KR20070019028A - 통신 시스템에서 스펙트럴 추정을 이용한 시간 동기화 - Google Patents

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KR20070019028A
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Abstract

스펙트럴 추정을 이용하여 시간 동기화를 수행하기 위해, 수신기는 파일럿 전송용으로 사용된 주파수 부대역들의 세트 각각에서 수신된 파일럿 심볼들에 대한 주파수 응답 추정을 얻는다. 수신기는 전송기로부터의 전송에 대한 측정된 도달 시각을 얻기 위해 부대역들의 상이한 세트들에 대한 주파수 응답 추정들에서 스펙트럴 추정을 수행한다. 스펙트럴 추정은 주파수 응답 추정들에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하고 이 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 측정된 도달 시각을 유도한다. 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러가 계산되고, 필터링될 수도 있다. 필터링되거나 필터링되지 않은 시간 에러는 고정되거나 조정된 이득으로 스케일링된다. 이후, 스케일링된 시간 에러에 기초하고 선형 및/또는 비선형 함수들을 이용하여 시간 조정이 생성된다. 시간 조정은 전송기로 보내지고 전송기에서 전송 타이밍을 조정하는데 이용된다.
시간 동기화, 기간 에러, 도달 시각, 시간 조정, 채널 추정, 스펙트럴 추정.

Description

통신 시스템에서 스펙트럴 추정을 이용한 시간 동기화{TIME SYNCHRONIZATION USING SPECTRAL ESTIMATION IN A COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 2004년 6월 18일자로 출원된 미국 가출원 번호 60/580,811, 명칭이 "스펙트럴 추정을 이용한 시간 동기화"를 우선권으로 청구한다.
배경기술
Ⅰ. 분야
본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 통신 시스템의 시간 동기화에 관한 것이다.
Ⅱ. 배경
다중-액세스 통신 시스템은 이용 가능한 시스템 리소스들 (예를 들어, 시간, 주파수, 및/또는 전송 전력) 을 공유함으로써 다중의 사용자 터미널들에 대해 통신을 지원할 수 있다. 각각의 사용자 터미널은 포워드 및 리버스 링크들 상의 전송을 통해 하나 이상의 기지국들과 통신한다. 포워드 링크 (또는 다운링크) 는 기지국들로부터 사용자 터미널들로의 통신 링크를 칭하고 리버스 링크 (또는 업링크) 는 사용자 터미널들로부터 기지국들로의 통신 링크를 칭한다.
리버스 링크에서, 기지국은 다중의 사용자 터미널들로부터 전송들을 수신할 수도 있다. 각각의 사용자 터미널로부터의 전송은 상이한 신호 경로들의 세트를 통해 트래블링한다. 일반적으로, 상이한 사용자 터미널들에 대한 신호 경로 들은 상이한 채널 이득과 전파 지연들을 가진다. 결과적으로, 동일한 전송 개시 시각에 관한 이들 사용자 터미널들로부터의 전송들은 상이한 시각들로 기지국에 도달할 수도 있다. 전송들이 기지국에서 적절한 시각에 할당되지 않는 경우, 전송들은 서로 간섭할 수도 있다. 이 간섭은 각각의 사용자 터미널로부터의 전송을 리커버하는 기지국의 능력에 불리한 영역을 미칠 수도 있고 모든 관계된 사용자 터미널들에 관한 성능을 저하시킬 수도 있다.
각각의 사용자 터미널의 타이밍을 조정하여 전송이 기지국에 적절한 시각에 도달하도록 타임 콘트롤 루프가 사용될 수도 있다. 타임 콘트롤 루프의 설계는 예를 들어, 전송의 도달 시각의 정확한 측정을 얻는 것의 곤란함과 같은 다양한 인자들로 인해 어려울 수 있다. 이 곤란함은 전송이 보내지는 방식, 리버스 채널 컨디션들 등이 원인일 수도 있다.
따라서, 수신기에서의 도달 시각을 정확하게 측정하고 통신 시스템내의 전송기에서 타이밍을 적절히 조정하는 테크닉들이 본 기술에서 필요하다.
요약
스펙트럴 추정을 이용하여 시간 동기화를 수행하는 테크닉들이 여기에 설명된다. 전송이 수신기에서 원하는 시각에 도달하도록, 시간 동기화는 수신기에서 전송 (또는 신호) 의 도달 시각을 결정하는 단계와 전송기에서 전송 타이밍을 조정하는 단계를 수반한다. 일반적으로, 전송기가 임의의 시각 인트턴트에 전송 개시를 할 수도 있고 무선 채널은 알려지지 않은 지연을 도입할 수도 있기 때문에 수신기는 전송의 도달 시각의 우선 순위를 알지 못한다. 수신기는 스펙트럴 추정을 이용하여 전송기로부터의 전송에 대해 상대적으로 정확한 도달 시각 측정을 얻을 수 있다.
스펙트럴 추정을 이용하여 시간 동기화를 수행하는 실시 형태에서, 수신기는 파일럿 전송용으로 사용된 주파수 부대역들의 세트 각각에 수신된 파일럿 심볼들에 대한 주파수 응답 추정을 얻는다. 수신기는 부대역들의 상이한 세트들에 대해 상이한 주파수 응답 추정들을 얻을 수도 있다. 이후, 수신기는 전송기로부터의 전송에 대해 측정된 도달 시각을 얻기 위해 주파수 응답 추정들에서 스펙트럴 추정을 수행한다. 아래에 설명된 바와 같이, 스펙트럴 추정은 주파수 응답 추정들에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하고 이 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 측정된 도달 시각을 유도한다. 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러가 계산되고 저역 통과 필터로 필터링될 수도 있다. 필터링되거나 또는 필터링되지 않은 시간 에러는 이득과 함께 스케일링되고, 이는 하나 이상의 기준에 기초하여 고정되거나 조정될 수도 있다. 이후, 시간 조정은 스케일링된 시간 에러에 기초하고 선형 및/또는 비선형 함수들을 이용하여 생성된다. 예를 들어, 시간 조정은 도달 시각 측정이 부정확할 수 있음을 고려하여 소정 범위의 값들로 제한 (또는 포화) 할 수도 있다. 시간 조정은 전송기로 보내지고 전송기에서 전송 타이밍을 조정하도록 사용된다.
본 발명의 다양한 양태들 및 실시 형태들이 아래에서 더 상세하게 설명된다.
도면의 간단한 설명
본 발명의 특징들 및 본질은 전체에 걸쳐 상응하게 식별하는 동일한 참조 부 호를 갖는 도면들과 연결하여 제시된 상세한 설명으로부터 보다 명확해질 것이다.
도 1은 무선 다중-액세스 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 기지국으로 데이터를 전송하는 것에 관한 사용자 터미널의 타이밍을 조정하는 프로세스를 도시한다.
도 3은 타임 콘트롤 루프 (TCL) 의 모델을 도시한다.
도 4a 및 도 4b 는 2개의 예시적인 전송 방식들을 도시한다.
도 5는 채널 프로파일과 도달 시각 측정 응답을 도시한다.
도 6은 상이한 TCL 이득들에 대한 타임 콘트롤 루프의 계단 응답들을 도시한다.
도 7은 트펙스털 추정을 이용한 시간 동기화를 수행하는 프로세스를 도시한다.
도 8은 사용자 터미널 및 기지국의 블록도를 도시한다.
도 9는 OFDM 복조기 및 타임 콘트롤 유닛을 도시한다.
상세한 설명
용어 "예시적인"은 여기서 예, 사례, 또는 설명"을 의미한다. 여기서 "예시적"으로 설명된 임의의 실시 형태 또는 설계는 다른 실시 형태들 또는 설계들에서 바람직하거나 이점으로 해석될 필요는 없다.
도 1은 무선 다중-액세스 통신 시스템 (100) 을 도시한다. 시스템 (100) 은 복수의 사용자 터미널들 (120) 에 대한 복수의 기지국들 (110) 을 포함한다. 일반적으로, 기지국은 사용자 터미널들과 통신하도록 사용된 고정국일 수도 있고, 또한, 액세스 포인트, 노드 B, 또는 임의의 다른 용어로 칭할 수도 있다. 일반적으로, 사용자 터미널들 (120) 은 시스템을 통해 분산되고, 각각의 사용자 터미널은 고정이거나 이동일 수도 있다. 또한, 사용자 터미널을 이동국, 사용자 장치 (UE), 무선 통신 디바이스, 또는 임의의 다른 터미놀러지로 칭할 수도 있다. 각각의 사용자 터미널은 임의의 주어진 순간에 포워드 및 리버스 링크들로 하나 이상의 기지국과 통신할 수도 있다. 도 1은 리버스 링크상의 전송들만을 간단하게 도시한다. 집중화된 시스템을 위해, 시스템 제어기 (130) 는 기지국과 접속되고 이들 기지국들에 대한 조정 및 제어를 제공한다.
여기에 설명된 시간 동기화 테크닉들은 다양한 무선 및 유선 통신 시스템들에 대해 사용될 수도 있다. 예를 들어, 이들 테크닉들은 직교 주파수 분할 다중 액세스 (OFDMA) 시스템, 시분할 다중 액세스 (TDMA) 시스템, 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 시스템, 주파수 분할 다중 액세스 (FDMA) 시스템 등에 대해 사용될 수도 있다. 이러한 다중-액세스 시스템들의 다른 예들은 다중-캐리어 CDMA (MC-CDMA), 및 광대역 CDMA (W-CDMA), 고속 다운링크 패킷 액세스 (HSDPA) 를 포함한다. 또한, 이들 테크닉들은 기지국들의 타이밍을 조정하기 위해 포워드 링크에 대해 사용되고 사용자 터미널들의 타이밍을 조정하기 위해 리버스 링크에 대해 사용될 수도 있다. 명료함을 위해, 이들 테크닉들은 무선 OFDMA 시스템의 리버스 링크에 대해 아래에 설명된다.
