CN114930783A - 无线设备中的均衡和估计处理 - Google Patents

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CN114930783A CN201980102543.5A CN201980102543A CN114930783A CN 114930783 A CN114930783 A CN 114930783A CN 201980102543 A CN201980102543 A CN 201980102543A CN 114930783 A CN114930783 A CN 114930783A
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Abstract

描述涉及用于无线通信的收发机和接收机的毫米波(mmWave)和sub‑mmWave技术、装置和方法。各个方面包括一种通信设备的装置，所述通信设备包括：一个或多个天线，其被配置为接收RF信号；和ADC系统。所述ADC系统包括：1位ADC，其被配置为接收所述射频信号；和ADC控制器电路，其被配置为：关于所述1位ADC的多个阈值测量接收到的RF信号中的正样本的数量；基于所测量的正样本的数量估计与所述接收到的RF信号关联的接收信号功率；使用所估计的接收信号功率确定所述接收到的RF信号中的直流(DC)偏移；以及基于所确定的DC偏移调整所述接收到的RF信号。

Description

无线设备中的均衡和估计处理
技术领域
本公开的一些方面涉及使用用于无线信号的通信的天线和天线结构的无线通信设备(例如，移动设备和基站)。本公开的一些方面涉及根据第5代(5G)无线系统操作的设备。本公开的一些方面涉及根据无线千兆联盟(WiGig)(例如，IEEE 802.11ad)协议或其他802.x协议操作的设备。本公开的一些方面涉及用于针对低精度模数转换器(ADC)的宽带无线通信的联合载波频率偏移和信道估计。本公开的一些方面涉及针对阈值可调整1位ADC的直流(DC)偏移和功率估计。本公开的一些方面涉及在接收机处用混合信号处理的联合均衡和非线性缓解。本公开的一些方面涉及针对用于DC归零的基带处理方法的低功率单载波波形解决方案。
背景技术
用于无线通信的移动设备中的物理空间通常因为这些设备的形数内包括的功能的量所以是宝贵的。除其他原因外，因为需要所辐射的无线电波的空间覆盖以及随着移动设备移动到不同地方而保持信号强度，或者因为用户可能随时以不同方式定向移动设备，所以有挑战性的问题出现。在一些方面中，这可能导致对于大数量的天线、变化的极性、辐射的方向、在变化的时间的所辐射的无线电波的变化的空间分集的需求以及有关需求。
无线通信的普遍性已经继续引起众多有挑战性的问题。具体而言，归因于具有不同需求的各种设备和待使用的频谱，挑战已经随着移动通信系统(例如，5G通信系统)的出现而演变。具体而言，最近归因于授权和免授权带的载波聚合的结合以及mmWave和sub-mmWave带的即将使用，通信中使用的频带的范围已经增加。
mmWave和sub-mmWave无线电前端模块(RFEM)中的挑战是信号转换系统的增加的功耗。于此，使用低精度ADC已经被认为是有前途的架构，以减少用于宽带通信系统的高速和高精度ADC引起的功耗。因使用低精度ADC而引起的强非线性使得载波频率偏移(CFO)估计和信道估计的任务非常困难。具体而言，用于CFO估计的传统技术可能不在宽带通信系统中运作，因为接收信号的分布和同步缺陷的影响与忽略归因于ADC导致的量化误差的传统系统非常不同。为了实现在实践中在低精度ADC的情况下进行操作的宽带通信系统，可以关于不同通信场景(包括无线芯片到芯片通信)开发技术以用于CFO和信道估计二者。
与在例如sub-太赫兹带中操作的芯片到芯片通信系统关联的其他日益关注问题是DC偏移的估计和校正，以避免接收机饱和并改进接收信号功率估计以及使用混合信号处理在接收机处的非线性缓解。
附图说明
图1示出根据一些方面的示例性用户设备。
图1A示出根据一些方面的可以结合图1的设备使用的mmWave系统。
图2示出根据一些方面的示例性基站无线电头。
图3A示出根据一些方面的示例性毫米波通信电路。
图3B示出根据一些方面的图3A所示的示例性发送电路的方面。
图3C示出根据一些方面的图3A所示的示例性发送电路的方面。
图3D示出根据一些方面的图3A所示的示例性射频电路的方面。
图3E示出根据一些方面的图3A中的示例性接收电路的方面。
图4示出根据一些方面的图3A中的示例性可用RF电路。
图5A示出根据一些方面的示例性无线电前端模块(RFEM)的方面。
图5B示出根据一些方面的示例性无线电前端模块的替选方面。
图6示出根据一些方面的图1或图2中可使用的示例性多协议基带处理器。
图7示出根据一些方面的示例性混合信号基带子系统。
图8A示出根据一些方面的示例性数字基带子系统。
图8B示出根据一些方面的示例性基带处理子系统的替选方面。
图9示出根据一些方面的示例性数字信号处理器子系统。
图10A示出根据一些方面的加速器子系统的示例。
图10B示出根据一些方面的替选示例性加速器子系统。
图11A至图11E示出根据一些方面的示例性周期性无线电帧结构。
图12A至12C示出根据一些方面的可以发送或接收的单载波调制方案的星座设计的示例。
图13A和图13B示出根据一些方面的可以发送和接收的单载波调制方案的替选示例性星座设计。
图14示出根据一些方面的用于生成用于传输的多载波基带信号的示例性系统。
图15示出根据一些方面的以网格形式描绘的示例性资源元素。
图16A、图16B、图16C和图16D示出根据一些方面的编码的示例。
图17示出根据一些方面的具有低精度ADC的单输入多输出(SIMO)宽带通信系统。
图18示出根据一些方面的可以用于联合载波频率偏移和信道估计的示例导频信号的信号结构。
图19是根据一些方面的用于联合载波频率偏移和信道估计的示例方法的流程图。
图20示出根据一些方面的载波频率偏移候选集更新的图形表示。
图21和图22示出根据一些方面的与载波频率偏移信道估计技术关联的误帧率的图形表示。
图23示出根据一些方面的1位ADC接收机架构。
图24示出根据一些方面的仿真结果四DC偏移估计的图形表示。
图25是根据一些方面的使用具有闭环训练的联合均衡和非线性缓解的接收机架构的框图。
图26是根据一些方面的使用具有闭环训练和盲校准的联合均衡和非线性缓解的接收机架构的框图。
图27是根据一些方面的使用具有混合信号闭环训练和盲校准的联合均衡和非线性缓解的接收机架构的框图。
图28示出根据一些方面的与非线性缓解关联的误差矢量幅度(EVM)的图形表示。
图29是根据一些方面的使用用于具有共享符号模式的DC归零的技术的发射机架构的框图。
图30是根据一些方面的使用用于基于QAM星座移位的DC归零技术的发射机架构的框图。
图31示出根据一些方面的可以用于DC归零的QAM星座移位的图形表示。
图32示出根据一些方面的通信设备(例如，演进节点B(eNB)、新一代节点B(gNB)、接入点(AP)、无线站(STA)、移动站(MS)或用户设备(UE))的框图。
具体实施方式
随着基于5G mmWave和sub-mmWave通信的进展，若干挑战已经演变(例如，信号转换系统的增加的功耗、受限的通信范围、天线系统的方向性、归因于大气衰减损耗导致的信号衰减和通过固体材料的高衰减)。本文描述的技术可以与数字基带电路、发送电路、接收电路、射频电路、协议处理电路和天线阵列结合使用，以解决与基于5G mmWave和sub-mmWave的通信关联的挑战。
本文利用诸如例如“处理”、“计算(computing)”、“计算(calculating)”、“确定”、“建立”、“分析”、“检查”等之类术语的讨论可以指代操纵表示为计算机的寄存器和/或存储器内的物理(例如，电子)量的数据和/或将其变换为相似地表示为计算机的寄存器和/或存储器或可以存储指令以执行操作和/或进程的其他信息存储介质内的物理量的其他数据的计算机、计算平台、计算系统或其他电子计算设备的操作和/或进程。
如本文所使用的那样，术语“多个(plurality)”和“多个(a plurality)”包括例如“多个(multiple)”或“两个或更多个”。例如，“多个条目”包括两个或更多个条目。
对“一个方面”、“一方面”、“一个示例方面”、“一些方面”、“示范性方面”、“各种方面”等的引用指示如此描述的方面可以包括特定特征、结构或特性，但是并非每个方面必定包括特定特征、结构或特性。此外，重复使用短语“在一个方面中”虽然可以但是不一定指代同一方面。
如本文所使用的那样，除非另外指定，否则使用序数形容词“第一”、“第二”、“第三”等以描述共同对象仅指示相似对象的不同实例被指代，而并非旨在暗示如此描述的对象必须在排序方面或以任何其他方式按无论是时间上、空间上处于给定的顺序。
一些方面可以与各种设备和系统(例如，用户设备(UE)、移动设备(MD)、无线站(STA)、个人计算机(PC)、台式计算机、移动计算机、膝上型计算机、笔记本计算机、平板计算机、服务器计算机、手持计算机、传感器设备、物联网(IoT)设备、可穿戴设备、手持设备、个人数字助理(PDA)设备、手持PDA设备、板载设备、非板载设备、混合设备、车载设备、非车载设备、移动或便携式设备、消费设备、非移动或非便携式设备、无线通信站、无线通信设备、无线接入点(AP)、有线或无线路由器、有线或无线调制解调器、视频设备、音频设备、音频-视频(A/V)设备、有线或无线网络、无线域网、无线视域网(WVAN)、局域网(LAN)、无线LAN(WLAN)、个域网(PAN)、无线PAN(WPAN)等)结合使用。
例如，一些方面可以与根据现有IEEE 802.11标准(包括IEEE802.11-2016(IEEE802.11-2016,IEEE Standard for Information technology--Telecommunications andinformation exchange between systems Local and metropolitan area networks--Specific requirements Part11:Wireless LAN Medium Access，2016年12月7日)；IEEE802.11ay(P802.11ay Standard for Information Technology--Telecommunications and Information Exchange Between Systems Local andMetropolitan Area Networks--Specific Requirements Part 11:Wireless LAN MediumAccess Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications--Amendment:EnhancedThroughput for Operation in License-Exempt Bands Above 45GHz))和/或其未来版本和/或其衍生版本进行操作的设备和/或网络、根据现有WiFi联盟(WFA)点到点(P2P)规范(包括WiFi P2P technical specification,version 1.5，2015年8月4日)和/或其未来版本和/或其衍生版本进行操作的设备和/或网络、根据现有无线千兆联盟(WGA)规范(包括Wireless Gigabit Alliance,Inc WiGig MAC and PHY Specification Version 1.1，2011年4月，最终规范)和/或其未来版本和/或其衍生版本进行操作的设备和/或网络、根据现有蜂窝规范和/或协议(例如，第3代合作伙伴计划(3GPP),3GPP长期演进(LTE))和/或其未来版本和/或其衍生版本进行操作的设备和/或网络和/或作为上述网络的部分的单元和/或设备等结合使用。
一些方面可以与单向和/或双向无线电通信系统、蜂窝无线电电话通信系统、移动电话、蜂窝电话、无线电话、个人通信系统(PCS)设备、包括无线通信设备、移动或便携式全球定位系统(GPS)设备的PDA设备、包括GPS接收机或收发机或芯片的设备、包括RFID元件或芯片的设备、多输入多输出(MIMO)收发机或设备、单输入多输出(SIMO)收发机或设备、多输入单输出(MISO)收发机或设备、具有一个或多个内部天线和/或外部天线的设备、数字视频广播(DVB)设备或系统，多标准无线电设备或系统，有线或无线手持设备(例如，智能电话)、无线应用协议(WAP)设备等结合使用。
一些方面可以与一种或多种类型的无线通信信号和/或系统(例如，射频(RF)、红外线(IR)、频分复用(FDM)、正交FDM(OFDM),正交频分多址(OFDMA),空分多址(SDMA),FDM时分复用(TDM),时分多址(TDMA),多用户MIMO(MU-MIMO),扩展TDMA(E-TDMA)、通用分组无线业务(GPRS)、扩展GPRS、码分多址(CDMA)、宽带CDMA(WCDMA)、CDMA 2000、单载波CDMA、多载波CDMA、多载波调制(MDM)、离散多音(DMT)、蓝牙、全球定位系统(GPS)、Wi-Fi、Wi-Max、ZigBeeTM、超宽带(UWB)、全球移动通信系统(GSM)、2G、2.5G、3G、3.5G、4G、第五代(5G)移动网络、3GPP、长期演进(LTE)、高级LTE、增强型数据速率GSM演进(EDGE)等)结合使用。其他方面可以用在与例如基于mmWave和sub-mmWave的通信关联的各种其他设备、系统和/或网络中。
如本文所使用的那样，术语“无线设备”包括例如能够进行无线通信的设备、能够进行无线通信的通信设备、能够进行无线通信的通信站、能够进行无线通信的便携式或非便携式设备等。在一些示范性方面中，无线设备可以是或可以包括与计算机集成的外围设备或附接到计算机的外围设备。在一些示范性方面中，术语“无线设备”可以可选地包括无线服务。
如本文关于通信信号使用的术语“传递”包括发送通信信号和/或接收通信信号。例如，能够传递通信信号的通信单元可以包括用于将通信信号发送到至少一个其他通信单元的发射机和/或用于从至少一个其他通信单元接收通信信号的通信接收机。动词传递可以用以指代发送的动作和/或接收的动作。在一个示例中，短语“传递信号”可以指代由第一设备发送信号的动作，并且可以不一定包括由第二设备接收信号的动作。在另一示例中，短语“传递信号”可以指代由第一设备接收信号的动作，并且可以不一定包括由第二设备发送信号的动作。
一些示范性方面可以与WLAN(例如，WiFi网络)结合使用。其他方面可以与任何其他合适的无线通信网络(例如，无线域网、“微微网”、WPAN、WVAN等)结合使用。
一些示范性方面可以与在高于45吉赫兹(GHz)的频带(例如，60GHz)上或太赫兹频带内(例如，在300GHz至10THz之间)进行通信的无线通信网络结合使用。然而，其他方面可以利用任何其他合适的无线通信频带(例如，极高频(EHF)带(毫米波(mmWave)频带)(例如，20GHz至300GHz之间的频带内的频带)、45GHz以上的频带、20GHz以下的频带(例如，Sub1GHz(S1G)带)、2.4GHz带、5GHz带、WLAN频带、WPAN频带，根据WGA规范的频带等)加以实现。
如本文所使用的那样，术语“电路”例如可以指代专用集成电路(ASIC)、集成电路、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享、专用或群组)和/或存储器(共享、专用或群组)、组合逻辑电路和/或提供所描述的功能的其他合适的硬件组件，成为其部分或包括它们。在一些方面中，电路可以包括至少部分可在硬件中操作的逻辑。在一些方面中，电路可以实现为无线电虚拟机(RVM)的部分和/或无线电虚拟机(RVM)的形式(例如，实现为被配置为执行代码以配置一个或多个无线电组件的一个或多个操作和/或功能的无线电处理器(RP)的部分)。
术语“逻辑”例如可以指代嵌入在计算装置的电路中的计算逻辑和/或存储在计算装置的存储器中的计算逻辑。例如，逻辑可以由计算装置的处理器可访问，以执行计算逻辑从而执行计算功能和/或操作。在一个示例中，逻辑可以嵌入在各种类型的存储器和/或固件(例如，各种芯片和/或处理器的硅块)中。逻辑可以包括于各种电路中和/或实现为各种电路(例如，无线电电路、接收机电路、控制电路、发射机电路、收发机电路、处理器电路等)的部分。在一个示例中，逻辑可以嵌入在易失性存储器和/或非易失性存储器(包括随机存取存储器、只读存储器、可编程存储器、磁存储器、闪存、永久存储器等)中。逻辑可以由一个或多个处理器使用耦合到例如对于执行逻辑是必要的一个或多个处理器的存储器(例如，寄存器、缓冲器、堆栈等)执行。
如本文所使用的那样，术语“天线”可以包括一个或多个天线元件、组件、单元、组装和/或阵列的任何合适的配置、结构和/或布置。在一些方面中，天线可以使用分离的发送和接收天线元件实现发送和接收功能。在一些方面中，天线可以使用公共和/或集成的发送/接收元件实现发送和接收功能。天线可以包括例如相控阵列天线、单元件天线、切换波束天线集合等。
