JP2013201582A

JP2013201582A - 受信装置、復号後尤度算出装置および受信方法

Info

Publication number: JP2013201582A
Application number: JP2012068375A
Authority: JP
Inventors: Osamu Nakamura; 理中村; Hiroki Takahashi; 宏樹高橋; Jungo Goto; 淳悟後藤; Kazunari Yokomakura; 一成横枕; Yasuhiro Hamaguchi; 泰弘浜口
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2012-03-23
Filing date: 2012-03-23
Publication date: 2013-10-03
Also published as: WO2013141074A1; US20150063207A1

Abstract

【課題】ブロック符号により誤り訂正を行った情報を優れた誤り率で伝送することができる受信装置を提供すること。
【解決手段】送信装置から受信した信号について、符号化ビット毎の復調結果を生成する復調部と、復調結果に基づき、ブロック符号の復号後の尤度を算出する復号部と、復号後の尤度に基づき、シンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、シンボルレプリカを用いて、受信した信号から干渉を除去するキャンセル部とを具備することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置、復号後尤度算出装置および受信方法に関する。

３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）で標準化が行なわれた無線通信システムであるＬＴＥ（Long Term Evolution）リリース８（Rel-8）は、最大２０ＭＨｚの帯域を利用して通信を行うことが可能である。
ＬＴＥの上りリンク（移動局から基地局への通信）は、データを送信するためのＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared CHannel）、基地局が移動局との間の伝搬路（チャネル）状態を把握するためのＳＲＳ（Sounding Reference Signal）、および制御情報を送信するためのＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control CHannel）から構成される。Rel-8では、１送信タイミングで、上記の信号のうち、いずれか１つを送信する。

ＰＵＣＣＨにおいて、各ＵＥ（User Equipment、移動局）は送信する情報をＵＥ毎に異なる拡散符号を用いて周波数領域に拡散して送信する。ここで各ＵＥの送信信号は同じリソースを共有するが、各ＵＥの拡散には直交符号を用いるため、周波数非選択性フェージング環境下では、干渉の発生しない通信を行うことが可能である。しかしながら、周波数選択性フェージング環境下では直交性の崩れに伴う他ＵＥからの干渉によって、伝送特性が著しく劣化してしまうという問題があった。
そこでＬＴＥを発展させたＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＴＥ−Ａ）では、ＵＥに複数の拡散符号を割り当て、同一情報を異なる拡散符号で拡散し、それぞれ異なる送信アンテナから送信する空間直交リソース送信ダイバーシチ（ＳＯＲＴＤ; Spatially Orthogonal Resource Transmit Diversity）が採用されている（非特許文献１参照）。ｅＮＢ（enhanced Node B、基地局）では、それぞれの拡散符号によって逆拡散を行い、合成を行うことで、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることができるため、特性を改善できる。

また、優れた伝送特性を得る方法としては、ターボ符号やＬＤＰＣ（低密度パリティチェック）符号など、復号時に尤度を算出する符号にて誤り訂正符号化された信号を、受信処理において該尤度を用いて繰り返し処理（ターボ等化、ＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）、ＰＩＣ（Parallel Interference Cancellation）等）を行う方法がある（例えば非特許文献２）。

3GPP、"Radio Resource Control(RRC);Protocol specification(Release 10)"、3GPP TS 36.331 V10.0.0 D. Reynolds and X.Wang, "Low complexity turbo-equalization for diversity channels," Signal Processing, vol. 81, no. 5, pp. 989-995, May 2001.

上述の非特許文献１などで規定されるＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａにおいて、ＰＵＣＣＨに関して、送信する情報の種類によって複数の送信方法が規定されている。特にＰＵＣＣＨｆｏｒｍａｔ２などでは、誤り訂正符号としてＲｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号というブロック符号が用いられている。ここでＲｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号などのブロック符号は、復号時に尤度を算出しない誤り訂正符号であるため、非特許文献２のような繰り返し処理などは行えず、十分な誤り率が得られないことがあるという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ブロック符号により誤り訂正を行った情報を優れた誤り率で伝送することができる受信装置、復号後尤度算出装置および受信方法を提供することにある。

（１）この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様は、ブロック符号により誤り訂正された符号化ビットを送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、前記送信装置から受信した信号について、前記符号化ビット毎の復調結果を生成する復調部と、前記復調結果に基づき、前記ブロック符号の復号後の尤度を算出する復号部と、前記復号後の尤度に基づき、シンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、前記シンボルレプリカを用いて、前記受信した信号から干渉を除去するキャンセル部とを具備することを特徴とする。

（２）また、本発明の他の態様は、上述の受信装置であって、前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、前記ブロック符号に基づく符号化ビット系列の候補のうち、当該符号化ビットが１である候補であって、前記復号前の尤度の系列に最も近い候補と、当該符号化ビットが０である候補であって、復号前の尤度の系列に最も近い候補とのみを用いることを特徴とする。

（３）また、本発明の他の態様は、上述の受信装置であって、前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、雑音として熱雑音を用いることを特徴とする。

（４）また、本発明の他の態様は、上述の受信装置であって、前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、熱雑音電力と干渉電力とを併せた電力を用いることを特徴とする。

（５）また、本発明の他の態様は、ブロック符号により符号化された符号化ビットの復号後の尤度を算出する復号後尤度算出装置であって、前記ブロック符号に基づく符号化ビット系列の候補のうち、当該符号化ビットが１である候補であって、前記復号前の尤度の系列に最も近い候補と、当該符号化ビットが０である候補であって、復号前の尤度の系列に最も近い候補とのみを用いて、前記復号後の尤度を算出することを特徴とする。

