JP7204950B2 - チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス - Google Patents

チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス Download PDF

Info

Publication number
JP7204950B2
JP7204950B2 JP2021565321A JP2021565321A JP7204950B2 JP 7204950 B2 JP7204950 B2 JP 7204950B2 JP 2021565321 A JP2021565321 A JP 2021565321A JP 2021565321 A JP2021565321 A JP 2021565321A JP 7204950 B2 JP7204950 B2 JP 7204950B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
reference signals
subcarriers
integer
phase noise
well
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2021565321A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2022519775A (ja
Inventor
シベル、ジャン－クリストフ
チョチーナ、クリスティーナ
ギエ、ジュリアン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Original Assignee
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands filed Critical Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Publication of JP2022519775A publication Critical patent/JP2022519775A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7204950B2 publication Critical patent/JP7204950B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0258—Channel estimation using zero-forcing criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

本発明は、包括的には、電気通信システムの領域に関し、より詳細には、ワイヤレス通信、例えばワイヤレスＯＦＤＭベースの通信に関する。
本発明は、より詳細には、無線チャネルによって無線信号において誘発された歪み及び雑音に従って受信無線信号を処理することに関する。
ＬＴＥ規格において、受信機は、送信機によって信号に挿入された基準信号に基づいてチャネル推定を決定する。基準信号（ＲＳ）の知識に基づいて、受信機は、一般的にＨと表記されるチャネル推定行列を決定することができる。この行列の各係数は、送信機のアンテナのうちの１つと、受信機のアンテナのうちの１つとの間の信号の減衰に対応する。この行列に基づいて、端末は、無線チャネルの位相雑音を推定する。そのような行列によって、無線信号に対する無線チャネルの効果を低減するように受信無線信号を処理することが可能になる。受信機は、無線信号が受ける位相雑音を推論する位相追跡アルゴリズムも実施する。通常、これらのアルゴリズムは、位相雑音及びチャネル（チャネル推定行列によって近似される）が強力に結合されていないと仮定し、位相雑音が小さく、チャネルが準静的であるときには良好な結果が得られる。
しかしながら、現在標準化がすすめられている新たな無線規格又は５Ｇが目指すミリ波帯域で動作するミリ波システムは、キャリア周波数オフセット、ドップラ効果及び特に位相雑音等のさまざまな原因により、強力及び／又は高速な位相変動が発生する。これらの位相変動は、通信に用いられるサブキャリア間の直交性特性を崩し、サブキャリア干渉につながり、結果として性能が低下する。これらのサブキャリア干渉（キャリア間干渉（ＩＣＩ）とも呼ばれる）は、過度に大きい場合、特にチャネル推定行列及び位相雑音が互いに独立して決定されることにより、信号の復号に強い影響を及ぼす。したがって、位相雑音及びチャネルが強力に結合されていないと仮定するアルゴリズムによる復号結果は不良になる。
したがって、位相雑音及びチャネルが強力に結合されている場合、改善の必要がある。本発明は、この状況を改善することを目的とする。
そのため、本発明は、ワイヤレス通信システムを介して送信される無線信号において少なくともＫ個の基準信号を送信する方法であって、この無線信号は、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える送信機によって送信されることを意図され、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、上記無線信号は、
少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫがＫ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋ上でそれぞれ送信されるように少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫを挿入することと、
少なくともＫ個の基準信号を含む無線信号を送信することと、
によって提供され、
Ｋが奇数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ（Ｋ＋３）／２，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しく、Ｋが偶数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の周波数領域における値は、基準信号ＰＫ／２＋１，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しい、方法に関する。
本発明において、基準信号は、特定の基準信号パターンに従ってセットされる。この特定の基準信号パターンによれば、基準信号は、ブロックとして挿入され、すなわち、基準信号は、キャリアの連続したサブキャリアにおいて挿入される。加えて、これらの基準信号が取る値は特定の条件を満たす。特定の条件は、Ｋが奇数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ－１）／２は、基準信号Ｐ（Ｋ＋３）／２，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しく、Ｋが偶数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の値が基準信号ＰＫ／２＋１，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しいというものである。
これは、特に、チャネル及び位相雑音が互いに強力に影響されているとき、すなわち、例えば、無線信号が強力な位相雑音を受けているとき、受信機側での位相雑音及びチャネル推定の計算の複雑度を低減することが可能になる。実際、強力な位相雑音が無線信号に影響を与えているとき、チャネルによって表される無線信号の減衰は、位相雑音がその推定において考慮されていない場合には影響を受ける可能性がある（他のサブキャリアを通じて送信されたシンボルが、考慮されたサブキャリアにパワーを加え、この考慮されたサブキャリアと比較した無線信号の減衰を正しく決定することが妨げられる場合があるためである）。したがって、本発明は、強力に結合された位相雑音及びチャネルに関連する効果を低減する。
この目的で、本発明では、巡回構造の基準信号のブロックを実施する。この構造により、受信機側において、位相雑音及び基準信号の巡回畳み込みとして表されるシンボルを受信することが可能になる。
より詳細には、受信機側において、基準信号のブロック構成、特に、（以下で説明するように、位相雑音のスペクトル占有率ΔＰＮと比較した）このブロックのサイズによって、特定の基準信号パターンが、Ｋ０個（ここで、Ｋが奇数である場合、
Figure 0007204950000001
 であり、Ｋが偶数である場合、
Figure 0007204950000002
 である）の連続シンボル
Figure 0007204950000003
 のブロックを受信することが可能になる。ここで、これらのシンボルは、Ｋ個の基準信号のブロックの基準信号のサンプルのみから構成される。これらの受信シンボルは、他のシンボルからのサンプルも含むことができるが、これらのサンプルは、ブロックにおいてセットされた基準信号のサンプルと比較して低エネルギーである。
ＲＳのブロック内のＲＳ反復構造によって、本発明は、受信した連続シンボル
Figure 0007204950000004
 を、位相雑音
Figure 0007204950000005
 及び基準信号のシーケンス
Figure 0007204950000006
 の巡回畳み込みとして近似することが可能になる。位相雑音の成分φｉは、ｋｍｉｎ未満の場合及びｋｍａｘより大きい場合にはヌルであるか又は無視できるとみなされ、ｋｍｉｎ～ｋｍａｘの場合には、位相雑音のスペクトル占有率に相当する。例えば、
Figure 0007204950000007
 は、以下によって近似することができる。
Figure 0007204950000008
 ここで、
Figure 0007204950000009
 は、加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表し、
Figure 0007204950000010
 は、巡回畳み込み演算子を表し、Ｈは、チャネル（チャネルはブロックにわたって一定であると仮定される）を表す。
特定の基準信号パターンによって可能となった、受信された連続シンボル
Figure 0007204950000011
 のそのような近似は、受信機側の計算を大幅に軽減する。なぜなら、各方程式には決定すべきＫ０個の位相雑音シンボルである最大でＫ０個の未知の値があるため、理論的に解くことができるＫ０個の線形等化に対する計算が低減されるためであり、多くの場合にチャネル及び位相雑音の不良な推定につながる、チャネルが位相雑音による影響を受けないという仮定を行う必要ない。
ＢごとのＡの巡回畳み込みのＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）
Figure 0007204950000012
 が、単に、ＢのＩＤＦＴごとのＡのＩＤＦＴのアダマール積
Figure 0007204950000013
 に変換されるため、計算は一層単純化される。例えば、以下となる。
Figure 0007204950000014
したがって、後述するように、チャネル推定及び位相雑音推定は、ともに、
