨대, 도 11의 것과 비교하여) 10의 차수만큼 증가될 때 SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 예시하는 플롯이고, 여기서 송신 신호들(예컨대, 104A, 104B를 포함함)은 동일한 데이터를 갖는다. 예시된 바와 같이, SNR에서 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이의 변동은 최악의 수행 송신 신호(440)를 디스카운트할 때 적어도 2 dB이다.
도 23은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 확산 또는 송신 신호 반복이 (예컨대, 도 11의 것과 비교하여) 20의 차수만큼 증가될 때 SNR(232)에 기초하여 가변하는 BER(230)을 예시하는 플롯이고, 여기서 송신 신호들(예컨대, 104A, 104B를 포함함)은 상이한 데이터를 갖는다. 예시된 바와 같이, SNR에서 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이의 변동은 최악의 수행 송신 신호(450)를 디스카운트할 때 1 dB 미만이다. 그와 같이, 도 22에 도시된 바와 같이, 확산을 10배만큼 증가시키고 송신 신호들에서 동일한 데이터를 송신하는 것(예컨대, 최악 수행 송신 신호(440)를 디스카운트할 때 적어도 2 dB)과 비교할 때, 도 23에 도시된 바와 같이, 확산을 20배만큼 증가시키고 송신 신호들(예컨대, 104A, 104B를 포함함)에서 상이한 데이터를 송신할 때, 극단 위상 차이 값들(예컨대, 240에 도시된 바와 같은 0° 또는 180°와 비교한, 238에 도시된 바와 같은 90° 또는 270°) 사이에 더 적은 변동(예컨대, 최악 수행 송신 신호(450)를 디스카운트할 때 1 dB 미만)이 존재하고, 따라서 더 양호한 BER 성능을 예시한다.
다른 실시예에서, 잡음 플로어를 감소시키고 더 양호한 또는 거의 최적의 성능을 허용하기 위해 연속적인 간섭 소거 기법들이 수행될 수 있다. 또 다른 실시예에서, CDMA 코드 확산은 직교 위상 시프트 키잉(quadrature phase shift keying, QPSK) 인코딩된 데이터 심볼들 및 QPSK-형 액세스 코드/파일롯 톤들을 사용함으로써 (예컨대, 2배만큼) 증가될 수 있고, 이는 (예컨대, 짧은 간섭 버스트들의 경우) 강건성을 증가시키고 실수 값 CDMA 코드들(134)을 사용하는 것을 가능하게 할 수 있다(예컨대, 이는 더 낮은 복잡성을 가능하게 할 것임). 다른 실시예에서, 송신 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 관계에 기초하여 간섭 잡음 플로어를 감소시키기 위해 다수의 수신기 안테나들(106) 및 최대 비율 결합(maximum ratio combining, MRC) 기법이 사용될 수 있다. 다른 실시예에서, 단일 송신을 이용하는 듀얼 송신의 백워드 호환성(backwards compatibility)이 구현될 수 있다. 즉, 제2 송신 신호(104B)에서의 상이한 CDMA 코드(134)가 적용되어, 수신 디바이스(102)가 제2 업링크 송신(104B)을 인식하지 않는 경우에 수신을 가능하게 하도록 할 수 있다.
유리하게는, 개시된 실시예들은 수신 디바이스(102)에서의 위상 의존성(예컨대, 무선 신호들(104A, 104B) 사이의 위상 차이에 대한 의존성)을 감소시키거나 또는 완화시키고, 단일 송신 신호의 경우와 비교하여 업링크 성능이 개선된다. 더욱이, 보정/위상 조정 목적들을 위해 채널 조건 및/또는 프리-코딩 행렬을 전송하기 위해 어떠한 피드백 채널도 요구되지 않는다. 더욱이, 수신 디바이스(102)는 송신된 스트림들(104A, 104B) 둘 모두의 데이터를 함께 보강적으로 가산하는 제어를 가질 수 있다. 이것은, 채널 조건들을 빠르게 변경하는 경우에 특히 유리할 수 있다.
위에서 설명된 특정 실시예들은 예로서 도시되었으며, 이들 실시예들은 다양한 변경들 및 대안적인 형태들을 받아들일 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 청구항들은 개시된 특정 형태들로 한정되는 것이 아니라, 오히려 본 개시내용의 기술적 사상 및 범주 내에 속하는 모든 변경들, 등가물들, 및 대안들을 커버하도록 의도된다는 것이 추가로 이해되어야 한다.
