CN1939016A - 利用频谱估计的通信系统信道估计 - Google Patents

Abstract

描述了用于在多载波系统中执行信道估计的技术。首先，基于在不同符号周期内在不同子带集合上发送的窄带导频，或者基于在系统中的所有或大部分子带上发送的宽带导频，获得对无线信道的频率响应估计。对频率响应估计执行频谱估计，以确定频率信道估计的至少一个频率分量，每个频率分量指示在对无线信道的脉冲响应估计中的信道抽头的延迟。随后，基于由频谱估计确定的频率分量获得对无线信道的信道估计。该信道估计可以是信道配置、脉冲响应估计、改进的频率响应估计、信号到达时间或者关于无线信道的某些其它相关信息。

Description

利用频谱估计的通信系统信道估计

根据35U.S.C§119要求优先权

本专利申请要求2004年1月28日递交的、名称为“TIME-SYNCHRONIZATION AND CHANNEL SOUNDING USINGSPECTRAL ESTIMATION”(利用频谱估计的时间同步和信道探测)的临时申请No.60/540,088的优先权，该临时申请已转让给本申请的受让人，从而在此通过参考而特别援引该临时申请。

技术领域

本发明一般涉及通信，更具体地，涉及对通信系统的信道估计。

背景技术

在无线通信系统中，射频(RF)调制信号可以通过若干信号路径从发射机传送到接收机。如果信号路径具有不同的延迟，那么在接收机处的接收信号将包括所发射信号在不同增益和延迟上的多个实例。无线信道中的这种时间弥散性造成了频率选择性衰落，利用在系统带宽上幅度和相位发生变化的频率响应来表示该频率选择性衰落的特征。

为了有效地接收由发射机发送的数据传输，通常需要对发射机和接收机之间的无线信道执行精确的估计。典型地，通过从发射机发送导频并且在接收机处测量该导频来执行信道估计。由于导频由接收机预先已知的调制符号组成，所以可以将信道响应估计为接收导频符号与发射导频符号之比。

导频传输意味着系统中的开销。因此，期望尽可能使导频传输最小化。这可以通过如下方式实现，即，在一小部分系统带宽上发送“窄带”导频，并使用该导频获得对无线信道的信道估计(例如，频率响应估计或者脉冲响应估计)。无论信道估计是在时域还是在频域中，信道估计的分辨率(resolution)通常都受限于用于信道估计的导频带宽。因此，可以从单一窄带导频传输/实例获得仅具有粗分辨率的信道估计。如果接收机使用该粗信道估计恢复数据传输，那么该粗信道估计可能提供较差的性能。

因此，本领域需要基于窄带导频导出具有良好分辨率的信道估计的技术。

发明内容

本文描述了基于窄带导频或宽带导频获得具有高分辨率的改进的信道估计的技术。这些技术可以用于无线或无线多载波通信系统(例如，基于OFDM的系统)，并且还可以用于前向链路(或下行链路)以及反向链路(或上行链路)。

在用于执行信道估计的实施例中，首先获得对通信信道(例如，无线信道)的第一信道估计。该第一信道估计可以是频率响应估计，从(1)在不同符号周期内的不同子带集合上发送的窄带导频，或(2)在系统中全部或大量子带上发送的宽带导频中获得该频率响应估计。随后，对第一信道估计执行频谱估计，以确定该信道估计的至少一个频率分量。如果第一信道估计是频率响应估计，那么，可以对用于不同子带的信道增益执行频谱估计。频率响应估计的每个频率分量指示在对无线信道的脉冲响应估计中的一个信道抽头的延迟。如下文所描述的，可以使用各种技术来执行频谱估计。随后，基于由频谱估计确定的频率分量获得对无线信道的第二信道估计。

第二信道估计可以包括(1)具有L个信道抽头的无线信道的脉冲响应估计，其中L≥1，(2)在多达全部N个子带上具有信道增益的无线信道的改进频率响应估计，(3)指示在对无线信道的脉冲响应估计中的信道抽头的长期时间平均能量的信道配置，(4)指示通过无线信道发射的信号的到达时间的延迟值，或者(5)关于无线信道的某些其它相关信息。可以以多种方式利用第二信道估计。例如，可以将改进频率响应估计的信道增益用于对通过无线信道接收到的数据传输的匹配滤波或均衡。可以将到达时间的延迟值用于数据传输的时间同步。

下文进一步详细描述本发明的各种方案和实施例。

附图说明

从以下结合附图的详细描述中，本发明的特征和特性将变得更加显而易见，在附图中相似的参考符号相应地标识相同的内容，其中：

图1A和1B示出两个示例性传输方案；

图2示出无线信道的脉冲响应；

图3示出用于执行信道估计的特定处理；

图4示出利用频谱估计执行信道估计的处理；

图5示出终端和基站的方框图；以及

图6示出OFDM解调器和信道估计器。

具体实施方式

词语“示例性”在本文可以用于指“用作例子、实例或示例”。不必将本文描述为“示例性”的任何实施例或设计理解为优选于或优于其它实施例或设计。

本文描述的信道估计技术可以用于各种无线和有线多载波通信系统。可以通过正交频分复用(OFDM)、离散多音(DMT)、某些其它多载波调制技术或者某些其它构造来获得多个载波。OFDM将整个系统带宽有效地分割成多个(N个)正交子带，这些正交子带也被称为音调、子载波、频段和频道。通过OFDM，每个子带与各自的可以调制数据的子载波相关联。