Figure 0007204950000015
 による
Figure 0007204950000016
 の線形推定から推論することができる（例えば、
Figure 0007204950000017
 ）。他の技法も後に説明する。
したがって、本発明は、送信される無線信号が、受信機側において、少なくとも或る範囲の周波数にわたって既知であること、及び送信される基準信号のシーケンスが反復されることの組合せによって、位相雑音が大きい場合であってもチャネル及び位相雑音を効率的に推定することが可能になる。
本発明では、基準信号によって、受信機によって知られる全てのシンボルを、それらの値及び（時間及び周波数における）位置に関して包含し、これに基づいて、送信機と受信機との間の無線チャネルの影響を推定することができる。例えば、基準信号の受信されたバージョン（例えば、チャネル及び／又は雑音及び／又は位相雑音等によって破損している無線チャネルによって破損している）に基づいて、受信機は、チャネルを推定し、及び／又はチャネル推定品質を改善することができる。ここで、無線チャネルは、非線形性、減衰、位相雑音、ドップラ効果、キャリア周波数オフセット等の、伝播及びハードウェアの影響を含む全ての効果を包含することに留意されたい。
ワイヤレス通信システムは、ＬＴＥの場合のように、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）を用いたワイヤレス通信システムとすることができる。
他のサブキャリアＳ１，．．．，Ｓｑ、Ｓｑ＋Ｋ＋１，．．．，ＳＭにおいて送信されるシンボルは、任意のタイプ、すなわち、ユーザデータを含む他の基準信号及び／又はシンボル、及び／又は制御データを含むシンボルとすることができる。
ここで、「連続したサブキャリア」とは、２つの連続したサブキャリア間でシンボルを送信するのに他のサブキャリアを用いることができないことを意味する。連続したシンボルは、連続したサブキャリアにおいて送信されるシンボルである。
「基準信号を無線信号に挿入すること」とは、通常、基準信号を無線信号に挿入する際に行われるように、サブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋを通じて送信されるシンボルの周波数領域における値（受信機によって知られている値）をセットすることを意味する。しかしながら、例えば、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）後に、ＩＤＦＴによって出力された信号に、基準信号に対応する信号を加えて、結果として得られる信号が、基準信号が周波数領域に挿入された場合にＩＤＦＴの出力において得られたであろう信号と同一であるか又はこれに少なくとも類似しているようにすることによって、基準信号を時間領域に挿入することは可能である。しかしながら、説明のために、本発明は、基準信号の周波数領域挿入に従って説明される。
Ｋ個の基準信号は、Ｋ個の連続したサブキャリアにおいてともに送信されるように挿入される。すなわち、基準信号が周波数領域に挿入されるとき、本発明に従って値がセットされたシンボル（すなわち、サブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋを通じて送信されたシンボル）がともに処理される。例えば、ＩＤＦＴは、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭに同時に適用され、このため、Ｋ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋによって送信されたＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫに同時に適用される。より一般的には、Ｐ１，．．．，ＰＫは、送信方式の同じシンボルにおいて、例えば、同じＯＦＤＭシンボルにおいて、Ｋ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋによって送信されるように挿入される。
ｑは、ゼロ以上でＭ－Ｋ以下の整数である。
本発明の態様によれば、
Figure 0007204950000018
 の値は、それぞれ、ｊが１に等しい場合には、
Figure 0007204950000019
 が非ヌルの所定の値に等しく、そうでない場合には、０に等しくなるようなシーケンス
Figure 0007204950000020
 である。ここで、＜ｎ＞Ｌは１＋ｍｏｄ（ｎ－１，Ｌ）である。ｍｏｄ（ｎ－１，Ｌ）は［ｎ－１］ｍｏｄ Ｌである。
この場合、シーケンス
Figure 0007204950000021
 及びしたがって
Figure 0007204950000022
 は、自己相関条件を満たす。そのようなシーケンスを用いることによって、強力に結合された位相雑音及びチャネルに関連する効果を低減することが可能になる。実際、例えば、
Figure 0007204950000023
 を計算することによって、位相雑音の各周波数成分を有利なＳ／Ｎ比で分離することが可能になる。したがって、これらの基準信号はこの自己相関条件を満たすため、サブキャリア間の干渉を低減又は回避することが可能になる。
例えば、シーケンス
Figure 0007204950000024
 の自己相関条件によって、
Figure 0007204950000025
 に、（後述するような）巡回置換シーケンス
Figure 0007204950000026
 のアダマール積を適用することが可能になり、位相雑音及びチャネル推定の複雑度を低減することが可能になる。
シーケンス
Figure 0007204950000027
 は、ＣＡＺＡＣシーケンス、又は有利にはＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕシーケンスから発行することができる。
本発明の一態様によれば、少なくともＫ＋Ｋ’個の基準信号がＭ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭ上で送信され、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ’個の異なるサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’が連続しており、連続したサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’のそれぞれの周波数は順序付けされ、ｑ’はｑ＋Ｋより大きく、上記無線信号は、
少なくともＫ’個の基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’がＫ’個の連続したサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’上でそれぞれ送信されるように少なくともＫ’個の基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’を挿入することと、
少なくともＫ＋Ｋ’個の基準信号を含む無線信号を送信することと、
によって更に提供され、
Ｋ’が奇数である場合、基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’（Ｋ’－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ’（Ｋ’＋３）／２，．．．，Ｐ’Ｋ’の値にそれぞれ等しく、Ｋ’が偶数である場合、基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ’Ｋ’／２＋１，．．．，Ｐ’Ｋ’の値にそれぞれ等しい。
ここで、基準信号のいくつかのグループ、ここではそれぞれＫ個及びＫ’個の基準信号の２つのグループをｑ’＋１－ｑ＋Ｋによって表される或る特定の周波数だけ離間して挿入することにより、全ての局所的位相雑音推定値を平均化することで、より良好な位相雑音推定が可能になり、全帯域にわたってチャネルの追跡が可能になる（以後、基準信号のグループ及びブロックは同義であり、本発明に記載の連続した基準信号を意味する）。
本発明によれば、基準信号の３つ以上のグループが挿入されてもよい。したがって、本発明によれば、それぞれＫ１，．．．，ＫＬ個の基準信号のＬ個のグループを無線信号に挿入することができ、これらのグループは、サブキャリアｑｉ＋１，．．．，ｑｉ＋Ｋｉにおけるブロックとしてそれぞれ挿入される。ここで、ｉは１～Ｌであり、ｑｉ＋１＋１はｑｉ＋Ｋｉよりも大きい。
有利には、グループは、１つ以上のサブキャリアによって離間することができ、基準信号の２つのグループ間で基準信号以外のシンボルを送信することが可能になり、したがって、これらのシンボルを、これらが大きなチャネル及び位相雑音効果を被る場合であっても復号することが可能である。
Ｌ個のグループは、基準信号の同じシーケンスを有して同じサイズとすることができ、したがって、基準信号パターンを記憶するのに必要なメモリが低減する。
送信機は、基準信号パターンパラメータの最適化値
Figure 0007204950000028
 を選ぶことができる。ここで、ｉは１～Ｌ及びμ０であり、Ｋｉが奇数である場合、
Figure 0007204950000029
 であり、Ｋｉが偶数である場合、
Figure 0007204950000030
 である。ここで、μｉ＝ｑｉ＋１＋１－ｑｉ＋Ｋｉは、本発明に従って挿入された基準信号の２つのブロック間のサブキャリアの数を表し、μ０は、送信のために用いられるキャリアの第１のサブキャリアと、基準信号の第１のブロックの第１のサブキャリアとの間のサブキャリア数である。上記で説明したように、これらのパラメータは、例えば、ブロックあたり同じ数の基準信号、及び／又はシーケンス
Figure 0007204950000031
 における同じ値を用いることによって、及び／又はＲＳパターンの基準信号の２つのブロック間で同じ数のサブキャリアを有することによって単純化することができる。例えば、基準信号パターンパラメータは、
Figure 0007204950000032
 に縮約することができる。
送信機は
Figure 0007204950000033
 を、無線チャネルの帯域幅コヒーレンスよりも低くセットし、送信のために用いられる全ての帯域幅において、位相雑音及びチャネルの良好な推定を得るように、無線チャネルの正確な追跡を可能にすることができる。
各ブロックにおける基準信号の数は、最大値Ｋｍａｘと最小値Ｋｍｉｎとの間にセットすることができる。すなわち、Ｋｍｉｎ≦Ｋｉ≦Ｋｍａｘである。
Ｋｍｉｎは、位相雑音のスペクトル占有率ΔＰＮに従って、すなわち、Ｋｍｉｎ．Δｆが２．ΔＰＮ以上になるようにセットすることができる。ここで、Δｆは、基準信号のＬ個のグループの基準信号を送信するサブキャリアのサブキャリア間隔構成である。これにより、位相雑音と基準信号との巡回畳み込みが、無視できない位相雑音の全ての成分を考慮に入れることを確実にすることが可能になる。
Ｋｍａｘは、チャネルが一定であるようにセットすることができるか、又はＫｍａｘ．Δｆのスケールでそのように同化させることができる。したがって、２．ΔＰＮのスケールにおいてチャネルが一定である場合には、より良好結果が得られる。これにより、受信シンボルの巡回畳み込みをより良好に近似することができる。