（６）また、本発明の他の態様は、ブロック符号により誤り訂正された符号化ビットを送信する送信装置からの信号を受信する受信方法であって、前記送信装置から受信した信号に基づき、前記符号化ビットの復号前の尤度を算出する復調過程と、前記復号前の尤度に基づき、前記ブロック符号の復号後の尤度を算出する復号過程と、前記復号後の尤度に基づき、シンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、前記シンボルレプリカを用いて、前記受信した信号から干渉を除去するキャンセル過程とを有することを特徴とする。

この発明によれば、ブロック符号により誤り訂正を行った情報を優れた誤り率で伝送することができる。

本発明の第１の実施形態における無線通信システム１０の構成を示す概略ブロック図である。同実施形態におけるＰＵＣＣＨの送信フレーム構成の一例を示す図である。同実施形態における端末装置１００の構成を示す概略ブロック図である。同実施形態におけるＲｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号化に用いる行列を示す図である。同実施形態におけるφ（ｎ）を示す図である。同実施形態におけるＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部１０６の構成を示す概略ブロック図である。同実施形態における基地局装置３００の構成を示す概略ブロック図である。同実施形態におけるＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２の構成を示す概略ブロック図である。同実施形態における繰り返し処理部３０５の構成を示す概略ブロック図である。従来および本実施形態におけるＢＬＥＲ（BLock Error Rate、ブロック誤り率）特性を示すグラフである。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。ＬＴＥの制御情報を例に説明を行うが、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号を用いれば、制御情報に限定されず、データ送信に適用することも可能である。また、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号を例に説明を行うが、ブロック符号であれば他の符号へも適用可能である。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態における無線通信システム１０の構成を示す概略ブロック図である。無線通信システム１０は、本実施形態における送信装置である端末装置（移動局装置ともいう）１００、２００、本実施形態における受信装置である基地局装置３００を含んで構成される。なお、図１には、端末装置を２つ示したが、１つであってもよいし、３つ以上であってもよい。各端末装置１００、２００は、ユーザデータを伝送するＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel；物理上りリンク共用チャネル）だけではなく、制御情報を伝送するＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel；物理上りリンク制御チャネル）の送信も行う。ＰＵＣＣＨについては、各端末装置は同じリソースを共有して送信する。ここで、リソースとは無線リソースとも言い、周波数と、時間とで決まる。すなわち、同じリソースを共有して送信するとは、同じ周波数を用いて、同じ時間に送信することである。

図２は、本実施形態における送信フレーム構成の一例を示す図である。本実施形態における送信フレームの構成は、ＬＴＥのＰＵＣＣＨｆｏｒｍａｔ２と同様である。図２において横軸は周波数であり、最小単位は１サブキャリア（ＬＴＥではＲＥ（Resource Element）と呼ぶ）である。また、縦軸は時間であり、最小単位は１ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルである。また斜線でハッチングされた矩形はＤＭＲＳ（DeModulation Reference Signal、復調用参照信号）が送信されるサブキャリアである。白抜きの矩形はＰＵＣＣＨｆｏｒｍａｔ２が送信されるサブキャリアである。システム帯域ＳＢの中心部分ＳＣＨは、ＰＵＳＣＨを送信するための帯域である。なお、この中心部分ＳＣＨ内にも、ＤＭＲＳが送信されるサブキャリアが存在する。

このように、ＰＵＣＣＨはシステム帯域の端で送信される。なお、ＬＴＥと同様に、第１のスロット（１〜７番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）と第２のスロット（８〜１４番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）でＰＵＣＣＨの送信に利用する周波数を変更することで周波数ダイバーシチ効果を得る構成となっている。このようにＰＵＣＣＨｆｏｒｍａｔ２は図２の白抜きで示されるサブキャリア１２０本（１２×５×２）を用いて送信される。

図３は、端末装置１００の構成を示す概略ブロック図である。端末装置２００の構成は、端末装置１００の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。端末装置１００は、符号化部１０１、変調部１０２、周波数拡散部１０３、ＤＭＲＳ生成部１０４、周波数マッピング部１０５、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部１０６、送受信アンテナ１０７、符号化部１０８、変調部１０９、ＤＦＴ部１１０、受信部１１１を含んで構成される。なお、図３において送信アンテナ数は１であるが、複数の送信アンテナを備え、ＳＯＲＴＤ（Spatially Orthogonal Resource Transmit Diversity；空間直交リソース送信ダイバーシチ）のような送信ダイバーシチを行うようにしてもよいし、異なる制御情報をそれぞれの送信アンテナから送信するようにしてもよい。

符号化部１０１には、Ｎビットの制御情報ビットＣＢからなる制御情報ビットベクトル（Ｎ行１列）が入力される。ここでＮは１３以下の整数である。また、制御情報ビットＣＢは、上述のＰＵＣＣＨにて伝送される制御情報を表すビット列である。符号化部１０１は、このベクトルに対して、ブロック符号の一種であるＲｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号による符号化を行い、２０ビットの符号化ビット系列からなる符号化ビットベクトルを得る。なお、ターボ符号では、本実施形態のように符号化するビット数が少ない場合には、誤り訂正能力が著しく低下してしまう。しかし、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号などのブロック符号では、符号化するビット数が少ない場合においても、良好な誤り訂正能力を発揮することができる。そのため、制御情報などのビット数が少ない情報には、ブロック符号を用いることが好ましい。