본 명세서에서 제시되고 청구된 기법들은 본 기술 분야를 명백히 개선시키고 그러므로 추상적이거나 무형이거나 순수하게 이론적이지 않은 실용적인 속성의 물질적인 대상들 및 구체적인 예들을 참조하고 그에 적용된다. 추가적으로, 본 명세서의 말단에 첨부된 임의의 청구항들이 "[기능]을 [수행]하기 위한 수단..." 또는 "[기능]을 [수행]하기 위한 단계..."로 지정된 하나 이상의 요소들을 포함하면, 그러한 요소들이 35 U.S.C. 112(f) 하에서 해석될 것이라고 의도된다. 그러나, 임의의 다른 방식으로 지정된 요소들을 포함하는 임의의 청구항들에 대해, 그러한 요소들이 35 U.S.C. 112(f) 하에서 해석되지 않을 것이라고 의도된다.
개인 식별가능 정보의 사용은 사용자들의 프라이버시를 유지하기 위한 산업 또는 정부 요구사항들을 충족시키거나 초과하는 것으로 일반적으로 인식되는 프라이버시 정책들 및 관례들을 따라야 하는 것이 잘 이해된다. 특히, 개인 식별가능 정보 데이터는 의도하지 않은 또는 인가되지 않은 액세스 또는 사용의 위험들을 최소화하도록 관리되고 취급되어야 하며, 인가된 사용의 성질이 사용자들에게 명확히 나타내어져야 한다.

Claims (26)

  1. 사용자 장비로서,
    제1 세트의 안테나들;
    제2 세트의 안테나들; 및
    제1 코드 분할 다중 액세스(code division multiplex access, CDMA) 코드를 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하고, 제2 CDMA 코드를 상기 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성하고, 상기 제1 세트의 안테나들을 통해 상기 제1 신호를 송신하고, 상기 제2 세트의 안테나들을 통해 상기 제2 신호를 송신하도록 구성된 프로세싱 회로부를 포함하는, 사용자 장비.
  2. 제1항에 있어서, 상기 프로세싱 회로부는 상기 제2 세트의 안테나들을 통한 상기 제2 신호와 동시에 상기 제1 세트의 안테나들을 통해 상기 제1 신호를 송신하도록 구성되는, 사용자 장비.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 CDMA 코드는 상기 제2 CDMA 코드와는 상이한, 사용자 장비.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제1 CDMA 코드 및 상기 제2 CDMA 코드는 각각 실수 값(real-valued) CDMA 코드를 포함하는, 사용자 장비.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1 CDMA 코드 및 상기 제2 CDMA 코드는 각각 복소 값(complex-valued) CDMA 코드를 포함하는, 사용자 장비.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 CDMA 코드 및 상기 제2 CDMA 코드는 각각 원시 다항식들을 포함하는, 사용자 장비.
  7. 제1항에 있어서, 제1 원시 다항식을 생성하도록 구성된 제1 선형 피드백 시프트 레지스터(linear-feedback shift register, LFSR) 및 제2 원시 다항식을 생성하도록 구성된 제2 LFSR를 포함하고, 상기 프로세싱 회로부는 상기 제1 원시 다항식에 기초하여 상기 제1 CDMA 코드를 생성하고 상기 제2 원시 다항식에 기초하여 상기 제2 CDMA 코드를 생성하도록 구성되는, 사용자 장비.
  8. 제1항에 있어서, 수신 디바이스가 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 수신 신호로서 수신하도록 구성되고, 상기 수신 디바이스는 상기 제1 CDMA 코드를 사용하여 상기 수신 신호로부터 상기 제1 신호를 추출하고 상기 제2 CDMA 코드를 사용하여 상기 수신 신호로부터 상기 제2 신호를 추출하도록 구성된 추가 프로세싱 회로부를 포함하는, 사용자 장비.
  9. 통신 네트워크의 전자 디바이스로서,
    제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 코드를 사용하여 인코딩되는 제1 신호 및 제2 CDMA 코드를 사용하여 인코딩되는 제2 신호를 포함하는 조합 신호(combined signal)를 수신하도록 구성된 안테나; 및
    상기 제1 CDMA 코드를 사용하여 상기 조합 신호로부터 상기 제1 신호를 추출하고, 상기 제2 CDMA 코드를 사용하여 상기 조합 신호로부터 상기 제2 신호를 추출하도록 구성된 프로세싱 회로부를 포함하는, 전자 디바이스.
  10. 제9항에 있어서, 제1 누적 합산의 제1 복소 지수를 생성하도록 구성된 제1 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR) - 상기 제1 CDMA 코드는 상기 제1 누적 합산의 제1 복소 지수에 기초함 -, 및 제2 누적 합산의 제2 복소 지수를 생성하도록 구성된 제2 LFSR - 상기 제2 CDMA 코드는 상기 제2 누적 합산의 제2 복소 지수에 기초함 - 을 포함하는, 전자 디바이스.
  11. 제9항에 있어서, 상기 제1 CDMA 코드의 제1 실수 성분을 생성하도록 구성된 제1 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR), 상기 제1 CDMA 코드의 제1 허수 성분을 생성하도록 구성된 제2 LFSR, 상기 제2 CDMA 코드의 제2 실수 성분을 생성하도록 구성된 제3 LFSR, 및 상기 제2 CDMA 코드의 제2 허수 성분을 생성하도록 구성된 제4 LFSR을 포함하는, 전자 디바이스.