本発明の第２の態様は、受信機において、ワイヤレス通信システムを介して送信され、Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える、送信機から受信された無線信号を処理する方法に関する。Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、上記無線信号はＫ個の基準信号を含み、上記無線信号は、上記で説明した基準信号を送信する方法に従って提供される。本方法は、
チャネル推定を決定することであって、このチャネル推定は、位相雑音推定に依拠することと、
無線信号を、決定されたチャネル推定を用いて処理することと、
を含む。
「位相雑音推定に依拠してチャネル推定を決定すること」によって、チャネル推定は、位相雑音推定の関数であることが理解される。
言い換えると、位相雑音推定及びチャネル推定は、ともに、パラメータの同じグループ（Λ１，．．．，ΛＭ）に基づいて決定される。すなわち、チャネル推定は、第Ｍ０のパラメータ
Figure 0007204950000034
 （ここで、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000035
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000036
 である）に基づいて計算され、位相雑音推定は、Ｍ個のパラメータ（Λ１，．．．，ΛＭ）に基づく。ここで、Ｋ０個の成分は非ヌルであり、第Ｍ０のパラメータ
Figure 0007204950000037
 を中心とし、すなわち、第ｋｍｉｎ（以下に見られるように、Ｋ０が奇数である場合、ｋｍｉｎ＝Ｍ０－１／２．（Ｋ０－１）であり、Ｋ０が偶数である場合、ｋｍｉｎ＝Ｍ０－Ｋ０／２である）のパラメータ
Figure 0007204950000038
 から開始し、第ｋｍａｘ（以下に見られるように、Ｋ０が奇数である場合、
Figure 0007204950000039
 であり、Ｋ０が偶数である場合、
Figure 0007204950000040
 である）のパラメータ
Figure 0007204950000041
 までである。
したがって、位相雑音推定に依拠したチャネル推定を決定することは、チャネル推定及び／又は位相雑音推定を決定することに等しく、上記チャネル推定及び上記位相雑音推定は、同じパラメータに基づいて決定される。
チャネル推定及び／又はチャネル推定を決定するために本発明に従って用いられるこのパラメータ
Figure 0007204950000042
 は、
Figure 0007204950000043
 及び
Figure 0007204950000044
 に基づく線形推定によって、又は
Figure 0007204950000045
 によって得ることができる。
言い換えると、チャネル推定及び／又は位相雑音推定は、上記で説明したように、位相雑音と基準信号との巡回畳み込みを、特定のサブキャリアにおける受信シンボルの近似とみなして計算される。
これにより、チャネルを検討することによって位相雑音推定を計算し、位相雑音を検討することによってチャネル推定を計算することが可能になり、したがって、無線信号が強力な位相雑音を受けるとき、チャネル推定は、位相雑音を考慮に入れることなく誤りなく行われる。例えば、サブキャリア単位でのみ信号の減衰を推定することによってチャネル推定を計算する。
本発明の一態様によれば、チャネル推定の決定は、
シンボル
Figure 0007204950000046
 を決定することであって、周波数領域における当該シンボル
Figure 0007204950000047
 は、サブキャリア
Figure 0007204950000048
 においてそれぞれ受信される。ここで、
Ｋ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000049
 及び
Figure 0007204950000050
 であり、
Ｋ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000051
 及び
Figure 0007204950000052
 であり、
（Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000053
 及び
Figure 0007204950000054
 であり、
（Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000055
 及び
Figure 0007204950000056
 であることと、
チャネル推定を計算することであって、チャネル推定は
Figure 0007204950000057
 がサイズＫ０のベクトルＵの次数Ｋ０のＩＤＦＴであり、Ｋが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000058
 であり、Ｋが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000059
 である推定によって得られることと、
を含む。
第１に、受信機は、上記で説明した基準信号を送信する方法に従って、送信された無線信号に対応する受信無線信号の周波数領域においてシンボルを得る。すなわち、例えば、これらのシンボルは、受信無線信号においてＤＦＴ（離散フーリエ変換）を適用することにより得られる。基準信号と、本発明によって指定されるパターンからのＲＳでない送信されたシンボルに関連する無視できるパワーのみとの組合せを含む受信シンボルが選択される。これらの選択されたシンボルは、例えば、
Figure 0007204950000060
 であり、すなわち、サブキャリア
Figure 0007204950000061
 上で受信されたシンボルであり、ここで、ｎｍｉｎ及びｎｍａｘは上記で定義された通りである。これらのシンボルから、
Figure 0007204950000062
 及び
Figure 0007204950000063
 に基づく線形推定を通じてチャネル推定を計算することができる。実際に、
Figure 0007204950000064
 であり、ここで、
Figure 0007204950000065
 は位相雑音の実質的な成分であり、Ｈはチャネル（チャネルは、Ｋ個の基準信号のブロックにわたって一定であると仮定される）の値であり、
Figure 0007204950000066
 は加法的雑音である、ということに基づいて、
Figure 0007204950000067
 及び
Figure 0007204950000068
 に基づく線形推定は、
Figure 0007204950000069
 の良好な推定値
Figure 0007204950000070
 を有することを可能にする。
Figure 0007204950000071
 及び
Figure 0007204950000072
 に基づく線形推定は、例えば、ゼロフォーシングのような等化又はＭＭＳＥ推定である。ＭＭＳＥ推定は、
Figure 0007204950000073
 であり、ここで、Ｖは、ベクトル
Figure 0007204950000074
 のサイズＫ０の共分散行列であり、†は、共役転置演算子である。推定値
Figure 0007204950000075
 に基づいて、良好なチャネル推定及び位相雑音推定は、上記で説明したように推論することができる。
文献において等価チャネルとしても知られる無線チャネルは、ここで、送信機におけるＯＦＤＭ変調の出力から、受信機におけるＯＦＤＭ復調の入力まで、無線信号に影響を与える全ての現象を包含し、これは、非線形性、減衰、位相雑音、ドップラ、キャリア周波数オフセット等の伝播及びハードウェアの影響を含む。
チャネル推定が行われるチャネルは、位相雑音が含まれない無線チャネルである。
したがって、無線チャネルは、チャネル及び位相雑音の影響によって表される減衰を包含する。
本発明の一態様によれば、チャネル推定の決定は、
Figure 0007204950000076
 が
Figure 0007204950000077
 に基づいて計算されるように、チャネル推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000078
 を計算することを更に含む。
ここで、
Figure 0007204950000079
 は、
Figure 0007204950000080
 及び
Figure 0007204950000081
 に基づく線形推定の結果であり、
Figure 0007204950000082
 は、サイズＫ０のベクトルｕの次数Ｋ０のＤＦＴの第ｊ項であり、ここで、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000083
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000084
 である。
すなわち、上記で説明したように、
Figure 0007204950000085
 である。
本発明の一態様によれば、本発明は、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000086
 （
Figure 0007204950000087
 ）を計算することであって、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000088
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000089
 である
Figure 0007204950000090
 が、
Figure 0007204950000091
 に基づいて計算されるようにし、
ここで、
Figure 0007204950000092
 は、
Figure 0007204950000093
 及び
Figure 0007204950000094
 に基づく線形推定の結果であり、
Figure 0007204950000095
 は、サイズＫ０のベクトルｕの次数Ｋ０のＤＦＴの第ｊ項であることを更に含む。
より詳細には、上記で説明したように、位相雑音推定、又はより詳細には、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000096
 の各成分
Figure 0007204950000097
 は、Λｊに基づく。ここで、ｋｍｉｎ～ｋｍａｘのｊについて、
Figure 0007204950000098
 であり、そうでない場合、Λｊはゼロに等しい。
したがって、本発明によれば、チャネル推定及び位相雑音推定はともに、パラメータの同じグループ（Λ１，．．．，ΛＭ）に基づき、したがって、強力な位相雑音変動が、位相雑音推定及びチャネル推定について検討される。
本発明の一態様によれば、チャネル推定は、
シンボル
Figure 0007204950000099
 を決定することであって、周波数領域における当該シンボル
Figure 0007204950000100
 は、サブキャリア
Figure 0007204950000101