以下、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号による符号化方法について説明を行う。符号化部１０１は、入力された制御情報ビットベクトル（Ｎ行１列）に対して、図４に示す、各要素が０または１となっている２０行１３列の行列を左から乗算する。図４の表は、３ＧＰＰＴＳ３６．２１２Ｖ１０．２．０のＴａｂｌｅ５．２．３．３−１に記載されている。ただしＮが１３より小さい場合は、図４の行列のうち左側からＮ列（Ｍ_ｉ，０〜Ｍ_{ｉ，Ｎ−１}）を切り出して使用する。つまり２０行Ｎ列の行列を左から乗算する。符号化部１０１は、乗算することで得られるベクトルの各要素を２で割った余りを算出し、符号化ビットベクトルとする。得られた符号化ビットベクトル（２０行１列）は、変調部１０２に入力される。

変調部１０２は、符号化部１０１が符号化ビットベクトルに対して、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying；四位相偏移変調）シンボル系列への変調を行う。なお、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）シンボル系列への変調であってもよいし、いずれかを選択できるようにしてもよい。ここでは、ＱＰＳＫシンボル系列への変調であるので、符号化ビットベクトル（２０行１列）は１０個のＱＰＳＫシンボルｄ（０）〜ｄ（９）からなるシンボル系列に変換される。変換後のシンボル系列は周波数拡散部１０３に入力される。

周波数拡散部１０３は、入力されたシンボル系列を次式（１）によって拡散し、拡散シンボル系列を生成する。なお、式（１）は、送信アンテナ数が１の場合の式である。送信アンテナ数が１を超えるときは、送信アンテナ間でｒが直交するように、αの値を送信アンテナ毎に異なる値とするが、ここでは詳細な説明は省略する。

また、式（１）におけるｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）は次式（３）で与えられる。

つまりｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）は、ｒ_ｕ，ｖ（ｎ）に対して、端末装置毎に異なるサイクリックシフトαによって隣接サブキャリア間で一定の位相回転を与えた系列である。適切なαを選択することにより、ｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）を直交拡散符号とすることができる。ここで、ｒ_ｕ，ｖ（ｎ）は次式（４）で表わされる。

式（４）中のφ（ｎ）は図５に示す値であり、図中のｕの値は上位レイヤから通知される値によって算出される。図５の表は、３ＧＰＰＴＳ３６．２１１Ｖ１０．４．０のＴａｂｌｅ５．５．１．２−１に記載されている。
すなわち、周波数拡散部１０３は、１０シンボル（ｄ（０）〜ｄ（９）が入力されると、各シンボルを周波数方向に１２拡散し、１２０シンボル（ｚ（０）〜ｚ（１１９））からなる拡散シンボル系列を算出する。算出した拡散シンボル系列は周波数マッピング部１０５に入力される。

ＤＭＲＳ生成部１０４は、基地局装置３００において既知の系列であり、ＤＭＲＳ（復調用参照信号）に用いる符号系列であるＤＭＲＳ系列を生成する。
周波数マッピング部１０５は、周波数拡散部１０３から入力される拡散シンボル系列と、ＤＭＲＳ生成部１０４から入力されるＤＭＲＳ系列と、後述するＤＦＴ部１１０から入力される周波数信号の各々を、フレーム構成に従ってリソースエレメントに周波数マッピングし、フレームを生成する。

すなわち、周波数マッピング部１０５は、拡散シンボル系列を構成する１２０のシンボルの各々を、図２の白抜きのリソースエレメント（ＰＵＣＣＨのリソースエレメント）にマッピングする。また、周波数マッピング部１０５は、ＤＭＲＳ系列を構成するシンボルの各々を、図２の斜線のリソースエレメント（ＤＭＲＳのリソースエレメント）にマッピングする。また、周波数マッピング部１０５は、周波数信号を構成するシンボルの各々を、図２のシステム帯域の中心部分ＳＣＨのリソースエレメント（ＰＵＳＣＨのリソースエレメント）にマッピングする。周波数マッピング部１０５で生成されたフレームはＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部１０６に入力される。

ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Career-Frequency Division Multiple Access；シングルキャリア周波数分割多元接続）信号生成部１０６は、入力されたフレームの信号をＳＣ−ＦＤＭＡ信号に変換し、送受信アンテナ１０７から送信する。

符号化部１０８には、ユーザデータを表す情報ビットＳＢが入力される。符号化部１０８は、入力された情報ビットＳＢに対して、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check；低密度パリティ検査）符号あるいはターボ符号などの誤り訂正符号化を行い、符号化ビットを生成する。変調部１０９は、符号化部１０８が生成した符号化ビットを、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調シンボルへと変調する。ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）部１１０は、所定の数の変調シンボルを離散フーリエ変換して、前述の所定の数と同数のシンボルからなる周波数信号を生成する。生成された周波数信号は、周波数マッピング部１０５に入力される。受信部１１１は、送受信アンテナ１０７を介して、基地局装置１００が送信した信号を受信する。