OFDMA 시스템은 직교 주파수 분할 다중 (OFDM) 을 이용한다. OFDM은 전체 시스템 대역폭을 다중 (N) 직교 주파수 부대역들로 실질적으로 분할하는 다중- 캐리어 변조 테크닉이다. 또한, 이들 부대역들을 일반적으로 톤들 (tones), 부캐리어들 (subcarriers), 빈들 (bins), 및 주파수 채널들로 칭한다. 각각의 부대역은 데이터와 변조될 수도 있는 개별적인 부캐리어와 연관된다. N개 까지의 변조 심볼들이 각각의 OFDM 심볼 주기에서 N개의 총 부대역들로 보내질 수도 있다. 이들 변조 심볼들은 N 개의 시간-영역 칩들 또는 샘플들을 포함하는 변환 심볼들을 생성하기 위해 N-포인트 역고속 퓨리에 변환 (IFFT) 을 통해 시간 영역으로 전환된다. 다중경로 채널에서 주파수 선택적 페이딩에 의해 야기되는 심볼간 간섭 (ISI) 을 피하기 위해, 변환된 심볼의 C개의 칩들이 반복되어 N+C 개의 칩들을 포함하는 OFDM 심볼을 형성하는데, C는 일반적으로 N의 작은 일부 (fraction) 이다. 종종, C 개의 반복된 칩들은 사이클릭 프리픽스로 불리고, C는 사이클릭 프리픽스 길이이다. OFDM 심볼 기간은 하나의 OFDM 심볼의 지속기간이고 N+C 칩 기간들과 동일하다.
도 1에 도시된 바와 같이, 다중 사용자 터미널들은 각각의 기지국으로 전송할 수도 있다. 사용자 터미널들은 시스템 전체에 위치될 수도 있고 기지국에 대해 상이한 전파 지연들을 가질 수도 있다. 또한, 각각의 사용자 터미널에 대한 전파 지연은 사용자 터미널의 움직임, 무선 채널의 변경들 등으로 인해 시간에 따라 변경될 수도 있다. 각각의 사용자 터미널로부터의 전송 타이밍은 그 사용자 터미널에 의해 관찰된 전파 지연을 고려하여 조정될 수도 있다. 이것은 상이한 사용자 터미널들로부터의 전송들이 각각의 기지국에서 할당된 시각에 도달하여 서로 간섭하지 않도록 한다.
도 2는 사용자 터미널로부터 기지국으로의 리버스 링크로 데이터를 전송하기 위해 사용자 터미널의 타이밍을 조정하는 프로세스를 도시한다. 초기에, 사용자 터미널은 요청 메시지를 기지국으로 전송한다. 이 메시지는 시스템에 대한 액세스 요청, 리버스 링크로의 전송 승인 등일 수도 있다. 이 메시지는 사용자 터미널에서의 전송 타이밍에 기초하여 메시지가 보내질 때의 개시 시각 인스턴트의 지시를 포함할 수도 있다. 기지국은 요청 메시지를 수신하고 사용자 터미널로부터의 전송 도달 시각을 측정한다. 이후, 기지국은 예를 들어, 요청 메시지에 의해 표시된 전송 개시 시각과 기지국에 의해 측정된 도달 시각에 기초하여 초기 시간 오프셋을 결정한다. 이 초기 시간 오프셋은, 기지국이 사용자 터미널로부터의 전송을 적절한 시각 인스턴트에 수신하도록 사용자 터미널에서의 전송 타이밍을 조정하는 양이다. 기지국은 시그널링 채널 (SCH) 을 통해 초기 시간 오프셋을 보낸다. 사용자 터미널은 초기 시간 오프셋을 수신하고 그에 따라 이것의 전송 타이밍을 조정하고 초기 시간 오프셋을 이용하여 데이터를 전송한다.
기지국은 사용자 터미널로부터의 데이터 전송을 수신하고 이 전송의 도달 시각을 측정한다. 사용자 터미널에 대한 전파 지연은 최종 전송 때부터 변경될 수도 있다. 이 경우, 데이터 전송의 도달 시각은, 기지국이 사용자 터미널로 할당한 시간 간격의 개시일 수도 있는, 데이터 전송에 대한 원하는 도달 시각과 상이할 수도 있다. 기지국은 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각의 차 또는 에러를 계산하고 사용자 터미널에 대한 시간 조정을 결정한다. 이후, 기지국은 SCH를 통해 시간 조정을 보낸다. 사용자 터미널은 시간 조정을 수신하고, 이에 따른 전송 타이밍을 업데이트하고, 업데이트된 시간 오프셋을 이용하여 데이터를 전송한다.
일반적으로, 타이밍 조정 프로세스는 사용자 터미널로부터의 전체 데이터 전송을 통해 계속된다. 기지국은 사용자 터미널로부터 수신된 각각의 전송의 도달 시각을 측정하고 시간 조정을 결정한다. 사용자 터미널은 기지국으로부터 수신된 각각의 타이밍 조정을 위해 이것의 전송 타이밍을 업데이트한다. 사용자 터미널에서의 현재 전송 타이밍은 초기 시간 오프셋과 기지국으로부터 수신된 모든 시간 조정들에 의해 결정된다. 사용자 터미널은 기지국으로의 전송에 대한 현재 전송 타이밍을 사용한다.
도 3은 사용자 터미널 (120x) 및 기지국 (110x) 사이의 타임 콘트롤 루프 (TCL) 의 예시적인 모델 (300) 을 도시한다. 사용자 터미널은 이것의 현재 전송 타이밍을 이용하여 리버스 링크로 전송한다. 전송은 무선 채널을 통한 전파 지연을 유지하고, 또한 무선 채널의 다중 경로에 의해 왜곡될 수도 있다. 전파 지연은 시간에 따라 임의로 변경될 수도 있다.
기지국에서, 도달 시각 측정 유닛 (310) 은 사용자 터미널로부터의 전송을 수신하고, 수신된 전송의 도달 시각을 측정하고, 측정된 도달 시각을 제공한다. 합산기 (312) 는 원하는 도달 시각에서 측정된 도달 시각을 감산하고 수신된 전송에 대한 시간 에러를 제공한다. 지연 유닛 (314) 은 타임 콘트롤 루프에 대한 하나의 업데이트 기간의 지연을 제공한다. 지연 유닛 (314) 은 타임 루프 콘트롤을 업데이트하는 지연을 고려하여 모델 (300) 에 포함된다. 이 업데이트 지 연은, 현재 TCL 업데이트 기간에 만들어진 도달 시각 측정이 다음 TCL 업데이트 기간까지 사용자 터미널에서의 전송 타이밍에 반영되지 않는 사실 때문이다. 따라서, TCL 업데이트 레이트, 및 TCL 업데이트 기간은 시간 조정들이 기지국에 의해 사용자 터미널로 보내질 때의 레이트에 의해 결정된다. TCL 업데이트 레이트는 고정일 수도 있고 또는 시스템 설계에 따라 변할 수도 있다.
승산기 (316) 는 지연 유닛 (314) 으로부터의 지연 시간 에러를 TCL 이득과 승산하여 스케일링된 시간 에러를 제공한다. TCL 이득은 아래에 설명된 바와 같이 타임 콘트롤 루프의 루프 특징들을 결정한다. 포스트 프로세서 (318) 는 스케일링된 시간 에러를 양자화하고, (있는 경우) 양자화된 값의 포스트 프로세싱을 수행하고, 수신된 전송에 대한 시간 조정을 제공한다. 예를 들어, 포스트 프로세서 (318) 는 소정 범위의 값들 이내에 있도록 시간 조정을 포화 및 제한하는 수행을 할 수도 있다. 시간 조정은 사용자 터미널이 전송 타이밍을 선행시키거나 지연시킬지 여부를 나타내어 사용자 터미널로부터의 전송은 원하는 전송 시각에 수신된다. 시간 조정은 소정의 유닛들 (예를 들어, 8 개의 칩들) 에 주어질 수도 있다. 기지국은 포워드 링크를 통해 사용자 터미널로 시간 조정을 보낸다.
사용자 터미널에서, 합산기 (320) 는 기지국으로부터 시간 조정을 수신하고, 이 시간 조정을 레지스터 (322) 에 저장된 이전 전송 타이밍에 합산하고 현재 전송 타이밍을 제공한다. 현재 전송 타이밍은 레지스터 (322) 에 저장되고, 또 기지국으로의 다음 전송을 위해 사용된다. 합산기 (320) 및 레지스터 (322) 는 기지국으로부터 수신된 시간 조정들에 기초하여 사용자 터미널에서의 전송 타이밍을 업데이트하는 누산기를 형성한다.
초기 시간 오프셋에 대한 프로세싱은 시간 조정에 대한 프로세싱과 상이할 수도 있다. 예를 들어, 사용자 터미널로부터 수신된 제 1 전송에 대한 시간 에러는 초기 시간 오프셋을 얻기 위해 (TCL 이득 대신) 1로 스케일링될 수도 있고, 포스트 프로세싱이 생략될 수도 있다. 합산기 (320) 는 시간 조정에 대한 것과 동일한 방식으로 초기 시간 오프셋을 이전 전송 타이밍에 합산할 수도 있다.
도 3은 루프내에 하나의 누산기를 갖는 1차 시간 제어 루프를 도시한다. 또한, 다른 시간 제어 루프들은 무선 채널에 의해 도입된 전파 지연을 고려하여 사용자 터미널에서 전송 타이밍을 조정하는데 사용될 수도 있다. 또한, 예를 들어, 2차 시간 제어 루프가 사용될 수도 있다.
전송의 도달 시각은 다양한 테크닉들을 이용하여 측정될 수도 있다. 예를 들어, 데이터와 파일럿이 시스템에서 전송되는 방식과 같은 다양한 인자들에 기초하여 적절한 측정 테크닉이 선택될 수도 있다. 파일럿은 공지의 방식으로 프로세싱되고 전송되는 공지의 데이터이다. 전송기는, 수신기가 시간 동기화, 채널 추정, 주파수 정정, 자동 이득 제어 등과 같은 다양한 기능들을 수행하도록 보조하기 위해 파일럿을 전송할 수도 있다. 데이터와 파일럿을 전송하는 여러 가지 예시적인 전송 방식들이 아래에 설명된다.