为清楚起见，下文针对基于OFDM的无线系统描述信道估计技术。这种系统之一是正交频分多址(OFDMA)系统，该系统可以同时支持对多个无线终端的通信。通过OFDM，在每个OFDM符号周期(或简称“符号周期”)内，可以在全部N个子带上发送多达N个调制符号(例如，用于数据和/或导频)。利用N点逆快速傅里叶变换(IFFT)将这些调制符号转换到时域，以便获得包含N个时域采样或码片的“转换”符号。为了抑制由频率选择性衰落引起的符号间干扰(ISI)，对转换符号中的C个码片进行重复，以便形成包含N+C个码片的OFDM符号，其中典型地C是N的一部分(例如，1/4或1/8)。通常把所述C个重复码片称为循环前缀，C是循环前缀长度。

在基于OFDM的系统中，可以以各种方式发射数据和导频。下文描述一些示例性传输方案。

图1A示出可以用于基于OFDM的系统的跳频(FH)传输方案110。跳频可以提供抵制有害路径效应的频率分集以及干扰的随机化。通过跳频，可以为每个终端(或用户)分配不同的FH序列，该FH序列指示在每个“跳跃”周期内使用的特定子带。每个FH序列可以是伪随机序列，其为指定的终端随机地选择子带。用于与同一基站进行通信的不同终端的FH序列彼此正交，使得在任意给定的跳跃周期内没有两个终端使用相同的子带。这避免了在与同一基站进行通信的终端之间的(“扇区内”)干扰。用于每个基站的FH序列相对于用于邻近基站的FH序列是伪随机的。无论何时，只要在相同的跳跃周期内，用于与两个不同基站进行通信的两个终端的FH序列选择了相同的子带，就会在这两个终端之间出现干扰。然而，由于FH序列的伪随机特性，该(“扇区间”)干扰是随机化的。

如图1A所示，每个跳跃周期可以跨越多个符号周期。可以在每个跳跃周期内为每个终端分配一个包含M个子带的集合，其中M可以大于1。数据符号(其为数据的调制符号)可以与导频符号(其为导频的调制符号)进行时分复用(TDM)。M个子带可以是连续的(如图1A所示)或者不连续的(例如，由S个子带均匀间隔开)。例如，传输方案110可以用于OFDMA系统的反向链路。

图1B示出也可以用于基于OFDM的系统的“交织”传输方案120。对于图1B中所示的实例，形成了S个不同的导频子带集合，每个集合包含用于导频传输(或“导频子带”)的M＝N/S个子带。为了提高性能，可以利用S个子带将每个集合中的多个导频子带均匀间隔开，并且如图1B所示，可以对S个导频子带集合进行交织。可以在未用于导频传输的其它子带上发送数据符号。通常，可以形成任意数量的导频子带集合，并且每个集合可以包含任何数量的子带。例如，传输方案120可以用于OFDMA系统的前向链路。

本文描述的信道估计技术可以与多种传输方案一起使用。这些技术可以用于窄带导频，所述窄带导频按照图1A或1B中所示或者以某种其它方式发射。这些技术还可以用于宽带导频，所述宽带导频在全部N个子带的全部或大量子带上以TDM方式与数据一起发射。

可以通过时域信道脉冲响应或者相应的频域信道频率响应来表示基于OFDM的系统中的无线信道的特征。如本文所使用的且与传统术语相一致的术语，“信道脉冲响应”是信道的时域响应，并且“信道频率响应”是信道的频域响应。在采样数据系统中，信道频率响应是信道脉冲响应的离散傅里叶变换(DFT)。为清楚起见，在下文的描述中，信道脉冲响应由“信道抽头”序列组成，每个信道抽头由信道抽头增益(或简称为“抽头增益”)和信道抽头延迟(或简称为“抽头延迟”)定义。信道频率响应由“信道增益”集合组成，每个信道增益对应于特定的子带。

图2示出无线信道的脉冲响应210。信道脉冲响应210包括L个有效(例如，具有足够强度)的信道抽头。每个信道抽头具有复增益h_i并且位于延迟d_i处。通常，每个信道抽头可以位于1和N之间的任意位置处(或1≤d_i≤N)，其中N也是无线信道的时间跨度或长度。L个抽头增益被表示为{h_i}，或h_i，i＝1，2，...L。L个抽头延迟被表示为{d_i}，或d_i，i＝1，2，...L。抽头增益{h_i}是相关随机变量，该相关随机变量以由无线信道的多普勒展宽所确定的速率变化。L个抽头增益{h_i}以及L个抽头延迟{d_i}都是未知的，并且可以如下文所描述的对其进行估计。

在z域中，可以利用L抽头有限脉冲响应(FIR)滤波器来表示信道脉冲响应H(z)，如下：

$H\left(z\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\·z^{-d_i},$ 方程(1)

其中，z^-1表示一个采样(或码片)周期的延迟，并且z^-di表示第i个信道抽头的延迟。还可以利用L×1向量 h表示信道脉冲响应，而无需准确地参考抽头延迟{d_i}，如下：

h＝[h₁ h₂...h_L]^T，                              方程(2)

其中“T”表示转置。

可以将信道配置(channel profile)定义如下：

P＝diag< h· h ^T>，                                方程(3)