図６は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部１０６の構成を示す概略ブロック図である。ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部１０６は、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部１６１、ＣＰ付加部１６２、Ｄ／Ａ変換部１６３、アナログ送信処理部１６４を含んで構成される。
周波数マッピング部１０５が出力したフレームの信号は、ＩＦＦＴ部１６１に入力される。ＩＦＦＴ部１６１は、周波数マッピング部１０５が出力したフレームの信号に対して、システム帯域全体を対象としたポイント数で、逆高速フーリエ変換を行う。例えば、システム帯域が２０４８サブキャリアからなるときは、２０４８ポイントで逆高速フーリエ変換を行う。ＩＦＦＴ部１６１の出力はＣＰ付加部１６２に入力される。

ＣＰ（Cyclic Prefix；サイクリックプレフィックス）付加部１６２は、ＩＦＦＴ部１６１の出力に対して、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル単位にその波形の後方の一部をコピーし、該ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの前方に付加する処理を行う。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの前方に付加される、波形の後方の一部のコピーをサイクリックプレフィックス（ＣＰ）という。このＣＰを付加することで、伝搬路における遅延波の影響を抑えることができる。Ｄ／Ａ変換部１６３は、ＣＰ付加部１６２の出力を、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）変換して、アナログ信号に変換する。アナログ送信処理部１６４は、Ｄ／Ａ変換部１６３が出力するアナログ信号に対して、アナログフィルタリング、電力増幅、アップコンバージョン等のアナログ処理を行い、送受信アンテナ１０７に出力する。

端末装置１００、２００の送受信アンテナ１０７から送信された信号は、無線伝搬路を経由して基地局装置３００のＮｒ本の受信アンテナで受信される。図７は、本実施形態における基地局装置３００の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置３００は、Ｎｒ本の受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒ、Ｎｒ個のＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒ、Ｎｒ個の周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒ、チャネル推定部３０４、繰り返し処理部３０５、情報ビット検出部３０６、送信部３０７、送信アンテナ３０８を含んで構成される。

受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒが受信した信号は、それぞれＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒに入力される。周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、図２のフレーム構成に従って、それぞれ入力された信号から、受信ＤＭＲＳと、受信ＰＵＣＣＨと、受信ＰＵＳＣＨとを分離する。周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、受信ＤＭＲＳをチャネル推定部３０４に出力する。周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、受信ＰＵＣＣＨを繰り返し処理部３０５に出力する。周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、受信ＰＵＳＣＨを情報ビット検出部３０６に出力する。

チャネル推定部３０４は、入力された受信ＤＭＲＳを用いてチャネル状態を推定し、得られたチャネル推定値ＣＳを繰り返し処理部３０５、情報ビット検出部３０６に出力する。繰り返し処理部３０５は、周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒからの入力と、チャネル推定値ＣＳを用いて繰り返し処理を行い、図２の制御情報ビットＣＢを復元した制御情報ビットＣＢ’を得る。情報ビット検出部３０６は、周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒからの入力と、チャネル推定値ＣＳとに基づき、図２の情報ビットＳＢに対応する情報ビットＳＢ’を検出する。送信部３０７は、送信アンテナ３０８を介して、端末装置１００、２００にユーザデータ、制御情報などを送信する。

図８は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２の構成を示す概略ブロック図である。ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒは、同様の構成を有する。ここでは、これらを代表してＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２として説明する。ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２は、アナログ受信処理部３２１、Ａ／Ｄ変換部３２２、ＣＰ除去部３２３、ＦＦＴ部３２４を含んで構成される。

アナログ受信処理部３２１は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２に入力された信号に対して、ダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、ＡＧＣ（Auto Gain Controll）等のアナログ処理を行なう。アナログ受信処理部３２１の出力は、Ａ／Ｄ変換部３２２に入力される。Ａ／Ｄ変換部３２２は、入力された信号に対して、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換を行い、ディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部３２２の出力は、ＣＰ除去部３２３に入力される。ＣＰ除去部３２３は、入力されたディジタル信号から、送信側で付加されたＣＰを除去する。ＣＰ除去部３２３の出力は、ＦＦＴ部３２４に入力される。ＦＦＴ部３２４は、ＣＰ除去部３２３からの入力に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）を行い、時間領域から周波数領域への変換を行う。ＦＦＴ部３２４の出力は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部３０２の出力として、それぞれ対応する周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒに入力される。

図９は、繰り返し処理部３０５の構成を示す概略ブロック図である。図９には、ある制御情報ビット系列を検出する構成を示すが、ＰＵＣＣＨに複数の端末装置１００、２００の制御情報が多重されている場合は、端末装置１００、２００各々に対応した繰り返し処理を行う。繰り返し処理部３０５は、Ｎｒ個のキャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒ、重み生成部３５２、等化部３５３、周波数逆拡散部３５４、加算部３５５、復調部３５６、復号部３５７、減算部３５８、シンボルレプリカ生成部３５９、周波数拡散部３６０、受信レプリカ生成部３６１を含んで構成される。

周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒから入力された信号は、それぞれキャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒに入力される。キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒは、受信レプリカ生成部３６１からの入力を、周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒからの入力から減算し、等化部３５３に出力する。ただし繰り返しの初回は受信レプリカ生成部３６１の出力は０に設定し、何もキャンセルしないようにする。

等化部３５３は、キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒから入力される信号に対して、重み生成部３５２から入力される重みを乗算し、受信アンテナ合成を行う。ここで重み生成部３５２は、図示していないが、チャネル推定部３０４から入力されるチャネル推定値ＣＳやシンボルレプリカ生成部３５９で生成されるシンボルレプリカの大きさに基づき重みを生成する。つまり、等化部３５３は、サブキャリア（リソースエレメント）毎に受信信号に重みを乗算し、受信アンテナ合成を行うことで等化を行う。等化部３５３は、得られたサブキャリア毎の信号を周波数逆拡散部３５４に出力する。