도 4a는 OFDMA 시스템에 사용될 수도 있는 주파수 호핑 (FH) 전송 방식 (410) 을 도시한다. 주파수 호핑은 간섭을 난수화하고 (randomize) 해로운 경로 효과들에 대항하여 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다. 주파수 호핑으로, 각각의 사용자 터미널은 각각의 홉 기간에서 사용하는 특정 부대역(들)을 나타내는 상이한 FH 시퀀스를 할당받는다. 각각의 홉 기간은 하나 또는 다중의 OFDM 심볼 기간들을 스패닝할 수도 있다. 각각의 FH 시퀀스는 전송에 사용하기 위한 부대역들을 의사-랜덤하게 선택할 수도 있다. 동일한 기지국과 통신하는 상이한 사용자 터미널들에 대한 FH 시퀀스들은 다른 시퀀스와 직교하여 2개의 사용자 터미널들은 임의의 주어진 홉 기간에서 동일한 부대역을 사용하지 않는다. 이것은 동일한 기지국과 통신하는 사용자 터미널들간의 "인트라-셀 (intra-cell)" 간섭을 방지한다. 각각의 기지국에 관한 FH 시퀀스들은 인접한 기지국들에 대한 FH 시퀀스들에 관한 의사-랜덤이다. 이것은 상이한 기지국들과 통신하는 사용자 터미널들 사이의 "인터-셀 (inter-cell)" 간섭을 난수화한다.
도 4a에 도시된 예에서, S개 세트의 부대역들은 N개의 총 부대역들로 형성되고, 각각의 세트는 M개의 부대역들을 포함하는데, 여기서, N=M×S, M≥1, 및 S>1 이다. 각각의 세트내의 M개의 부대역들은 (도4a에 도시된 바와 같이) 인접할 수도 있고 또는 인접하지 않을 수도 있다. 각각의 사용자 터미널은 각각의 홉 기간내에서 한 세트의 부대역들을 할당받을 수도 있다. 데이터 심볼들은 도 4a 에 도시된 바와 같이 (파일럿에 대한 변조 심볼들인) 파일럿 심볼들로 시분할 멀티플렉싱 (TDM) 될 수도 있다. 전송 방식 (410) 은 예를 들어 OFDMA 시스템의 리버스 링크용으로 사용될 수도 있다.
도 4b는 OFDMA 시스템용으로도 사용될 수도 있는 인터레이싱 전송 방식 (420) 을 도시한다. 도 4b에 도시된 예에서, 각각 M개 부대역들을 포함하는 S 개 세트의 부대역들이 형성된다. 주파수 다이버시티를 제공하기 위해, 각각의 세트의 M개 부대역들은 S개 부대역들 만큼 균일하게 공간적으로 분리될 수도 있다. 이후, 도 4b에 도시된 바와 같이, S개 부대역 세트들은 서로 인터레이싱된다. 각각의 OFDM 심볼 기간에서, 한 세트의 부대역들은 파일럿 전송을 위해 사용될 수도 있고 나머지 S-1 세트들의 부대역들은 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있다. 상이한 부대역 세트들이 상이한 OFDM 심볼 기간들에서 파일럿 전송을 위해 사용될 수도 있다. 이들 부대역 세트들은 (예를 들어, PN 시퀀스를 갖는) 의사-랜덤 방식 또는 (예를 들어, 도 4b에 도시된 바와 같은 S 길이의 소정의 시퀀스를 갖는) 결정적 방식에서 선택될 수도 있다. 전송 방식 (420) 은 예를 들어, OFDMA 시스템에서 포워드 링크용으로 사용될 수도 있다.
도 4a 및 도 4b 에 도시된 2개의 방식들을 조합한 전송 방식이 리버스 링크용으로 사용될 수도 있다. 이 전송 방식을 위해, S개의 인터레이싱된 부대역 세트들은 예를 들어, 도 4b에 도시된 바와 같이 형성된다. 그러나, 각각의 홉 기간은 다중의 OFDM 심볼 기간들을 스패닝하고, 데이터 및 파일럿은 예를 들어, 도 4a에 도시된 바와 같이, 각각의 홉 기간의 각각의 부대역에서 시분할 멀티플렉싱된다.
일반적으로, 임의의 수의 부대역 세트들이 형성될 수도 있고, 각각의 세트는 임의의 수의 부대역들 및 부대역들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다. 도달 시각 측정 및 시간 동기화는 데이터 및 파일럿 전송용으로 사용되는 특정 방식에 따라 상이한 방식으로 수행될 수도 있다.
실시 형태에서, 시간 동기화는 스펙트럴 추정을 이용하여 수행된다. 스펙트럴 추정은, 동시에 전체 시스템 대역폭의 일부만을 통해, 예를 들어 도 4a 및 도 4b 에 도시된 바와 같은 N개의 총 부대역들 중 M개의 부대역들만을 통해 전송되는 협대역 파일럿에 기초하여 상대적으로 정확한 도달 시각 측정들을 제공할 수 있다. 또한, 스펙트럴 추정은 모든 N개의 총 부대역들 또는 큰 비율의 N개의 총 부대역들에, 예를 들어 데이터와 함께 TDM 방식으로 전송되는 광대역 파일럿용으로 사용될 수도 있다.
OFDMA 시스템의 무선 채널은 채널 임펄스 응답 또는 대응 채널 주파수 응답 중 하나에 의해 특징화될 수도 있다. 종래 기술 및 여기에 사용된 바와 같이, 채널 임펄스 응답은 무선 채널의 시간-영역 응답이고, 채널 주파수 응답은 채널의 주파수-영역 응답이다. 샘플링된 데이터 시스템에서, 채널 주파수 응답은 채널 임펄스 응답의 이산 퓨리에 변환 (DFT) 이다. 채널 임펄스 응답은, 각각의 채널 탭이 채널 탭 이득 (또는 단순히, "탭 이득") 및 채널 탭 지연 (또는 단순히, "탭 지연") 으로 정의되는, "채널 탭들"의 시퀀스로 구성된다. 채널 주파수 응답은, 각각의 채널 이득이 특정 부대역에 관한 것인, "채널 이득들"의 세트로 구성된다.
채널 임펄스 응답은 해당 L 채널 탭들, 예를 들어 충분한 강도의 L 채널 탭들을 갖고, L≤N 이다. 각각의 채널 탭들은 hi의 복소 이득을 갖고 di의 지연시에 위치한다. 일반적으로, 각각의 채널 탭은 1과 N (또는 1≤di≤N) 사이에 임 의로 위치할 수도 있고, 또한, 여기서 N은 무선 채널의 길이 또는 타임 스팬이다. L 탭 이득들을 {hi} 또는 hi로 나타내고, i=1,2,...L이다. L 탭 지연들은 {di} 또는 di로 나타내고, i=1,2,...L이다. 탭 이득들 {hi} 은 무선 채널의 도플러 범위에 의해 결정된 레이트에서 변화하는 상관 랜덤 변수들이다. L 탭 이득들 {hi} 뿐만 아니라 L 탭 지연들 {di} 은 공지되지 않았고 아래에 설명된 바와 같이 추정될 수도 있다.
채널 임펄스 응답은 L-탭 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터에 의해 z-영역으로 표현될 수도 있고, H(z)는 다음과 같다:
Figure 112007004494057-PCT00001
식(1)
여기서 z-1은 하나의 칩 기간의 지연을 나타내고 z- di는 i번째 채널 탭의 지연을 나타낸다. 또한, 탭 지연들 {di} 에 대한 명시적 언급 없이, 채널 임펄스 응답은 L×1 벡터 (
Figure 112007004494057-PCT00002
) 로 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00003
식(2)
여기서 "T" 는 전치를 나타낸다.
채널 프로파일은 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00004
식(3)
여기서 < > 은 시간-평균 동작을 나타낸다;
diag{
Figure 112007004494057-PCT00005
}은 행렬
Figure 112007004494057-PCT00006
의 대각 요소들만을 갖는 대각 행렬이고;
Figure 112007004494057-PCT00007
는 채널 프로파일에 대한 L×L 대각 행렬이다.
대각 행렬은 대각선을 따라 가능한 0이 아닌 것들을 포함하고 그 외의 부분에서는 0을 포함한다.
Figure 112007004494057-PCT00008
의 대각 요소들은
Figure 112007004494057-PCT00009
에 의해 정의된 채널 프로파일을 나타낸다. 채널 프로파일은 채널 임펄스 응답에서 채널 탭들의 장기의 시간-평균 에너지를 나타낸다. 채널 프로파일은 페이딩, 도플러 등과 같은 단기 효과들을 포함하지 않는다. 따라서, 채널 프로파일은 신호가 트래블할 수도 있는 매체의 반사율/투과율을 나타낸다.
주파수-영역 채널 이득은 파일럿 전송용 부대역 각각에 대해 다음과 같이 추정될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00010
식 (4)
여기서, yk는 부대역 k에 대한 파일럿 심볼을 수신하고;
pk는 부대역 k로 전송된 파일럿 심볼이고;
Hk는 부대역 k에 대한 채널 이득 추정이다.
간단하게, 식 (4) 는, M 연속 부대역들이 예를 들어 도 4a에 도시된 바와 같이 파일럿 전송용이므로 부대역 인덱스 k가 1부터 M까지 움직이는 것을 나타낸다. 일반적으로, 임의의 부대역들은 파일럿 전송용일 수도 있고, 이들 부대역들은 수신기로 알려져 있다.
파일럿 전송용 M 부대역들에 대한 M 채널 이득들 {Hk} 은 식 (4) 에 도시된 바와 같이, 이들 부대역들상에서 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 추정될 수도 있다. 채널 이득은 주파수-영역 값들이다. 각각의 채널 이득은 L (알려지지 않은) 시간-영역 채널 탭들의 퓨리에 변환으로 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00011
Figure 112007004494057-PCT00012
식 (5)
여기서,
Figure 112007004494057-PCT00013
는 i번째 채널 탭에 대한 각주파수 (라디안) 이고;
ni는 i번째 채널 탭에 대한 노이즈이다.
식 (5) 의 지수들에서 인자 ("k" 대신) "k-1"는 부대역 인덱스가 0 대신 1로 시작하기 때문이다. i=1,2,...L인 각 주파수들, ωi은 채널 이득들 {Hk} 의 주파수 요소들이고 채널 임펄스 응답에 대해 알려지지 않은 탭 지연들과 직접 관련된다. 따라서, 탭 지연은 아래에 도시된 바와 같이 채널 이득들 {Hk} 에서 스펙트럴 추정을 수행함으로써 추정될 수도 있다.