其中<>表示时间平均(time-averaging)运算；

diag{ M}是仅具有矩阵 M的对角元素的对角矩阵；以及

P是信道配置的L×L对角矩阵。

对角矩阵包含沿对角线方向的可能非零值以及其它位置的零值。P的对角元素表示由 h定义的信道配置。信道配置指示信道脉冲响应中信道抽头的长期时间平均能量。信道配置不包括诸如衰落、多普勒等短期效应。因此，信道配置指示信号传输所经由的介质的反射率/透射率。

可以为用于导频传输的每个子带估计频域信道增益，如下：

$H_k=\frac{y_k}{p_k},k=1,2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;M,$ 方程(4)

其中，y_k是子带k的接收导频符号；

P_k是在子带k上发射的导频符号；以及

H_k是对子带k的信道增益估计。

如方程(4)中所示，可以基于在用于导频传输的M个子带上接收的导频符号，对这些子带的M个信道增益{H_k}执行估计。信道增益是频域值。可以将每个信道增益表示为具有L个(未知)时域信道抽头的傅里叶变换，如下；

$H_k=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}(h_i\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;d_i(k-1)/N}+n_i)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}(h_i\&CenterDot;e^{j{\mathrm{\&omega;}}_i(k-1)}+n_i),k=1,2,...M,$ 方程(5)

其中，ω_i＝2πd_i/N是第i个信道抽头的(弧度中的)角频率；并且n_i是第i个信道抽头的噪声。

角频率ω_i，i＝1，2...L，是信道增益{H_k}的频率分量，并且与用于无线信道脉冲响应的未知抽头延迟直接相关。因此，如下文所述，可以通过对信道增益{H_k}执行频谱(或音调)估计而估计出抽头延迟。

可以以矩阵的形式表示方程(5)，如下：

方程(6)

或者 H＝ Qh+ n，                                    方程(7)

其中 Q是包含方程(6)中所示元素的M×L“傅里叶型”矩阵，并且n是L×1噪声向量。

可以在不同的时间间隔，在M个子带的不同集合上发射导频(例如，图1A或1B所示)。例如，在一个时间间隔内，可以在子带k＝1，2，...M上发送导频，随后，在下一个时间间隔内，在子带k＝1+b，2+b，...M+b上发送导频，依此类推，其中，b可以是任意偏移值。在子带k＝1+b，2+b，...M+b上发送的导频的信道增益可以表示为：

H _b＝ QBh+ n，                                      方程(8)

其中 B是由 B＝diag(e^jbω1，e^jbω2，...e^jbωL)给出的L×L对角矩阵。

可以将 H的M×M相关(或外积)矩阵定义为 H· H ^H，其中“H”表示共轭转置。 H的相关矩阵的长期时间平均被表示为 R，其可以表示为：

R＝< H· H ^H>＝ Q· P· Q ^H+σ²· I                      方程(9)

基于方程(3)、(7)和(8)得到方程(9)。可以适当地选择b偏移值(例如，以图1A中所示的伪随机方式或者以图1B中所示的确定方式)，使得用于一组不同偏移值的 B矩阵平均为零。在这种情况下，如果对为不同时间间隔获得的相关矩阵进行足量的平均，那么， B矩阵将抵消并且不出现在 R中。方程(9)还假设信道噪声为加性高斯白噪声(AWGN)，其均值为零，方差为σ²且自协方差矩阵为_ _nn＝σ²· I，其中 I是沿对角线方向为1、其它位置为零的单位矩阵。

可以对矩阵 R进行本征值分解，如下：

R＝ V· D· V ^H，                                   方程(10)

其中， V是 R的本征向量的M×M酉矩阵；并且

D是 R的本征值的M×M对角矩阵。

以属性 M ^H M= I来表示酉矩阵 M的特征。酉矩阵的列彼此正交，并且每一列具有单位能量(unity power)。Gilbert Strang在名称为“LinearAlgebra and Its Applications”(线性代数及其应用)(第二版，AcademicPress(学术出版社)，1980)一书中描述了本征值分解。

D的M个对角元素被称为 R的本征值。 V的M个列被称为 R的本征向量。 V的每一列对应于 D中的一个本征值。这样， V的第一列或最左侧一列对应于 D的第一列中的对角元素， V的第二列对应于 D的第二列中的对角元素，依此类推。

可以将 D中的M个本征值从最小到最大进行排序，并且在排序后将其表示为{λ₁，λ₂，...λ_M}，其中λ₁是最小的本征值并且λ_M是最大的本征值。当对 D中的本征值进行排序时，也对 V中的本征向量相应地进行排序。 D中的M-L个最小本征值(即，λ₁到λ_M-L)等于噪声方差σ²，并且被称为“噪声”本征值。 V中对应于M-L个噪声本征值的M-L个本征向量(即，排序后 V的M-L个最左侧的列)被称为 R的“噪声”本征向量，并且被表示为{ r ₁， r ₂，... r _M-L)。噪声本征向量与 Q的列正交。

L个抽头增益／功率包含于矩阵 P中，并且L个抽头延迟包含于矩阵 Q中。 Q的L列中的每一列具有如下形式：

q _l=[1，e^j2π(l-1)/N，e^j2π(l-1)/N，...e^{j2π(M-1)(l-1)/N}]，  方程(11)