 においてそれぞれ受信され、ここで、
Ｋ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000102
 及び
Figure 0007204950000103
 であり、
Ｋ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000104
 及び
Figure 0007204950000105
 であり、
（Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000106
 及び
Figure 0007204950000107
 であり、
（Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000108
 及び
Figure 0007204950000109
 であることと、
チャネル推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000110
 が
Figure 0007204950000111
 に基づいて計算されるように、
Figure 0007204950000112
 を計算することであって、ここで、Ｋが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000113
 であり、Ｋが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000114
 であり、ここで、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000115
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000116
 であることと、
計算されたチャネル推定を用いて無線信号を処理することと、
を含む。
上述したように、受信機はまず、上述した基準信号を送信する方法に従って、送信された無線信号に対応する受信無線信号の周波数領域においてシンボルを得る。すなわち、例えば、これらのシンボルは、受信無線信号にＤＦＴ（離散フーリエ変換）を適用することにより得られる。基準信号と、本発明によって指定されるパターンからのＲＳでない送信されたシンボルに関連する無視できるパワーのみとの組合せを含む受信シンボルが選択される。これらの選択されたシンボルは、例えば、
Figure 0007204950000117
 であり、すなわち、サブキャリア
Figure 0007204950000118
 上で受信されたシンボルであり、ここで、ｎｍｉｎ及びｎｍａｘは上記で定義された通りである。上述したように、自己相関条件を満たすシーケンス
Figure 0007204950000119
 から、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫが発行される場合、すなわち、ｊが１に等しい場合に、
Figure 0007204950000120
 が所定の値に等しく、そうでない場合にゼロに等しい場合、上述したように、パラメータのグループ（Λ１，．．．，ΛＭ）は、各Λｊがｋｍｉｎ～ｋｍａｘのｊについて
Figure 0007204950000121
 に基づいて計算され、そうでない場合、Λｊがゼロに等しいようにセットすることができ、このパラメータのグループから、良好なチャネル推定を推論することができる。位相雑音推定に関して、又はより詳細には、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000122
 の各成分
Figure 0007204950000123
 に関して、
Figure 0007204950000124
 が、ｋｍｉｎ≦ｊ≦ｋｍａｘについて
Figure 0007204950000125
 に基づいて計算され、そうでない場合、ヌルである。以下に指定するように、位相雑音推定は、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000126
 （
Figure 0007204950000127
 ）
を計算することであって、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000128
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000129
 である
Figure 0007204950000130
 が、ｋｍｉｎ≦ｊ≦ｋｍａｘについて、
Figure 0007204950000131
 に基づいて計算されるようにし、
ここで、Ｋが偶数の整数であり、かつＫ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000132
 及び
Figure 0007204950000133
 であり、Ｋが偶数の整数であり、かつＫ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000134
 及び
Figure 0007204950000135
 であり、Ｋが奇数の整数であり、かつ（Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000136
 及び
Figure 0007204950000137
 であり、Ｋが奇数の整数であり、かつ（Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000138
 及び
Figure 0007204950000139
 であることと、
計算された位相雑音推定
Figure 0007204950000140
 を用いて無線信号を処理することと、
を含む。
「決定されたチャネル推定及び／又は位相雑音推定を用いて無線信号を処理すること」によって、受信機が、これらの推定に基づいて、無線チャネルの（すなわち、チャネルの及び位相雑音の）無線信号に対する効果を低減することができることが理解される。したがって、受信機は、無線信号を正しく復号して、送信機によって送信されたシンボルを索出することができる。
例えば、受信機による無線信号の処理は、
サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいてそれぞれ送信されたシンボルＸ１，．．．，ＸＭの推定シンボル
Figure 0007204950000141
 を計算することであって、当該推定シンボル
Figure 0007204950000142
 は、Ｒの
Figure 0007204950000143
 に基づいた線形等化によって得られ、Ｒは、
Figure 0007204950000144
 の次数ＭのＤＦＴであり、ここで、
Figure 0007204950000145
 は
Figure 0007204950000146
 に等しく、
Figure 0007204950000147
 は、Ｕの次数ＭのＩＤＦＴの第ｍ項であり、ｙは、受信機によって受信される時間領域信号であることを含むことができる。
これは、無線信号が強力な位相雑音変動を被るとき、無線信号を通じて送信されるシンボルの良好な推定を有することを可能にする。サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信されるシンボルＸ１，．．．，ＸＭは、送信機によって送信される。
本発明の第３の態様は、プロセッサによって実行されると上述した方法を実行するコード命令を含む、コンピュータプログラム製品に関する。
本発明の第４の態様は、ワイヤレス通信システムを介して送信される無線信号において少なくともＫ個の基準信号を送信する送信機であって、当該無線信号は、送信機によって送信されることが意図され、当該送信機は、
Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された少なくとも１つの送信アンテナであって、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされている、少なくとも１つの送信アンテナと、
プロセッサと、
記憶された命令を含む非一時的コンピュータ可読媒体であって、命令は、プロセッサによって実行されると、
少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫがＫ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋ上でそれぞれ送信されるように少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫを挿入することと、
少なくともＫ個の基準信号を含む無線信号を送信することと、
を行うように送信機を構成し、
Ｋが奇数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ（Ｋ＋３）／２，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しく、Ｋが偶数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の周波数領域における値は、基準信号ＰＫ／２＋１，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しい、非一時的コンピュータ可読媒体と、
を備える、送信機に関する。
本発明の第５の態様は、ワイヤレス通信システムを介して送信され、Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える、送信機から受信された無線信号を処理する受信機であって、Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、上記無線信号はＫ個の基準信号を含み、当該無線信号は、請求項１～４のいずれか１項に従って提供され、当該受信機は、
少なくとも１つの受信アンテナと、
プロセッサと、
記憶された命令を含む非一時的コンピュータ可読媒体であって、命令は、プロセッサによって実行されると、
チャネル推定を決定することであって、当該チャネル推定は、位相雑音推定に依拠することと、
無線信号を、決定されたチャネル推定を用いて処理することと、
を行うように受信機を構成する、非一時的コンピュータ可読媒体と、
を備える、受信機に関する。
本発明は、添付図面の図に、限定としてではなく例として示される。添付図面において、同様の参照符号は同様の要素を参照する。
本発明による送信機及び受信機を示す図である。 本発明による送信機のブロック図を図式的に示す図である。 本発明による基準信号パターンの例を詳述する図である。 本発明による受信機のブロック図を図式的に示す図である。 本発明による無線信号処理のステップを表すフローチャートを示す図である。 本発明による無線信号復号のステップを表すフローチャートを示す図である。
図１に、無線信号を受信機１．２に送信する送信機１．１を示す。受信機１．２は、送信機１．１のセル内にある。この送信は、ＯＦＤＭベースの送信とすることができる。この例において、送信機１．１は固定局であり、受信機１．２は移動端末である。ＬＴＥの状況において、固定局及び移動端末は、それぞれ基地局及びユーザ機器と呼ばれる。送信機１．１が移動端末であり、受信機１．２が固定局であってもよい。