周波数逆拡散部３５４は、式（１）にしたがって図２の周波数拡散部１０３で行われた周波数方向の拡散に対する逆拡散を、等化部３５３が出力した信号に対して行う。つまり、周波数逆拡散部３５４は、等化部３５３出力の各サブキャリアｎに対して、ｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）の複素共役を乗算した後、全サブキャリアを合成する。周波数逆拡散部３５４の出力は加算部３５５に入力される。

加算部３５５は、周波数逆拡散部３５４の出力と、シンボルレプリカ生成部３５９の出力の加算を行ない、結果を復調部３５６に出力する。ただし繰り返しの初回では、シンボルレプリカ生成部３５９の出力を０とするため、周波数逆拡散部３５４の出力結果を、そのまま復調部３５６に出力する。

復調部３５６は、図２の変調部１０２で適用された変調方式に基づいて、加算部３５５の出力に対する復調を行なう。復調部３５６は、この復調により、符号化ビット毎のＬＬＲ（Log Likelihood Ratio；対数尤度比）を生成し、生成した符号化ビットＬＬＲを出力する。復調部３５６による復調結果（符号化ビットＬＬＲ）は復号部３５７および減算部３５８に入力される。なお、本実施形態では復調部３５６がビットＬＬＲを出力する場合を示すが、復調部３５６がビットＬＬＲではなく、硬判定値を出力したり、軟判定値を出力する構成としてもよい。この場合、復号部３５７は入力された硬判定値あるいは軟判定値によって、復号を行うことになる。

復号部３５７（復号後尤度算出装置）は、復調部３５６から入力された符号化ビットＬＬＲに基づき、制御情報ビットの復号および符号化ビットの復号後ＬＬＲ（復号後の尤度）を算出する。なお、復号部３５７は、符号化ビットの復号後ＬＬＲの算出の際に、チャネル推定部３０４が算出したチャネル推定値ＣＳ、特に熱雑音の分散σ^２を用いる。また、復号部３５７は、繰り返し処理部３０５の繰り返し回数を制御する。具体的には、特定の受信ＰＵＣＣＨに対する繰り返し回数が、予め決められた最大回数に達していないときは、復号後ＬＬＲ系列を算出して減算部３５８に出力することで該受信ＰＵＣＣＨについての繰り返し処理を継続させる。一方、繰り返し回数が最大回数に達したときは、復号した制御情報ビットＣＢ’を出力して、繰り返し処理を終了させる。制御情報ビットの復号方法、および符号化ビットの復号後ＬＬＲの算出方法については後述する。

減算部３５８は、復調部３５６から入力された符号化ビットＬＬＲ系列を、復号部３５７から入力された復号後ＬＬＲ系列から減算する。つまり、復号部３５７の出力ＬＬＲ（復号後ＬＬＲ）から、復号部３５７への入力ＬＬＲ（復号前ＬＬＲ）を減算することで、復号部３５７でのＬＬＲの改善量である外部ＬＬＲを算出する。算出された外部ＬＬＲはシンボルレプリカ生成部３５９に入力される。なお、減算部３５８を備えず、復号部３５７が算出した復号後ＬＬＲ（事後ＬＬＲともいう）をそのままシンボルレプリカ生成部３５９に出力する構成としてもよいし、減算部３５８が、復号後ＬＬＲから、復号部３５７への入力ＬＬＲを重み付けしたものを減算するようにしてもよい。

シンボルレプリカ生成部３５９は、減算部３５８から入力された外部ＬＬＲに基づき、シンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部３５９は、図２の変調部１０２における変調方式に応じた方法でシンボルレプリカを生成する。本実施形態では、変調部１０２における変調方式はＱＰＳＫであるので、シンボルレプリカ生成部３５９は、式（５）を用いて、シンボルレプリカにおけるｎ番目のシンボルｄチルダ（ｎ）を算出する。式（５）において、Ｌ_ｃｏｄｅ（ｍ）は、ｍ番目のビットの外部ＬＬＲである。

ここでｎは０以上の整数である。得られたシンボルレプリカは、周波数拡散部３６０および加算部３５５に入力される。前述の通り加算部３５５は、周波数逆拡散部３５４の出力とシンボルレプリカ生成部３５９の出力とを、シンボル毎に加算する。周波数拡散部３６０は、図２の周波数拡散部１０３と同様に、入力されたシンボルレプリカに対して周波数拡散を行う。周波数拡散された信号は受信レプリカ生成部３６１に入力される。

受信レプリカ生成部３６１は、周波数拡散部３６０から入力された周波数拡散された信号と、チャネル推定部３０４から入力されたチャネル推定値ＣＳとを用いて、各受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒにおける受信信号のレプリカである受信レプリカを生成する。ここで、図９では図示していないが、複数の端末装置１００、２００の信号が多重されている場合、多重されている端末装置１００、２００各々に対応した周波数拡散部３６０からの入力が受信レプリカ生成部３６１に入力される。また、図７のチャネル推定部３０７も各端末装置１００、２００と受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒとの間のチャネルをそれぞれ推定し、チャネル推定値ＣＳとして受信レプリカ生成部３６１に出力する。算出された受信レプリカの各々は、キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒのうち、同じ受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒに対応するものに入力される。