  12. 제9항에 있어서, 상기 프로세싱 회로부는 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 기초하여 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는, 전자 디바이스.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 각각은 상기 기저대역 신호의 사본을 포함하는, 전자 디바이스.
  14. 제12항에 있어서, 상기 제1 신호는 상기 기저대역 신호의 제1 부분을 포함하고, 상기 제2 신호는 상기 기저대역 신호의 제2 부분을 포함하는, 전자 디바이스.
  15. 제9항에 있어서, 사용자 장비가 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 송신하도록 구성되고, 상기 사용자 장비는 상기 제1 CDMA 코드를 기저대역 신호의 제1 부분에 적용하여 상기 제1 신호를 생성하고, 상기 제2 CDMA 코드를 상기 기저대역 신호의 제2 부분에 적용하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성된 추가적인 프로세싱 회로부, 상기 제1 신호를 송신하도록 구성된 제1 안테나, 및 상기 제2 신호를 송신하도록 구성된 제2 안테나를 포함하는, 전자 디바이스.
  16. 방법으로서,
    사용자 장비의 프로세싱 회로부에 의해, 기저대역 신호를 수신하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 시퀀스 및 제2 CDMA 시퀀스를 생성하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제1 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 제1 신호를 생성하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제2 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 제2 신호를 생성하는 단계;
    상기 사용자 장비의 제1 세트의 안테나들을 통해, 상기 제1 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 사용자 장비의 제2 세트의 안테나들을 통해, 상기 제2 신호를 송신하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제1 CDMA 시퀀스는 제1 동위상(in-phase) 성분 및 제1 직교 성분을 포함하고, 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제1 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하는 단계는 상기 기저대역 신호 상의 상기 제1 동위상 성분 및 상기 제1 직교 성분을 사용하여 복소 곱셈을 수행하여 상기 제1 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제2 CDMA 시퀀스는 제2 동위상 성분 및 제2 직교 성분을 포함하고, 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제2 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하는 단계는 상기 기저대역 신호 상의 상기 제2 동위상 성분 및 상기 제2 직교 성분을 사용하여 복소 곱셈을 수행하여 상기 제2 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 제3 CDMA 시퀀스 및 제4 CDMA 시퀀스를 생성하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제3 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 제3 신호를 생성하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제4 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 제4 신호를 생성하는 단계;
    상기 사용자 장비의 제1 세트의 안테나들을 통해, 상기 제3 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 사용자 장비의 제2 세트의 안테나들을 통해, 상기 제4 신호를 송신하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  20. 제16항에 있어서, 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 기저대역 신호를 제1 부분 및 제2 부분으로 분리하는 단계를 포함하고,
    상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제1 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 상기 제1 신호를 생성하는 단계는 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제1 CDMA 시퀀스를 상기 제1 부분에 적용하는 단계를 포함하고, 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제2 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용하여 상기 제2 신호를 생성하는 단계는 상기 프로세싱 회로부에 의해, 상기 제2 CDMA 시퀀스를 상기 제2 부분에 적용하는 단계를 포함하는, 방법.
  21. 방법으로서,
    통신 네트워크의 전자 디바이스의 하나 이상의 안테나들에서, 제1 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 시퀀스를 사용하여 인코딩된 제1 신호 및 제2 CDMA 시퀀스를 사용하여 인코딩된 제2 신호를 포함하는 조합 신호를 수신하는 단계;
    상기 전자 디바이스의 프로세싱 회로부를 통해, 상기 제1 CDMA 시퀀스 및 제2 CDMA 시퀀스를 생성하는 단계;
    상기 프로세싱 회로부를 통해, 상기 제1 CDMA 시퀀스를 사용하여 상기 조합 신호로부터 상기 제1 신호를 추출하는 단계; 및
    상기 프로세싱 회로부를 통해, 상기 제2 CDMA 시퀀스를 사용하여 상기 조합 신호로부터 상기 제2 신호를 추출하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 프로세싱 회로부를 통해, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 기초하여 기저대역 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 각각은 상기 기저대역 신호의 사본을 포함하는, 방법.
  24. 제22항에 있어서, 상기 제1 신호는 상기 기저대역 신호의 제1 부분을 포함하고, 상기 제2 신호는 상기 기저대역 신호의 제2 부분을 포함하는, 방법.
  25. 제22항에 있어서, 상기 제1 CDMA 시퀀스는 제1 동위상 성분 및 제1 직교 성분을 포함하고, 상기 제1 신호는 상기 제1 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용함으로써 인코딩되는, 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 제2 CDMA 시퀀스는 제2 동위상 성분 및 제2 직교 성분을 포함하고, 상기 제2 신호는 상기 제2 CDMA 시퀀스를 상기 기저대역 신호에 적용함으로써 인코딩되는, 방법.
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