其中，l是代表未知抽头延迟的索引，并且位于从1到N的范围内，或者l∈{1，2,...N}。

可以将代价函数(cost function)定义如下：

$C\left(l\right)=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{M-L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|{\underset{-}{q}}_l^H\&CenterDot;{\underset{-}{r}}_k|}^2},l=\mathrm{1,2},...N,$ 方程(12)

如下，可以基于代价函数c(l)获得L个未知的抽头延迟。为l的N个可能值中的每一个(即l=1，2...N)估计代价函数。l的每个值表示信道抽头的假定延迟值。对于l的每个值，首先如方程(11)中所示确定向量 q _l，并且将 q _l与M-L个噪声本征向量中的每一个相乘，以便获得M-L个内积， $g_K={\underset{-}{q}}_l^H\&CenterDot;{\underset{-}{r}}_k,k-\mathrm{1,2},...M-L$ 。将每个内积的功率计算为|g_k|²＝g_k·g_k ^*，其中“*”表示复共轭。随后，对M-L个内积的功率求和，并且将求和功率的倒数提供作为该l值的代价值C_l。对于l的N个可能值，获得N个代价值C_l，l＝1，2，...N。

由于 Q的列正交于噪声本征向量， Q的任意列与任意噪声本征向量的内积很小或者为零。因此，对于 Q的每一列的M-L个内积的求和功率很小，并且该求和功率的倒数很大。从而识别出N个代价值中的L个最大值。对应于所述L个最大代价值的L个l值表示用于信道脉冲响应的L个未知的抽头延迟。所述L个识别的l值可以用于形成矩阵 Q。随后，可以按照如下公式导出L个抽头增益：

h _b＝ B ^-1 Q ^-1 H _b，                                方程(13)

其中， H _b是用于一个包含M个导频子带的集合的频率响应估计的M×1向量；并且

H _b是用于具有L个抽头的信道脉冲响应估计的L×1向量。

可以为对每个导频子带集合的频率响应估计 H _b获得脉冲响应估计H _b。对不同导频子带集合的脉冲响应估计可以被取平均，以便获得具有L个抽头的平均脉冲响应估计(由向量 h _L表示)。

可以基于具有L个抽头的平均信道脉冲响应估计 h _L形成具有N个抽头的“全”信道脉冲响应估计(由向量 h _N表示)。N×1向量 h _N将包含在正确抽头索引(由对应于L个最大代价值的L个l值所确定)处的L×1向量 h _L的全部L个元素以及在所有其它抽头索引处的N-L个零。可以通过对全信道脉冲响应估计 h _N执行N点快速傅里叶变换(FFT)，获得对全部N个子带的“全”信道频率响应估计(由向量 H _N表示)，如下：

H _N＝ W· h _N，                                    方程(14)

其中 W是按如下方式定义的N×N傅里叶矩阵，即其第(i，j)项w_i，j给定如下：

$w_{i,j}=e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{(i-1)(j-1)}{N}},i=\mathrm{1,2},...N$ 且j＝1，2...N，           方程(15)

其中，i是行索引，j是列索引。可以将全信道频率响应估计 H _N用于对通过无线信道接收的数据传输执行匹配滤波、均衡等。

在上文描述中，L表示将要被估计的信道抽头数量。通常，L可以等于或者可以不等于无线信道实际脉冲响应中的信道抽头数量(L_act)。如果L＝L_act＜M，那么可以如上文所述对L_act个信道抽头执行估计。如果L≠L_act且L＜M，那么可以如上文所述获得表示无线信道的信道配置的L个信道抽头。如果L＝1，那么只要M大于1，就可以获得位于信道配置(长L_act)中心处的单一信道抽头。对应于该单一信道抽头的抽头延迟(表示为d_s)可被用作对通过无线信道发射的信号的到达时间的估计。通常，随着M的增加，可以对更多具有更好精确度和更高分辨率的信道抽头执行估计。对于M等于或接近于N的宽带导频，可以基于宽带导频对具有多达N个抽头的全信道脉冲响应执行估计。

可以将本文描述的技术用于获得改进的信道估计。如本文所使用的，“信道估计”可以包括任何类型的无线信道信息及其任意组合。例如，信道估计可以包括信道配置、用于频率响应估计的信道增益集合、用于脉冲响应估计的信道抽头序列、单一信道抽头、通过无线信道发射的信号的到达时间和/或无线信道的某些其它相关信息。

图3示出用于执行信道估计的处理300的流程图。将时间平均相关矩阵 R初始设定为零(方框312)。从无线信道获得接收的OFDM符号并且对其执行处理(例如，OFDM解调)，以便获得M个导频子带的M个接收的导频符号(方框314)。如图1A和1B所示，可以在不同符号周期内使用不同的子带集合发射导频。对于窄带导频，如方程(4)中所示，将接收的导频符号用于获得部分频率响应估计(由向量H表示)(仍为方框314)。随后，基于向量 H对矩阵 R进行更新(方框316)，如下：

R _m+1＝ R _m+ H· H ^H，                              方程(16)