식 (5) 는 다음과 같이 행렬 형태로 표현될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00014
식 (6)
또는
Figure 112007004494057-PCT00015
식 (7)
여기서,
Figure 112007004494057-PCT00016
는 M개의 부대역들에 대한 채널 이득 추정들을 포함하는 M×1 벡터이고;
Figure 112007004494057-PCT00017
는 식 (6)에 도시된 요소들을 포함하는 M×L "퓨리에-형" 행렬이고;
Figure 112007004494057-PCT00018
는 L×1 노이즈 벡터이다.
파일럿은, 도 4a 및 도 4b에 도시된 바와 같이, 상이한 시간 간격들에서 상이한 세트들의 M개의 부대역들상에서 전송될 수도 있다. 도 4a에 도시된 전송 방식을 위해, 파일럿은 일 시간 간격에서 부대역들 (k=1,2,...M) 에 보내진 후, 다음 시간 간격 등에서 부대역들 (k=1+b, 2+b,...M+b) 에 보내질 수도 있는데, 여기서 b는 FH 시퀀스에 의해 결정된 어느 임의의 오프셋 값일 수도 있다. 부대역들 (k=1+b, 2+b,...M+b) 에서 보내는 파일럿에 대한 채널 이득들은,
Figure 112007004494057-PCT00019
식(8)
으로 표현될 수도 있다.
여기서,
Figure 112007004494057-PCT00020
는
Figure 112007004494057-PCT00021
에 의해 주어진 L×L 대각 행렬이다.
Figure 112007004494057-PCT00022
의 M×M 상관관계 (또는 외부 프로덕트;outer product) 형렬은
Figure 112007004494057-PCT00023
로 정의될 수도 있고, "H"는 콘쥬게이트 전치를 나타낸다.
Figure 112007004494057-PCT00024
으로 표시된,
Figure 112007004494057-PCT00025
의 상관관계 행렬의 장기 시간-평균은,
Figure 112007004494057-PCT00026
식 (9)
으로 표현될 수도 있다.
여기서,
Figure 112007004494057-PCT00027
는 대각선을 따라 1이고 그 외의 부분에서는 0인 단위 행렬이고;
Figure 112007004494057-PCT00028
는 노이즈의 변화이다.
식 (9) 는 식 (3),(7), 및 (8) 에 기초하여 얻어진다. 상이한 오프셋 값들의 총체에 관한
Figure 112007004494057-PCT00029
행렬들이 0으로 평균되도록, (예를 들어, 도 4a에 도시 바와 같은 의사-랜덤 방식 또는 도 4b에 도시된 바와 같은 결정적 방식으로) 상이한 b 오프셋 값들이 선택될 수도 있다. 이 경우, 충분한 양의 평균이 상이한 시간 간격들에 대해 얻어진 상관관계 매트릭스들에서 수행된다면,
Figure 112007004494057-PCT00030
행렬들은 취소되고
Figure 112007004494057-PCT00031
로 나타나지 않는다. 또한, 식 (9) 에서 채널 노이즈는 0 평균을 갖는 부가 백색 가우시안 노이즈 (AWGN) 이고,
Figure 112007004494057-PCT00032
의 변수, 및
Figure 112007004494057-PCT00033
의 자동공분산 행렬임을 가정한다.
고유치 분해는 행렬
Figure 112007004494057-PCT00034
에서,
Figure 112007004494057-PCT00035
식 (10)
와 같이 수행될 수도 있다.
Figure 112007004494057-PCT00036
은
Figure 112007004494057-PCT00037
의 고유벡터들의 단항 행렬 (unitary matrix) 이고;
Figure 112007004494057-PCT00038
은
Figure 112007004494057-PCT00039
의 고유값들의 대각 행렬이다.
단항 행렬
Figure 112007004494057-PCT00040
는 속성
Figure 112007004494057-PCT00041
에 의해 특징화된다. 단항 행렬의 컬럼 들은 서로 직교하고, 각각의 컬럼은 단위 제곱 (unit power) 을 갖는다. 고유치 분해는 1980년 아카데믹 프레스의 제목이 "선형 대수 및 이의 응용들"인 제 2 판 책에서 길버트 스트랭 (Gilbert Strang) 에 의해 설명된다.
Figure 112007004494057-PCT00042
의 M 대각 요소들은
Figure 112007004494057-PCT00043
의 고유값들이라 칭한다.
Figure 112007004494057-PCT00044
의 M 컬럼들은
Figure 112007004494057-PCT00045
의 고유벡터들이라 칭한다.
Figure 112007004494057-PCT00046
의 각각의 컬럼은
Figure 112007004494057-PCT00047
에서 하나의 고유값과 대응한다. 따라서,
Figure 112007004494057-PCT00048
의 첫 번째 또는 최대 좌측 칼럼은
Figure 112007004494057-PCT00049
의 첫 번째 칼럼의 대각 요소에 대응하고,
Figure 112007004494057-PCT00050
의 두 번째 칼럼은
Figure 112007004494057-PCT00051
의 두 번째 칼럼의 대각 요소와 대응한다.
Figure 112007004494057-PCT00052
의 M 고유값들은 최소값에서 최대값으로 정렬되어, 정렬 이후 {λ1, λ2,...λM} 로 나타낼 수도 있는데, λ1은 최소 고유값이고 λM은 최대 고유값이다.
Figure 112007004494057-PCT00053
의 고유값들이 정렬될 때, 그에 따라
Figure 112007004494057-PCT00054
의 고유벡터들이 정렬된다. M>L인 경우,
Figure 112007004494057-PCT00055
의 M-L 최소 고유값들 (즉, λ1 내지 λM-L) 은 노이즈 변수 (
Figure 112007004494057-PCT00056
) 와 동일하고 "노이즈" 고유값들이라 칭한다. M-L 노이즈 고유값들과 대응하는
Figure 112007004494057-PCT00057
의 M-L 고유벡터들 (즉, 정렬 이후
Figure 112007004494057-PCT00058
의 M-L 최대 좌측 칼럼들) 은
Figure 112007004494057-PCT00059
의 "노이즈" 고유벡터들이라 칭하고
Figure 112007004494057-PCT00060
로 나타낸다. 노이즈 고유벡트들은
Figure 112007004494057-PCT00061
의 칼럼들과 직교한다.
L 탭 이득들/제곱은 행렬
Figure 112007004494057-PCT00062
에 포함되고 L 탭 지연들은 행렬
Figure 112007004494057-PCT00063
에 포함된 다.
Figure 112007004494057-PCT00064
의 L 칼럼들 각각은 다음의 형태를 갖는다.
Figure 112007004494057-PCT00065
식 (11)
Figure 112007004494057-PCT00066
은 알려지지 않은 탭 지연을 나타내는 인덱스이고 1 내지 N의 범위내 이거나
Figure 112007004494057-PCT00067
이다.
코스트 함수는 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00068
식 (12)
알려지지 않은 L 탭 지연은 다음과 같이 코스트 함수
Figure 112007004494057-PCT00069
에 기초할 수도 있다. 코스트 함수는
Figure 112007004494057-PCT00070
의 N개의 가능한 값들, 즉
Figure 112007004494057-PCT00071
=1,2,...N 각각에 대해 평가된다.
Figure 112007004494057-PCT00072
의 각각의 값은 채널 탭에 대해 가설 지연값 (hypothesized delay value) 을 나타낸다.
Figure 112007004494057-PCT00073
의 각각의 값에 대해, 벡터
Figure 112007004494057-PCT00074
는 먼저 식 (11) 에 도시된 바와 같이 결정되고 M-L개의 노이즈 고유벡터들 각각과 승산되어 M-L개의 내부 프로덕트,
Figure 112007004494057-PCT00075
(k=1,2,...M-L) 를 얻는다. 이후, 각각의 내부 프로덕트들의 제곱은
Figure 112007004494057-PCT00076
로 계산되는데, "*"는 켤레 복소수를 나타낸다. 이후, M-L개의 내부 프로덕트들의 제곱들이 합산되고, 합산된 제곱의 역 (inverse) 이 이
Figure 112007004494057-PCT00077
값에 대해 코스트값 (
Figure 112007004494057-PCT00078
) 으로서 제공된다. N개의 코스트 값들,
Figure 112007004494057-PCT00079
이
Figure 112007004494057-PCT00080
의 N개의 가능한 값들에 대해 얻어진다 (
Figure 112007004494057-PCT00081
=1,2,...N).
Figure 112007004494057-PCT00082
의 컬럼들이 노이즈 고유벡터들에 대해 직교하기 때문에, 임의의 노이즈 고유벡터들을 갖는
Figure 112007004494057-PCT00083
의 임의의 컬럼의 내부 프로덕트는 작거나 0이다. 결과적으로,
Figure 112007004494057-PCT00084
의 각각의 컬럼에 대한 M-L개의 내부 프로덕트들의 합산된 제곱은 작고, 이 합산된 제곱의 역은 크다. 이후, N개의 코스트 값들 중 L개의 가장 큰 값들이 식별된다. 이들 L개의 가장 큰 값들에 대응하는
Figure 112007004494057-PCT00085
의 L개의 값들은 채널 임펄스 응답에 대해 알려지지 않은 L개의 탭 지연들을 나타낸다.
Figure 112007004494057-PCT00086
의 이들 L개의 식별된 값들은 행렬
Figure 112007004494057-PCT00087
를 형성하는데 사용되고, 또한 알려진 b 오프셋 값과 함께 행렬
Figure 112007004494057-PCT00088
를 형성하기 위해 사용된다. 이후, L개의 탭 이득들은 다음과 같이 유도될 수도 있다:
Figure 112007004494057-PCT00089
식 (13)
여기서,
Figure 112007004494057-PCT00090
는 한 세트의 M 파일럿 부대역들에 관한 주파수 응답 추정에 대한 M×1 벡터이고;
Figure 112007004494057-PCT00091
는 L개의 탭들을 갖는 채널 임펄스 응답 추정에 대한 L×1 벡터이다.
임펄스 응답 추정 (
Figure 112007004494057-PCT00092
) 은 주파수 응답 추정 (
Figure 112007004494057-PCT00093
)에 대해 계산될 수도 있고, 이는 한 세트의 부대역들에서 수신된 파일럿 전송으로부터 얻어진다. 상이한 세트들의 부대역들에 대한 임펄스 응답 추정은 L 탭들을 갖는 평균된 임펄스 응답 추정을 갖도록 평균될 수도 있다.