如本文所使用的短语“点到点(PTP)通信”可以涉及设备之间的无线链路(“点到点链路”)上的设备到设备通信。PTP通信可以包括例如WiFi直接(WFD)通信(例如，WFD点到点(P2P)通信、服务质量(QoS)基本服务集(BSS)内的直接链路上的无线通信、隧道直接链路建立(TDLS)链路、独立基本服务集(IBSS)中的STA到STA通信等)。
本文关于WiFi通信描述一些示范性方面。然而，可以关于任何其他通信方案、网络、标准和/或协议实现其他方面。
在一些示范性方面中，无线通信设备可以实现例如如下所描述的毫米波(mmWave)或sub-mmWave无线电前端模块(RFEM)。
毫米波可以定义为跨越大约30GHz到大约300GHz的频率范围，并且在实践中当前覆盖若干离散授权和免授权带。sub-毫米波可定义为跨越太赫兹带(0.3THz至10THz)的频率范围。与mmWave通信相似，太赫兹带的sub-mmWave通信可用作移动回程，以用于在基站之间传送大带宽信号以及芯片到芯片通信。
当前可用的免授权mmWave频带处于60GHz的附近。授权带很可能包括28GHz、39GHz、73GHz和120GHz。这些带的可用性和每个频带的具体频率范围因监管管辖区而变化，并且在一些情况下(特别是对于授权带操作)，在一些国家针对法规仍然存在显著不确定性。在太赫兹带中使用sub-mmWave通信的通信试验正在进行中。与基于mmWave和基于sub-mmWave的通信关联的挑战包括增加的功耗、受限的范围、因为使用常规缆线而不是迹线而导致的信号损耗以及在关于波束成形集成多个天线的情况下的挑战。(例如，与在太赫兹带中操作的sub-mmWave通信系统的增加的功耗有关的)这些挑战中的一些在本公开中根据一些方面如下所述得以解决，并且可以包括使用联合载波频率偏移和信道估计以用于具有低精度ADC的宽带无线通信、具有阈值可调整1位ADC的DC偏移和功率估计、具有混合信号处理的接收机处的联合均衡和非线性缓解以及具有用于DC归零的基带处理方法的低功率单载波波形解决方案。
图1示出根据一些方面的示例性用户设备。用户设备100在一些方面中可以是移动设备，并且包括应用处理器105、基带处理器110(也称为基带子系统)、无线电前端模块(RFEM)115、存储器120、连接性子系统125、近场通信(NFC)控制器130、音频驱动器135、相机驱动器140、触摸屏145、显示器驱动器150、传感器155、可拆卸存储器160、功率管理集成电路(PMIC)165和智能电池170。
在一些方面中，应用处理器105可以包括例如一个或多个中央处理单元(CPU)核和以下中的一个或多个：缓存存储器、低压降电压调节器(LDO)、中断控制器、串行接口(例如，SPI、I2C或通用可编程串行接口子系统)、实时时钟(RTC)、定时器计数器(包括间隔和看门狗定时器)、通用IO、存储器卡控制器(例如，SD/MMC或相似物)、USB接口、MIPI接口和/或联合测试访问群组(JTAG)测试访问端口。
在一些方面中，基带处理器110例如可以实现为包括一个或多个集成电路的焊接基板、焊接到主电路板的单个封装集成电路和/或包括两个或多个集成电路的多芯片模块。
mmWave和sub-mmWave技术的应用可以包括例如WiGig和未来的5G，但是mmWave和sub-mmWave技术可以适用于各种电信系统。mmWave和sub-mmWave技术对于短距离电信系统可能是尤其有吸引力的。WiGig设备在免授权60GHz带中进行操作，而5G毫米波预计最初在授权28GHz和39GHz带中进行操作。图1A中示出mmWave/sub-mmWave系统中的示例基带子系统110和RFEM 115的框图。
图1A示出根据本公开的一些方面的可以结合图1的设备100使用的mmWave/sub-mmWave系统100A。系统100A包括两个组件：基带子系统110和一个或多个无线电前端模块(RFEM)115。RFEM 115可以由单个同轴缆线190连接到基带子系统110，同轴缆线190提供调制中频(IF)信号、DC功率、时钟信号和控制信号。
基带子系统110并未完整示出，但是图1A示出模拟前端的实现。这包括：发射机(TX)部191A，其具有去往中频(IF)(在当前实现中大约10GHz)的上变频器173；接收机(RX)部191B，其具有从IF到基带的下变频175；控制和复用电路177，其包括组合器，以将发送和接收信号复用/解复用到单个缆线190上。此外，功率三通电路192(其包括分立式组件)包括于基带电路板上，以为RFEM 115提供DC功率。在一些方面中，TX部和RX部的组合可以称为收发机，本文所描述的类型的一个或多个天线或天线阵列可以耦合到该收发机。
RFEM 115可以是包括多个印刷天线和包含多个无线电链的一个或多个RF设备的小电路板，其包括去往毫米波频率的上变频/下变频174、功率组合器/划分器176、可编程相移178和功率放大器(PA)180、低噪声放大器(LNA)182以及控制和功率管理电路184A和184B。这种布置可能不同于Wi-Fi或蜂窝实现，Wi-Fi或蜂窝实现通常使所有RF和基带功能集成到单个单元中并且仅天线经由同轴缆线远程连接。
同轴缆线在毫米波频率处的非常大的功率损耗可以驱动这种架构差异。这些功率损耗可以减少天线处的发送功率并减少接收灵敏度。为了避免这个问题，在一些方面中，PA180和LNA 182可以移动到具有集成天线的RFEM 115。此外，RFEM 115可以包括上变频/下变频174，使得同轴缆线190上的IF信号可以处于较低频率处。下文讨论用于mmWave/sub-mmWave 5G设备、技术和特征的附加系统上下文。
图2示出根据一些方面的示例性基站或基础设施设备无线电头。基站无线电头200可以包括以下中的一个或多个：应用处理器205、基带处理器210、一个或多个无线电前端模块215、存储器220、功率管理集成电路(PMIC)225、功率三通电路230、网络控制器235、网络接口连接器240、卫星导航接收机(例如，GPS接收机)245和用户接口250。
在一些方面中，应用处理器205可以包括一个或多个CPU核以及以下中的一个或多个：缓存存储器、低压降电压调节器(LDO)、中断控制器、串行接口(例如，SPI、I2C或通用可编程序的串行接口)、实时时钟(RTC)、定时器计数器(包括间隔和看门狗定时器)、通用IO、存储卡控制器(例如SD/MMC或相似物)、USB接口、MIPI接口和联合测试访问群组(JTAG)测试访问端口。
在一些方面中，基带处理器210可以例如实现为包括一个或多个集成电路的焊接基板、焊接到主电路板的单个封装集成电路或包括两个或多个集成电路的多芯片子系统。
在一些方面中，存储器220可以包括以下中的一个或多个：易失性存储器(包括动态随机存取存储器(DRAM)和/或同步DRAM(SDRAM))和非易失性存储器(NVM)(包括高速电可擦除存储器(通常称为闪存)、相变随机存取存储器(PRAM)、磁阻随机存取存储器(MRAM)和/或三维交叉点存储器)。存储器220可以实现为焊接封装集成电路、插座式存储器模块和插入式存储器卡中的一个或多个。
在一些方面中，功率管理集成电路225可以包括一个或多个电压调节器、浪涌保护器、功率警报检测电路和一个或多个备用电源(例如，电池或电容器)。功率警报检测电路可以检测节电(欠压)和浪涌(过压)状况中的一个或多个。
在一些方面中，功率三通电路230可以提供从网络缆线抽取的电力。功率三通电路230可以使用单个缆线向基站无线电头200提供电源和数据连接性。
在一些方面中，网络控制器235可以使用标准网络接口协议(例如，以太网)提供对网络的连接性。可以使用作为电气(通常称为铜互连)、光学或无线之一的物理连接提供网络连接性。
在一些方面中，卫星导航接收机245可以包括用于接收和解码由一个或多个导航卫星星座(例如，全球定位系统(GPS)、Globalnaya Navigatsionnaya SputnikovayaSistema(GLONASS)、伽利略和/或北斗)发送的信号的电路。接收机245可以向应用处理器205提供可以包括位置数据或时间数据中的一个或多个的数据。时间数据可以由应用处理器205使用，以与其他无线电基站或基础设施设备同步操作。
在一些方面中，用户接口250可以包括一个或多个按钮。按钮可以包括重置按钮。用户接口250可以还包括一个或多个指示器(例如，LED和显示屏)。
图3A示出根据一些方面的示例性mmWave/sub-mmWave通信电路；图3B和图3C示出根据一些方面的图3A所示的发送电路的方面；图3D示出根据一些方面的图3A所示的射频电路的方面；图3E示出根据一些方面的图3A中的接收电路的方面。图3A所示的毫米波通信电路300可以根据功能替代地分组。图3A所示的组件提供于此以用于说明目的，并且可以包括图3A中未示出的其他组件。
毫米波通信电路300可以包括协议处理电路305(或处理器)或用于处理的其他装置。协议处理电路305可以实现一个或多个介质接入控制(MAC)、无线电链路控制(RLC)、分组数据汇聚协议(PDCP)、无线电资源控制(RRC)和非接入层(NAS)功能等。协议处理电路305可以包括用于执行指令的一个或多个处理核和用于存储程序和数据信息的一个或多个存储器结构。
毫米波通信电路300可以还包括数字基带电路310。数字基带电路310可以实现物理层(PHY)功能，其包括以下中的一个或多个：混合自动重复请求(HARQ)功能、加扰和/或解扰、编码和/或解码、层映射和/或解映射、调制符号映射、接收符号和/或位度量确定、多天线端口预编码和/或解码(其可以包括空时、空频或空间编码中的一个或多个)、参考信号生成和/或检测、前导序列生成和/或解码、同步序列生成和/或检测、控制信道信号盲解码以及其他相关功能。
毫米波通信电路300可以还包括发送电路315、接收电路320和/或天线阵列电路330。毫米波通信电路300可以还包括RF电路325。在一些方面中，RF电路325可以包括用于发送和/或接收的一个或多个并行RF链。RF链中的每一个可以连接到天线阵列电路330的一个或多个天线。
在一些方面中，协议处理电路305可以包括控制电路的一个或多个实例。控制电路可以为数字基带电路310、发送电路315、接收电路320和/或RF电路325中的一个或多个提供控制功能。
图3B和图3C示出根据一些方面的图3A所示的发送电路的方面。图3B所示的发送电路315可以包括数模转换器(DAC)340、模拟基带电路345、上变频电路350和/或滤波和放大电路355中的一个或多个。DAC 340可以将数字信号转换为模拟信号。模拟基带电路345可以执行如下指示的多种功能。上变频电路350可以将来自模拟基带电路345的基带信号上变频到RF频率(例如，mmWave/sub-mmWave频率)。滤波和放大电路355可以对模拟信号进行滤波和放大。控制信号可以提供于DAC 340、模拟基带电路345、上变频电路350和/或滤波和放大电路355中的一个或多个与协议处理电路305之间。
图3C所示的发送电路315可以包括数字发送电路365和RF电路370。在一些方面中，来自滤波和放大电路355的信号可以提供给数字发送电路365。如上，控制信号可以提供于协议处理电路305与一个或多个数字发送电路365和RF电路370之间。
图3D示出根据一些方面的图3A所示的射频电路的方面。射频电路325可以包括无线电链电路372的一个或多个实例，其在一些方面中可以包括一个或多个滤波器、功率放大器、低噪声放大器、可编程移相器和电源。
在一些方面中，射频电路325可以还包括功率组合和划分电路374。在一些方面中，功率组合和划分电路374可以双向操作，使得同一物理电路可以被配置为当设备正在发送时操作为功率划分器，而当设备正在接收时操作为功率组合器。在一些方面中，功率组合和划分电路374可以包括一个或多个完全或部分分离的电路，以当设备正在发送时执行功率划分，而当设备正在接收时执行功率组合。在一些方面中，功率组合和划分电路374可以包括无源电路，其包括布置成树的一个或多个双向功率划分器/组合器。在一些方面中，功率组合和划分电路374可以包括有源电路，其包括放大器电路。
在一些方面中，射频电路325可以连接到图3A中的发送电路315和接收电路320。射频电路325可以经由一个或多个无线电链接口376和/或组合无线电链接口378连接到发送电路315和接收电路320。在一些方面中，一个或多个无线电链接口376可以提供对均与单个天线结构关联的一个或多个接收或发送信号的一个或多个接口。在一些方面中，组合无线电链接口378可以提供对均与天线结构群组关联的一个或多个接收或发送信号的单个接口。
图3E示出根据一些方面的图3A中的接收电路的方面。接收电路320可以包括并行接收电路382中的一个或多个和/或组合接收电路384中的一个或多个。在一些方面中，一个或多个并行接收电路382和一个或多个组合接收电路384可以包括一个或多个中频(IF)下变频电路386、IF处理电路388、基带下变频电路390、基带处理电路392和模数转换器(ADC)电路394。如本文所使用的那样，术语“中频”、“频率”指代如在发送、接收和/或信号处理中的中间步骤中载波频率(或频率信号)移位到的频率。IF下变频电路386可以将接收到的RF信号变频到IF。IF处理电路388可以例如经由滤波和放大处理IF信号。基带下变频电路390可以将来自IF处理电路388的信号变频到基带。基带处理电路392可以例如经由滤波和放大处理基带信号。ADC电路394可以将处理后的模拟基带信号转换为数字信号。
图4示出根据一些方面的图3A的示例性RF电路。在一方面中，(在图4中使用附图标记425描绘的)图3A中的RF电路325可以包括以下中的一个或多个：IF接口电路405、滤波电路410、上变频和下变频电路415、合成器电路420、滤波和放大电路424、功率组合和划分电路430以及无线电链电路435。
图5A和图5B示出根据一些方面的可在图1和图2所示的电路中使用的无线电前端模块的方面。图5A示出根据一些方面的无线电前端模块(RFEM)的方面。RFEM 500包括毫米波RFEM 505和一个或多个超6吉赫兹射频集成电路(RFIC)515和/或一个或多个sub-6吉赫兹RFIC 522。在该方面中，一个或多个sub-6吉赫兹RFIC 515和/或一个或多个sub-6吉赫兹RFIC 522可以与毫米波RFEM 505物理分离。RFIC 515和522可以包括对一个或多个天线520的连接。RFEM 505可以包括多个天线510。
图5B示出根据一些方面的无线电前端模块的替选方面。在该方面中，毫米波和sub-6吉赫兹无线电功能可以实现于同一物理无线电前端模块(RFEM)530中。RFEM 530可以包括毫米波天线535和sub-6吉赫兹天线540二者。
图6示出根据一些方面的可在图1或图2所示的系统和电路中使用的多协议基带处理器600。在一方面中，基带处理器可以包含一个或多个数字基带子系统640A、640B、640C、640D，本文也统称为数字基带子系统640。
在一方面中，一个或多个数字基带子系统640A、640B、640C、640D可以经由互连子系统665耦合到CPU子系统670、音频子系统675和接口子系统680中的一个或多个。在一方面中，一个或多个数字基带子系统640可以经由互连子系统645耦合到数字基带接口660A、660B和混合信号基带子系统635A、635B中的每一个中的一个或多个。
在一方面中，互连子系统665和645可以均包括总线点对点连接和片上网络(NOC)结构中的每一个中的一个或多个。在一方面中，音频子系统675可以包括以下中的一个或多个：数字信号处理电路、缓冲存储器、程序存储器、语音处理加速器电路、数据转换器电路(例如，模数和数模转换器电路)和模拟电路(包括放大器和滤波器中的一个或多个)。
图7示出根据一些方面的混合信号基带子系统700的示例。在一方面中，混合信号基带子系统700可以包括以下中的一个或多个：IF接口705、模拟IF子系统710、下变频器和上变频器子系统720、模拟基带子系统730、数据转换器子系统735、合成器725和控制子系统740。
图8A示出根据一些方面的数字基带处理子系统801。图8B示出根据一些方面的数字基带处理子系统802的替选方面。
在图8A的方面中，数字基带处理子系统801可以包括以下中的每一个中的一个或多个：数字信号处理器(DSP)子系统805A、805B、……805N、互连子系统835、引导加载器子系统810、共享存储器子系统815、数字I/O子系统820和数字基带接口子系统825。
在图8B的方面中，数字基带处理子系统802可以包括以下中的每一个中的一个或多个：加速器子系统845A、845B、…845N、缓冲存储器850A、850B、…850N、互连子系统835、共享存储器子系统815、数字I/O子系统820、控制器子系统840和数字基带接口子系统825。
在一方面中，引导加载程序子系统810可以包括数字逻辑电路，其被配置为执行程序存储器以及与一个或多个DSP子系统805中的每一个关联的运行状态的配置。一个或多个DSP子系统805中的每一个的程序存储器的配置可以包括：从数字基带处理子系统801和802外部的存储器加载可执行程序代码。与一个或多个DSP子系统805中的每一个关联的运行状态的配置可以包括：将可以被包括到一个或多个DSP子系统805中的每一个中的至少一个DSP核的状态设置为其未运行的状态，并且将可以被包括到一个或多个DSP子系统805中的每一个中的至少一个DSP核的状态设置为它从预定义的存储器位置开始执行程序代码的状态。