其中， R _m是用于第m个更新间隔的相关矩阵。

随后，确定是否已经在足量的具有导频的OFDM符号上对矩阵 R进行了平均(方框318)。如果答案是“否”，那么处理返回到方框312，以便对另一个具有导频的OFDM符号进行接收和处理。否则，如上文所述，获得矩阵 R的噪声本征向量(方框320)。随后，例如，如方程(12)中所示，基于噪声本征向量并且针对l的N个可能值计算代价函数C(l)(方框322)。随后，如上文所描述的，基于为代价函数C(l)获得的代价值识别信道配置(方框324)。随后，可以基于识别的信道配置导出信道估计(方框326)。例如，可以如方程(13)所示获得信道脉冲响应估计，并且如方程(14)所示获得信道频率响应估计。随后，处理返回到方框312以便获得另一个信道估计。

也可以基于矩阵 R的持续(running)平均获得信道估计。例如，在方框316中，可以基于无限脉冲响应(IIR)滤波器对矩阵 R进行更新，如下：

R _m+1＝α· R _m+(1-α)· H· H ^H，               方程(17)

其中α是确定平均量的系数。较大的α值对应于更多的平均。随后，可以将处理300修改为从方框326转移到方框314(而不是方框312)。然后，例如，无论何时只要接收到具有导频的OFDM符号，就可以获得更新的信道配置和信道估计。

如上文所描述的信道估计基于如下认知，即，将要确定的未知抽头延迟(d_i，i＝1，2，...L)是可用频域信道增益的未知频率分量(ω_i，i＝1，2，...L)。随后，使用频谱估计(或频谱分析)来确定信道增益的未知频率分量。这些频率分量一旦确定，就作为对用于信道脉冲响应估计的未知抽头延迟的估计。

为清楚起见，上文描述了一种通常被称为多信号分类(MUSIC)技术的特定频谱估计技术。也可以使用其它频谱估计技术来确定频率响应估计的频率分量(并因此确定用于脉冲响应估计的抽头延迟)，并且其将落入本发明的范围内。例如，可以基于周期图技术、Prony估计器、Pisarenko谐波分解技术等执行频谱估计。S.L.Marple Jr.在“ATutorial Overview of Modern Spectral Estimation”(现代频谱估计指导概述)(Proc.IEEE，1989，pp.2152-2157)中，以及B.D.Kao和K.S.Arun在“Model Based Processing of Signals：A State Space Approach”(基于信号处理的模型：一种状态空间方法)(Proc.IEEE，Vol.80，No.2，1992年2月，pp.283-309)中对包括MUSIC技术在内的所述各种频谱估计技术进行了描述。

图4示出用于使用频谱估计而执行信道估计的处理400的流程图。从通信信道获得接收的OFDM符号并且对其执行处理，以便获得部分或全部频率响应估计(方框412)。通信信道可以是无线信道或有线信道。对于窄带导频，在具有导频的每个OFDM符号中，可以针对全部N个子带的较小子集获得部分频率响应估计。对于宽带导频，在具有导频的每个OFDM符号中，可以针对全部N个子带的全部或大部分子带获得全频率响应估计。

随后，对于对当前接收的OFDM符号的频率响应估计以及对先前接收的OFDM符号的可能频率响应估计执行频谱估计，以便确定频率响应估计的一个或多个频率分量(方框414)。频谱估计可以基于MUSIC、周期图、Prony估计器、Pisarenko谐波分解或某些其它技术。典型地，每种频谱估计技术采用某种类型的平均，以便获得对正在被搜索的频率分量的良好估计。随后，确定是否终止频谱估计(方框416)。可以基于多种标准终止频谱估计，例如，在已经处理了预定数量的具有导频的OFDM符号以后，如果所计算的误差标准低于预设的阈值等，则终止频谱估计。终止标准可以取决于选择使用的频谱估计技术。如方框416中所确定的，如果继续执行频谱估计，那么该处理返回到方框412，以便处理另一个具有导频的OFDM符号。否则，基于由频谱估计确定的频率分量获得信道估计(方框418)。例如，信道估计可以包括用于信道脉冲响应估计的L个信道抽头和/或L个抽头延迟、用于信道频率响应估计的信道增益、信号到达时间、信道配置等，其中L≥1。

即使对导频进行发射使得在任何给定时间上只可以观测到系统带宽的一小部分，也能使用本文描述的技术来获得具有良好分辨率的信道估计。如果在某个时刻仅在M个子带上发送导频，其中M可以远小于N，那么，接收机可以基于在所述M个子带上接收的导频而仅在相对较窄的频带上观测无线信道。因此，可以基于用于每个具有M个子带的集合的窄带导频获得1/M的延迟分辨率，其中，如果M远小于N，那么1/M远粗略于1/N。本文描述的技术可以提供具有1/N延迟分辨率的信道抽头，其分辨率远好于具有任一窄带导频传输的信道抽头的可能分辨率。

本文描述的技术还可以用于处理过量的延迟展宽。基于OFDM的系统可以经受小于或等于循环前缀长度的延迟展宽。无线信道的延迟展宽是无线信道脉冲响应的时间跨度(或持续时间)，其等于d_last-d₁，其中，d₁是最初的信道抽头并且d_last是最后的信道抽头。如果延迟展宽小于或等于循环前缀长度，那么N个子带彼此正交。如果延迟展宽大于循环前缀长度，则会出现过量的延迟展宽。在这种情况下，具有大于C的延迟(即信道脉冲响应的“过量”部分)的信道抽头可能引起诸如ISI和信道估计误差等各种有害效应，这些效应都会降低系统性能。使用本文所描述的技术，可以确定抽头延迟，并且可以识别信道脉冲响应的过量部分。可以将对出现过量延迟展宽的认知用于“快速”对接收机进行优化以获得更好的性能。例如，如在共同转让的、名称为“Pilot Transmission and Channel Estimation for anOFDM System With Excess Delay Spread”(具有过量延迟展宽的OFDM系统的导频传输及信道估计)、递交日为xxx的美国专利申请No.[代理方案号030488]中所描述的，为了获得可以捕获到过量部分的更长的脉冲响应估计，接收机可以基于在多个子带集合(而不是每个子带集合)上接收的导频符号执行信道估计。