상기 설명에서, L은 추정될 채널 탭들의 수를 나타낸다 (L≤M). 일반적 으로, L은 무선 채널의 실제 임펄스 응답의 채널 탭들 (Lact) 의 수와 동일할 수도 있고 동일하지 않을 수도 있다.
Figure 112007004494057-PCT00094
인 경우, Lact 채널 탭들은 상기 설명된 바와 같이 추정될 수도 있다.
Figure 112007004494057-PCT00095
이고
Figure 112007004494057-PCT00096
인 경우, 무선 채널에 대한 채널 프로파일의 L개의 채널 탭들 대표는 상기 설명된 바와 같이 얻어질 수도 있다. 일반적으로, M이 증가함에 따라, 보다 양호한 정확도를 갖는 채널 탭들과 고해상도가 추정될 수도 있다. N과 동일하거나 근사하게 되는 M을 갖는 광대역 파일럿에 대해, N 탭들까지의 풀 채널 임펄스 응답은 광대역 파일럿에 기초하여 추정될 수도 있다.
무선 채널을 통해 수신된 전송의 도달 시각을 측정하기 위해, 식 (1) 내지 식 (12) 에 도시된 스펙트럴 추정 테크닉은 1과 동일한 L 세트와 함께 수행될 수도 있다. L=1인 경우, M은 1보다 크다고 가정하여, 스펙트럴 추정 테크닉은 채널 프로파일의 중앙에 위치된 단일 채널 탭을 제공한다. 이 단일 채널 탭에 대응하는 탭 지연은 전송을 위해 측정된 도달 시각으로서 사용될 수도 있다.
전형적인 OFDMA 시스템에서 대표적인 무선 채널에 대한 스펙트럴 추정을 이용하여 도달 시각을 측정하기 위해 컴퓨터 시뮬레이션을 수행한다. 이 OFDMA 시스템은 5MHz의 전체 시스템 대역폭을 갖고 1024개의 총 부대역들 (N=1024) 과, 각각의 세트에 16개의 부대역들 (M=16) 과, 48개의 칩들의 사이클릭 프리픽스 길이 (C=48) 를 갖는 OFDM 구조를 이용한다. 각각의 OFDM 심볼 기간은 214.4 ㎲ec, 또는 (1024+48)/(5×106) 이다. 각각의 홉 기간은 7개의 OFDM 심볼 기간들 또는 1.5 msec을 스패닝한다. 하나의 심볼 기간은 도 4a에 도시된 바와 같이 각각의 홉 기간의 중간으로 보내진다.
무선 채널은 38개의 칩 길이, 또는 {di}={1,2,...38} 인 채널 프로파일을 갖는데, 이는 사이클릭 프리픽스 길이의 약 80% 이다. 채널 프로파일은, TCL 업데이트 기간 각각에 대해 랜덤값들이 상이한 시퀀스로 모델링된다. 채널 프로파일은 하나의 TCL 업데이트 기간으로부터 다음 TCL 업데이트 기간으로 랜덤한 방식으로 변경되어, 현재 TCL 업데이트 기간에 대한 채널 프로파일의 랜덤값들의 시퀀스는 이전의 TCL 업데이트 기간에 대한 랜덤값들의 시퀀스와 서로 관련이 없다. 채널 노이즈는 AWGN 노이즈이고, 수신된 파일럿에 대한 신호대 노이즈율 (SNR) 은 0 데시벨(dB) 이다.
도달 시각 측정은 각각의 TCL 업데이트 기간에 만들어지므로, 측정 레이트는 TCL 업데이트 레이트와 동일하다. TCL 업데이트 기간은 90msec 이고, 각각의 도달 시각 측정은 60 홉 기간들에서 수신된 파일럿 심볼들에 기초한다. 채널 주파수 응답 벡터 (
Figure 112007004494057-PCT00097
)는 홉 기간에서 수신된 파일럿 심볼들에 기초한 각각의 홉 기간에 대해 얻어진다. 행렬 (
Figure 112007004494057-PCT00098
) 은 벡터 (
Figure 112007004494057-PCT00099
) 에 기초하여 각각의 홉 기간에 업데이트된다. 도달 시각은 식 (10) 내지 식 (12) (L=1) 를 수행함으로써 60 홉 기간들 이후에 계산된다.
도 5는 하나의 TCL 업데이트 기간의 무선 채널에 대한 채널 탭들 플롯 (510) 을 도시한다. 38개의 채널 탭들은 TCL 업데이트 기간에 대해 랜덤하게 선택된다. 또한, 도 5는 스펙트럴 추정 테크닉에 의해 제공된 도달 시각 측정 응답 플롯 (520) 을 도시한다. 플롯 (520) 의 피크는 스펙트럴 추정 테크닉에 의해 추정된 바와 같이 채널 프로파일의 중앙이다. 도 5는, 채널 탭들의 수가 각각의 홉 기간에 파일럿 전송을 위해 사용되는 부대역들의 수를 초과할지라도, 스펙트럴 추정 테크닉이 채널 프로파일의 중앙을 결정할 수 있음을 도시한다. 채널 프로파일의 중앙에 대응하는 시각 인스턴트는 측정된 도달 시각으로서 제공된다.
도 3을 다시 참조하면, 합산기 (312) 로부터의 시간 에러는 승산기 (316) 에 의해 TCL 이득으로 스케일링된다. TCL 이득은 루프 대역폭과 타임 콘트롤 루프의 감쇄 인자를 결정하는데, 이는 타임 콘트롤 루프의 과도 응답을 차례로 결정한다. 일반적으로, 보다 큰 TCL 이득은 보다 넓은 루프 대역폭과 보다 빠른 응답 시간에 대응하지만 노이지 무선 채널에 대해 보다 많은 타이밍 지터 (jitter) 를 갖는다. 역으로, 보다 작은 TCL 이득은 보다 협소한 루프 대역폭과 보다 느린 응답 시간에 대응하지만 노이지 무선 채널에 대해 보다 적은 타이밍 지터를 갖는다.
도 5에 도시된 바와 같이, 타임 콘트롤 루프의 성능은 전형적인 OFDMA 시스템과 전형적인 무선 채널에 대해 시뮬레이팅된다. 시뮬레이션을 위해, 수신된 전송에 대한 초기 도달 시각은 0 칩 오프셋이고 원하는 도달 시각은 -15 칩 오프셋이다. 도달 시각이 매 TCL 업데이트 기간마다 (매 60 홉 기간 또는 90msec 마다) 측정되고, 또한, 타임 콘트롤 루프가 매 TCL 업데이트 기간마다 업데이트된다.
도 6은 상이한 TCL 이득을 갖는 계단 입력에 대한 타임 콘트롤 루프의 응답 플롯을 도시한다. 플롯들 (610,620, 및 630) 은 각각 0.1, 1.0, 및 1.5의 TCL 이득들을 갖는 타임 콘트롤 루프의 계단 응답들을 도시한다. 플롯 (610) 은 약 3초의 정착 시간을 갖는 계단 응답을 도시하는데, 이는 매우 느린 것일 수도 있다. 플롯 (630) 은 8개의 칩의 오버슈트 및 상승을 갖는 계단 응답을 도시하는데, 이는 바람직하지 않을 수도 있다. 플롯 (620) 은 원하는 도달 시각에 빠르게 정착하고 오버슈트를 갖지 않는 계단 응답을 도시한다. 도 6에 도시되지는 않았지만, 약 200msec의 시상수와 적은 노이즈를 갖는 계단 응답은 0.5의 TCL 이득으로 성취될 수도 있다. 도 6에 도시된 계단 응답들은 도 3의 포스트 프로세서 (318) 에 의해 포화 없이 얻어진다.
도 6에 도시된 바와 같이, TCL 이득은 루프 특성들에 영향을 미치는데, 이는 시간 응답뿐만 아니라 타임 콘트롤 루프의 노이즈 성능을 결정한다. TCL 이득은 이들 2개의 성능 기준 사이의 트레이트오프에 기초하여 선택된 고정값일 수도 있다. 또한, TCL 이득은 채널 조건들에 기초하여 선택된 설정 가능한 값일 수도 있다. 예를 들어, 트래킹 성능을 개선 시키기 위해 높은 TCL 이득이 높은 SNR에 사용될 수도 있고, 노이즈 성능을 개선 시키기 위해 낮은 TCL 이득이 낮은 SNR에 사용될 수도 있다. SNR은 수신된 파일럿에 기초하여 추정될 수도 있다. 또한, 높은 TCL 이득은 채널 프로파일의 시프트의 높은 레이트에 사용될 수도 있고, 낮은 TCL 이득은 채널 프로파일의 시프트의 낮은 레이트에 사용될 수도 있다. 채널 프로파일의 시프트의 레이트는 측정된 도달 시각에 기초하여 추정될 수도 있다. 예를 들어, 다중 시간 에러들 (또는 시간 에러들의 높은 비율) 이 동일한 방향에 대한 것이라면, 높은 레이트의 시프트가 추론될 수도 있다. 또한, 높은 TCL 이득은 도달 시각 측정들의 낮은 변화에 사용될 수도 있는데, 이는 고정되거나 움직임이 적은 사용자 터미널에 대해 상대적으로 정적이거나 고정된 채널을 나타낼 수도 있다. 역으로, 낮은 TCL 이득은 도달 시각 측정들에서 높은 변화에 사용될 수도 있는데, 이는 움직임이 많은 사용자 터미널에 대해 빠른 변경 채널을 나타낼 수도 있다. 채널 프로파일의 시프트의 레이트는, TCL 이득을 조정하고 무선 채널의 일정한 특성들 (예를 들어, 속도) 을 추론하기 위해 확인되고 사용될 수도 있다.
또한, TCL 이득은 동작 모드들에 기초하여 설정될 수도 있다. 예를 들어, 높은 TCL 이득은 획득 페이즈 동안 사용될 수도 있고, 낮은 TCL 이득은 트래킹 페이즈 동안 사용될 수도 있다. 획득 페이즈는 소수의 제 1 TCL 업데이트 기간들을 스패닝할 수도 있고, 트래킹 페이즈는 남은 TCL 업데이트 기간들을 스패닝할 수도 있다.