送信機１．１は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓ）１．３と、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ）１．４と、メモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ）１．５とを備える。ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５は、コンピュータプログラムを索出する不揮発性ユニットと、基準信号パターンパラメータ、例えばタプル
Figure 0007204950000148
 を索出する揮発性ユニットとを備える。本発明によれば、ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ１．４は、基準信号を挿入するように構成される。ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓは、受信機１．２に無線信号を送信するように構成される。上述したように、処理モジュール１．４及びメモリユニット１．５は、基準信号を挿入するデバイスを構成することができる。処理モジュール１．４及びメモリユニット１．５は、このタスクに専用とすることができ、又は無線信号の処理のような送信機の他の機能にも用いることができる。
受信機１．２は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ）１．６と、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ）１．７と、メモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ）１．８とを備える。ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ１．８は、コンピュータプログラムを索出する不揮発性ユニットと、基準信号パターンパラメータ、例えばタプル
Figure 0007204950000149
 を索出する揮発性ユニットとを備える。ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ１．７は、チャネル推定及び位相雑音推定を決定し、推定に従って無線信号を処理して、送信機１．１によって送信された他のシンボルを索出するように構成される。ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ１．６は、送信機から無線信号を受信するように構成される。上述したように、送信モジュール１．７及びメモリユニット１．８は、これらのタスクに専用とすることができる。処理モジュール１．７及びメモリユニット１．８は、受信機の他の機能のために用いることもできる。
図２に、本発明による送信機１．１のブロック図を示す。そのようなＯＦＤＭ送信機１．１は、Ｎ’個のシンボルのブロックにＯＦＤＭ方式を適用して、無線信号を得る。図２の例において、ＯＦＤＭ送信機は、１つの送信アンテナＴｘ２．０において送信することによって無線信号を送信するが、これは限定ではなく、ＯＦＤＭ送信機は、例えばＭＩＭＯの状況において、いくつかの送信アンテナを用いることによって送信してもよい。しかしながら、本発明によれば、いくつかのアンテナが用いられる状況において、基準信号パターンは、各アンテナについて同一とすることができるか、又は１つのアンテナのみがＲＳを送信し、ＲＳパターンのＲＳは、他のアンテナについて、ゼロと置き換えられる。
無線信号を提供するために、Ｎ個のシンボルＸ’＝（Ｘ’１，．．．，Ｘ’Ｎ’）のブロックにシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）モジュール２．１が適用される。シンボルのブロックのシンボルは、ＱＰＳＫデジタル変調方式によって、若しくはＱＡＭのような任意の他のデジタル変調方式によって得られるＮ’個の複素シンボルとすることができるか、又は制御されたＰＡＰＲを有するシーケンス（例えば、ＣＡＺＡＣシーケンス）のシンボルとすることができる。
Ｓ／Ｐモジュール２．１の出力において、周波数領域におけるサブキャリアマッピングモジュール２．２を用いて、パラレルシンボルが、Ｍ個のサブキャリア（Ｓ１，．．．，ＳＭ）のうちのＮ（＞Ｎ’）個にマッピングされる。サブキャリアマッピングに関して、サブキャリアマッピングモジュール２．２を介して、Ｍ個の既存のサブキャリアのうちのＮ個の割り当てられたサブキャリアに複素シンボルがマッピングされる。サブキャリアマッピングは、例えば、局所化することができ、すなわち、Ｎ’個の複素シンボルが、既存のＭ個のうち、Ｎ個の連続したサブキャリア全体にわたってマッピングされる。このサブキャリアマッピングは、送信機１．１によって用いられる基準信号パターンに従って行われる。したがって、Ｎ’個の複素シンボルのいずれもマッピングされていない、Ｎ－Ｎ’個の割り当てられたサブキャリアは、ＲＳパターンに従ってＲＳを送信するサブキャリアに対応する。したがって、ＲＳ挿入モジュール２．３は、これらの用いられていないＮ－Ｎ’個のサブキャリアに、図３に示すＲＳパターンに従ってＲＳを加える。したがって、サブキャリアマッピングモジュール２．２は、本発明のＲＳパターンに従って基準信号を送信するのに用いられることが意図されたＮ－Ｎ’個のサブキャリア以外のサブキャリアにＮ’個のシンボルをマッピングするようにパラメータ化される。すなわち、例えば、サブキャリア
Figure 0007204950000150
 を用いられないようにする。
次に、ＭサイズのＩＤＦＴモジュール２．４がＭ個のシンボルＸ１，．．．，ＸＭの結果ベクトルに適用され、Ｍ個のシンボルは、Ｎ個の非ヌルシンボル（ＲＳパターンのＲＳを含む）及びＭ－Ｎ個のヌルシンボル（サブキャリアマッピング方式に従う）であり、したがって、送信アンテナ２．０を介して送信されるＯＦＤＭシンボルが生成される。より厳密には、ＩＤＦＴモジュール２．４の出力において、信号
Figure 0007204950000151
 が得られる。この信号は、ＯＦＤＭシンボルに対応する時間間隔中に、Ｍ個の既存のサブキャリアのうちＮ個の割り当てられたサブキャリアを占有する。この時間領域信号
Figure 0007204950000152
 は、ＯＦＤＭシンボルに対応する。
ＣＰモジュール２．５によって、ＩＤＦＴの後にサイクリックプレフィックスを任意選択で付加することができる。加えて、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）モジュール２．６は、ＩＤＦＴモジュール２．４から結果として得られるデジタル信号を、アンテナ２．０を通じて送信することができるアナログ信号に変換する。
図３に、本発明による基準信号パターンの例が示す。
本発明は、（基準信号を送信するのに用いられるサブキャリアである）特定の位置、及び基準信号のための値を指定する。本発明によるこの特定の基準信号パターン（又は単純に、基準信号パターン）は、無線信号の特定の特性を有することを可能にし、復号中のエラーを低減することを可能にする。しかしながら、これは、他のサブキャリアの使用を制限するものではなく、すなわち、Ｎ’個のサブキャリアを用いて、任意のタイプのシンボル、例えば、ＤＭ－ＲＳ又はＰＴＲＳのような他の基準信号、制御データ又はユーザデータを送信するシンボルを送信することができる。
本発明によって指定されるＲＳパターンの例が図３に示され、基準信号がＲＳのグループによって位置決めされている。図３において、ＲＳのＬ個のグループが構成される。ＲＳの第ｉのグループは、１～Ｌのｉについてサブキャリア
Figure 0007204950000153
 上で送信される。グループ内の第１のシンボルの位置は、前のグループの最後の位置よりも大きくなくてはならず、すなわち、１～Ｌ－１のｉについてｑｉ＋Ｋｉ＜ｑｉ＋１＋１である。これらの位置は、送信機によって帯域幅内で用いられるサブキャリアのＭ個の位置のうちの位置である。ＲＳの１つのみのグループをＲＳパターンにおいてセットすることができ、次に、ＲＳのグループが、サブキャリアＳｑ＋１，．．．，Ｓｑ＋Ｋ上で送信される。
第ｉのグループについて、（それぞれサブキャリア
Figure 0007204950000154
 において送信される）基準信号
Figure 0007204950000155
 の周波数領域における値は、（それぞれサブキャリア
Figure 0007204950000156
 において送信される）基準信号
Figure 0007204950000157
 の値とそれぞれ等しく、ここで、Ｋｉが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000158
 であり、Ｋｉが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000159
 である。
加えて、基準信号
Figure 0007204950000160
 のグループは、自己相関条件を満たす、すなわち、ｊが１に等しい場合、
Figure 0007204950000161
 が非ヌルの所定の値に等しく、そうでない場合、０に等しくなるような
Figure 0007204950000162
 のシーケンスから発行することができる。ＲＳのグループのうちのいくつかのみをそのようなシーケンスから発行することができる。
これらのシーケンスは、ＣＡＺＡＣシーケンス、例えばＺａｄｏｆｆ－Ｃｈｕシーケンスとすることができる。
基準信号の各グループのサイズＫｉは、位相雑音のスペクトル占有率、又はモデル化された位相雑音のスペクトル占有率に従って、後述するように選択することができる。各グループのサイズＫｉは、チャネルが一定であるようにセットすることができるか、又はＫｉ．Δｆのスケールでそのように同化させることができる。したがって、チャネルが２．ΔＰＮのスケールで一定である場合には、より良好な結果が得られる。
基準信号のグループの数Ｌは、スペクトルにおけるチャネルの変動に従って選ぶことができる。実際に、チャネルが周波数に対し感度が高い場合、これは、通信に用いられる帯域幅を通る基準信号のグループの密度が高いことに関連する場合がある。有利には、基準信号のこれらのグループは、帯域幅を通じて一様分布させることができる（全てのμｉが等しいか又は類似している）。チャネルが周波数に対し感度が高くない場合、全ての帯域幅を通じて良好なチャネル及び／又は位相雑音推定を有するために、基準信号の１つ又は２つのグループしか必要でない場合がある。
図４に、本発明による受信機１．２のブロック図を示す。上述したように、そのような受信機は、送信機１．１によって送信された無線信号を復号するように構成される。この例は、独自の受信アンテナを有する受信機を示しているが、そのような受信機は、いくつかの受信アンテナを有することができる。いくつかのアンテナを用いるとき、各アンテナによって受信される無線信号は異なり、これにより受信多様性がもたらされる。この例において、上記無線信号は、１つのアンテナＲＸ４．０において受信される。アナログ／デジタル変換器ＡＤＣモジュール４．１を受信無線信号に適用した後、（ＣＰモジュール４．２による）オプションのガード除去の後に、結果として得られる信号ｙがＭサイズのＤＦＴ４．３に入力される。ＤＦＴ４．３の出力における結果は、サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいてそれぞれ受信されるＭ個のシンボルＹ１，．．．，ＹＭである。