在一方面中，共享存储器子系统815可以包括以下中的一个或多个：只读存储器(ROM)、静态随机存取存储器(SRAM)、嵌入式动态随机存取存储器(eDRAM)和/或非易失性随机存取存储器(NVRAM)。
在一方面中，数字I/O子系统820可以包括以下中的一个或多个：串行接口(例如，内部集成电路(I2C)、串行外围接口(SPI)或其他1、2或3有线串行接口)、并行接口(例如，通用输入输出(GPIO)、寄存器访问接口和直接存储器访问(DMA))。在一方面中，在数字I/O子系统820中实现的寄存器访问接口可以允许数字基带处理子系统801外部的微处理器核读取和/或写入控制和数据寄存器和存储器中的一个或多个。在一方面中，在数字I/O子系统820中实现的DMA逻辑电路可以允许在存储器位置(包括数字基带处理子系统801内部和外部的存储器位置)之间传送连续数据块。
在一方面中，数字基带接口子系统825可以在基带处理子系统与数字基带处理子系统801外部的混合信号基带或射频电路之间提供数字基带样本的传送。在一方面中，由数字基带接口子系统825传送的数字基带样本可以包括同相和正交(I/Q)样本。
在一方面中，控制器子系统840可以包括控制和状态寄存器以及控制状态机中的每一个中的一个或多个。在一方面中，控制和状态寄存器可以经由寄存器接口访问，并且可以提供以下中的一个或多个：控制状态机的启动和停止操作、将控制状态机重置为默认状态、配置可选处理特征、和/或配置中断的生成并报告操作状态。在一方面中，一个或多个控制状态机中的每一个可以控制一个或多个加速器子系统845中的每一个的操作顺序。在同一基带子系统中可以存在图8A和图8B二者的实现的示例。
图9示出根据一些方面的数字信号处理器(DSP)子系统900。
在一方面中，DSP子系统900可以包括以下中的一个或多个：DSP核子系统905、本地存储器910、直接存储器访问(DMA)子系统915、加速器子系统920A、920B…920N、外部接口子系统925、功率管理电路930和互连子系统935。
在一方面中，本地存储器910可以包括只读存储器、静态随机存取存储器或嵌入式动态随机存取存储器中的每一个中的一个或多个。
在一方面中，DMA子系统915可以提供寄存器和控制状态机电路，其适用于在存储器位置(包括DSP子系统900内部和外部的存储器位置)之间传送数据块。
在一方面中，外部接口子系统925可以提供DSP子系统900外部的微处理器系统对可以在DSP子系统900中实现的存储器、控制寄存器和状态寄存器中的一个或多个的访问。在一方面中，外部接口子系统925可以在DMA子系统915和DSP核子系统905中的一个或多个的控制下提供本地存储器910与DSP子系统900外部的存储之间的数据的传送。
图10A示出根据一些方面的加速器子系统1000的示例。图10B示出根据一些方面的加速器子系统1000的示例。
在一方面中，加速器子系统1000可以包括控制状态机1005、控制寄存器1010、存储器接口1020、便签式存储器1025、计算引擎1030A…1030N和数据流接口1035A、1035B中的每一个中的一个或多个。
在一方面中，控制寄存器1010可以配置和控制加速器子系统1000的操作，其可以包括以下中的一个或多个：通过启用寄存器位启用或禁用操作，通过写入暂停寄存器位暂停进程内操作，提供参数以配置计算操作，提供存储器地址信息以标识一个或多个控制和数据结构的位置，配置中断的生成，或其他控制功能。
在一方面中，控制状态机1005可以控制加速器子系统1000的操作顺序。
图11A-图11D示出根据一些方面的帧格式。
图11A示出根据一些方面的周期性无线电帧结构1100。无线电帧结构1100具有预定持续时间并且以周期性方式重复，其中，重复间隔等于预定持续时间。无线电帧结构1100划分为两个或更多个子帧1105。在一方面中，子帧1105可以是可以不相等的预定持续时间。在替选方面中，子帧1105可以是动态确定的并且在无线电帧结构1100的后续重复之间变化的持续时间。
图11B示出根据一些方面的使用频分双工(FDD)的周期性无线电帧结构。在FDD的方面中，下行链路无线电帧结构1110由基站或基础设施设备发送到一个或多个移动设备，并且上行链路无线电帧结构1115由一个或多个移动设备的组合发送到基站。
可以在一些方面中使用的无线电帧结构的另一示例在图11D中示出。在该示例中，无线电帧1100具有10ms的持续时间。无线电帧1100划分为均持续时间0.1ms且从0到99编号的时隙1125、1135。此外，编号为2i和2i+1(其中，i是整数)的每对相邻时隙1125、1135称为子帧。
在一些方面中，时间间隔可以通过Ts为单位表示，其中，Ts定义为1/(75,000×2048)秒。在图11D中，无线电帧定义为具有持续时间1,536,600xTs，而时隙定义为具有持续时间15,366xTs。
在使用图11D的无线电帧格式的一些方面中，每个子帧可以包括下行链路控制信息、下行链路数据信息、上行链路控制信息和/或上行链路数据信息中的一个或多个的组合。可以为每个子帧独立地选择信息类型和方向的组合。
可以在一些方面中使用的无线电帧结构的示例在图11E中示出，图11E示出下行链路帧1150和上行链路帧1155。根据一些方面，下行链路帧1150和上行链路帧1155可以具有10ms的持续时间，并且上行链路帧1155可以通过相对于下行链路帧1150的时间超前1160得以发送。
根据一些方面，下行链路帧1150和上行链路帧1155可以均划分为在持续时间方面可以是1ms的两个或更多个子帧1165。根据一些方面，每个子帧1165可以由1170中的一个或多个时隙组成。
在一些方面中，根据图11D和图11E的示例，时间间隔可以通过Ts为单位表示。
根据图11D所示示例的一些方面，Ts可以定义为1/(30,720×1000)秒。根据图11D的一些方面，无线电帧可以定义为具有30,720.Ts的持续时间，并且时隙可以定义为具有15,360.Ts的持续时间。
根据图11E所示示例的一些方面，Ts可以定义为Ts＝1/(Δfmax.Nf)，其中，fmax＝480×103并且Nf＝4,096。
根据图11E所示的示例的一些方面，时隙的数量可以基于与用于传输的多载波信号的子载波之间的频率间隔相关的参量集参数确定。
图12A至图12C示出根据一些方面的可以发送或接收的单载波调制方案的星座设计的示例。星座点1200示出于分别表示载波频率处的正弦的幅度并且在相位上彼此分离达90度的直交同相和正交轴上。
图12A表示称为二进制相移键控(BPSK)的包括两个点1200的星座。图12B表示称为正交相移键控(QPSK)的包括四个点1200的星座。图12C表示称为具有16个点的正交幅度调制(QAM)(16QAM或QAM16)的包括16个点1200的星座。可以相似地构造包括例如64、256或1024个点的高阶调制星座。
在图12A-图12C中描绘的星座中，二进制码1220使用方案分配给星座的点1200，使得彼此分离达最小欧几里得距离的最近邻点1200(即，成对的点1200)具有差别仅一个二进制数字的所分配的二进制码1220。例如，在图12C中，分配码1000的点具有分配均与1000差别仅一位的码1001(例如，参考1200)、0000、1100和1010的最近邻点。
图13A和图13B示出根据一些方面的可以发送和接收的单载波调制方案的替选星座设计的示例。图13A的星座点1300和1315示出于分别表示载波频率处的正弦的幅度并且在相位上彼此分离达90度的直交同相和正交轴上。
在一方面中，图13A所示示例的星座点1300可以被布置成正方形网格，并且可以被布置为使得在每对最近邻星座点之间同相和正交平面上存在相等的距离。在一方面中，可以选取星座点1300，使得存在距任何所允许的星座点的同相和正交平面的原点存在预定最大距离，该最大距离由圆1310表示。在一方面中，所允许的星座点的集合可以排除将落入正方形网格的角落处的1305中的正方形区域内的那些星座点。
图13B的星座点1300和1315示出于分别表示载波频率处的正弦的幅度并且在相位上彼此分离达90度的直交同相和正交轴上。在一方面中，星座点1315分组为两个或更多个星座点集合，每个集合的点被布置为具有距同相和正交平面的原点相等的距离并且位于以原点为中心的圆1320的集合之一上。
图14示出根据一些方面的用于生成用于传输的多载波基带信号的系统的示例。在该方面中，数据1430可以输入到编码器1400，以生成编码数据1435。编码器1400可以执行检错、纠错、速率匹配和交织中的一个或多个的组合。编码器1400可以进一步执行加扰的步骤。
在一方面中，编码数据1435可以输入到调制映射器1405，以生成复值调制符号1440。调制映射器1405可以根据一个或多个映射表将从编码数据1435选择的包括一个或多个二进制数字的群组映射到复值调制符号。
在一方面中，复值调制符号1440可以输入到层映射器1410，以映射到一个或多个层映射调制符号流1445。将复值调制符号1440的流表示为d(i)，其中，i表示序列编号索引，并且将一个或多个层映射符号流1445表示为x(k)(i)，其中，k表示流编号索引并且i表示序列编号索引，用于单个层的层映射函数可以表示为：
x(0)(i)＝d(i)
并且用于两个层的层映射可以表示为：
x(0)(i)＝d(2i)
x(1)(i)＝d(2i+1)
对于多于两个的层，可以相似地表示层映射。
在一方面中，层映射调制符号流1445中的一个或多个流可以输入到预编码器1415，预编码器1415生成一个或多个预编码符号流1450。将层映射符号1445的一个或多个流表示为矢量块：
[x(0)(i)…x(υ-1)(i)]T
其中，i表示0到
Figure BDA0003663560290000211
的范围中的序列编号索引，输出表示为矢量块：
[z(0)(i)…z(P-1)(i)]T
其中，i表示0到
Figure BDA0003663560290000212
的范围中的序列编号索引。
预编码操作可以被配置为包括以下之一：使用单个天线端口的直接映射、使用空时块编码的发送分集、或空间复用。
在一方面中，每个预编码符号流1450可以输入到资源映射器1420，资源映射器1420生成资源映射符号流1455。资源映射器1420可以根据映射(其根据映射码可以包括连续块映射、随机映射或稀疏映射)将预编码符号映射到频域子载波和时域符号。
在一方面中，资源映射符号1455可以输入到多载波生成器1425，多载波生成器1425生成时域基带符号1460。多载波生成器1425可以使用例如通常实现为快速傅里叶逆变换(FFT)或包括一个或多个滤波器的滤波器组的逆离散傅里叶变换(DFT)生成时域符号。在一方面中，其中，资源映射符号1455表示为sk(i)，其中，k是子载波索引并且i是符号编号索引，时域复基带符号x(t)可以表示为x(t)＝∑ksk(i)pT(t-Tsym)exp[j2πfk(t-Tsym-τk)]，其中，pT(t)是原型滤波器函数，Tsym是符号周期的开始时间，τk是子载波依赖时间偏移，并且fk是子载波k的频率。
原型函数pT(t)可以是例如矩形时域脉冲、高斯时域脉冲或任何其他合适的函数。
在一些方面中，包括频域中的子载波和时域中的符号间隔的发送信号的子分量可以称为资源元素。
图15示出根据一些方面的以网格形式描绘的资源元素1505。在一些方面中，资源元素可以分组为矩形块，其包括频域中的多个子载波(例如，12个子载波)和时域中的一个时隙中包含的数量P的符号。数量P可以是6、7或任何其他合适数量的符号。在图15的描绘中，资源块1500内的每个资源元素1505可以索引为(k，l)，其中，k是范围0到NxM-1中的子载波的索引编号，其中，N是资源块中的子载波的数量，并且M是资源块的数量。
图16A、图16B、图16C和图16D示出根据一些方面的编码的示例。图16A示出可以在一些方面中使用的编码过程1600的示例。编码过程1600可以包括一个或多个物理编码过程1605，其可以用以为可以编码数据或控制信息的物理信道提供编码。编码过程1600可以还包括复用和交织1635，其通过组合可以包括数据信息和控制信息中的一个或多个并且可以已经由一个或多个物理编码过程1605编码的来自一个或多个源的信息生成组合的编码信息。组合的编码信息可以输入到加扰器1640，加扰器1640可以生成加扰的编码信息。
物理编码过程1605可以包括以下中的一个或多个：CRC附着块1610、码块分段1615、信道编码1620、速率匹配1625和码块级联1630。CRC附着块1610可以根据表示为{a0,a1,…aA-1}的输入位计算表示为{p0,p1,…,pL-1}的奇偶校验位，以生成输出位序列{b0,b1,…,bA+L-1}，使得使用输出序列位作为系数的变量D中有限域GF(2)上的多项式(即，多项式b0DA+L-1+b1DA+L-2+…+bA+L-2D1+bA+L-1)当除以L阶的预定生成多项式g(D)时具有预定余数。在一方面中，预定余数可以是零，L可以是24，并且预定多项式g(D)可以是D24+D23+D18+D17+D14+D11+D10+D7+D6+D5+D4+D3+D+1。
在一些方面中，码块分段1615的过程可以生成均包括输入到码分段1615的数据的部分的一个或多个分段码块。码块分段1615可以具有根据所选择的信道编码方案确定的最小和最大块大小约束作为参数。码块分段1615可以将填充位添加到一个或多个输出分段码块，以确保满足最小块大小约束。码块分段1615可以将输入到过程的数据划分为块，以确保满足最大块大小约束。在一些方面中，码块分段1615可以将奇偶校验位附接到每个分段码块。这种奇偶校验位的附接可以基于所选择的编码方案中的一个或多个以及待生成的分段码块的数量是否大于1加以确定。
在一些方面中，信道编码1620的过程可以根据多种编码方案中的一个或多个从分段码块生成码字。作为示例，信道编码1620可以使用以下中的一个或多个：卷积编码、咬尾卷积编码、并行级联卷积编码和极性编码。
图16B中示出根据一些方面的可以用以根据卷积码和咬尾卷积码之一对数据进行编码的编码器1620。
根据一些方面，输入数据1645可以由两个或更多个延迟元件1650中的每一个连续延迟，生成由包括当前输入数据和当前输入数据的两个或更多个拷贝的元素组成的数据字，每个拷贝分别延迟达不同数量的时间单位。根据一些方面，编码器1620可以生成一个或多个输出1660、1665和1670，每个输出通过计算通过组合输入数据1645和两个或多个延迟元件1650的输出而生成的数据字的元素的线性组合得以生成。
根据一些方面，输入数据可以是二进制数据，并且线性组合可以使用一个或多个异或函数1655加以计算。根据一些方面，编码器1620可以使用处理器上运行的软件得以实现，并且延迟元件1650可以通过将输入数据1645存储在存储器中得以实现。
根据一些方面，可以通过以下操作生成卷积码：使用卷积编码器1620，并且将延迟元件1650初始化为可以是全零或任何其他合适的值的预定值。根据一些方面，可以通过以下操作生成咬尾卷积码：使用卷积编码器1620，并且将延迟元件1650初始化为数据块的最后N位，其中，N是延迟元件1650的数量。
根据一些方面，在图16C中示出可以用以根据可以称为turbo码的并行级联卷积码(PCCC)对数据进行编码的编码器16C100。
根据一些方面，编码器16C100可以包括交织器16C110、上构成编码器16C115和下构成编码器16C117。根据一些方面，上构成编码器16C115可以从输入数据16C105生成一个或多个编码数据流16C140和16C145。根据一些方面，交织器16C110可以从输入数据16C105生成交织的输入数据16C119。根据一些方面，下构成编码器16C117可以从交织的输入数据16C105生成一个或多个编码数据流16C150和16C155。
根据一些方面，交织器16C110可以输出与输入数据16C105中包含的数据具有一对一关系的所交织的输出数据16C119，但是其中，数据按不同时间顺序布置。根据一些方面，交织器16C110可以是块交织器，将输入数据16C105的一个或多个块取作输入(其可以表示为{c0,c1,…,cK-1}，其中，每个ci是输入数据位，并且K是每个块中的位的数量)，并且生成与一个或多个这样的输入块中的每一个对应的输出,其可以表示为{cΠ(1),cΠ(2),…,cΠ(K-1)}。Π(i)是置换函数，其可以是二次形式，并且其可以表示为Π(i)＝(f1i+f2i2)mod K，其中，f1和f2是可以取决于块大小K的值的常数。
根据一些方面，上构成编码器16C115和下构成编码器16C117中的每一个可以包括输入位选择器16C118，其可以生成可以从在数据编码阶段期间的编码器输入位流和在格栅终止阶段期间的所存储的位的线性组合之一选择的所选择的输入位流16C119。根据一些方面，上构成编码器16C115和下构成编码器16C117中的每一个可以将位存储在被布置为运作为移位寄存器的两个或更多个延迟元件16C120中，对移位寄存器的输入由来自所选择的输入位流16C119的位和先前所存储的位的线性组合组成，所存储的位在编码阶段之前初始化为预定值，并且在格栅终止阶段的结束时具有预定值。根据一些方面，上构成编码器16C115和下构成编码器16C117中的每一个可以生成一个或多个输出16C140和16C145，其中的每一个可以是所存储的位的线性组合和所选择的输入位流16C119之一。