この受信レプリカ生成部３６１の出力を、キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒが、周波数デマッピング部３０３−１〜３０３−Ｎｒの出力から減算することで、繰り返し処理における次の繰り返しを行う。このように処理を繰り返すことで、シンボルレプリカの精度を向上させる。なお、レプリカとチャネル推定の精度が完全である場合、キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒは雑音成分のみを等化部３５３に出力することになる。そして、シンボルレプリカ生成部３５９からは完全なシンボルレプリカが加算部３５５に入力されることになるため、干渉成分のない信号が加算部３５６から出力されることになる。すなわち、処理を繰り返すことで、シンボルレプリカの精度を向上させ、より干渉成分の少ない信号が加算部３５６から出力されるようにしている。そして、繰り返し回数が最大回数に達したとき、復号部３５７が算出する、復号後の制御情報ビットＣＢ’を繰り返し処理部３０５の出力として出力する。

次に復号部３５７が行う誤り訂正復号処理について説明を行う。復号部３５７は、制御情報ビットの復号、および符号化ビットの復号後ＬＬＲの算出の２つの処理が行なわれるが、初めに制御情報ビットの復号について説明を行う。復号部３５７は、復調部３５６から入力される符号化ビットＬＬＲ系列（受信符号化ビットＬＬＲ系列）を２０行１列のベクトルｙとして、式（６）によって制御情報ビット系列ａを得る。

ここでｘ_ｃは符号化ビット列ｂ_ｃをＢＰＳＫ変調し、さらにＬＬＲに変換した系列（符号化ビットＬＬＲ系列）のベクトルであり、ベクトルｂ_ｃは次式で表わされる。

ここで、Ｍは図４に示す行列であり、Ｘｍｏｄ２は、Ｘを２で除算した時の余りを算出する処理である。すなわち、式（７）は、図２の符号化部１０１における符号化処理（Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号化）を示す。また、制御情報ビット系列候補ａ_ｃはＮ行１列のベクトルであり、Ｎビットの送信制御情報ビット系列がとりうるすべて（２^Ｎ通り）のパターンのうち、ｃ番目のパターンである。よって、ｃは０から２^Ｎ−１まで存在し、制御情報ビット系列候補ａ_ｃは、以下の式（８）で表わされる。なお、前述したように、本実施形態ではＮ＝１３である。

つまり、復号部３５７は、式（６）を用いることで、制御情報ビット系列として考えられるすべての系列ａ_ｃ（ｃは、０から２^Ｎ−１）のうち、該系列ａ_ｃを符号化したものと、復調部３５６の出力との差の合計が最も小さくなる系列ａを、制御情報ビットＣＢ’として出力する。

次に復号部３５７が行なう符号化ビットの復号後ＬＬＲの算出法について説明を行う。図２の符号化部１０１でもの説明したように、制御情報ビット系列ベクトルａと、基地局装置３３０で生成される符号化ビット系列ベクトルｂとの関係（Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号による符号化）は式（９）で表わされる

一方、復号部３５７が出力する、復号後の第ｍ符号化ビットのＬＬＲ、Ｌ_ｃｏｄｅ（ｍ）は式（１０）で表わされる。

また、ベイズの定理より、以下の式（１１）が成り立つので、式（１０）は、式（１２）のように変形できる。

さらに、符号化部１０１の符号化によって得られる符号化ビット系列において、０と１の発生確率が等確率であり、復号部３５７に事前情報がない場合、式（１３）が成り立つ。したがって、式（１２）は、式（１４）のように変形できる。

ここで、ｙが、分散σ^２（電力）の正規分布に従う雑音（熱雑音）環境下の受信信号であると仮定すると、次式（１５）が成り立つ。なお、分散σ^２は、受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒごとに算出される値であるので、受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒ毎に異なる値であるときは、平均値を用いるなどする。

上式は、第ｍ符号化ビットが１となる確率を示している。ただし、第ｍ符号化ビットが１となる系列ｘ_ｃは複数存在するため確率の和となっている。第ｍ符号化ビットが０となる確率も同様に与えられるため、これらを用いて、式（１４）は式（１６）のように変形できる。

ここで式（１６）は２^Ｎ個の系列に対し指数計算を行なう必要があるため、演算量が膨大となる。そこで、第ｍ符号化ビットが１および０となる系列ｂ_ｃの中から、ノルムの２乗値が最も小さくなる系列のみを計算する近似を行うと、式（１７）が得られる。

復号部３５７は、この式（１７）を用いて、第ｍ符号化ビットの復号後ＬＬＲを算出する。つまり、復号部３５７は、符号化ビット各々の復号後ＬＬＲを算出する際に、ブロック符号に基づく符号化ビット系列の候補のうち、当該符号化ビットが１である候補であって、復号前ＬＬＲの系列に最も近い候補と、当該符号化ビットが０である候補であって、復号前ＬＬＲの系列に最も近い候補とのみを用いる。具体的には、復号部３５７は、第ｍ符号化ビットが０である符号化ビットＬＬＲ系列各々と、復号前ビットＬＬＲ系列ｙとの距離のうち、最も小さい値（距離）から、第ｍ符号化ビットが１である符号化ビットＬＬＲ系列各々と、受信符号化ビットＬＬＲ系列ｙとの距離のうち、最も小さい値（距離）を減算する。この式（１７）を用いることで、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号においても復号後の符号化ビットＬＬＲを算出することができる。