本文所描述的技术可以被接收机用于获得时间同步，这需要确定信号在接收机处的到达时间。典型地，由于发射机可以在任意时刻进行发射并且无线信道可能引入未知的延迟，所以接收机预先不知道信号的到达时间。可以确定信号到达时间的分辨率受到信道观测带宽的限制。因此，如果M远小于N，那么基于在任意一个具有M个子带的集合上接收的导频，仅可以估计出粗略的到达时间。本文描述的技术可以提供通过无线信道发射的信号的更加精确的到达时间(如上文所述，L＝1)。信号接收时间的精确信息是重要的，这是由于典型地大部分接收机处理(例如，解调和解码)都是基于该信息执行的。

图5示出在基于OFDM的系统(例如OFDMA系统)中，终端500和基站550的方框图。在反向链路上，在终端500处，发射(TX)数据处理器510对业务和控制数据进行接收、格式化、编码、交织和调制(即符号映射)，并且提供调制符号(或数据符号)。OFDM调制器520接收数据符号和导频符号，如上文所述执行OFDM调制，并且提供OFDM符号流。可以以各种方式(例如，如图1A或1B中所示)对导频和数据符号进行发射。对于OFDMA系统，可以在分配给终端500的M个子带上发射数据和导频符号(例如，如图1A所示)。发射机单元(TMTR)522对OFDM符号流进行接收和调节(例如，模拟变换、放大、滤波以及上变频)，以便产生反向链路信号，通过天线524将该反向链路信号发射到基站550。

在基站550处，天线552对反向链路信号进行接收，并且将接收的信号提供给接收机单元(RCVR)554。接收机单元554对接收的信号进行调节(例如，滤波、放大和下变频)，对调节的信号进行数字化，并且将接收的码片提供给OFDM解调器556。

图6示出OFDM解调器556和信道估计器568的实施例。在OFDM解调器556中，循环前缀移除单元612对附加在每个OFDM符号上的循环前缀进行移除。随后，FFT单元614使用N点FFT将每个接收的转换符号转换到频域，并且获得N个子带的N个接收符号。FFT单元614将接收的导频符号提供给信道估计器568，并且将接收的数据符号提供给数据检测器616。数据检测器616从信道估计器568进一步接收对反向链路的频率响应估计，利用该频率响应估计对接收的数据符号执行检测(例如，匹配滤波或均衡)，并且将检测的数据符号(其是对发射的数据符号的估计)提供给接收(RX)数据处理器558。

信道估计器568获得接收的导频符号并且执行信道估计。在信道估计器568中，导频检测器622移除接收的导频符号上的调制，以便获得对终端500的反向链路的频率响应估计。频谱估计器624执行频谱估计，以便获得频率响应估计的一个或多个频率分量。频谱估计器624可以执行图3中的处理300，或者可以采用某些其它频谱估计技术。后处理器626从频谱估计器624接收频率分量，并且使用这些频率分量，以导出对终端500的反向链路的信道估计。后处理器626可以导出全信道脉冲响应估计、全信道频率响应估计等。对于OFDMA系统，多个终端可以同时在其被分配子带上的反向链路上发射导频。随后，信道估计器568将基于从终端接收到的导频符号获得对每个终端的频率响应估计，确定该频率响应估计的一个或多个频率分量，并且导出对该终端的信道估计。

定时回路628从频谱估计器624接收终端550的信号到达时间，并且执行时间同步。例如，定时回路628可以产生定时控制以用于调整终端500所发送传输的定时，使得传输可按时间顺序正确地排列在基站550处。对于多址系统，为了确保来自多个终端的传输在基站处不相互干扰或者尽量少地干扰，时间同步是重要的。可替换地或者附加地，定时回路628可以产生用于调节OFDM解调器556的定时的控制信号。定时回路628(例如，其可以实现一阶回路)可以检测来自终端500的传输相对于参考时间是早还是晚，并且可以产生提前/滞后控制以用于指令终端500提前或延迟其定时，使得其传输在参考时刻到达基站550。

返回参考图5，RX数据处理器558对检测的数据符号执行解调(即符号解映射)、解交织和解码，以便恢复发射的数据。在终端500处，由OFDM解调器556和RX数据处理器558执行的处理与由OFDM调制器520和TX数据处理器510执行的处理分别互补。

在前向链路上，TX数据处理器582对业务和控制数据执行处理，并且提供数据符号。OFDM调制器584接收数据符号并将其与导频符号进行复用，执行OFDM调制，并且提供OFDM符号流。可以对前向和反向链路使用相同或不同的传输方案。例如，图1A中所示的传输方案可以用于反向链路，并且在图1B中所示的传输方案可以用于前向链路。可以对前向和反向链路上的导频传输使用相同或不同数量的子带。在任意情况下，发射机单元586对OFDM符号流进行接收和处理，以便产生前向链路信号，该前向链路信号通过天线552发射到终端。