根据一些方面，上构成编码器16C115和下构成编码器16C117中的每一个在编码阶段期间可以具有可以表示为
Figure BDA0003663560290000241
的传递函数。
根据一些方面，编码器16C100可以实现为在与存储器组合的处理器上运行的软件指令，以存储输入到交织器16C110的数据以及上构成编码器16C115和下构成编码器16C117中的每一个的所存储的位。
在图16D中示出根据一些方面的可以用以根据低密度奇偶校验(LDPC)码对数据位进行编码的编码器16D200。
根据一些方面，输入到编码器16D200的数据位16D230可以存储在数据存储16D210中，所存储的数据位可以输入到奇偶校验位生成器16D220，并且编码位16D240可以由奇偶校验位生成器16D220输出。
根据一些方面，输入到LDPC编码器16D200的数据位可以表示为c＝{c0,c1,…,cK-1}，编码数据位16D240可以表示为d＝{c0,c1,…,cK-1,p0,p1,…,pD-K-1}，并且奇偶校验位pi可以加以选择，使得H.dT＝0，其中H是奇偶校验矩阵，K是数量待编码的块中的位的数量，D是编码位的数量，并且D-K是奇偶校验位的数量。
根据一个方面，奇偶校验矩阵H可以表示为：
Figure BDA0003663560290000251
其中，
Figure BDA0003663560290000252
是零矩阵或通过将列向右循环移位达ai,j从Z×Z单位矩阵获得的循环置换矩阵之一，Z是构成置换矩阵的大小，编码位的数量D等于ZM，并且待编码的块中的位的数量K等于ZN。
数字极性发射机(DTx)(其输入可以是幅度和相位)对于通过下一代系统进行通信的设备中的集成互补金属-氧化物-半导体(CMOS)无线电可以是有前途的架构，因为这些设备提供例如关于更高效率和片上系统(SoC)集成的潜力。DTx可以使用输出信号的幅度变化和相位变化以提供数据。然而，归因于在下一代系统中使用的mmWave/sub-mmWave频率处实现宽带相位调制器以及在mmWave/sub-mmWave速度实现DTx的挑战，类似于其他发射机，DTx已经受限于较低频率(典型地<6GHz)。用于下一代系统的信道带宽可以处于100MHz-GHz的量级，并采用基于单载波(SC)和正交频分复用(OFDM)的调制中的一种或两种。也就是说，虽然可以在各种信道频率上产生基频振荡，但是在较高频率处调整幅度和相位是考虑因素。
此外，在使用mmWave/sub-mmWave频率的情况下，归因于mmWave/sub-mmWave频率信号与较低频率信号之间的幅度变化和对应峰值功率效率的差异性，DTx的功率效率在这些频率处可能实质上减少。OFDM可能对由DTx产生的相位调制信号施加附加谱限制。为了在较高mmWave/sub-mmWave频率处满足针对更高传播损耗的链路预算，此类链路可能依赖于相控阵列和多用户多输入多输出(MIMO)，以跨越多个用户优化空间信道的使用。实际上，使用相控阵列可能意味着在每个设备上使用多个发送和接收链，除了遭遇上述功率低效性之外，还进一步增加所使用的传输功率。因此，改进mmWave/sub-mmWave频率处的DTx效率可能是有用的。
在一方面中，为了帮助改良这些问题，提供一种宽带相位调制器架构，其可以适合于基于单载波和OFDM的mmWave/sub-mmWave DTx二者。宽带相位调制器架构可以包含用于相控阵列和MIMO/MU-MIMO的多个并行传输链。相位调制器可以包括相移，以用于实现相控阵列。
在一方面中，DTx可以使用支持宽带RF信号的低算子和表示(OSR)极性分解的相位和幅度提取。出于实际考虑(可行性、时序裕度、功率耗散等)，可以使用低GHz频带中时钟化的基于数字时间转换器(DTC)的相位调制器。可以在多个DTC之间使用时间交织，以将时钟频率增加高达大约10GHz。此外，对mmWave/sub-mmWave LC振荡器的次谐波串行注入可以用以将调制上变频到RF频率。
RF通信系统时常利用形成在半导体管芯上的子系统(例如，压控振荡器(VCO)、功率放大器)。更具体而言，这些子系统的各种电子元件(例如，电容器和电感器)印刷在半导体管芯上。然而，半导体管芯的硅固有的电阻显著减少印刷在管芯上的电感器的品质(Q)因子(电感除以电阻的比率)。
本文讨论的技术包括用于具有低精度ADC的无线通信系统的载波频率偏移(CFO)估计技术。在一些方面中，可以基于在ADC之前利用模拟预处理器的贝叶斯算法开发盲CFO估计技术。估计技术可以使用期望最大化高斯混合近似消息传递(EM-GM-GAMP)，以用于联合CFO和信道估计一位ADC情况。这些方法的共同缺陷在于，它们仅适用于不捕获信道色散效应的平坦频率信道。在一些方面中，通过消息传递算法开发用于具有一位ADC的宽带通信系统的联合CFO和信道估计技术。然而，这些技术不能扩展到多位(例如，2～4位)ADC情况。此外，用于CFO估计的传统技术在低功率宽带通信系统中不起作用，因为接收信号的分布和同步瑕疵的影响与忽略归因于ADC引起的量化误差的传统系统非常不同。
在一些方面中，本文讨论用于具有低精度ADC的单输入多输出(SIMO)宽带通信系统的联合载波频率偏移(CFO)和信道估计技术。所提出技术的原理是首先用压缩信道估计CFO，然后基于所估计的CFO估计全信道。在一些方面中，为了获得压缩信道，导频帧划分为两部分。第一部分包括可以仅用于CFO估计的具有相同相位的导频信号，而这两个部分当估计信道时可以加以使用。在一些方面中，对于CFO估计，多级候选搜索算法可以用以减少计算复杂度。
与以高精度(例如，8～14精度位)ADC操作的传统系统相比，所提出的技术实现具有低精度(例如，1～3精度位)ADC的宽带通信系统，其提供接送机处的功耗的显著减少。所提出的技术可以适用于具有多位ADC的宽带系统，而现有解决方案具有有限的适用性(例如，窄带信道或一位ADC)。此外，所提出的技术可以用以通过调整其设计参数实现优化估计性能(即，最小估计误差)。此外，可以通过选取可以取决于硬件能力和性能要求的设计参数调整所提出方法的性能-复杂度折衷。
图17示出根据一些方面的具有低精度ADC的单输入多输出(SIMO)宽带通信系统1700。参照图17，SIMO宽带通信系统1700包括发射机1702和接收机1712。发射机1702包括发送基带电路1704和RF前端电路1706，其耦合到一个或多个发送天线以用于发送宽带信道1710。RF前端电路1706被配置为使用本地振荡器1708。
接收机1712包括：多个处理链1715，其中，每个链耦合到多个天线1714中的接收天线；多个RF链1716的RF前端电路(或RF链)；和多个少数位ADC1718中的少数位ADC。多个RF链可以使用本地振荡器1724。宽带信道1710由接收天线1714接收，并且由RF链和少数位ADC处理，以生成量化信号y(n)1720，其关于附加处理传递到基带电路1722。
在一些方面中，具有低精度ADC的SIMO宽带通信系统1700中的宽带(频率选择性)信道由L抽头信道冲击响应(CIR)矢量建模。发射机与第m接收天线之间的第l个CIR抽头由hm[l]表示。设fc,t和fc,r分别为发射机和接收机处的本地振荡器的载波频率。于是系统的载波频率偏移(CFO)由Δfc＝fc,r-fc,t给出，其归因于两个本地振荡器——发射机处的1708和接收机处的1724——的载波频率的失配。当符号持续时间为Ts时，归一化CFO由∈＝2πΔfcTs给出。
在一些方面中，具有长度Np的导频信号用以估计CFO和CIR矢量二者。在导频帧的第n时隙发送的导频信号由p[n]表示。在ADC1718处，接收信号的实部和虚部分别由两个少数位标量量化器量化。因此，ADC之后的第m接收天线的量化信号由下式给出：
Figure BDA0003663560290000281
其中，Q(·)是ADC函数，并且zm[n]是第m接收天线在时隙n的噪声。
图18示出根据一些方面的可以用于联合载波频率偏移和信道估计的示例导频信号1800的信号结构。参照图18，导频信号1800包括包含具有相同相位的导频的第一部分1802和包含具有不同相位的导频的第二部分1804。例如，NCFO个导频信号1802是具有相同相位的信号，而第二部分包含具有随机相位的Np-NCFO个导频信号1804。
联合CFO和渠道估计
在一些方面中，估计技术可以基于：使用导频帧的第一部分估计CFO，并且然后使用导频帧的两个部分基于CFO估计而估计信道。所提出方法的流程图在图19中示出。
图19是根据一些方面的用于联合载波频率偏移和信道估计的示例方法1900的流程图。参照图19，方法1900包括操作1902、1904、1906、1908、1910、1912和1914，其可以由接收机1712内的一个或多个处理器执行。
在操作1902，在重复计数初始化为i＝1的同时，确定初始CFO候选集。设K为作为设计参数的候选集的大小。于是初始CFO候选集由下式给出：
S(1)＝{∈k|∈low＝∈1＜∈2＜…＜∈K＝∈upp}，
其中，∈upp和∈low分别是归一化CFO的上限和下限。在一些方面中，上限和下限可以是2π和0，但是更具体的界限可以根据硬件规格获得。
在操作1904，可以计算用于每个CFO候选的压缩信道，其由用于第m接收天线的
Figure BDA0003663560290000291
给出。设
Figure BDA0003663560290000292
Figure BDA0003663560290000293
于是用于第m压缩信道的一种可能估计是：
Figure BDA0003663560290000294
对于每个候选∈k∈S(1)其中，
Figure BDA0003663560290000295
上述估计是最小二乘(LS)估计。根据系统设计，也可以使用不同的估计。
在操作1906，在CFO候选集的元素当中确定优化(或最佳)候选CFO，如下：
Figure BDA0003663560290000296
其中，f(∈)是评估函数。一种可能的评估函数是联合似然函数：
Figure BDA0003663560290000297
其中，
Figure BDA0003663560290000298
是当
Figure BDA0003663560290000299
时用于给定∈和
Figure BDA00036635602900002910
的观察概率
Figure BDA00036635602900002911
其中，
Figure BDA00036635602900002912
是噪声矢量。在一些方面中，概率取决于噪声信号的分布。
在操作1908，可以使用从先前步骤确定的最佳候选更新CFO候选集。更新后的集合可以如下获得：
Figure BDA0003663560290000301
其中，Δ(i)是迭代i时的搜索大小。搜索大小可以设计为随着迭代计数(i)增加而减小。所呈现的候选更新步骤也在图20中示出。
图20示出根据一些方面的载波频率偏移候选集更新的图形表示。参照图20，图形表示2002指示在第i阶段中确定的优化/最佳CFO候选。图形表示2004表示基于所确定的优化CFO候选的CFO候选集的更新。更具体而言，使用接近先前所确定的优化CFO候选的CFO候选确定更新后的候选集。
在操作1910，比较当前迭代计数(i)与作为设计参数的最大迭代数量(imax)。如果未达到最大迭代数量，则在操作1912中，当前迭代计数按1递增。
在操作1914，基于从操作1902-1910确定的所获得的CFO估计而估计信道。第m接收天线的量化信号矢量表示为
Figure BDA0003663560290000302
其中，Ym＝[ym[1]，ym[2]，…，ym[Np+L-1]]T，D(∈)是定义为
Figure BDA0003663560290000303
的对角矩阵，
Figure BDA0003663560290000304
是最终CFO估计，P是由两种类型的导频信号(例如，1802和1804)形成的Toeplitz矩阵，hm＝[hm[1]，hm[2]，…，hm[L]]T，zm＝[zm[1]，zm[2]，…，zm[Np+L-1]]T。用于第m信道矢量的一种可能估计是
Figure BDA0003663560290000305
其为LS估计。在一些方面中，一种或多种常规信道估计技术也可以应用于估计信道。
在示例仿真设置中，可以使用以下配置。考虑具有低精度ADC的SIMO宽带通信系统。频率选择性信道由遵循具有0.5的衰减指数的指数衰减的功率延迟曲线的L个CIR抽头建模。CFO可以假设为服从与系统的载波频率和带宽分别为20GHz和1GHz的情况对应的6.28×10-4至6.28×10-3之间的均匀分布的随机变量，并且Δfc～Uniform[10ppm，100ppm]。对于符号调制采用4-QAM，并且针对Np＝200的导频长度采用LS信道估计。采用最大输出熵量化器作为ADC的量化函数。采用量化维特比算法作为数据检测方法。对于信道编码，采用具有以下配置的turbo码：码率：1/2；码长度：512；编码：具有八进制记法的前馈和反馈多项式(15,13)的并行级联码；解码：6次迭代；所提出方法的设计参数选取如下：NCFO＝180,K＝100,imax＝2。
图21和图22示出根据一些方面的与载波频率偏移信道估计技术关联的并且使用上述仿真设置的误帧率的图形表示2100和2200。
当在接收机处采用3位ADC时(B＝3)，图21比较三种不同情况的误帧率(FER)：1)由所提出的方法获得CFO和信道信息；2)具有完美CFO信息的LS信道估计；和3)没有CFO信息的LS信道估计。图21示出，无论接收天线的数量M如何，所提出的方法都可以实现距完美CFO信息情况的小于2dB SNR间隙。当没有CFO信息可用时，FER性能对于M所有值严重降级。
当接收天线的数量为4(M＝4)时，图22比较三种不同情况的误帧率(FER)：1)由所提出的方法获得CFO和信道信息；2)具有完美CFO信息的LS信道估计；和3)没有CFO信息的LS信道估计。图22示出，随着ADC精度位的数量的增加，所提出的方法与完美CFO信息情况之间的SNR间隙减小。当采用4位ADC(B＝4)时，所提出的技术示出距完美的CFO信息情况的小于1dB SNR间隙。当没有CFO信息可用时，FER性能对于B的所有值严重降级。
在一些方面中，公开一种用于在低精度ADC的情况下进行操作的无线通信系统的方法。在一些方面中，传输帧包含由在接收机处已知的恒定信号的重复组成的部分。在一些方面中，接收机使用与恒定信号的重复关联的ADC的输出信号的部分。在一些方面中，用于无线通信系统的发射机在低精度ADC的情况下进行操作，并且包括生成恒定信号的重复的(导频)信号生成器。用于在低精度ADC的情况下进行操作的无线通信系统的接收机包括载波同步处理器(或频率偏移估计器)，其生成多个值并使用ADC的输出信号根据评估输出它们之一。
在一些方面中，公开sub-太赫兹带上的无线芯片到芯片通信系统。这些频率处的可用带宽非常大，这样实现超宽带通信。然而，具有高采样率的高分辨率ADC处的功耗使系统在能效方面令人望而却步。因此，关于功率效率，本文讨论的技术考虑具有1位ADC的接收机架构。关于1位ADC的挑战之一是DC偏移的估计和校正，以避免接收机饱和和接收信号功率估计。在一些方面中，使用用于具有阈值可调整1位ADC的DC偏移和功率估计的方法。
现有解决方案考虑更高分辨率ADC。然而，以下缺点与现有解决方案关联。例如，可以考虑阈值可调整1位ADC以用于带内干扰缓解，但是这并不直接估计DC偏移和功率。相反，调整阈值以适应LNA的线性区域中的接收信号，以避免干扰阻塞。此外，高分辨率ADC具有高功耗。
在一些方面中，所讨论的技术基于以下两个部分：(a)接收信号功率估计；和(b)DC偏移估计和校正。在一些方面中，可以通过以下操作估计接收信号功率：在具有不同阈值的样本的总数量上对正样本的数量进行计数，并且使用查找表(例如，逆Q函数)以获得阈值。然后使用所估计的接收信号功率(信号的方差)，可以估计接收信号的DC偏移(均值)。可以然后通过调整1位ADC的阈值校正信号。于此，所提出的技术实现在1位ADC的情况下的DC偏移估计、DC偏移校正和接收信号功率估计。该技术可以用于消除1位通信系统的障碍之一，并实现该技术在无线芯片到芯片通信中的应用。
在一些方面中，公开用于关于1位接收机的接收功率估计、DC偏移估计和校正的技术。可以使用如图23所示的具有1位量化的接收机架构。然而，本文讨论的技术并非受限于此，并且可以扩展到多个天线系统。
图23示出根据一些方面的1位ADC接收机架构2300。参照图23，接收机架构2300包括：天线2302；RF电路2304，其可以包括RF前端模块；量化器(例如，1位ADC)2306；和基带电路2308。一位ADC 2306或接收机架构2300内的任何其他电路可以包括被配置为执行本文所讨论的技术的控制器(例如，ADC控制器2310)。
发送信号由
Figure BDA0003663560290000321