図１０は、従来および本実施形態におけるＢＬＥＲ（BLock Error Rate、ブロック誤り率）特性を示すグラフである。縦軸はブロック誤り率であり、横軸は平均ＳＮＲ（Signal-to-Noise power Ratio、信号対雑音電力比）である。プロットが白抜きの特性（符号Ｌ１、Ｌ１ｍ、Ｌ１ｍｉ）は受信アンテナが１本（Ｎｒ＝１）の時の特性であり、プロットが塗りつぶしの特性（符号Ｌ２、Ｌ２ｍ、Ｌ２ｍｉ）は受信アンテナが２本（Ｎｒ＝２）の時の特性である。シミュレーションモデルとしては、２０ＭＨｚとし、変調方式はＱＰＳＫ、チャネルモデルはＥｘｔｅｎｄｅｄＴｙｐｉｃａｌＵｒｂａｎモデル、端末装置の移動速度は０ｋｍ／ｈとした。チャネル推定は理想的としている。

プロットが丸の特性（Ｌ１、Ｌ１ｍ、Ｌ２、Ｌ２ｍ）は繰り返し処理を行なわない場合の特性である。また、プロットが丸であり、かつ、破線で示している特性（Ｌ１、Ｌ２）は端末装置数が１の場合の特性、実線で示している特性（Ｌ１ｍ、Ｌ２ｍ）は多重端末装置数が１２の場合の特性である。このように、特性Ｌ１に比べて、特性Ｌ１ｍは全ての平均ＳＮＲに亘ってＢＬＥＲが大きな値である。同様に、特性Ｌ２に比べて、特性Ｌ２ｍは全ての平均ＳＮＲに亘ってＢＬＥＲが大きな値である。すなわち、従来のように繰り返し処理を行わない場合は、多重する端末装置が増えるとＢＬＥＲ特性が劣化している。

一方、プロットが三角形の特性（Ｌ１ｍｉ、Ｌ２ｍｉ）は、多重端末装置数は１２であり、本実施形態（繰り返し処理を１０回行った場合）の特性である。特性Ｌ１ｍに比べて、特性Ｌ１ｍｉは全ての平均ＳＮＲに亘ってＢＬＥＲが小さな値となっている。同様に、特性Ｌ２ｍに比べて、特性Ｌ２ｍｉは全ての平均ＳＮＲに亘ってＢＬＥＲが小さな値となっている。すなわち、繰り返し処理を適用することで誤り率を大幅に改善できることが分かる。

このように、本実施形態によれば、誤り訂正符号に、Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ符号などのブロック符号を用いていても、復号部３５７が復号後の符号化ビットＬＬＲを算出する。そして、算出した符号化ビットＬＬＲを用いてシンボルレプリカ生成部３５９がソフトレプリカを生成し、キャンセル部３５１−１〜３５１−Ｎｒが各符号化ビットの尤度に応じたキャンセルを行えるので、基地局装置３００は繰り返し処理を行うことができる。この結果良好な受信品質を得ることができる。

［第２の実施の形態］
以下、本発明の第２の実施形態を説明する。第２の実施形態における各システム、装置の構成は、第１の実施形態と同様である。ただし、復号部３５７における復号後の符号化ビットＬＬＲの算出方法が異なる。第１の実施形態で示した通り、復号部３５７におけるＬＬＲの算出では、分散σ^２で正規分布（ガウス分布）する雑音が信号に加算されることを仮定している。

しかしながら、検出対象の信号に、他の端末装置の信号が空間多重されている場合、復号部３５７に入力される信号（符号化ビットＬＬＲ）には、希望信号成分と雑音成分の他に、他の端末装置の信号による干渉も含まれている。例えば、熱雑音が小さい場合、式（１７）から算出される復号後ＬＬＲは大きくなる。しかし、干渉が大きい場合、希望信号成分が干渉に埋もれるので、復号後ＬＬＲは本来小さくなるはずである。そこで、本実施形態では、干渉も考慮して復号後ＬＬＲを算出する。

干渉は一般に正規分布しないが、干渉となる信号数（すなわち、同時にＰＵＣＣＨを送信する端末装置数）が多くなるにつれて中心極限定理より正規分布に近づくことが知られている。つまり干渉端末装置数が多い場合、熱雑音と同様、正規分布の式を用いることができる。
繰り返し等化処理を行う場合、第ｕ端末装置の復号に用いる干渉（キャンセル後の残留干渉）と熱雑音の合計電力の分散σ_{ｔｏｔ，ｕ} ^２は、式（１８）で表わされることが知られている（例えば、非特許文献２参照）。

ここでｈ_ｕ（ｋ）は第ｕ端末装置と受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒの間のチャネル（符号化ビットが伝送されたリソースブロックの第ｋサブキャリアの周波数応答）であり、Ｎｒ行１列のベクトルである。ここで第ｋサブキャリアは、１、３〜５、７番目のＯＦＤＭシンボルに対する処理のときは、システム帯域のうち、周波数の小さい方の端のリソースブロックにおける第０〜第１１サブキャリアを示す。また、８、１０〜１２、１４番目のＯＦＤＭシンボルに対する処理のときは、システム帯域のうち、周波数の大きい方の端のリソースブロックにおける第０〜第１１サブキャリアを示す。またＨ（ｋ）は検出対象の端末装置を含むＵ個の端末装置のｈ_ｕ（ｋ）を結合した行列であり、Ｎｒ行Ｕ列で構成される。またσ_{ｎｏｉｓｅ} ^２は熱雑音のみの電力であり、Ｉは、Ｕ行Ｕ列の単位行列である。ｄ_ｕハット（ｎ）はシンボルレプリカ生成部３５９が出力する、第ｕ端末装置のｎ番目のシンボルレプリカである。すなわち、０番目のシンボルレプリカは、１番目のＯＦＤＭシンボルに対応し、１番目のシンボルレプリカは、３番目のＯＦＤＭシンボルに対応し、２番目のシンボルレプリカは、４番目のＯＦＤＭシンボルに対応する。
このようにブロック符号を復号する際の雑音電力の計算に、熱雑音の電力だけではなく干渉電力を考慮した電力σ_ｔｏｔ ^２を算出し、例えば式（１８）のσ^２としてσ_ｔｏｔ ^２を用いることで、精度の高いＬＬＲを算出できるようになる。この結果、伝送特性を改善することができる。