ＲＳ抽出モジュール４．４は、Ｍ個のシンボルＹ１，．．．，ＹＭからシンボルのブロックを抽出する。より詳細には、ＲＳ抽出モジュール４．４は、サブキャリア
Figure 0007204950000163
 において
Figure 0007204950000164
 個の受信連続シンボル
Figure 0007204950000165
 を抽出する。
Figure 0007204950000166
 及び
Figure 0007204950000167
 は、これらの抽出シンボルのそれぞれが、Ｋｉ個の基準信号のブロックの基準信号
Figure 0007204950000168
 のサンプルのみから構成されるように定義される。これらの受信シンボル
Figure 0007204950000169
 は、他のシンボルからのサンプルも含むことができるが、これらのサンプルは、ブロックにおいてセットされた基準信号のサンプルと比較して低エネルギーである。実際に、ウィーナー処理された位相雑音（ブラウン運動とも呼ばれる）等の位相雑音の典型的なモデルを検討することによって、他のシンボルのサンプルを含まない連続シンボル
Figure 0007204950000170
 の数を決定することが可能である。加えて、有利には、基準信号のブロックのサイズＫｉは、位相雑音のスペクトル占有率ΔＰＮに従って選ばれ、すなわち、各ｉについて、Ｋｉ．Δｆは２ΔＰＮ以上である。有利には、位相雑音のスペクトル占有率ΔＰＮが基準信号の各ブロックについて同じであるため、Ｋｉは全て等しい。これにより、基準信号
Figure 0007204950000171
 のサンプルのみから構成されたシンボル
Figure 0007204950000172
 の十分大きなブロックが受信されることを確実にすることができる。例えば、Ｋｉが２ΔＰＮ／Δｆ以上である場合、ｎｍｉｎ及びｎｍａｘは以下のように定義することができる。
Ｋｉ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000173
 及び
Figure 0007204950000174
 であり、
Ｋｉ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000175
 及び
Figure 0007204950000176
 であり、
（Ｋｉ＋１）／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000177
 及び
Figure 0007204950000178
 であり、
（Ｋｉ＋１）／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000179
 及び
Figure 0007204950000180
 である。
この場合、各ｉについて、
Figure 0007204950000181
 は、以下となる。
Figure 0007204950000182
ここで、Ｘｊは、サブキャリアＳｊにおいて送信されるシンボルであり、
Figure 0007204950000183
 は、周波数領域において加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表す。したがって、基準信号の値を置き換えることによって、以下が得られる。
Figure 0007204950000184
単純にするために、基準信号
Figure 0007204950000185
 を送信するサブキャリアであるサブキャリア
Figure 0007204950000186
 に対応する帯域幅においてＨが一定であると仮定する。ミリ波システムの場合、この仮定は通常、制約的でない。
したがって、以下となる。
Figure 0007204950000187
上述したように、Ｋｉは、２ΔＰＮ／Δｆ以上にセットすることができ、Ｈは、サブキャリア
Figure 0007204950000188
 に対応する帯域幅において一定であると仮定することができる。しかしながら、Ｈが一定でなく、及び／又は２ΔＰＮがＫｉ．Δｆよりも大きい場合、本発明は、依然として、良好な結果を有するが、これらの条件が満たされているときよりも低い精度となる。
これらの
Figure 0007204950000189
 が抽出されると、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、チャネル推定及び位相雑音推定を計算する。
特定のＲＳパターンの特異性を用いる２つの異なるアルゴリズムは、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５によって実施することができる。
第１のアルゴリズムにおいて、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、
Figure 0007204950000190
 によって
Figure 0007204950000191
 の線形推定を計算して、ベクトル
Figure 0007204950000192
 を得る。ここで、
Figure 0007204950000193
 は、サイズ
Figure 0007204950000194
 のベクトルＵの次数
Figure 0007204950000195
 のＩＤＦＴであり、Ｋｉが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000196
 であり、Ｋｉが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000197
 である。線形推定は、以下とすることができる。
ゼロフォーシングのような推定、
Figure 0007204950000198
 ＭＭＳＥのような推定、
Figure 0007204950000199
 ここで、Ｖｉは、ベクトル
Figure 0007204950000200
 のサイズ
Figure 0007204950000201
 の共分散行列であり、†は、共役転置演算子である。
チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、サブキャリア
Figure 0007204950000202
 に対応する帯域幅において
Figure 0007204950000203
 が
Figure 0007204950000204
 に等しい（ここで、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000205
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000206
 である）ようなチャネル推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000207
 を計算する。実際に、位相雑音の中心成分は、最も強力な成分であるため、この中心成分である成分Ｍ０は、加法的雑音の影響をより受けず、したがって、無視できるとみなすことができる。
チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、パラメータのグループ
Figure 0007204950000208
 を計算し、ここで、ｋｍｉｎ～ｋｍａｘのｊについて、
Figure 0007204950000209
 であり、そうでない場合、０であり、ここで、
Figure 0007204950000210
 は、サイズ
Figure 0007204950000211
 のベクトルｕの次数
Figure 0007204950000212
 のＤＦＴの第ｊの項である。このとき、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000213
 （
Figure 0007204950000214
 ）は、パラメータのグループ
Figure 0007204950000215
 に基づいて計算することができる。例えば、
Figure 0007204950000216
 である。別の例において、各
Figure 0007204950000217
 は、ＲＳパターンを通じたパラメータのコヒーレント平均に基づいて計算することができ、すなわち、例えば、
Figure 0007204950000218
 である。これは、位相雑音推定の精度を高めることを可能にする。
Figure 0007204950000219
 に
Figure 0007204950000220
 を乗算することによって、位相がチャネル推定に依拠しない位相雑音成分
Figure 0007204950000221
 を計算することが可能になる。
第２のアルゴリズムにおいて、
Figure 0007204950000222
 が、自己相関条件を満たす
Figure 0007204950000223
 のシーケンス（例えば、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕシーケンス）から発行されるとき、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、
Figure 0007204950000224
 が
Figure 0007204950000225
 に基づいて計算されるようにチャネル推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000226
 を計算する。ここで、Ｋｉが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000227
 であり、Ｋｉが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000228
 である。
例えば、
Figure 0007204950000229
 は、サブキャリア
Figure 0007204950000230
 に対応する帯域幅において、
Figure 0007204950000231
 に等しく、ここで、
Figure 0007204950000232
 である。
チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５は、パラメータのグループ
Figure 0007204950000233
 を計算する。ここで、
Figure 0007204950000234
 である。このとき、位相雑音推定の周波数領域表現
Figure 0007204950000235
 （
Figure 0007204950000236
 ）は、パラメータのグループ
Figure 0007204950000237
 に基づいて計算することができる。例えば、
Figure 0007204950000238
 について、
Figure 0007204950000239