表示。然后，在天线2302处通过自适应高斯白噪声(AWGN)信道接收到的信号可以写为r(t)＝x(t)+n(t)+ddc，其中，n(t)是具有分布
Figure BDA0003663560290000322
的高斯噪声，并且ddc是1位ADC的输入处的DC偏移。
可以使用以下功能估计接收信号功率。在一些方面中，考虑两个任意阈值，即，μ1和μ2。当我们将1位ADC 2306阈值设置为μ1时，正信号的概率可以确定如下：
Figure BDA0003663560290000331
其中，N是样本的数量，并且
Figure BDA0003663560290000332
是具有阈值μ1的1位ADC。由于噪声是高斯的，因此以下公式成立：
Figure BDA0003663560290000333
其中，Q-1(.)是标准正态分布的逆Q函数。相似地，当1位ADC阈值设置为μ2时，以下公式产生：
Figure BDA0003663560290000334
结合这两个公式，对于接收信号功率(其由信号功率和噪声功率组成)，以下公式产生：
Figure BDA0003663560290000335
于此，接收到的信号估计
Figure BDA0003663560290000336
取决于阈值μ1-μ2的差异。功率估计的复杂度可以定义为对正样本的数量进行计数并且然后参考用于逆Q函数的查找表(LUT)。
在一些方面中，可以使用以下技术执行DC偏移估计。在估计接收信号功率之后，可以通过将1位ADC的阈值设置为零μ＝0(即，sign0(.))估计DC偏移ddc。以下公式可以产生：
Figure BDA0003663560290000337
Figure BDA0003663560290000338
在估计DC偏移之后，阈值可以设置为μ＝ddc，以用于数据检测。在一些方面中，如果DC偏移与接收信号幅度相比是严重的，则接收信号功率和DC偏移的迭代估计对于快速收敛可能是有用的。
图24示出根据一些方面的仿真结果四DC偏移估计的图形表示2400。更具体而言，图24考虑与信号功率Pav相比具有-10dBdc偏移的单载波系统。在接收机处，可以初始估计接收信号功率，后接DC偏移的估计。如图24所示，可以成功估计并且校正DC偏移。
在一些方面中，公开一种具有可调整阈值1位ADC架构的接收机，其中，通过将阈值调整到两个等级估计接收信号功率。在一些方面中，通过对正样本计数估计正信号的概率。在一些方面中，查找表用以将概率转换为DC信号估计。在一些方面中，通过使用接收信号功率估计DC偏移。在一些方面中，通过调整阈值校正DC偏移。
本文讨论的技术考虑具有非常低的功耗和高能效的无线芯片到芯片通信。这种能效可以在高性能配置中利用收发机组件(例如，功率放大器和低噪声放大器)。为了改进组件的效率，可以考虑放宽线性要求。例如，可以在从饱和功率的较小回退下操作发射机。
关于功率放大器处的数字预失真，可以在发射机处应用非线性函数以缓解功率放大器(PA)处的非线性，使得在信号通过PA之后，获得线性信号。关于针对在数字域中的高过采样的非线性缓解，可以缓解接收机处的非线性干扰以改进EVM。
与功率放大器处的数字预失真关联的现有解决方案需要高动态范围DAC以应用预失真。然而，无线芯片到芯片指示无法为数字预失真提供高动态范围DAC。此外，发射机数字预失真(DPD)可能需要发射机中的反馈环路，这是昂贵的，而在NL函数和接收机均衡器的混合信号协同设计的情况下，在接收机处只需要仅1个反馈环路。发射机DPD可以在整个发射机TX中使用较宽带宽信号路径，这可能是难以实现的。与针对数字域中的高过采样的非线性缓解关联的现有技术需要ADC处的过采样和高动态范围。增加用于超宽带太赫兹带的采样率和ADC分辨率可能是昂贵的。
本文所公开的技术使用联合均衡器和非线性缓解架构。更具体而言，非线性块集成在前馈均衡器(FFE)与具有混合信号处理的判决反馈均衡器(DFE)之间。闭环训练和/或盲训练的适配也可以实现于架构内。于此，所公开的架构与以下优点关联：它不需要发射机处的任何处理(高分辨率DAC)；它以奈奎斯特采样率执行信号处理；它在模拟域中执行信号处理，而没有对高分辨率ADC的任何需求；它是自适应的，因此它适配时变非线性，并且在ISI信道中工作。
在一些方面中，如结合图25、图26和图27所讨论的，使用用于芯片到芯片通信的联合均衡器和非线性缓解。收发机处的线性约束放宽，以增加通信系统的功率效率。在放松约束的同时，关于更好的EVM保持功耗以缓解非线性。因此，在一些方面中，可以使用接收机处的混合信号和奈奎斯特速率非线性块，如图25和图26所示。在无线芯片到芯片(WC2C)通信中，带外发射可以假设为最小，并且因此，Tx过采样DPD可以用Rx奈奎斯特非线性(NL)函数代替。在图25和图26所示的通信架构中，可以使用通过量化误差进行的数字闭环训练。在图27所示的通信架构中，可以使用混合信号闭环训练。
图25是根据一些方面的使用具有闭环训练的联合均衡和非线性缓解的接收机架构2500的框图。参照图25，接收机架构包括RF前端电路2514和基带电路2520。RF前端电路2514可以经由信道2512从发射机2502接收信号。发射机2502可以包括正交幅度调制(QAM)电路2504、低位数模转换器(DAC)电路2506、滤波电路2508和功率放大器(PA)电路2510。
RF前端电路2514包括滤波电路2516和RF接收机2518。RF接收机2518包括前馈均衡器(FFE)电路2522、非线性(NL)补偿电路2526、判决反馈均衡器(DFE)电路2540、限幅器电路2532、QAM解调电路2536、闭环训练电路2534、训练信号生成器电路2538、加法器2524、2528、2530以及开关2544和2542。
FFE电路2522被配置为接收滤波RF信号2550并生成均衡RF信号2552。FFE电路2522被配置为组合当前和先前信号样本，以消除前驱多径信道并均衡接收到的信号。
NL补偿电路2526被配置为向均衡输入信号2554应用非线性特征集并生成补偿信号2556。在一些方面中，非线性特征集由包括多个权重配置。
限幅器电路2532被配置为将输入信号量化成不同等级的同相(I)和正交(Q)判决，并生成信号星座点作为输出(例如，2562、2564和2566)。
QAM解调电路2536被配置为基于信号星座点2564生成解调二进制信号2568。
在操作中，可以通过将开关2542和2544定位到位置A启用数据通信阶段。来自限幅器2532的信号星座点2566经由开关2542传递到DFE电路2540，DFE电路2540生成信号星座点2566的滤波表示2572。加法器2528使用补偿信号2556和滤波表示2572生成误差(或差)信号2558。信号星座点基于通过加法器2530的误差(或差)信号2558得以生成，并传递作为限幅器电路2532的输入。
在操作中，可以通过将开关2542和2544定位到位置B启用训练阶段。训练信号生成器2538生成训练信号2570，其传递到闭环训练电路2534、开关2544和开关2542。于此，加法器2530的输出处的误差信号2560基于训练信号2570和训练信号2572的滤波表示得以生成。由限幅器电路2532(基于在训练信号2570的基础上生成的误差/差信号2560)生成的信号星座点2562传送到闭环训练电路2534，闭环训练电路2534将其与训练信号2570进行比较，以生成调整权重2574。调整权重2574传递到FFE电路2522、NL补偿电路2526和DFE电路2540，以调整与电路进行的信号处理关联的一个或多个权重。
图26是根据一些方面的使用具有闭环训练和盲校准的联合均衡和非线性缓解的接收机架构2600的框图。参照图26，接收机架构包括RF前端电路2614和基带电路2620。RF前端电路2614可以经由信道2612从发射机2602接收信号。发射机2602可以包括正交幅度调制(QAM)电路2604、低位数模转换器(DAC)电路2606、滤波电路2608和功率放大器(PA)电路2610。
RF前端电路2614包括滤波电路2616和RF接收机2618。RF接收机2618包括前馈均衡器(FFE)电路2622、非线性(NL)补偿电路2626、判决反馈均衡器(DFE)电路2640、限幅器电路2632、QAM解调电路2636、闭环训练电路2634、训练信号生成器电路2638、1位ADC电路2646、加法器2624、2628、2630以及开关2644和2642。
FFE电路2622被配置为接收滤波RF信号2650并生成均衡RF信号2652。FFE电路2622被配置为组合当前和先前信号样本，以消除前驱多径信道并均衡接收到的信号。
NL补偿电路2626被配置为向均衡输入信号2654应用非线性特征集并生成补偿信号2656。在一些方面中，非线性特征集由包括多个权重配置。
限幅器电路2632被配置为将输入信号量化成不同等级的同相(I)和正交(Q)判决，并生成信号星座点作为输出(例如，2660、2662和2664)。
QAM解调电路2636被配置为基于信号星座点2662生成解调二进制信号2674。
在操作中，可以通过将开关2642和2644定位到位置A启用数据通信阶段。来自限幅器2632的信号星座点2664经由开关2644传递到DFE电路2640，DFE电路2640生成信号星座点2664的滤波表示2676。加法器2628使用补偿信号2656和滤波表示2676生成误差(或差)信号2658。信号星座点基于作为输入传递到限幅器电路2632的误差(或差)信号2658得以生成。
在数据处理阶段期间，从加法器2628输出的信号2658也传递到加法器2630，加法器2630通过从限幅器2632减去信号星座点2660生成差分信号2666。差分信号2666作为输入传送到一位ADC 2646，以生成量化信号2668作为对闭环训练电路2634的输入，闭环训练电路2634也接收信号星座点2662。于此，使用从限幅器2632输出的信号星座点和来自一位ADC2646的量化输出2668，可以在架构正在数据通信阶段进行操作的同时生成调整权重2672。
在操作中，可以通过将开关2642和2644定位到位置B启用训练阶段。训练信号生成器2638生成训练信号2670，其传递到闭环训练电路2634、开关2642和开关2644。于此，基于训练信号2670和训练信号2672的滤波表示以及NL补偿电路2626的输出，生成加法器2628的输出处的误差(或差)信号2658。信号2658传递到加法器2630，加法器2630也接收并且减去训练信号2670，以生成差分信号2666。差分信号2666由一位ADC 2646量化，生成量化输出2668，其作为输入传递到闭环训练2634。闭环训练电路2634基于量化输出2668和训练信号2670生成调整权重2672。调整权重2672传递到FFE电路2622、NL补偿电路2626和DFE电路2640，以调整与电路进行的信号处理关联的一个或多个权重。
图27是根据一些方面的使用具有混合信号闭环训练和盲校准的联合均衡和非线性缓解的接收机架构2700的框图。参照图27，接收机架构包括RF前端电路2714和基带电路2720。RF前端电路2714可以经由信道2712从发射机2702接收信号。发射机2702可以包括正交幅度调制(QAM)电路2704、低位数模转换器(DAC)电路2706、滤波电路2708和功率放大器(PA)电路2710。
RF前端电路2714包括滤波电路2716和RF接收机2718。RF接收机2718包括前馈均衡器(FFE)电路2722、非线性(NL)补偿电路2726、判决反馈均衡器(DFE)电路2740、限幅器电路2732、QAM解调电路2736、闭环训练电路2734、训练信号生成器电路2738、加法器2724、2728、2730以及开关2744和2742。
FFE电路2722被配置为接收滤波RF信号2750并生成均衡RF信号2752。FFE电路2722被配置为组合当前和先前信号样本，以消除前驱多径信道并均衡接收到的信号。
NL补偿电路2726被配置为向均衡输入信号2754应用非线性特征集并生成补偿信号2756。在一些方面中，非线性特征集由包括多个权重配置。
限幅器电路2732被配置为将输入信号量化成不同等级的同相(I)和正交(Q)判决，并生成信号星座点作为输出(例如，2760、2762和2764)。
QAM解调电路2736被配置为基于信号星座点2762生成解调二进制信号2772。
在操作中，可以通过将开关2742和2744定位到位置A启用数据通信阶段。来自限幅器2732的信号星座点2764经由开关2744传递到DFE电路2740，DFE电路2740生成信号星座点2764的滤波表示2774。加法器2728使用补偿信号2756和滤波表示2774生成误差(或差)信号2758。信号星座点基于作为输入传递到限幅器电路2732的误差(或差)信号2758得以生成。
在数据处理阶段期间，从加法器2728输出的信号2758也传递到加法器2730，加法器2730通过从限幅器2732减去信号星座点2760生成差分信号2766。差分信号2766作为输入传递到闭环训练电路2734，闭环训练电路2734也接收信号星座点2762。于此，使用从限幅器2732输出的信号星座点和来自加法器2730的差分输出2766，可以在架构正在数据通信阶段中进行操作的同时生成调整权重2768。
在操作中，可以通过将开关2742和2744定位到位置B启用训练阶段。训练信号生成器2738生成训练信号2770，其传递到闭环训练电路2734、开关2742和开关2744。于此，基于训练信号2770和训练信号2774的滤波表示以及NL补偿电路2726的输出，生成加法器2728的输出处的误差(或差)信号2758。信号2758传递到加法器2730，加法器2730也接收并且减去训练信号2770，以生成差分信号2766。差分信号2766作为输入传递到闭环训练2734。闭环训练电路2734基于差分信号2766和训练信号2770生成调整权重2768。调整权重2768传递到FFE电路2722、NL补偿电路2726和DFE电路2740，以调整与电路进行的信号处理关联的一个或多个权重。
在一些方面中，没有符号间干扰的AWGN信道(例如，2512、2612、2712)。所发送的信号由x(t)表示。接收到的信号可以由r(t)＝g(x(t)+n(t))表示，其可能因发射机和接收机处的非线性g(.)而重度失真。n(t)表示高斯噪声。NL函数可以表示为f(x)如下：
f(x)＝w0φ0(x)+w1φ1(x)+w2φ2(x)+…+wN-1φN-1(x)，其中，φi(.)，i＝0，...，N-1是输入的非线性特征集，其与权重wi，i＝0，...，N-1线性组合。例如，φi(.)＝x|x|i用于PA非线性缓解。
在一些方面中，f(x)可以是神经网络，其神经网络权重可以用反向传播和使用训练符号和误差的反向传播的监督学习加以训练。与先前(常规)非线性函数不同，对于神经网络，可以仅指定层的数量、每层节点和激活函数，而不是手工制作的特征集。因此，使用神经网络可以带来补偿更复杂的非线性和适配各种非线性的优势。
训练
在一些方面中，特征集由关于收发机的特性的先验知识设计。然而，可能存在关于权重wi的有限(或没有)知识。因此，优化权重可以通过训练(例如，结合图25-图27讨论的闭环训练)确定。例如，具有已知导频序列的LMS训练可以使用如下：
e(t)＝f(r(t))-xtraining(t)；以及
wi←wi+ηe*(t)φi(r(t))，i＝0，...，N-1。权重可以在训练的同时不断更新，直到收敛。
盲校准
在训练之后，收发机非线性可以随时间改变。因此，校准对于保持低BER是重要的。在一些方面中，使用数据符号的盲校准可以用以避免归因于训练引起的任何开销。在一些方面中，可以使用闭环训练。
例如，可以使用LMS训练。具有数据符号的LMS训练认为如下：
fq(r(t))＝slicer[f(r(t))]；
e(t)＝f(r(t))-fq(r(t))；以及
wi←wi+ηe*(t)φi(r(t))，i＝0，...，N-1。
图28示出根据一些方面的结合非线性缓解的误差矢量幅度(EVM)的图形表示2800。在一些方面中，可以结合图28中的结果考虑在16QAM调制的情况下接近饱和点操作的PA非线性。图28也可以与使用2位限幅器和具有以下特征的非线性函数关联(最初，接收机可能不知道权重：f(x)＝w0x|x|0+w1x|x|1+w1x|x|2+w1x|x|3)。
图28中的仿真结果与AWGN信道关联。如图28所示，当不存在接收到非线性缓解时，信号EVM可能在-20dB处饱和。然而，在具有LMS训练的非线性函数的情况下，可以实现优于没有非线性缓解的情况的14dB EVM改进。在与图28关联的示例仿真中，Tx信号回退可以设置在距PA饱和的5dB回退处。图28中的仿真结果进一步示出，如果考虑具有FFE和DFE均衡器的ISI信道，则仍可以实现优于没有非线性缓解的情况的9dB增益。