また、繰り返し処理は演算量が多いため、多くのハードウェアを占有する。上述の各実施形態では基地局装置３００は、２つの端末装置１００、２００からＰＵＣＣＨを受信しているが、多くの端末装置からのＰＵＣＣＨが空間多重されることがある。しかし、基地局装置３００が有するハードウェア資源は有限であるため、多重される端末装置すべてに対して、繰り返し処理を行うためのハードウェアを有していないことも有り得る。このような場合、受信品質の高い端末装置の信号を検出する際は繰り返し処理を行なわず、受信品質の低い端末装置の信号を検出する際は繰り返し処理を行う構成としてもよい。受信品質の基準としては、受信参照信号から算出されるＳＩＮＲ（あるいはＳＮＲ）としてもよいし、ＳＯＲＴＤのような送信ダイバーシチを行う端末装置は、受信品質が高いとしてもよい。

また、上述した各実施形態における端末装置１００、２００および基地局装置３００の一部、または全部を典型的には、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。端末装置１００、２００および基地局装置３００の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず、専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。ハイブリッド、モノリシックのいずれでも良い。一部は、ハードウェアにより、一部はソフトウェアにより機能を実現させても良い。
また、半導体技術の進歩により、ＬＳＩに代替する集積回路化等の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

また、上述した各実施形態における端末装置１００、２００および基地局装置３００の各部またはその一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部を実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

本発明は、携帯電話装置を端末装置とする移動通信システムに用いることができるが、これに限定されない。

１０…無線通信システム
１００、２００…端末装置
１０１、１０８…符号化部
１０２、１０９…変調部
１０３…周波数拡散部
１０４…ＤＭＲＳ生成部
１０５…周波数マッピング部
１０６…ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部
１０７…送受信アンテナ
１１０…ＤＦＴ部
１１１…受信部
１６１…ＩＦＦＴ部
１６２…ＣＰ付加部
１６３…Ｄ／Ａ変換部
１６４…アナログ送信処理部
３００…基地局装置
３０１−１〜３０１−Ｎｒ…受信アンテナ
３０２−１〜３０２−Ｎｒ…ＳＣ−ＦＤＭＡ信号受信部
３０３−１〜３０３−Ｎｒ…周波数デマッピング部
３０４…チャネル推定部
３０５…繰り返し処理部
３０６…情報ビット検出部
３０７…送信部
３０８…送信アンテナ
３２１…アナログ受信処理部
３２２…Ａ／Ｄ変換部
３２３…ＣＰ除去部
３２４…ＦＦＴ部
３５１−１〜３５１−Ｎｒ…キャンセル部
３５２…重み生成部
３５３…等化部
３５４…周波数拡散部
３５５…加算部
３５６…復調部
３５７…復号部
３５８…減算部
３５９…シンボルレプリカ生成部
３６０…周波数拡散部
３６１…受信レプリカ生成部

Claims

ブロック符号により誤り訂正された符号化ビットを送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、
前記送信装置から受信した信号について、前記符号化ビット毎の復調結果を生成する復調部と、
前記復調結果に基づき、前記ブロック符号の復号後の尤度を算出する復号部と、
前記復号後の尤度に基づき、シンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを用いて、前記受信した信号から干渉を除去するキャンセル部と
を具備することを特徴とする受信装置。
前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、前記ブロック符号に基づく符号化ビット系列の候補のうち、当該符号化ビットが１である候補であって、前記復号前の尤度の系列に最も近い候補と、当該符号化ビットが０である候補であって、復号前の尤度の系列に最も近い候補とのみを用いることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、雑音として熱雑音を用いることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記復号部は、前記符号化ビット各々の復号後の尤度を算出する際に、熱雑音電力と干渉電力とを併せた電力を用いることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
ブロック符号により符号化された符号化ビットの復号後の尤度を算出する復号後尤度算出装置であって、
前記ブロック符号に基づく符号化ビット系列の候補のうち、当該符号化ビットが１である候補であって、前記復号前の尤度の系列に最も近い候補と、当該符号化ビットが０である候補であって、復号前の尤度の系列に最も近い候補とのみを用いて、前記復号後の尤度を算出すること
を特徴とする復号後尤度算出装置。
ブロック符号により誤り訂正された符号化ビットを送信する送信装置からの信号を受信する受信方法であって、
前記送信装置から受信した信号に基づき、前記符号化ビットの復号前の尤度を算出する復調過程と、
前記復号前の尤度に基づき、前記ブロック符号の復号後の尤度を算出する復号過程と、
前記復号後の尤度に基づき、シンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、
前記シンボルレプリカを用いて、前記受信した信号から干渉を除去するキャンセル過程と
を有することを特徴とする受信方法。