스펙트럴 추정 테크닉은 일반적으로 정확한 도달 시각 측정들을 제공하지만, 때때로 많은 양의 부정확한 도달 시각 추정들을 생성할 수도 있다. 일반적으로, 채널 프로파일이 시프트할 수도 있는 최대 레이트는 사용자 터미널의 속도에 의해 제한된다. 예를 들어, 스펙트럴 추정 테크닉은 여러 개의 칩으로 인해 (예를 들어, 시뮬레이팅된 시나리오에 관한 ±4개의 칩으로 인해) 부정확한 도달 시각 추정들을 생성할 수도 있다. 채널 프로파일의 시프트의 최대 레이트는 각 각의 TCL 업데이트 기간에 대한 칩의 일부 (예를 들어, 0.1개의 칩) 일 수도 있다. 스펙트럴 추정 테크닉들이 이전의 도달 시각 측정과 많은 양으로 상이한 도달 시각 측정을 생성한다면, 부정확한 측정의 가능성이 높아진다. 이 경우, 타임 콘트롤 루프의 업데이트에서 현재 도달 시각 측정은 보다 적은 비중으로 주어질 수도 있다. 보다 적은 비중은 다양한 방식으로 달성될 수도 있다.
일 실시형태에서, 도 3의 승산기 (316) 로 부터의 스케일링된 시간 에러는 소정의 범위의 값들 이내에 존재하도록 포스트 프로세서 (318) 에 의해 포화된다. 이 범위는 채널 프로파일에서의 시프트의 최대 레이트에 기초하여 선택될 수도 있다. 예를 들어, 시프트의 최대 레이트가 TCL 업데이트 기간당 0.1 칩인 경우, 시간 조정은 +1 칩 내지 -1 칩의 범위로 제한될 수도 있다. 이 포화는 부정확한 도달 시각 추정들로 인한 타이밍 지터의 양을 감소시킨다.
다른 실시 형태에서, 복수의 큰 시간 에러들이 얻어질 경우 포스트 프로세서 (318) 는 큰 시간 조정을 제공한다. 포스트 프로세서 (318) 는 상기 설명된 바와 같이 첫 번째 큰 시간 에러에 대한 시간 조정을 제한할 수도 있다. 또한, 후속하는 시간 에러가 크다면, 포스트 프로세서 (318) 는 큰 시간 조정을 제공할 수도 있는데, 이는 이전 도달 시각 측정의 정확도를 확인한다. 이 "대기 및 확인 (wait-and-confirm)" 방식은, 많은 큰 도달 시각 측정 에러들을 제거하는 동안 보다 빠른 루프 응답을 허용할 수도 있다.
또 다른 실시 형태에서, 지연 유닛 (314) 은 시간 에러들을 합산기 (312) 로부터 필터링하는 저역 통과 필터로 대체된다. 이 저역 통과 필터의 대역폭이 충분히 넓으므로, 필터 응답은 타임 콘트롤 루프의 폐쇄된 루프 특성들을 불리하지 않게 변경한다.
또 다른 실시 형태에서, 포스트 프로세서 (318) 는 (1) 시간 에러의 크기가 소정 범위내에 있다면, 시간 에러의 제 1 (예를 들어, 선형) 함수에 기초하고, (2) 크기가 소정 범위외에 있다면, 시간 에러의 제 2 (예를 들어, 비-선형) 함수에 기초하여 시간 조정을 유도한다. 비선형 함수는 클리핑 또는 포화, 상기 설명된 바와 같은 대기 및 확인 방식, 또는 이 밖의 함수일 수도 있다.
상기 설명에 기지국에 의해 보내진 시간 조정들은 사용자 터미널에서 정확하게 수신됨이 추측된다. 시간 조정이 보내지는 방법에 따라, 수신된 시간 조정들에 에러들이 존재할 수도 있다. 타임 콘트롤 루프는 이들 에러들을 고려하여 설계될 수도 있다. 예를 들어, 에러 레이트를 감소시키기 위해 타이밍 조정들이 보다 자주 보내질 수도 있고/또는 보다 높은 전송 전력을 가질 수도 있다.
도 7은 스펙트럴 추정을 이용하여 시간 동기화를 수행하는 프로세스 (700) 를 도시한다. 부대역들의 각각의 세트들에서 수신된 파일럿 심볼들에 대해 주파수 응답 추정이 얻어진다 (블록 710). 상이한 주파수 응답 추정은 상이한 세트들의 부대역들에 대해 얻어질 수도 있다. 이후, 측정된 도달 시각을 얻기 위해 주파수 응답 추정들상에 스펙트럴 추정이 수행된다 (블록 712). 스펙트럴 추정은 주파수 응답 추정들에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하고 이 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 측정된 도달 시각을 유도한다.
측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러가 결정된다 (블록 714). 시간 에러는 저역 통과 필터로 필터링될 수도 있다. 필터링되거나 필터링되지 않은 시간 에러는 TCL 이득으로 스케일링되고, 이는 채널 조건들 및/또는 선택된 동작 모드에 기초하여 결정된 조정 가능한 값 또는 고정된 값일 수도 있다 (블록 716). 이후, 시간 조정은 스케일링된 시간 에러에 기초하여 생성된다 (블록 718). 시간 조정은 측정 부정확도를 고려하여 미리 결정된 범위의 값들 이내로 제한될 수도 있고, 또는 선형 및/또는 비선형 함수들에 기초하여 생성될 수도 있다.
상기 설명에서, 도달 시각 측정은, 확인될 알려지지 않은 탭 지연들 (di, i=1,2,...L) 이 수신된 파일럿 심볼들로부터 얻어진 주파수 영역 채널 이득들의 알려지지 않은 주파수 컴포넌트들 (ωi, i=1,2,...L) 인 인식에 기초한다. 이후, 채널 이득의 알려지지 않은 주파수 컴포넌트들을 결정하기 위해 스펙트럴 추정 (또는 스펙트럴 분석) 이 수행된다. 일단 결정된 이들 주파수 컴포넌트들은 채널 임펄스 응답 추정에 대해 알려지지 않은 탭 지연들의 추정들로서 역할한다. 도달 시각 측정을 위해, 스펙트럴 추정 테크닉은 채널 이득의 우세 주파수 컴포넌트를 제공하는데, 이는 이후 측정된 도달 시각을 유도하는데 사용된다.
스펙트럴 추정 테크닉은 (1) 시스템 대역폭의 작은 일부에 보내지는 협대역 파일럿과 (2) 모든 시스템 대역폭 또는 시스템 대역폭의 큰 일부에만 보내지는 광대역 파일럿 둘 다에 대해 정확한 도달 시각 측정들을 제공할 수 있다. 협대역 파일럿을 위해, 오로지 시스템 대역폭의 작은 일부만이 임의의 주어진 시간에 관측 가능하다. 전송의 도달 시각이 결정될 수 있는 레졸루션 (resolution) 은 채널 관찰들의 대역폭으로 제한된다. 예를 들어, 파일럿이 오로지 M개의 부대역들에 동시에 보내진다면 (여기서, M이 N보다 매우 적음), 수신기는 오로지, 이들 M개의 부대역들상에 수신된 파일럿에 기초하여 상대적으로 협소한 대역을 통해 무선 채널을 관찰할 수 있다. 결과적으로, Tofdm/M 의 시간 레졸루션을 갖는 정확하지 않은 도달 시각 측정은 M개의 부대역들의 임의의 한 세트에 수신된 협대역 파일럿에 기초하여 얻어질 수도 있고, 여기서 Tofdm은 사이클릭 프리픽스를 갖지 않는 OFDM 심볼의 지속기간이다. 스펙트럴 추정 테크닉은 Tofdm/M 의 시간 레졸루션을 갖는 보다 정확한 도달 시각 측정을 제공할 수 있다. 상기 예에서 설명한 바와 같이, M이 N보다 매우 적은 경우, Tofdm/M은 어느 하나의 협대역 파일럿 전송으로 얻어진 Tofdm/M 시간 레졸루션보다 매우 정확할 수도 있다. 정확한 도달 시각 측정은 다중 전송기들간의 간섭을 피하거나 최소화하는 시간 동기화와, 또 각각의 수신된 OFDM 심볼의 에너지를 가능한 한 많이 캡쳐하는 수신기 프로세싱에 중요하다.
때때로 다중 신호 분류 (MUSIC) 테크닉으로 불리는 특정 스펙트럴 추정 테크닉이 명료해지도록 상기 설명되었다. 또한, 다른 스펙트럴 추정 테크닉들이 주파수 응답 추정들의 주파수 컴포넌트들, 및 이에 따른 임펄스 응답 추정들에 대한 탭 지연들을 확인하는데 이용될 수도 있고, 이것은 본 발명의 범위이다. 예를 들어, 스펙트럴 추정은 피리어드그램 테크닉 (periodogram technique), 프로니 추 정기 (Prony estimator), 피사렌코 하모닉 디컴포지션 테크닉 (Pisarenko harmonic decomposition technique) 등에 기초하여 수행될 수도 있다. 각각의 스펙트럴 추정 테크닉은 탐색되는 주파수 컴포넌트(들)의 양호한 추정을 얻는 임의의 유형의 표준을 일반적으로 이용한다. MUSIC 테크닉을 포함한 이들 다양한 스펙트럴 추정 테크닉들은 1989년 Proc. IEEE의 S.L. Marple Jr.에 의한 "현대 스펙트럴 추정의 설명적 개관" pp.2152-2157과, 1992년 2월 Proc. IEEE의 B.D.Kao 및 K.S.Arun에 의한 "신호들의 프로세싱 기반 모델:스테이트 스페이스 접근" 제 80 권, 제 2 호, pp.283-309에 설명되어 있다.
도 8은 사용자 터미널 (120x) 및 기지국 (110x) 의 블록도를 도시한다. 리버스 링크시, 사용자 터미널 (120x) 에서, 전송 (TX) 데이터 프로세서 (810) 는 트래픽 데이터를 수신, 포맷, 인코딩, 인터리빙, 심볼 매핑하고, 변조된 심볼들 (또는 데이터 심볼들) 을 제공한다. OFDM 변조기 (820) 는 데이터 심볼들 및 파일럿 심볼들을 수신하고, OFDM 변조를 수행하고, OFDM 심볼들의 스트림을 제공한다. 파일럿 및 데이터 심볼들은 예를 들어, 도 4a에 도시된 바와 같은 다양한 방식으로 전송될 수도 있다. 전송기 유닛 (TMRT)(822) 은 OFDM 심볼들의 스트림을 수신하고 콘디셔닝 (예를 들어, 아날로그로 컨버팅, 증폭, 필터링, 및 주파수 업컨버팅) 하는데, 이는 안테나 (824) 를 통해 기지국 (110x) 으로 전송된다.