在终端500处，来自基站550的前向链路信号由天线524进行接收并由接收机单元542执行处理，以便获得接收的码片。随后，OFDM解调器544对接收的码片执行处理，并且将接收的导频符号提供给信道估计器528，且将检测的数据符号提供给RX数据处理器546。例如，信道估计器528使用诸如图3中所示的频谱估计技术对前向链路执行信道估计。还可以如图6中所示实现信道估计器528。RX数据处理器546对检测的数据符号执行处理，以便恢复由基站550发射的业务数据。

处理器530和570分别指令终端500和基站550处的操作。存储器单元532和572分别存储由处理器530和570使用的程序代码和数据。处理器530和570还可以分别实现信道估计器528和568，并且可以分别对前向和反向链路执行信道估计。

可以通过各种方式来实现本文所描述的这些信道估计技术。例如，可以以硬件、软件或者其组合来实现这些技术。对于硬件实现，可以在如下硬件中实现用于执行信道估计的处理单元，即，一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它设计为执行本文所描述功能的电子单元或者其组合。

对于软件实现，可以利用执行本文所描述功能的模块(例如程序、函数等)来实现信道估计技术。软件代码可以存储在存储器单元(例如，图5中的存储器单元532或572)中，并且由处理器(例如，控制器530或570)来执行该软件代码。可以在处理器内部或者处理器外部实现存储器单元，在处理器外部实现存储器单元的情况下，可以通过现有技术中已知的各种方式将存储器单元通信连接到处理器上。

提供了已公开实施例的上述说明，以便使本领域的任何技术人员都能够实现或使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以将本文定义的一般原理应用到其它实施例。因此，本发明并未受限于本文所示的实施例，而应给予与本文公开的原理和新特征一致的最宽范围。

Claims (35)

1、一种在通信系统中对通信信道执行信道估计的方法，包括：

获得对所述通信信道的第一信道估计；

对所述第一信道估计执行频谱估计，以确定所述第一信道估计的至少一个频率分量；以及

基于所述第一信道估计的所述确定的至少一个频率分量，获得对所述通信信道的第二信道估计。

2、如权利要求1所述的方法，其中，所述第一信道估计包括确定对所述通信信道的频率响应估计，并且其中，对所述频率响应估计执行频谱估计。

3、如权利要求2所述的方法，其中，所述至少一个频率分量中的每个分量指示在对所述通信信道的脉冲响应估计中的信道抽头的延迟。

4、如权利要求2所述的方法，还包括：

获得对多个不同子带集合的多个部分频率响应估计，其中，每个部分频率响应估计对应于所述系统的全部带宽的一部分，并且所述每个部分频率响应估计为从一个子带集合所获得，并且其中，对所述多个部分频率响应估计执行所述频谱估计，以确定所述至少一个频率分量。

5、如权利要求4所述的方法，其中，每个子带集合包括所述系统的全部N个子带的一个子集，其中N是大于1的整数。

6、如权利要求4所述的方法，其中，每个子带集合包括所述系统中的M个连续子带，其中M是大于1的整数。

7、如权利要求4所述的方法，其中，每个子带集合包括均匀分布在所述系统的全部N个子带上的M个子带，其中M和N是大于1的整数，并且M小于N。

8、如权利要求4所述的方法，其中，利用用于跳频的伪随机序列确定所述不同子带集合。

9、如权利要求2所述的方法，其中，所述确定的频率响应估计为基于宽带导频所获得，并且其包括对所述系统的全部或大部分子带的信道增益估计。

10、如权利要求1所述的方法，其中，所述获得的第二信道估计包括用于对所述通信信道的脉冲响应估计的至少一个信道抽头延迟。

11、如权利要求10所述的方法，其中，所述获得的第二信道估计还包括在所述至少一个信道抽头延迟处的至少一个信道抽头增益。

12、如权利要求1所述的方法，其中，所述获得的第二信道估计包括用于所述通信信道的多个子带的多个信道增益。

13、如权利要求1所述的方法，其中，所述获得的第二信道估计包括指示通过所述通信信道发射的信号的到达时间的延迟值。

14、如权利要求13所述的方法，还包括：

将所述延迟值用于通过所述通信信道接收的数据传输的时间同步。

15、如权利要求1所述的方法，其中，执行所述频谱估计的步骤包括基于多信号分类(MUSIC)技术来执行所述频谱估计。

16、如权利要求1所述的方法，其中，执行所述频谱估计的步骤包括基于周期图技术、Prony估计器或者Pisarenko谐波分解技术来执行所述频谱估计。

17、如权利要求1所述的方法，其中，所述通信系统采用正交频分复用(OFDM)。

18、如权利要求1所述的方法，其中，所述通信系统是正交频分多址(OFDMA)系统。

19、一种用于在通信系统中对通信信道执行信道估计的设备，包括：

检测器，用于获得对所述通信信道的第一信道估计；

频谱估计器，用于对所述第一信道估计执行频谱估计，以确定所述第一信道估计的至少一个频率分量；以及

处理器，用于基于所述第一信道估计的所述确定的至少一个频率分量，来获得对所述通信信道的第二信道估计。

20、如权利要求19所述的设备，其中，所述第一信道估计包括对所述通信信道的频率响应估计，其中，所述至少一个频率分量中的每个频率分量指示在对所述通信信道的脉冲响应估计中的信道抽头的延迟，并且其中，所述第二信道估计包括用于所述脉冲响应估计的至少一个信道抽头延迟。