 であり、ここで、Ｍが偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000240
 であり、Ｍが奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000241
 であり、ここで、Ｋｉが偶数の整数であり、かつＫｉ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000242
 及び
Figure 0007204950000243
 であり、Ｋｉが偶数の整数であり、かつＫｉ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000244
 及び
Figure 0007204950000245
 であり、Ｋｉが奇数の整数であり、かつＫｉ／２が偶数の整数である場合、
Figure 0007204950000246
 及び
Figure 0007204950000247
 であり、Ｋｉが奇数の整数であり、かつＫｉ／２が奇数の整数である場合、
Figure 0007204950000248
 及び
Figure 0007204950000249
 である。別の例において、各
Figure 0007204950000250
 は、ＲＳパターンを通じてパラメータの平均に基づいて計算することができ、すなわち、例えば、
Figure 0007204950000251
 について、
Figure 0007204950000252
 である。これは、位相雑音推定の精度を高めることを可能にする。
チャネル及び位相雑音推定がチャネル及び位相雑音推定モジュール４．５によって、第１又は第２のアルゴリズムのいずれかによって計算されると、等化モジュール４．６は、Ｒの
Figure 0007204950000253
 に基づいて線形等化を実行し、Ｒは、
Figure 0007204950000254
 の次数ＭのＤＦＴであり、ここで、
Figure 0007204950000255
 は
Figure 0007204950000256
 に等しく、ここで、
Figure 0007204950000257
 は、Ｕの次数ＭのＩＤＦＴの第ｍ項であり、ここで、ｙは、受信機によって受信される時間領域信号である。
Figure 0007204950000258
 は、アダマール積である。例えば、
Figure 0007204950000259
 であり、ここで、ＦＭ｛ｕ｝は、サイズＭのベクトルｕの次数ＭのＤＦＴであり、Ｒの
Figure 0007204950000260
 に基づく線形等化が行われる。そのような線形等化の結果として、サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭを通じてそれぞれ送信されるシンボルＸ１，．．．，ＸＭの推定シンボル
Figure 0007204950000261
 が得られる。例えば、推定シンボル
Figure 0007204950000262
 は、最小平均二条誤差（ＭＭＳＥ）等化によって得ることができ、すなわち、以下となる。
Figure 0007204950000263
 ここで、Ｗは対角行列
Figure 0007204950000264
 であり、ここで、
Figure 0007204950000265
 であり、ここで、σ２は、チャネル出力において測定される加法的白色ガウス雑音の分散である。
次に、線形等化の結果にサブキャリアデマッピングモジュール４．７及びパラレル／シリアルモジュール４．８が適用され、その出力において、Ｎ’個のシンボルを含む、送信されたＮ個のシンボルが索出される。
図５に、本発明による無線信号処理のステップを表すフローチャートを示す。
ステップＳ１１において、メモリユニット１．５に記憶されたＲＳパターンが選択される。選択は、静的又は動的に行うことができる。ＲＳパターンが動的に選択されるとき、送信機１．１は、例えば、各ＯＦＤＭシンボルについて、又は複数のＯＦＤＭシンボルについて、ＲＳの挿入に用いられるＲＳパターンを変更することができる。この選択は、制御チャネルを通じた受信機１．２からのフィードバックに従って行うことができる。ＲＳパターンの動的選択の場合、送信機は、ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５に保存されたものに対し別の構成を選ぶことができる。実際に、いくつかの構成をＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５に記憶することができ、これらの構成は、基準信号の数（ΣＫｉ）、及び／又はＲＳパターンが提供するＲＳのグループの数に従って順序付けすることができる。ＲＳパターンは、基準信号の数ΣＫｉ、ＲＳのグループの数（Ｌ）、又は周波数領域におけるＲＳの位置によって定義することができる。
送信機１．１は、送信の通信構成（サブキャリア間隔構成、キャリア周波数範囲、変調及び符号化方式、キャリア周波数、リソース割当てユニット）及び無線チャネル特性（強力な位相雑音変動、周波数に対する強力な感度）に基づいてＲＳパターンを選択することができる。
ステップＳ１２において、サブキャリアマッピングモジュール２．２及びＲＳ挿入モジュール２．３は、メモリユニット１．５に記憶され、送信のために用いられるＲＳパターンに従って構成される。したがって、サブキャリアマッピングモジュール２．２は、ΣＫｉ個の基準信号によってＲＳパターンに従って占有されないサブキャリアにおける入力においてＮ’個のシンボルをマッピングするように構成される。
ステップＳ１３において、上述したように、ＲＳ挿入モジュール２．３は、ＲＳパターンによって定義される位置、すなわち、サブキャリア
Figure 0007204950000266
 において基準信号を挿入する。他のサブキャリアは、サブキャリアマッピングの方式に従って、送信されるＮ’個のシンボルによって、及び０によって占有される。
ステップＳ１４において、信号が処理され、すなわち、Ｍ個のシンボルＸ＝（Ｘ１，．．．，ＸＭ）において、ＯＦＤＭ方式（ＩＤＦＴモジュール２．４、ＣＰモジュール２．５及びＤＡＣモジュール２．６）が適用される。
ステップＳ１５において、信号は、Ｔｘ２．０によって送信される。
図６に、本発明による無線信号復号のステップを表すフローチャートを示す。
ステップＳ２１において、ＲＳ抽出器モジュール４．４、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５並びに等化モジュール４．６は、ＲＳ挿入モジュール２．３の構成に従って構成される。この目的で、受信機１．２は、例えば送信機１．１から、送信に用いられるＲＳパターンを受信することができる。ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５に記憶される同じＲＳパターンを、ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ１．８に記憶することができる。送信機１．１は、任意選択で、制御情報を、制御チャネルを通じて受信機１．２に送信することができ、この制御情報は、送信のために選択されたＲＳパターンを示す。
ステップＳ２２において、ＲＳ抽出モジュール４．４は、ＤＦＴモジュール４．３によって出力されたシンボルＹ１，．．．，ＹＭの一部を抽出する。より詳細には、ＲＳ抽出モジュール４．４は、シンボル
Figure 0007204950000267
 を抽出する。
ステップＳ２３において、上述したように、チャネル推定及び位相雑音推定が、抽出されたシンボルに基づいて行われる。
ステップＳ２４において、ＤＦＴモジュール４．３によって出力されたシンボルＹ１，．．．，ＹＭは、等化モジュール４．６によって処理され、サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭを通じてそれぞれ送信されるシンボルＸ１，．．．，ＸＭの推定シンボル
Figure 0007204950000268
 が得られる。これは、上述したように、チャネル及び位相雑音推定モジュール４．５によって計算されたチャネル推定及び位相雑音推定に従って行われる。次に、推定シンボル
Figure 0007204950000269
 は、サブキャリアデマッピングモジュール４．７及びパラレル／シリアルモジュール４．８を通じて処理され、送信機１．１によって以前に処理されたＮ’個のシンボルが索出される。

Claims (14)

  1. ワイヤレス通信システムを介して送信される無線信号において少なくともＫ個の基準信号を送信する方法であって、
    前記無線信号は、Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える送信機によって送信されることを意図され、前記Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、
    前記無線信号は、
    前記少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫがＫ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋ上でそれぞれ送信されるように前記少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫを挿入することと、
    前記少なくともＫ個の基準信号を含む前記無線信号を送信することと、
    によって提供され、
    Ｋが奇数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ（Ｋ＋３）／２，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しく、Ｋが偶数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の周波数領域における値は、基準信号ＰＫ／２＋１，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しい、方法。
  2. Ｋが奇数である場合、Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ＋１）／２の値は、それぞれ、ｊが１に等しい場合、
    Figure 0007204950000270
     が非ヌルの所定の値に等しく、そうでない場合、０に等しくなるようなシーケンスＱ１，．．．，Ｑ（Ｋ＋１）／２であり、ここで、＜ｎ＞Ｌは１＋ｍｏｄ（ｎ－１，Ｌ）であり、ｍｏｄ（ｎ－１，Ｌ）は［ｎ－１］ｍｏｄ Ｌであり、Ｋが偶数である場合、Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の値は、それぞれ、ｊが１に等しい場合、
    Figure 0007204950000271
     が非ヌルの所定の値に等しく、そうでない場合、０に等しくなるようなシーケンスＱ１，．．．，ＱＫ／２である、請求項１に記載の方法。