기지국 (110x) 에서, 안테나 (852) 는 리버스 링크 신호를 수신하고 수신된 신호를 수신기 유닛 (RCVR)(854) 으로 제공한다. 수신기 유닛 (854) 은 수신된 신호를 콘디셔닝 (예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 업컨버팅) 하고 콘디셔닝된 신호를 디지털화하고, 수신된 칩들을 OFDM 변조기 (856) 로 제공한다. OFDM 변조기 (856) 는 수신된 칩들상에서 OFDM 복조를 수행하고, 수신된 데이터 심볼들상에서 데이터 검출을 수행하고, 검출된 데이터 심볼들을 제공하는데, 이들은 전송된 데이터 심볼들의 추정들이다. 수신 (RX) 데이터 프로세서 (858) 심볼은 검출된 데이터 심볼들을 디매핑, 디인터리빙, 및 디코딩하여 전송된 데이터를 리커버한다. 사용자 터미널 (120x) 에서, OFDM 복조기 (856) 및 RX 데이터 프로세서 (858) 에 의한 프로세싱은 OFDM 변조기 (820) 및 TX 데이터 프로세서 (810) 에 의한 프로세싱에 대해 각각 상호 보완적이다.
포워드 링크시, TX 데이터 프로세서 (882) 는 트래픽 데이터 및 (예를 들어, 시간 조정에 대한) 콘트롤 데이터를 프로세싱하고 데이터 심볼들을 제공한다. OFDM 변조기 (884) 는 파일럿 심볼들과 함께 데이터 심볼들을 수신하고 멀티플렉싱하고, OFDM 변조를 수행하고, OFDM 심볼들의 스트림을 제공한다. 동일하거나 상이한 변조 방식들이 포워드 및 리버스 링크들용으로 사용될 수도 있다. 예를 들어, 도 4a에 도시된 전송 방식은 리버스 링크용으로 사용될 수도 있고, 도 4b에 도시된 전송 방식들은 포워드 링크용으로 사용될 수도 있다. 전송기 유닛 (886) 은 OFDM 심볼들의 스트림을 수신하여 프로세싱하고 포워드 링크 신호를 생성하는데, 이는 안테나 (852) 를 통해 사용자 터미널들로 전송된다.
사용자 터미널 (120x) 에서, 기지국 (110x) 으로 부터의 포워드 링크 신호는 안테나 (824) 에 의해 수신되고 수신기 유닛 (842) 에 의해 프로세싱되어 수신된 칩들을 얻는다. OFDM 복조기 (844) 는 수신된 칩들을 프로세싱하고 검출된 데 이터 심볼들을 RX 데이터 프로세서 (846) 로 제공한다. RX 데이터 프로세서 (846) 는 검출된 데이터 심볼들을 프로세싱하여 기지국 (110x) 으로부터 전송된 트래픽 데이터를 리커버한다.
제어기들 (830 및 870) 은 사용자 터미널 (120x) 및 기지국 (110x) 에서의 동작을 각각 지시한다. 메모리 유닛들 (832 및 872) 는 프로그램 코드들과 제어기들 (830 및 870) 에 의해 사용된 데이터를 각각 저장한다. 타임 콘트롤 유닛들 (828 및 868) 은 사용자 터미널 (120x) 및 기지국 (110x) 에 적용 가능한 시간 동기화 함수들을 각각 수행한다. 또한, 제어기들 (830 및 870) 은 타임 콘트롤 유닛들 (828 및 868) 을 각각 실시할 수도 있고, 터미널 (120x) 및 기지국 (110x) 에 대한 시간 동기화 함수들을 각각 수행할 수도 있다.
도 9는 기지국 (110x) 에서의 OFDM 복조기 (856) 및 타임 콘트롤 유닛 (868) 의 실시 형태를 도시한다. OFDM 복조기 (856) 에서, 사이클릭 프리픽스 제거 유닛 (912) 은 타임 콘트롤 유닛 (868) 에 의해 제공된 측정 도달 시각에 기초하여 각각의 OFDM 심볼에 덧붙여진 사이클릭 프리픽스를 제거한다. 이후, FFT 유닛 (914) 은 N-포인트 FFT로 각각의 수신된 변환 심볼에 대한 N개의 수신된 칩들을 주파수 영역으로 변환하고, N개의 부대역들에 대한 N개의 수신된 심볼들을 얻는다. FFT 유닛 (914) 은 수신된 파일럿 심볼들을 타임 콘트롤 유닛 (868) 으로, 수신된 데이터 심볼들을 데이터 검출기 (916) 로 제공한다. 데이터 검출기 (916) 는 주파수 응답 추정을 갖는 수신된 데이터 심볼들상에서 검출 (예를 들어, 매칭된 필터링 또는 등화) 을 수행하고 검출된 데이터 심볼들을 RX 데이터 프로세서 (858) 로 제공한다.
타임 콘트롤 유닛 (868) 은 사용자 터미널 (120x) 로부터 기지국 (110x) 으로의 리버스 링크에 대한 타임 콘트롤 루프에 대해 수신측 (receive-side) 프로세싱을 수행한다. 도달 시각 측정 유닛 (920) 은 수신된 파일럿 심볼들을 얻고, 사용자 터미널 (120x) 로부터의 전송의 도달 시각을 측정한다. 유닛 (920) 에서, 파일럿 프로세서 (922) 는 각각의 세트의 수신된 파일럿 심볼들상의 변조를 제거하고 사용자 터미널 (120x) 에 대한 리버스 링크에 대해 주파수 응답 추정을 제공한다. 스펙트럴 추정기 (924) 는 상이한 세트들의 파일럿 심볼들 (예를 들어, 상이한 홉 기간들로 보내진) 에 대한 주파수 응답 추정들에서 스펙트럴 추정을 수행하고 사용자 터미널 (120x) 로부터의 전송에 관한 측정된 도달 시각을 제공한다. 합산기 (930) 는 측정된 도달 시각에서 원하는 도달 시각을 감산하여 시간 에러를 제공한다. 제어기 (870) 는 사용자 터미널 (120x) 에 대해 스케줄된 시간에 기초하여 원하는 도달 시각을 결정할 수도 있다. 도 9에 도시되지 않았지만, 저역 통과 필터는 시간 에러를 필터링하여 필터링된 시간 에러를 제공할 수도 있다. 승산기 (932) 는 합산기 (930) 로부터의 시간 에러 (또는 저역 통과 필터로부터 필터링된 시간 에러) 를 TCL 이득과 승산하고 스케일링된 시간 에러를 제공한다.
포스트 프로세서 (940) 는 스케일링된 시간 에러를 수신하고 사용자 터미널 (120x) 에 대한 시간 조정을 생성한다. 포스트 프로세서 (940) 는 예를 들어, 포화, 대기 및 확인 등과 같이 상기 설명된 테크닉들 중 어떤 것을 구현할 수도 있 다. 시간 조정은 사용자 터미널 (120x) 로 하여금 이것의 타이밍을 앞당기거나 지연시키도록 함으로써 이것의 전송이 기지국 (110x) 에서 원하는 도달 시각에 도달한다.
채널 검출기 (942) 는 채널 콘디션들 예를 들어, 사용자 터미널 (120x) 로부터 수신된 전송의 SNR, 리버스 링크가 정적인지 또는 빠르게 변하는지 여부 등을 검출한다. TCL 이득 선택기 (944) 는 검출기 (942) 로부터 검출된 채널 콘디션들, 제어기 (870) 로부터 타임 콘트롤 루프에 대해 선택된 동작 모드 (획득 또는 트래킹 모드), 및/또는 다른 입력들을 수신한다. 이득 선택기 (944) 는 타임 콘트롤 루프에 대한 원하는 성능을 성취하기 위해 TCL 이득을 조정한다.
포워드 링크에 대한 타임 콘트롤 루프는, 필요하다면 리버스 링크에 대해 상기 설명된 바와 같은 유사한 방식으로 구현될 수도 있다. 이 타임 콘트롤 루프에 대해, 사용자 터미널 (120x) 은 예를 들어, 스펙트럴 추정을 이용하여 기지국 (110x) 으로부터 수신된 전송의 도달 시각을 측정한다. 이후, 사용자 터미널은 포워드 링크 전송을 위해 측정된 도달 시각 및 원하는 도달 시각에 기초하여 포워드 링크에 대한 시간 조정을 생성한다. 기지국이 사용자 터미널에 대한 전송 타이밍을 조정하여, 포워드 링크 전송이 사용자 터미널에 원하는 도달 시각에 도달한다.
여기에 설명된 시간 동기화 테크닉들은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 테크닉들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현시, 수신기에서의 시간 동기화를 위한 프로세 싱 유닛들은 하나 이상의 주문형 반도체들 (ASIC들), 디지털 신호 프로세서들 (DSP들), 디지털 신호 프로세싱 디바이스들 (DSPD들), 프로그램 가능 논리 디바이스들 (PLD들), 필드 프로그래머블 게이트 어레이들 (FPGA들), 프로세서들, 제어기들, 마이크로-제어기들, 마이크로프로세서들, 여기에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 장치들, 또는 이들의 조합에서 구현될 수도 있다. 또한, 전송기에서 시간 동기화를 위한 프로세싱 유닛들은 하나 이상의 ASIC들, DSP들 등에서 구현될 수도 있다.
소프트웨어 구현시, 시간 동기화 테크닉들은 여기에 설명된 기능들을 수행하는 모듈들 (예를 들어, 절차, 기능들 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드들은 메모리 유닛 (예를 들어, 도 8의 메모리 유닛 (872)) 에 저장되어 프로세서 (예를 들어, 제어기 (870)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서에서 또는 프로세서 이외에서 구현될 수도 있다.