在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括具有奈奎斯特速率处理的非线性缓解。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括混合信号处理。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括闭环训练。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括模拟域中的闭环训练。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括数字域中的闭环训练。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括具有训练序列的权重适配。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括具有盲自适应的权重适配。在一些方面中，接收机处的联合均衡器和非线性缓解包括可以用以补偿非线性的神经网络。
在一些方面中，通常单载波(SC)波形和特别是逐块单载波(BWSC)波形就峰均功率比(PAPR)而言具有优于多载波波形(例如，OFDM)的优势。BWSC的低PAPR是用于一些自主应用(例如，mmWave带上的无人机和车辆通信)的重要因素。mmWave带上的RF硬件的技术限制规定模拟发送信号的较低动态范围(低PAPR)，以将信号的操作范围限制在RF链的线性操作区域内。
然而，BWSC波形将单个数据符号(例如，QAM符号)的功率散布在包括基带信号的DC频率的整个系统带宽上。在一些方面中，归因于RF电路限制，可能期望不在信号的DC频率上携带信息。本文讨论的技术提供三种方法(方法A、方法B和方法C)以应用无损(或低损耗)基带处理算法，以归零BWSC的DC功率或任何其他形式的SC波形。
在常规解决方案中(例如，在OFDM波形中)，DC频调简单地静音(具有零功率)。然而，在BWSC中，(例如，通过使用高通滤波)滤除DC功率使性能降级并增加BWSC波形的EVM。
此外，可以通过使用数字或模拟滤波器滤除基带信号的DC频率。然而，这种处理(a)使性能降级；(b)在滤波之后可能增加PAPR；(c)滤波器的复杂度开销可能很高，并且(d)循环前缀(CP)的有效长度归因于滤波器的延迟扩展而减少。使用所提出的基带算法，PAPR和性能处于控制之下，且不显著受影响，并且CP长度不减少。
在一些方面中，在BWSC波形中，时间数据/导频域符号占用包括(RF信号的载波频率或基带信号的)DC频率的整个系统带宽，这对于RF电路是不期望的。开发所公开的技术(例如，方法A、B和C)，以用BWSC波形块的基带处理归零DC。考虑到BWSC波形时域中的一些数据依赖的或预定义的冗余，该过程对于数据是无损的(或具有轻微损耗)。
所讨论的技术解决基带处理方法，以归零用于一般单载波(SC)波形和特别是逐块SC(BWSC)的DC周围的功率。
BWSC符号就结构而言相似于OFDM符号。BWSC符号包含循环前缀和然后主数据部分。在BWSC中，QAM(数据)符号脉冲成形为SC波形。存在本文讨论的三种技术(方法)以解决针对DC归零的上述问题。
方法A
预定义的(固定的)样本插入到时域中的BWSC符号的数据样本内。时域固定样本假设为冗余样本，以促进频率中的DC归零。BWSC块使用DFT或FFT转移到频域。在一些方面中，DC频调或DC周围的多个频调归零(设置为零)。结果，原始数据和固定样本在时域中受破坏。在一些方面中，假设接收机知道固定/冗余样本及其在BWSC块内的时间位置，那么可以使用处理方法以在接收机处重构原始数据。此外，对于一些实现场景，可以近似接收机处理。
方法B
在一些方面中，冗余样本插入到BWSC块的原始数据样本内，其中，冗余样本是数据样本的函数。在一些方面中，冗余样本的时间位置对于接收机是已知的。冗余样本迫使BWSC谱在DC周围为零。在一些方面中，冗余样本的PAPR可能高于原始BWSC波形，并且一些处理技术可以应用于在执行DC归零的同时减少PAPR。
方法C
在一些方面中，QAM星座中的边界点动态移位，以强制DC周围的归零。移位值可以取决于BWSC块内的原始数据样本。在一些方面中，移位值对于接收机是未知的(方法C处理对于接收机可以是透明的)。在一些方面中，接收机基于原始(未移位)星座点处理信号。在一些方面中，可以进行容量方法(失配容量)以评估星座移位对性能的影响。可以推荐合理的工作区域和参数设置作为评估的结果。在一些方面中，方法C可以与方法B相结合，以对抗由方法B引起的PAPR增加。
逐块单载波(BWSC)是一种类型的单载波处理。处理数据符号块以形成具有基于附接数据的循环前缀(CP)的BWSC符号。具有数据CP的BWSC结构实现接收机处的频域均衡能力。在BWSC调制器中，数据符号占用包括DC带的整个系统带宽。DC功率对于RF电路可能是不期望的。因此，在DC频率周围不发送任何功率是优选的。陷波滤波器可以用以滤除DC，但是它使信号失真并减少BWSC符号的有效CP长度。所讨论的技术包括以下内容：
时域预定义冗余加上频域穿孔(方法A)
BWSC块的时域样本可以分配给冗余和预定义符号(Nr个符号)。
在一些方面中，DC周围的相同数量的频调在频域中穿孔(并因此在Rx处被忽略)。在一些方面中，即使在穿孔之后也可以完全恢复数据符号，而没有损失或具有可忽略的损失。
时域数据依赖冗余以在DC频率周围静音(方法B和/或方法C)
BWSC块的时域样本可以分配给冗余和数据依赖符号(Nr个符号)。在一些方面中，冗余符号归零DC周围的频调集合(Nr个频调或更少)。于此，该过程是无损的或具有可忽略的损失。
图29是根据一些方面的使用用于具有共享符号模式的DC归零的技术的发射机架构的框图。参照图29，架构2900可以包括发射机2902和接收机2920，其被配置为实现结合方法A和方法B讨论的技术。更具体而言，发射机2902包括QAM电路2904、符号处理(例如，合并)电路2906、BWSC调制器电路2908、RF处理电路2910、一个或多个天线2912和DC归零控制器2936。DC归零控制器2936可以包括被配置为执行与DC归零关联的所讨论的技术的处理电路。如图29所示，根据方法A，预定义冗余符号2916由符号处理电路2906(在时域中)随信号2930插入，以生成信号2932，信号2932传送到BWSC调制器2908。调制信号2934经由天线2912传递到RF处理电路2910以用于最终处理和传输。
DC归零控制器2936可以基于信号2930计算冗余符号2918，并且使用符号处理电路2906在时域中合并所计算的冗余符号与信号2930。
在一些方面中，与所计算的冗余符号2918或预定义的冗余符号2916以及所计算的或预定义的符号关联的符号模式2914(例如，符号插入的位置)可以与接收机2920共享。
接收机2920包括接收天线2912、RF处理电路2924、符号处理电路2926和BWSC解调器电路2928。符号处理电路2926可以使用符号模式2914以用于正确解调接收信号。
预定义冗余(方法A)
结合多分隔(multiple-bin)场景，可以通过预定义的冗余技术归零多个频率分隔。Tx过程如下。
d是大小Nd的数据矢量：d的样本位于时间索引
Figure BDA0003663560290000431
处，其中，0≤t＜N。r是大小Nr的预定义冗余矢量。r的样本位于时间索引
Figure BDA0003663560290000432
处，使得
Figure BDA0003663560290000441
并且
Figure BDA0003663560290000442
频率穿孔模式：
Figure BDA0003663560290000443
是(零)穿孔频率频调集。
Figure BDA0003663560290000444
是具有功率剩余频率频调集，使得
Figure BDA0003663560290000445
并且
Figure BDA0003663560290000446
时间样本的“置换”DFT可以定义如下：
Figure BDA0003663560290000447
其中，
Figure BDA0003663560290000448
其中，
Figure BDA0003663560290000449
并且
Figure BDA00036635602900004410
目标是
Figure BDA00036635602900004411
处穿孔频调，并因此将yn替换为
Figure BDA00036635602900004412
其为大小Nr的全零矢量。
接收机处的数据恢复可以描述如下。在仅yp是可用的同时Rx处的数据恢复：
Figure BDA00036635602900004413
其中，yn替换为0。此外，
Figure BDA00036635602900004414
从(1)：
Figure BDA00036635602900004415
矩阵D不是单位阵，并且可能导致噪声提升。另一方面，IFFT之后的矩阵复用增加数值复杂度。
将(3)插入(2)中：
Figure BDA00036635602900004416
IFFT的两个部分是线性相关的。
在单分隔场景中，仅DC频调可以静音，并且在零DC频调的情况下，归零带宽是1/T，其中，T＝NTs是BWSC时间持续期，并且Ts是符号时钟周期：
Figure BDA00036635602900004417
Nr＝1，r＝[r]，
Figure BDA00036635602900004418
Nd＝N-1；
Figure BDA00036635602900004419
Figure BDA0003663560290000451
以及
Figure BDA0003663560290000452
从以上等式：
Figure BDA0003663560290000453
由于
Figure BDA0003663560290000454
和
Figure BDA0003663560290000455
是有噪声的，因此该过程增加
Figure BDA0003663560290000456
的噪声功率达3dB。
对于单分隔场景的近似。如果在BWSC块中调制大量的独立的数据符号，则可以关于大Nd近似假设
Figure BDA0003663560290000457
其中，误差的裕量是
Figure BDA0003663560290000458
其中，p＝E{|d|2}。因此，Rx处的数据恢复可以近似为
Figure BDA0003663560290000459
近似的影响可以由
Figure BDA00036635602900004510
Figure BDA00036635602900004511
量化。根据下图，SNR损耗对于实际操作范围是可忽略的。
图30是根据一些方面的使用用于基于QAM星座移位的DC归零的技术的发射机架构3000的框图。参照图30，架构3000包括发射机3002和接收机3014。发射机3002包括QAM电路3004、DC归零星座电路3006、BWSC调制器电路3008、耦合到天线3012的RF链电路3010。接收机3014包括天线3016、RF链电路3018和BWSC解调器3020。
在一些方面中，DC归零控制器(例如，2936)可以使用DC归零星座电路3006以与方法C(例如，星座移位)结合执行DC归零技术。如图30所示，功能由DC归零星座电路3006执行，并且对接收机3014是透明的。
数据依赖冗余(方法B和/或C)
在一些方面中，单个分隔位场景可以用以使用以下步骤中的一个或多个步骤归零具有数据依赖冗余的单个频调：BWSC块包含N个样本。d＝[dn]是长度Nd＝N-1的数据块。冗余样本定义为
Figure BDA00036635602900004512
大小N的发送块形成为x＝[dr](x的元素可以在时间上置换；换言之，x内的r的位置并不重要)。DC值可定义为
Figure BDA00036635602900004513
在零DC频调的情况下，归零基带带宽为1/T，其中，T＝NTs是BWSC时间持续期，并且Ts是符号时钟周期。
在一些方面中，数据依赖样本是独立数据符号的组合，并且因此它们的动态范围可能很高(这可能导致BWSC的高PAPR)。为了解决高PAPR的问题，一种解决方案可以是使用以下技术添加额外开销：
Figure BDA0003663560290000461
的高平均功率(E|d|2＝p；E|r|2＝Ndp，假设独立数据符号；r的大峰值功率→高PAPR)。用于减少PAPR的额外冗余样本(BWSC块的样本：x＝[d，r]，其中，x可以置换；d是大小Nd＝N-Nr的数据矢量；冗余矢量是
Figure BDA0003663560290000462
零DC，
Figure BDA0003663560290000463
通常，r＝[rn]可以是服从
Figure BDA0003663560290000464
的任何序列)。
图31中示出非对称16QAM星座的示例。图31示出根据一些方面的可以用于DC归零的QAM星座移位的图形表示3100。如图30中所见，一些星座边界点(例如，3102)取决于在添加冗余符号之后的符号的平均而移位(例如，到3104)。
在一些方面中，非对称星座可以用以如下用低开销减少PAPR：
输入：d＝[dn]表示大小Nd＝N-Nr的原始数据矢量。数据点来自QAM星座
Figure BDA0003663560290000465
冗余矢量是r＝[rn]，具有大小Nr；
Figure BDA0003663560290000466
到
Figure BDA0003663560290000467
中的接近点；x＝[d，r]，具有大小N＝Nd+Nr；待调整的点的数量：
Figure BDA0003663560290000468
的x中的点的数量，并且xn是属于
Figure BDA0003663560290000469
的外边界的星座点；
Figure BDA00036635602900004610
Figure BDA00036635602900004611
的x中的点的数量，并且xn是属于
Figure BDA00036635602900004612
的外边界的星座点。
数据点调整包括：
Figure BDA00036635602900004613
如果
Figure BDA00036635602900004614
并且xn是属于
Figure BDA00036635602900004615
的外边界的星座点；以及
Figure BDA00036635602900004616
如果
Figure BDA00036635602900004617
并且xn是属于
Figure BDA00036635602900004618
的外边界的星座点。输出：具有零DC的矢量x，δ是x上的移位。
在一些方面中，用于数据依赖冗余的多分隔场景可以配置如下：d是大小Nd的数据矢量(d的样本位于时间索引
Figure BDA00036635602900004619
处，其中，0≤t＜N)；r是大小Nr的预定义冗余矢量(r的样本位于时间索引
Figure BDA0003663560290000471
处，使得
Figure BDA0003663560290000472
并且
Figure BDA0003663560290000473
)；频率穿孔模式(
Figure BDA0003663560290000474
是静音频率频调集；
Figure BDA0003663560290000475
是具有功率的剩余频率频调集，使得
Figure BDA0003663560290000476
和
Figure BDA0003663560290000477
)；时间样本的DFT(
Figure BDA0003663560290000478
Figure BDA0003663560290000479
其中，
Figure BDA00036635602900004710
其中，
Figure BDA00036635602900004711
并且
Figure BDA00036635602900004712
)。
目标可以是设置r，使得
Figure BDA00036635602900004713
处的频调静音，并且因此
Figure BDA00036635602900004714
Figure BDA00036635602900004715
其中，
Figure BDA00036635602900004716
期望的频率和时间集合分配：
Figure BDA00036635602900004717
其中，0＜f0＜N，并且因此Nn＝2f0并且
Figure BDA00036635602900004718
其中，Δt＝N/Nr并且Nr≥Nn。
在一些方面中，一种用于SC波形的基带DC归零的方法包括：在数据符号集之间添加时域中的预定义冗余序列，然后在接收机处恢复原始数据符号，假设DC周围的某个频率分隔被滤除。在一些方面中，仅归零单个DC频调(采用简单恢复方法以用于这种场景)。在一些方面中，近似方法用于数据恢复。在一些方面中，用于SC波形的基带DC归零包括：在数据符号集之间添加时域中的数据依赖冗余序列。在一些方面中，零频调的数量等于冗余时域样本的数量。在一些方面中，零频调的数量少于冗余时域样本的数量。在一些方面中，额外冗余样本用以减少数据依赖样本的PAPR。在一些方面中，用于SC波形的基带DC归零使用非对称星座。在一些方面中，基带DC归零使用上述技术的组合。在一些方面中，所讨论的技术在BWSC符号块上执行。
图32示出根据一些方面并且用于执行本文所公开的技术中的一个或多个的通信设备(例如，演进节点B(eNB)、下一代节点B(gNB)、接入点(AP)、无线站(STA)、移动站(MS)或用户设备(UE))的框图。在替选方面中，通信设备3200可以操作为独立设备，或者可以连接(例如，连网)到其他通信设备。