21、如权利要求19所述的设备，其中，所述检测器用于获得对多个不同子带集合的多个部分频率响应估计，并且其中，所述频谱估计器用于对所述多个部分频率响应估计执行频谱估计，以确定所述至少一个频率分量。

22、如权利要求20所述的设备，还包括：

定时单元，用于从所述频谱估计器获得延迟值，该延迟值指示通过所述通信信道发射的信号的到达时间，并且所述定时单元将所述延迟值用于通过所述通信信道接收的数据传输的时间同步。

23、一种用于在通信系统中对通信信道执行信道估计的设备，包括：

用于获得对所述通信信道的第一信道估计的装置；

用于对所述第一信道估计执行频谱估计以确定所述第一信道估计的至少一个频率分量的装置；以及

用于基于所述第一信道估计的所述确定的至少一个频率分量来获得对所述通信信道的第二信道估计的装置。

24、如权利要求23所述的设备，其中，所述第一信道估计包括对所述通信信道的频率响应估计，其中，所述至少一个频率分量中的每个频率分量指示在对所述通信信道的脉冲响应估计中的信道抽头的延迟，并且其中，所述第二信道估计包括用于所述脉冲响应估计的至少一个信道抽头延迟。

25、一种在通信系统中对通信信道执行信道估计的方法，包括：

获得对所述通信信道的频率响应估计；

基于所述频率响应估计导出相关矩阵；

基于所述相关矩阵获得T个噪声本征向量，其中T是大于1的整数；以及

基于所述T个噪声本征向量获得对所述通信信道的信道估计。

26、如权利要求25所述的方法，还包括：

获得对多个不同子带集合的多个部分频率响应估计，其中，每个部分频率响应估计对应于所述系统的全部带宽的一部分，并且所述每个部分频率响应估计为从一个子带集合中所获得，并且其中，对所述通信信道的所述频率响应估计包括所述多个部分频率响应估计。

27、如权利要求26所述的方法，其中，所述导出相关矩阵的步骤包括：

为所述多个部分频率响应估计中的每一个计算外积矩阵，以及

对为所述多个部分频率响应估计计算的多个外积矩阵进行平均，以获得所述相关矩阵。

28、如权利要求25所述的方法，其中，所述获得T个噪声本征向量的步骤包括：

执行所述相关矩阵的本征值分解，以获得本征值的对角矩阵和本征向量的酉矩阵，并且其中，所述T个噪声本征向量是所述酉矩阵中对应于所述对角矩阵中的T个最小本征值的T个本征向量。

29、如权利要求25所述的方法，其中，所述获得对所述通信信道的信道估计的步骤包括：

对于N个假定延迟值中的每个假定延迟值，基于该假定延迟值和所述T个噪声本征向量的代价函数来计算代价值，其中，N是大于T的整数，并且其中，为所述N个假定延迟值计算N个代价值，

在所述N个代价值中识别L个最大的代价值，其中，L是大于1的整数，以及

将对应于所述L个最大代价值的L个假定延迟值提供作为在对所述通信信道的脉冲响应估计中的L个信道抽头的延迟，并且其中，对所述通信信道的所述信道估计包括所述L个信道抽头延迟。

30、如权利要求29所述的方法，其中所述获得对所述通信信道的信道估计的步骤还包括：

基于所述L个抽头延迟和所述频率响应估计导出在所述脉冲响应估计中的所述L个信道抽头的增益，并且其中，对所述通信信道的所述信道估计还包括所述L个信道抽头增益。

31、如权利要求30所述的方法，其中，所述获得对所述通信信道的信道估计的步骤还包括：

基于所述脉冲响应估计得到对所述通信信道的全部N个子带的全频率响应估计。

32、一种用于在通信系统中对通信信道执行信道估计的设备，包括：

检测器，用于获得对所述通信信道的频率响应估计；以及

频谱估计器，用于

基于所述频率响应估计导出相关矩阵，

基于所述相关矩阵获得T个噪声本征向量，其中T是大于1的整数，以及

基于所述T个噪声本征向量获得对所述通信信道的信道估计。

33、如权利要求32所述的设备，其中所述检测器用于获得对多个不同子带集合的多个部分频率响应估计，其中，每个部分频率响应估计对应于所述系统的全部带宽的一部分，并且所述每个部分频率响应估计为从一个子带集合中所获得，并且其中，所述频谱估计器用于基于所述多个部分频率响应估计导出所述相关矩阵。

34、一种用于在通信系统中对通信信道执行信道估计的设备，包括：

用于获得对所述通信信道的频率响应估计的装置；

用于基于所述频率响应估计导出相关矩阵的装置；

用于基于所述相关矩阵获得T个噪声本征向量的装置，其中T是大于1的整数；以及

用于基于所述T个噪声本征向量获得对所述通信信道的信道估计的装置。

35、如权利要求34所述的设备，还包括：

用于获得对多个不同子带集合的多个部分频率响应估计的装置，其中，每个部分频率响应估计对应于所述系统的全部带宽的一部分，并且所述每个部分频率响应估计为从一个子带集合中所获得，并且其中，用于所述通信信道的所述频率响应估计包括所述多个部分频率响应估计。

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