개시된 실시 형태들의 이전의 설명은 당업자가 본 발명을 제작하거나 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시 형태들에 대한 다양한 수정들이 당업자에 명확하고, 여기에 정의된 일반적 원리는 본 발명의 정신 또는 범위에서 벗어남 없이 다른 실시 형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 설명된 실시 형태들로 제한되지 않을 뿐만 아니라 여기에 설명된 신규한 특성들 및 원리들과 일관되는 가장 넓은 범위를 따른다.

Claims (42)

  1. 통신 시스템에서 시간 동기화를 수행하는 방법으로서,
    스펙트럴 추정을 이용하여 통신 채널을 통해 수신된 전송의 도달 시각을 측정하는 단계;
    상기 전송에 대해 상기 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러를 결정하는 단계; 및
    상기 시간 에러에 기초하여 시간 조정을 생성하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전송의 상기 도달 시각을 측정하는 단계는,
    상기 통신 채널에 대한 채널 추정을 얻는 단계, 및
    상기 전송에 대한 상기 측정된 도달 시각을 얻기 위해 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 통신 채널에 대한 상기 채널 추정을 얻는 단계는,
    주파수 부대역들의 복수의 세트들에 대한 복수의 주파수 응답 추정들을 얻는 단계를 포함하고, 상기 채널 추정은 상기 복수의 주파수 응답 추정들을 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 단계는,
    상기 채널 추정에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하는 단계, 및
    상기 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 상기 측정된 도달 시각을 유도하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간 에러를 이득과 함께 스케일링하는 단계를 더 포함하고,
    상기 시간 조정은 상기 스케일링된 시간 에러에 기초하여 생성되는, 시간 동기화 수행 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 통신 채널의 하나 이상의 콘디션에 기초하여 상기 이득을 조정하는 단계를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    획득 모드 및 트래킹 모드를 포함하는 복수의 동작 모드들 중에서 선택된 동작 모드에 기초하여 상기 이득을 조정하는 단계를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 스펙트럴 추정으로부터 얻어진 채널 프로파일의 시프트의 레이트를 결정하는 단계; 및
    상기 채널 프로파일의 시프트의 상기 레이트에 기초하여 상기 이득을 조정하는 단계를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간 에러에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하는 단계는,
    상기 시간 에러를 필터링하는 단계, 및
    상기 필터링된 시간 에러에 기초하여 상기 시간 조정을 유도하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간 조정이 소정 범위의 값들 이내에 있도록 제한하는 단계를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간 에러에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하는 단계는,
    상기 시간 에러의 크기를 결정하는 단계,
    상기 시간 에러의 상기 크기가 소정 범위 이내인 경우, 제 1 함수에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하는 단계, 및
    상기 시간 에러의 상기 크기가 소정 범위 이외인 경우, 제 2 함수에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  12. 통신 시스템에서 시간 동기화를 수행하도록 동작하는 장치로서,
    스펙트럴 추정을 이용하여 통신 채널을 통해 수신된 전송의 도달 시각을 측정하도록 동작하는 측정 유닛;
    상기 전송에 대해 상기 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러를 제공하도록 동작하는 합산기; 및
    상기 시간 에러에 기초하여 시간 조정을 생성하도록 동작하는 포스트 프로세서를 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 측정 유닛은,
    상기 통신 채널을 통해 보내진 파일럿을 수신하고 상기 통신 채널에 대한 채널 추정들을 유도하도록 동작하는 파일럿 프로세서, 및
    상기 전송에 대해 상기 측정된 도달 시각을 얻기 위해 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하도록 동작하는 스펙트럴 추정기를 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 파일럿 프로세서는 주파수 부대역들의 복수의 세트들에 대한 복수의 주파수 응답 추정들을 유도하도록 동작하고, 상기 채널 추정은 상기 복수의 주파수 응답 추정들을 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 파일럿 프로세서는 상기 주파수 부대역들의 복수의 세트들 각각에서 파일럿 심볼들을 수신하고 주파수 부대역들의 상기 세트에 대한 상기 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 주파수 부대역들의 세트 각각에 대한 상기 주파수 응답 추정을 유도하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  16. 제 14 항에 있어서,
    부대역들의 세트 각각은 상기 시스템에서 N개의 총 부대역들의 부세트를 포함하고, N은 1보다 큰 정수인, 시간 동기화 수행 장치.
  17. 제 14 항에 있어서,
    부대역들의 세트 각각은 상기 시스템에서 M개의 연속하는 부대역들을 포함하고, M은 1보다 큰 정수인, 시간 동기화 수행 장치.
  18. 제 14 항에 있어서,
    부대역들의 세트 각각은 상기 시스템에서 N개의 총 부대역들에 걸쳐 균일하게 분배된 M개의 부대역들을 포함하고, M과 N은 1보다 큰 정수들이고, M은 N보다 작은, 시간 동기화 수행 장치.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 부대역들의 복수의 세트들은 주파수 호핑에 이용되는 의사-랜덤 시퀀스에 의해 결정되는, 시간 동기화 수행 장치.
  20. 제 13 항에 있어서,
    상기 파일럿 프로세서는 상기 통신 채널을 통해 보내진 광대역 파일럿을 수신하고 상기 광대역 파일럿에 기초하여 상기 채널 추정을 유도하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  21. 제 13 항에 있어서,
    상기 스펙트럴 추정기는 상기 채널 추정에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하고 상기 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 상기 측정된 도달 시각을 유도하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  22. 제 13 항에 있어서,
    상기 스펙트럴 추정기는 다중 신호 분류 (MUSIC) 기술, 피리어드그램 테크닉 (periodogram technique), 프로니 추정기 (Prony estimator), 또는 피사렌코 하모닉 디컴포지션 테크닉 (Pisarenko harmonic decomposition technique) 을 이용하여 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  23. 제 12 항에 있어서,
    상기 시간 에러를 이득과 함께 스케일링하도록 동작하는 승산기를 더 포함하고, 상기 포스트 프로세서는 스케일링된 시간 에러에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 이득은 상기 통신 채널의 하나 이상의 콘디션에 기초하여 조정되는, 시간 동기화 수행 장치.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 이득은 상기 전송의 신호대 노이즈 율 (SNR) 에 기초하여 조정되는, 시간 동기화 수행 장치.
  26. 제 23 항에 있어서,
    복수의 동작 모드들 중에서 동작 모드를 선택하고 상기 선택된 동작 모드에 기초하여 상기 이득을 조정하도록 동작하는 제어기를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  27. 제 12 항에 있어서,
    상기 시간 에러를 필터링하도록 동작하는 필터를 더 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  28. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트 프로세서는 상기 시간 조정을 소정 범위의 값들 이내로 제한하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  29. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트 프로세서는 상기 시간 에러의 크기를 결정하고,
    상기 시간 에러의 상기 크기가 소정 범위 이내인 경우, 제 1 함수에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하고,
    상기 시간 에러의 상기 크기가 소정 범위 이외인 경우, 제 2 함수에 기초하여 상기 시간 조정을 생성하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  30. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트 프로세서는 상기 시간 에러에 기초하고 상기 시간 동기화에 대한 제 1 차 루프에 따라 상기 시간 조정을 생성하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  31. 제 12 항에 있어서,
    상기 포스트 프로세서는 상기 시간 에러에 기초하고 상기 시간 동기화에 대한 제 2 차 루프에 따라 상기 시간 조정을 생성하도록 동작하는, 시간 동기화 수행 장치.
  32. 제 12 항에 있어서,
    상기 통신 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 이용하는, 시간 동기화 수행 장치.
  33. 제 12 항에 있어서,
    상기 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중 액세스 (OFDMA) 시스템인, 시간 동기화 수행 장치.
  34. 통신 시스템에서 시간 동기화를 수행하도록 동작 가능한 장치로서,
    스펙트럴 추정을 이용하여 통신 채널을 통해 수신된 전송의 도달 시각을 측 정하는 수단;
    상기 전송에 대해 상기 측정된 도달 시각과 원하는 도달 시각 사이의 시간 에러를 결정하는 수단; 및
    상기 시간 에러에 기초하여 시간 조정을 생성하는 수단을 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 전송의 상기 도달 시각을 측정하는 상기 수단은,
    상기 통신 채널에 대한 채널 추정을 얻는 수단, 및
    상기 전송에 대한 상기 측정된 도달 시각을 얻기 위해 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 단계를 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 통신 채널에 대한 상기 채널 추정을 얻는 수단은,
    주파수 부대역들의 복수의 세트들에 대한 복수의 주파수 응답 추정들을 얻는 수단을 포함하고, 상기 채널 추정은 상기 복수의 주파수 응답 추정들을 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  37. 제 35 항에 있어서,
    상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 수단은,
    상기 채널 추정에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하는 수단, 및
    상기 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 상기 측정된 도달 시각을 유도하는 수단을 포함하는, 시간 동기화 수행 장치.
  38. 제 34 항에 있어서,
    상기 시간 에러를 이득과 함께 스케일링하는 수단을 더 포함하고,
    상기 시간 조정은 상기 스케일링된 시간 에러에 기초하여 생성되는, 시간 동기화 수행 장치.
  39. 제 34 항에 있어서,
    상기 시간 조정이 소정 범위의 값들 이내에 있도록 제한하는 수단을 더 포함하는, 시간 동기화 수행 방법.
  40. 통신 시스템에서 도달 시각을 측정하는 방법으로서,
    통신 채널에 대한 채널 추정을 얻는 단계;
    상기 채널 추정에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하도록 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 단계; 및
    상기 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 측정된 도달 시각을 유도하는 단계를 포함하는, 도달 시각 측정 방법.
  41. 제 40 항에 있어서,
    상기 통신 채널에 대한 상기 채널 추정을 얻는 단계는,
    주파수 부대역들의 복수의 세트들에 대한 복수의 주파수 응답 추정들을 얻는 단계를 포함하고, 상기 채널 추정은 상기 복수의 주파수 응답 추정들을 포함하는, 도달 시각 측정 방법.
  42. 통신 시스템에서 도달 시각을 측정하도록 동작하는 장치로서,
    통신 채널에 대한 채널 추정을 얻는 수단;
    상기 채널 추정에서 우세 주파수 컴포넌트를 결정하도록 상기 채널 추정에서 스펙트럴 추정을 수행하는 수단; 및
    상기 우세 주파수 컴포넌트에 기초하여 측정된 도달 시각을 유도하는 수단을 포함하는, 도달 시각 측정 장치.
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