电路(例如，处理电路)是在包括硬件(例如，简单电路、门、逻辑等)的设备3200的有形实体中实现的电路的集合。电路成员资格可以随着时间是灵活的。电路包括当操作时可以单独或组合执行指定操作的成员。在示例中，电路的硬件可以不变地设计为执行特定操作(例如，硬接线)。在示例中，电路的硬件可以包括可变地连接的物理组件(例如，执行单元、晶体管、简单电路等)，其包括物理修改的机器可读介质(例如，不变的大量粒子等的磁、电、可移动放置)，以对特定操作的指令进行编码。
在连接物理组件时，硬件构成的基本电性质改变(例如，从绝缘体改变为导体，或反之亦然)。指令使得嵌入式硬件(例如，执行单元或加载机制)能够经由可变连接在硬件中创建电路的成员，以当在操作中时执行特定操作的部分。因此，在示例中，机器可读介质元件是电路的部分，或者当设备正在进行操作时以通信方式耦合到电路的其他组件。例如，任何物理组件可以用在多于一个的电路的多于一个的成员中。例如，在操作下，执行单元可以在一个时间点用在第一电路系的第一电路中，并且由第一电路系中的第二电路或在不同时间由第二电路系中的第三电路重用。关于设备3200的这些组件的附加示例如下。
在一些方面中，设备3200可以操作为独立设备，或者可以连接(例如，连网)到其他设备。在连网部署中，通信设备3200可以在服务器-客户端网络环境中以服务器通信设备、客户端通信设备或二者的身份进行操作。在示例中，通信设备3200可以充当点到点(P2P)(或其他分布式)网络环境中的对等通信设备。通信设备3200可以是UE、eNB、PC、平板PC、STB、PDA、移动电话、智能电话、网络设备、网络路由器、交换机或桥接器或任何能够(顺序或另外)执行指定待由通信设备采取的动作指令的该通信设备。此外，虽然仅示出单个通信设备，但是术语“通信设备”也应理解为包括单独或联合执行一个(或多个)指令集以执行本文讨论的方法(例如，云计算、软件即服务(SaaS)和其他计算机集群配置)中的任何一种或多种的通信设备的集合。
如本文所描述，示例可以包括逻辑或数个组件、模块或机构，或对其进行操作。模块是能够执行指定操作的有形实体(例如，硬件)，并且可以通过特定方式加以配置或布置。在示例中，电路可以通过特定方式(例如，在内部或相对于外部实体(例如，其他电路))被布置作为模块。在示例中，一个或多个计算机系统(例如，独立、客户端或服务器计算机系统)或一个或多个硬件处理器的全部或部分可以由固件或软件(例如，指令、应用部分或应用)配置作为操作为执行指定操作的模块。例如，软件可以驻留在通信设备可读介质上。在示例中，软件当由模块的底层硬件执行时使硬件执行指定操作。
因此，术语“模块”理解为涵盖有形实体，即以物理方式构造、具体地配置(例如，硬连线)或临时地(例如，瞬时地)配置(例如，编程)为以特定方式进行操作或执行本文所描述的任何操作的部分或全部的实体。考虑临时配置模块的示例，模块中的每一个不需要在任何一个时刻实例化。例如，在模块包括使用软件配置的通用硬件处理器的情况下，通用硬件处理器可以在不同时间被配置作为各个不同的模块。软件可以相应地配置硬件处理器，例如，以在一个时间实例构成特定模块并且在不同时间实例构成不同模块。
通信设备(例如，UE)3200可以包括硬件处理器3202(例如，中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、硬件处理器核或其任何组合)、主存储器3204、静态存储器3206和海量存储3207(例如，硬盘驱动器、磁带驱动器、闪存或其他块或存储设备)，其中的一些或全部可以经由互连链路(例如，总线)3208与彼此进行通信。
通信设备3200可以还包括显示设备3210、字母数字输入设备3212(例如，键盘)和用户接口(UI)导航设备3214(例如，鼠标)。在示例中，显示设备3210、输入设备3212和UI导航设备3214可以是触摸屏显示器。通信设备3200可以附加地包括信号生成设备3218(例如，扬声器)、网络接口设备3220和一个或多个传感器3221(例如，全球定位系统(GPS)传感器、罗盘、加速度计或另一传感器)。通信设备3200可以包括输出控制器3228(例如，串行(例如，通用串行总线(USB)、并行或其他有线或无线(例如，红外线(IR)、近场通信(NFC)等))连接)，以传递或控制一个或多个外围设备(例如，打印机、读卡器等)。
存储设备3207可以包括通信设备可读介质3222，其上存储体现本文描述的任何一种或多种技术或功能或由其利用的一个或多个数据结构或指令集3224(例如，软件)。在一些方面中，处理器3202的寄存器、主存储器3204、静态存储器3206和/或海量存储3207可以是或包括(完全或至少部分地)设备可读介质3222，其上存储体现本文描述的任何一种或多种技术或功能或由其利用的一个或多个数据结构或指令集3224。在一个示例中，硬件处理器3202、主存储器3204、静态存储器3206或海量存储3216之一或任何组合可以构成设备可读介质3222。
如本文所使用的那样，术语“设备可读介质”可与“计算机可读介质”或“机器可读介质”互换。虽然通信设备可读介质3222示出为单个介质，但是术语“通信设备可读介质”可以包括被配置为存储一个或多个指令3224的单个介质或多个介质(例如，集中式或分布式数据库，和/或关联缓存和服务器)。术语“通信设备可读介质”包括术语“机器可读介质”或“计算机可读介质”，并且可以包括能够存储、编码或携带用于由通信设备3200执行并且使得通信设备3200执行本公开的技术中的任何一种或多种、或者能够存储、编码或携带由此类指令使用或与此类指令关联的数据结构的指令(例如，指令3224)的任何介质。非限定性通信设备可读介质示例可以包括固态存储器以及光和磁介质。通信设备可读介质的具体示例可以包括非易失性存储器(例如，半导体存储器设备(例如，电可编程只读存储器(EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM))和闪存设备)；磁盘(例如，内部硬盘和可拆卸盘)；磁光盘；随机存取存储器(RAM)；和CD-ROM和DVD-ROM盘。在一些示例中，通信设备可读介质可以包括非瞬时通信设备可读介质。在一些示例中，通信设备可读介质可以包括并非瞬时传播信号的通信设备可读介质。
指令3224可以进一步通过通信网络3226使用传输介质经由网络接口设备3220利用多种传输协议中的任何一种发送或接收。在示例中，网络接口设备3220可以包括一个或多个物理插孔(例如，以太网、同轴或电话插孔)或一个或多个天线，以连接到通信网络3226。在示例中，网络接口设备3220可以包括多个天线，以使用单输入多输出(SIMO)、MIMO或多输入单输出(MISO)技术中的至少一种进行无线通信。在一些示例中，网络接口设备3220可以使用多用户MIMO技术进行无线通信。
术语“传输介质”应理解为包括能够存储、编码或携带用于由通信设备3200执行的指令的任何无形介质，并且包括数字或模拟通信信号或另一无形介质，以促进该软件的通信。于此，本公开上下文中的传输介质是设备可读介质。
可以通过硬件和软件的任何数量的规范、配置或示例部署完成前述技术的实现。应理解，本说明书中描述的功能单元或能力可能已经称为或标记为组件或模块，以更具体地强调它们的实现独立性。可以通过任何数量的软件或硬件形式体现这些组件。例如，组件或模块可以实现为包括定制的超大规模集成(VLSI)电路或门阵列、现货半导体(例如，逻辑芯片)、晶体管或其他分立组件的硬件电路。组件或模块也可以实现于可编程硬件设备(例如，现场可编程门阵列、可编程阵列逻辑、可编程逻辑器件等)中。组件或模块也可以实现于软件中，以用于由各种类型的处理器执行。例如，所标识的可执行代码的组件或模块可以包括可以例如组织为对象、过程或功能的一个或多个物理或逻辑计算机指令块。然而，所标识的组件或模块的可执行文件无需以物理方式定位在一起，而是可以包括不同位置中存储的相异指令，其当以逻辑方式结合在一起时包括组件或模块并实现用于组件或模块的所声明的目的。
实际上，可执行代码的组件或模块可以是单个指令或许多指令，并且可以甚至分布遍及若干不同的代码段、不同的程序之间以及跨越若干存储器设备或处理系统。具体而言，所描述的过程的一些方面(例如，代码重写和代码分析)可以发生在与部署代码的处理系统(例如，传感器或机器人中嵌入的计算机中)不同的处理系统上(例如，数据中心中的计算机中)。相似地，操作数据可以在本文中在组件或模块内加以标识并且示出，并且可以通过任何合适的形式体现而且可以在任何合适类型的数据结构内加以组织。操作数据可以收集为单个数据集，或可以分布在包括不同存储设备的不同位置上，并且可以至少部分地仅作为系统或网络上的电子信号存在。组件或模块可以是无源的或有源的，包括可操作为执行期望功能的代理。
附加注记和示例
目前所描述的方法、系统和设备实施例的附加示例包括以下非限定性配置。以下非限定性示例中的每一个可以独立存在，或者可以与下文或本公开通篇提供的其他示例中的任何一个或多个通过任何排列或组合进行组合。
示例1是一种通信设备的装置，包括：一个或多个天线，其被配置为接收射频(RF)信号；和模数转换器(ADC)系统，其耦合到所述一个或多个天线，所述ADC系统包括：1位ADC，其被配置为接收所述射频信号；和ADC控制器电路，其耦合到所述1位ADC，所述ADC控制器电路被配置为：关于所述1位ADC的多个阈值测量接收到的RF信号中的正样本的数量；基于所测量的正样本的数量估计与所述接收到的RF信号关联的接收信号功率；使用所估计的接收信号功率确定所述接收到的RF信号中的直流(DC)偏移；以及基于所确定的DC偏移调整所述接收到的RF信号。
在示例2中，如示例1所述的主题包括主题，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：选择所述多个阈值中的第一阈值；以及使用由所述1位ADC使用所述第一阈值检测到的所述正样本的数量的子集确定所述1位ADC的输入处的正信号的第一概率。
在示例3中，如示例2所述的主题包括，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：选择所述多个阈值中的第二阈值；以及使用由所述1位ADC使用第二阈值检测到的正样本的数量的第二子集确定所述1位ADC的输入处的正信号的第二概率。
在示例4中，如示例3所述的主题包括，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：使用所述第一概率和所述第二概率的标准正态分布的逆Q函数估计所述接收信号功率。
在示例5中，如示例3-4所述的主题包括，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：使用由所述1位ADC使用零阈值检测到的正样本的数量和总样本的数量确定所述1位ADC输入处的正信号的第三概率。
在示例6中，如示例5所述的主题包括，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：使用所述第三概率的标准正态分布的逆Q函数和所估计的接收信号功率确定所述DC偏移。
示例7是一种通信设备的装置，所述装置包括：接收机，其包括：均衡电路，其被配置为接收滤波射频(RF)信号并生成均衡RF信号；非线性补偿电路，其被配置为将非线性特征集应用于所述均衡RF信号以生成补偿信号，所述非线性特征集包括多个权重；和闭环训练电路，其被配置为：在所述接收机的数字域中，将与所述补偿信号对应的多个信号星座点与多个训练样本进行比较，以确定与所述多个信号星座点关联的误差信号；以及基于所确定的误差信号调整所述非线性特征集的所述多个权重。
在示例8中，如示例7所述的主题包括主题，其中，所述接收机还包括：限幅器电路，其耦合到所述闭环训练电路，所述限幅器被配置为基于所述补偿信号生成所述多个信号星座点。
在示例9中，如示例8所述的主题包括，其中，所述接收机还包括：第二均衡电路，其经由加法器耦合到所述非线性补偿电路的输出；其中，所述第二均衡电路从所述限幅器电路接收多个在先信号星座点，并生成所述在先信号星座点的滤波表示；以及其中，所述加法器被配置为在所述补偿信号与所述在先信号星座点的所述滤波表示之间生成差分信号。
在示例10中，如示例9所述的主题包括，其中，所述限幅器使用所述差分信号生成所述多个信号星座点。
在示例11中，如示例9-10所述的主题包括，其中，所述均衡电路是前馈均衡器(FFE)电路，并且所述第二均衡电路是判决反馈均衡器(DFE)电路。
在示例12中，如示例8-11所述的主题包括，所述接收机被配置为在训练模式和数据处理模式之一下进行操作，并且其中，在所述训练模式期间，所述闭环训练电路被配置为：从训练信号生成器接收所述多个训练样本；以及使用与所述多个训练样本对应的差分信号的量化表示确定所述误差信号。
在示例13中，在如示例12所述的主题包括，其中，所述接收机还包括：1位模数转换器(ADC)电路，其被配置为接收与所述多个训练样本对应的所述差分信号并生成所述量化表示。
在示例14中，如示例12-13所述的主题包括，其中，所述接收机包括：解调器，其耦合到所述限幅器电路，所述解调器被配置为在所述数据处理模式期间基于所述多个信号星座点生成与所述滤波RF信号对应的解调二进制信号。
在示例15中，如12-14所述的主题包括，其中，在所述数据处理模式期间，所述闭环训练电路被配置为：接收与所述补偿信号对应的差分信号的量化表示；在接收机的数字域中，使用与所述补偿信号对应的所述差分信号的所述量化表示以及关联于与所述补偿信号对应的差分信号的多个信号星座点确定所述误差信号；以及基于所确定的误差信号调整所述非线性特征集的所述多个权重。
在示例16中，如12-15所述的主题包括，其中，在所述数据处理模式期间，所述闭环训练电路被配置为：接收与所述补偿信号的对应的差分信号的表示；在所述接收机的模拟域中，使用与所述补偿信号对应的所述差分信号的所述表示和关联于与所述补偿信号对应的所述差分信号的多个信号星座点确定所述误差信号；以及基于所确定的误差信号调整所述非线性特征集的所述多个权重。
示例17是一种通信设备的装置，包括接收机电路，其包括：多个射频(RF)前端模块(RFEM)，其耦合到对应的多个天线，所述多个RFEM被配置为对由所述多个天线经由通信信道接收的RF信号进行滤波，以生成多个滤波RF信号；处理器，其被配置为：确定所述接收机电路的信道频率偏移(CFO)候选集，所述CFO候选集包括多个候选CFO；使用经由所述多个天线接收的导频信号确定用于所述多个候选CFO中的每一个的所述通信信道的窄带信道估计；以及基于最大化所述窄带信道估计的最大似然函数，从所述CFO候选集的所述多个候选CFO中选择CFO；和量化电路，其耦合到所述多个RFEM，所述量化电路被配置为基于所选择的CFO将量化函数应用于所述多个滤波信号，以生成多个量化信号。
在示例18中，如示例17所述的主题包括，其中，所述导频信号包括由相同相位表征的第一导频信号子集和由不同相位表征的第二导频信号子集。
在示例19中，如示例18所述的主题包括，其中，所述处理器进一步被配置为：使用所述第一导频信号子集确定所述窄带信道估计。
在示例20中，如示例18-19所述的主题包括，其中，所述处理器进一步被配置为：确定所述CFO候选集的共轭转置；以及使用所述共轭转置和所述第一导频信号子集确定所述窄带信道估计。
在示例21中，如示例17-20所述的主题包括，其中，所述处理器进一步被配置为：更新所述CFO候选集以包括来自所选择的CFO的预定阈值内的CFO，以生成更新的CFO候选集；使用所述导频信号对于所述更新的CFO候选集中的所述多个候选CFO中的每一个执行所述通信信道的新窄带信道估计；以及基于最大化所述新窄带信道估计的最大似然函数，从所述更新的CFO候选集的所述多个候选CFO中选择更新的CFO。
在示例22中，如示例18-21所述的主题包括，其中，所述处理器进一步被配置为：使用所选择的CFO和具有所述第一导频信号子集和所述第二导频信号子集的矩阵确定所述通信信道的宽带信道估计。
在示例23中，如示例22所述的主题包括，其中，所述接收机电路还包括：基带电路，其耦合到所述量化电路，所述基带电路被配置为基于所述宽带信道估计下变频所述多个量化信号。
在示例24中，如示例17-23所述的主题包括，其中，所述量化电路包括多个低位模数转换器(ADC)。
示例25是一种通信设备的装置，所述装置包括收发机电路，其包括：第一调制电路，其被配置为生成与数据信号对应的第一调制信号；直流(DC)归零控制器，其被配置为：获取与所述数据信号对应的多个预定义数据样本；以及在所述发射机电路的时域中，将获取到的预定义数据样本插入所述第一调制信号的逐块单载波(BWSC)符号的数据样本内，以生成融合信号；和射频(RF)处理电路，其被配置为基于所述融合信号生成频域模拟发送信号，所述频域模拟发送信号在DC频率处具有空DC频调。
在示例26中，如示例25所述的主题包括，其中，所述预定义数据样本针对所述BWSC符号的数据样本中的一个或多个是冗余的。
在示例27中，如示例25-26所述的主题包括，其中，所述DC归零控制器进一步被配置为：基于所述BWSC符号的所述数据样本生成冗余样本；以及在所述发射机电路的时域中，将所生成的冗余样本插入到所述第一调制信号的符号的逐块单载波(BWSC)块的数据样本内，以生成第二融合信号。
在示例28中，如示例27所述的主题包括，其中，所述RF处理电路进一步被配置为：基于所述第二融合信号生成第二频域模拟发送信号，所述第二频域模拟发送信号在所述DC频率处具有空DC频调；以及将所述第二频域模拟发送信号发送到所述接收机电路。
在示例29中，如示例28所述的主题包括，其中，在所述发射机电路与所述接收机电路之间共享所述预定义数据样本和所生成的冗余样本。
在示例30中，如示例25-29所述的主题包括，其中，所述第一调制器电路是正交幅度调制器(QAM)，并且所述DC归零控制器进一步被配置为：使用移位值移位由所述QAM调制器使用的QAM星座内的一个或多个边界星座点，所述移位值基于所述第一调制信号的所述BWSC符号的所述数据样本。
在示例31中，如示例25–30所述的主题包括：第二调制电路，其被配置为使用所述融合信号生成BWSC调制信号，其中，使用所述BWSC调制信号生成所述频域模拟发送信号。
示例32是至少一种机器可读介质，其包括指令，所述指令当由处理电路执行时使所述处理电路执行操作以实现示例1-31中任一项。
示例33是一种装置，其包括用于实现如示例1-31中任一项所述的部件。
示例34是一种系统，其用于实现如示例1-31中任一项。
示例35是一种这些，其用于实现如示例1-31中任一项。
本文件中引用的出版物、专利和专利文件通过引用整体并入本文，如同单独通过引用并入那样。倘若本文件与如此通过引用并入的那些文件之间的不一致用法，那么所并入的引用中的用法是对本文件的补充；对于不可调和的不一致性，以本文件中的用法为准。
以上描述旨在说明性而非限定性的。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以与其他示例组合使用。例如，本领域普通技术人员在评阅以上描述时，可以使用其他方面。摘要是为了允许读者快速确定技术公开的性质。应理解，其将不用以解释或限制权利要求的范围或涵义。此外，在以上详细描述中，各种特征可以分组在一起以简化本公开。然而，权利要求书可能未阐明本文所公开的每个特征，因为各方面可能表征所述特征的子集。此外，各方面可以包括与在特定示例中公开的特征相比更少的特征。因此，所附权利要求由此并入具体实施方式中，其中，权利要求独立存在作为单独方面。本文所公开的各方面的范围将参照所附权利要求连同这些权利要求被赋予的等同物的全部范围确定。

Claims (31)

1.一种通信设备的装置，包括：
一个或多个天线，其被配置为接收射频(RF)信号；和
模数转换器(ADC)系统，其耦合到所述一个或多个天线，所述ADC系统包括：
1位ADC，其被配置为接收所述射频信号；和
ADC控制器电路，其耦合到所述1位ADC，所述ADC控制器电路被配置为：
关于所述1位ADC的多个阈值测量接收到的RF信号中的正样本的数量；
基于所测量的正样本的数量，估计与所述接收到的RF信号关联的接收信号功率；
使用所估计的接收信号功率，确定所述接收到的RF信号中的直流(DC)偏移；以及
基于所确定的DC偏移，调整所述接收到的RF信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：
选择所述多个阈值中的第一阈值；以及
使用由所述1位ADC使用所述第一阈值检测到的所述正样本的数量的子集，确定所述1位ADC的输入处的正信号的第一概率。
3.如权利要求2所述的装置，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：
选择所述多个阈值中的第二阈值；以及
使用由所述1位ADC使用第二阈值检测到的正样本的数量的第二子集，确定所述1位ADC的输入处的正信号的第二概率。
4.如权利要求3所述的装置，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：
使用所述第一概率和所述第二概率的标准正态分布的逆Q函数，估计所述接收信号功率。
5.如权利要求3所述的装置，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：
使用由所述1位ADC使用零阈值检测到的正样本的数量和总样本的数量，确定所述1位ADC输入处的正信号的第三概率。
6.如权利要求5所述的装置，其中，所述ADC控制器电路进一步被配置为：
使用所述第三概率的标准正态分布的逆Q函数和所估计的接收信号功率，确定所述DC偏移。
7.一种通信设备的装置，所述装置包括：
接收机，其包括：
均衡电路，其被配置为接收滤波射频(RF)信号并生成均衡RF信号；
非线性补偿电路，其被配置为将非线性特征集应用于所述均衡RF信号以生成补偿信号，所述非线性特征集包括多个权重；和
闭环训练电路，其被配置为：
在所述接收机的数字域中，将与所述补偿信号对应的多个信号星座点与多个训练样本进行比较，以确定与所述多个信号星座点关联的误差信号；以及
基于所确定的误差信号，调整所述非线性特征集的所述多个权重。
8.如权利要求7所述的装置，所述接收机还包括：
限幅器电路，其耦合到所述闭环训练电路，所述限幅器被配置为基于所述补偿信号生成所述多个信号星座点。
9.如权利要求8所述的装置，所述接收机还包括：
第二均衡电路，其经由加法器耦合到所述非线性补偿电路的输出；
其中，所述第二均衡电路从所述限幅器电路接收多个在先信号星座点，并生成所述在先信号星座点的滤波表示；以及
其中，所述加法器被配置为在所述补偿信号与所述在先信号星座点的所述滤波表示之间生成差分信号。
10.如权利要求9所述的装置，其中，所述限幅器使用所述差分信号生成所述多个信号星座点。
11.如权利要求9所述的装置，其中，所述均衡电路是前馈均衡器(FFE)电路，并且所述第二均衡电路是判决反馈均衡器(DFE)电路。
12.如权利要求8所述的装置，其中，所述接收机被配置为在训练模式和数据处理模式之一下进行操作，并且其中，在所述训练模式期间，所述闭环训练电路被配置为：
从训练信号生成器接收所述多个训练样本；以及
使用与所述多个训练样本对应的差分信号的量化表示，确定所述误差信号。
13.如权利要求12所述的装置，所述接收机还包括：
1位模数转换器(ADC)电路，其被配置为：接收与所述多个训练样本对应的所述差分信号，并生成所述量化表示。
14.如权利要求12所述的装置，其中，所述接收机包括：
解调器，其耦合到所述限幅器电路，所述解调器被配置为：在所述数据处理模式期间，基于所述多个信号星座点生成与所述滤波RF信号对应的解调二进制信号。
15.如权利要求12所述的装置，其中，在所述数据处理模式期间，所述闭环训练电路被配置为：
接收与所述补偿信号对应的差分信号的量化表示；
在接收机的数字域中，使用与所述补偿信号对应的差分信号的量化表示以及关联于与所述补偿信号对应的差分信号的多个信号星座点，确定所述误差信号；以及
基于所确定的误差信号，调整所述非线性特征集的所述多个权重。
16.如权利要求12所述的装置，其中，在所述数据处理模式期间，所述闭环训练电路被配置为：
接收与所述补偿信号的对应的差分信号的表示；
在所述接收机的模拟域中，使用与所述补偿信号对应的差分信号的表示和关联于与所述补偿信号对应的差分信号的多个信号星座点，确定所述误差信号；以及
基于所确定的误差信号，调整所述非线性特征集的所述多个权重。
17.一种通信设备的装置，包括：
接收机电路，其包括：
多个射频(RF)前端模块(RFEM)，其耦合到对应的多个天线，所述多个RFEM被配置为：对由所述多个天线经由通信信道接收的RF信号进行滤波，以生成多个滤波RF信号；
处理器，其被配置为：
确定所述接收机电路的信道频率偏移(CFO)候选集，所述CFO候选集包括多个候选CFO；
使用经由所述多个天线接收的导频信号，确定用于所述多个候选CFO中的每一个的所述通信信道的窄带信道估计；以及
基于最大化所述窄带信道估计的最大似然函数，从所述CFO候选集的所述多个候选CFO中选择CFO；和
量化电路，其耦合到所述多个RFEM，所述量化电路被配置为：基于所选择的CFO，将量化函数应用于所述多个滤波信号，以生成多个量化信号。
18.如权利要求17所述的装置，其中，所述导频信号包括由相同相位表征的第一导频信号子集和由不同相位表征的第二导频信号子集。
19.如权利要求18所述的装置，其中，所述处理器进一步被配置为：
使用所述第一导频信号子集，确定所述窄带信道估计。
20.如权利要求18所述的装置，其中，所述处理器进一步被配置为：
确定所述CFO候选集的共轭转置；以及
使用所述共轭转置和所述第一导频信号子集，确定所述窄带信道估计。
21.如权利要求17所述的装置，其中，所述处理器进一步被配置为：
更新所述CFO候选集以包括来自所选择的CFO的预定阈值内的CFO，以生成更新的CFO候选集；
使用所述导频信号，对于所述更新的CFO候选集中的所述多个候选CFO中的每一个执行所述通信信道的新窄带信道估计；以及
基于最大化所述新窄带信道估计的最大似然函数，从所述更新的CFO候选集的所述多个候选CFO中选择更新的CFO。
22.如权利要求18所述的装置，其中，所述处理器进一步被配置为：
使用所选择的CFO和具有所述第一导频信号子集和所述第二导频信号子集的矩阵，确定所述通信信道的宽带信道估计。
23.如权利要求22所述的装置，其中，所述接收机电路还包括：
基带电路，其耦合到所述量化电路，所述基带电路被配置为：基于所述宽带信道估计，下变频所述多个量化信号。
24.如权利要求17所述的装置，其中，所述量化电路包括多个低位模数转换器(ADC)。
25.一种通信设备的装置，所述装置包括：
发射机电路，其包括：
第一调制电路，其被配置为生成与数据信号对应的第一调制信号；
直流(DC)归零控制器，其被配置为：
获取与所述数据信号对应的多个预定义数据样本；以及
在所述发射机电路的时域中，将获取到的预定义数据样本插入所述第一调制信号的逐块单载波(BWSC)符号的数据样本内，以生成融合信号；和
射频(RF)处理电路，其被配置为基于所述融合信号生成频域模拟发送信号，所述频域模拟发送信号在DC频率处具有空DC频调。
26.如权利要求25所述的装置，其中，所述预定义数据样本针对所述BWSC符号的数据样本中的一个或多个是冗余的。
27.如权利要求25所述的装置，其中，所述DC归零控制器进一步被配置为：
基于所述BWSC符号的所述数据样本，生成冗余样本；以及
在所述发射机电路的时域中，将所生成的冗余样本插入到所述第一调制信号的符号的逐块单载波(BWSC)块的数据样本内，以生成第二融合信号。
28.如权利要求27所述的装置，其中，所述RF处理电路进一步被配置为：
基于所述第二融合信号生成第二频域模拟发送信号，所述第二频域模拟发送信号在所述DC频率处具有空DC频调；以及
将所述第二频域模拟发送信号发送到所述接收机电路。
29.如权利要求28所述的装置，其中，在所述发射机电路与所述接收机电路之间共享所述预定义数据样本和所生成的冗余样本。
30.如权利要求25所述的装置，其中，所述第一调制器电路是正交幅度调制器(QAM)，并且所述DC归零控制器进一步被配置为：
使用移位值移位由所述QAM调制器使用的QAM星座内的一个或多个边界星座点，所述移位值基于所述第一调制信号的BWSC符号的数据样本。
31.如权利要求25所述的装置，还包括：
第二调制电路，其被配置为使用所述融合信号生成BWSC调制信号，其中，使用所述BWSC调制信号生成所述频域模拟发送信号。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117082619A (zh) * 2023-10-16 2023-11-17 北京理工大学 一种UWB和Wi-Fi融合定位方法、设备及介质
WO2024099142A1 (zh) * 2022-11-09 2024-05-16 华为技术有限公司 一种通信方法及装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114930783A (zh) 2019-12-26 2022-08-19 英特尔公司 无线设备中的均衡和估计处理
US20210266875A1 (en) * 2020-02-24 2021-08-26 Qualcomm Incorporated MACHINE LEARNING FOR ADDRESSING TRANSMIT (Tx) NON-LINEARITY
CN114095063B (zh) * 2021-10-28 2022-09-06 杭州电子科技大学 一种1-bit量化A/D的混合毫米波信道估计的方法

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11A (zh) 1836-08-10
US5692A (en) 1848-08-01 parker
US5539774A (en) * 1994-06-15 1996-07-23 International Business Machines Corporation Dual decision equalization method and device
JPH10271051A (ja) * 1997-03-11 1998-10-09 Alcatel Alsthom Co General Electricite 双方向等化を伴う送／受信装置
US7003030B2 (en) * 1999-03-08 2006-02-21 Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. Receivers, methods, and computer program products for an analog modem that receives data signals from a digital modem
US7039131B2 (en) * 2002-08-02 2006-05-02 Agere Systems Inc. Carrier frequency offset estimation in a wireless communication system
DE102005006441A1 (de) * 2005-02-12 2006-08-17 Newlogic Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren für das Ermitteln von Präambeln entssprechend dem IEEE 802.11a drahtlosen LAN Standard
US7365662B2 (en) 2006-07-25 2008-04-29 Infineon Technologies Ag DC-offset correction circuit for a communication system and method of correcting a DC-offset in a communication system
US7881365B2 (en) * 2007-10-31 2011-02-01 Agere Systems Inc. Demodulator with configurable adaptive equalizer
DE602008003566D1 (de) 2008-07-16 2010-12-30 Alcatel Lucent Adaptiver Nichtlinearitätsausgleich in einem kohärenten Empfänger
US8824599B1 (en) * 2012-06-20 2014-09-02 MagnaCom Ltd. Pilot symbol-aided sequence estimation for highly-spectrally-efficient communications
KR101783745B1 (ko) * 2016-11-21 2017-10-13 주식회사 지이에스테크 저해상도 adc를 이용한 고해상도 adc 구현 기법 및 장치
US10742453B1 (en) * 2019-02-22 2020-08-11 Xilinx, Inc. Nonlinear equalizer with nonlinearity compensation
CN114930783A (zh) 2019-12-26 2022-08-19 英特尔公司 无线设备中的均衡和估计处理

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024099142A1 (zh) * 2022-11-09 2024-05-16 华为技术有限公司 一种通信方法及装置
CN117082619A (zh) * 2023-10-16 2023-11-17 北京理工大学 一种UWB和Wi-Fi融合定位方法、设备及介质
CN117082619B (zh) * 2023-10-16 2024-02-20 北京理工大学 一种UWB和Wi-Fi融合定位方法、设备及介质

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