  3. 少なくともＫ＋Ｋ’個の基準信号が前記Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭ上で送信され、前記Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ’個の異なるサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’が連続しており、連続したサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’のそれぞれの周波数は順序付けされ、ｑ’はｑ＋Ｋよりも大きく、前記無線信号は、
    少なくともＫ’個の基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’がＫ’個の連続したサブキャリアＳｑ’＋１，Ｓｑ’＋２，．．．，Ｓｑ’＋Ｋ’上でそれぞれ送信されるように前記少なくともＫ’個の基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’を挿入することと、
    前記少なくともＫ＋Ｋ’個の基準信号を含む前記無線信号を送信することと、
    によって更に提供され、
    Ｋ’が奇数である場合、基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’（Ｋ’－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ’（Ｋ’＋３）／２，．．．，Ｐ’Ｋ’の値にそれぞれ等しく、Ｋ’が偶数である場合、基準信号Ｐ’１，．．．，Ｐ’Ｋ’／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ’Ｋ’／２＋１，．．．，Ｐ’Ｋ’の値にそれぞれ等しい、請求項１又は２に記載の方法。
  4. Ｋは、ＫΔｆが２ΔＰＮ以上になるようにセットされ、ここで、Δｆは前記サブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのサブキャリア間隔であり、ΔＰＮは、前記無線信号が被る位相雑音のスペクトル占有率である、請求項１～３のいずれか１項に記載の方法。
  5. 受信機において、ワイヤレス通信システムを介して送信され、Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える、送信機から受信された無線信号を処理する方法であって、前記Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、前記無線信号はＫ個の基準信号を含み、前記無線信号は、請求項１～４のいずれか１項に従って提供され、前記方法は、
    チャネル推定を決定することであって、前記チャネル推定は、位相雑音推定に依拠することと、
    前記無線信号を、決定されたチャネル推定を用いて処理することと、
    を含む、方法。
  6. 前記チャネル推定の決定は、
    シンボル
    Figure 0007204950000272
     を決定することであって、周波数領域における前記シンボル
    Figure 0007204950000273
     は、サブキャリア
    Figure 0007204950000274
     においてそれぞれ受信され、ここで、
    Ｋ／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000275
     及び
    Figure 0007204950000276
     であり、
    Ｋ／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000277
     及び
    Figure 0007204950000278
     であり、
    （Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000279
     及び
    Figure 0007204950000280
     であり、
    （Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000281
     及び
    Figure 0007204950000282
     であることと、
    前記チャネル推定を計算することであって、前記チャネル推定は、
    Figure 0007204950000283
     及び
    Figure 0007204950000284
     に基づく線形推定を通じて得られ、ここで、
    Figure 0007204950000285
     は、サイズＫ０のベクトルＵの次数Ｋ０のＩＤＦＴであり、Ｋが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000286
     であり、Ｋが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000287
     であることと、
    を含む、請求項５に記載の方法。
  7. 前記チャネル推定の決定は、
    Figure 0007204950000288
     が
    Figure 0007204950000289
     に基づいて計算されるように、前記チャネル推定の周波数領域表現
    Figure 0007204950000290
     を計算することを更に含み、
    ここで、
    Figure 0007204950000291
     は、
    Figure 0007204950000292
     及び
    Figure 0007204950000293
     に基づく前記線形推定の結果であり、
    Figure 0007204950000294
     は、サイズＫ０のベクトルｕの次数Ｋ０のＤＦＴの第ｊ項であり、Ｍが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000295
     であり、Ｍが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000296
     である、請求項６に記載の方法。
  8. 前記位相雑音推定の周波数領域表現
    Figure 0007204950000297
     （
    Figure 0007204950000298
     ）を計算することであって、Ｍが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000299
     であり、Ｍが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000300
     である
    Figure 0007204950000301
     が、
    Figure 0007204950000302
     に基づいて計算されるようにし、
    ここで、
    Figure 0007204950000303
     は、
    Figure 0007204950000304
     及び
    Figure 0007204950000305
     に基づく線形推定の結果であり、
    Figure 0007204950000306
     は、サイズＫ０のベクトルｕの次数Ｋ０のＤＦＴの第ｊ項であることを更に含む、請求項６又は７に記載の方法。
  9. 前記無線信号は、請求項２又は３に従って提供され、前記チャネル推定の決定は、
    シンボル
    Figure 0007204950000307
     を決定することであって、周波数領域における前記シンボル
    Figure 0007204950000308
     は、サブキャリア
    Figure 0007204950000309
     においてそれぞれ受信され、ここで、
    Ｋ／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000310
     及び
    Figure 0007204950000311
     であり、
    Ｋ／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000312
     及び
    Figure 0007204950000313
     であり、
    （Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000314
     及び
    Figure 0007204950000315
     であり、
    （Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000316
     及び
    Figure 0007204950000317
     であることと、
    前記チャネル推定の周波数領域表現
    Figure 0007204950000318
     が
    Figure 0007204950000319
     に基づいて計算されるように、
    Figure 0007204950000320
     を計算することであって、Ｋが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000321
     であり、Ｋが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000322
     であり、Ｍが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000323
     であり、Ｍが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000324
     であることと、
    計算されたチャネル推定を用いて前記無線信号を処理することと、
    を含む、請求項５に記載の方法。
  10. 前記位相雑音推定の周波数領域表現
    Figure 0007204950000325
     （
    Figure 0007204950000326
     ）を計算することであって、Ｍが偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000327
     であり、Ｍが奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000328
     である
    Figure 0007204950000329
     が、ｋｍｉｎ≦ｊ≦ｋｍａｘについて、
    Figure 0007204950000330
     に基づいて計算されるようにし、
    ここで、Ｋが偶数の整数であり、かつＫ／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000331
     及び
    Figure 0007204950000332
     であり、Ｋが偶数の整数であり、かつＫ／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000333
     及び
    Figure 0007204950000334
     であり、Ｋが奇数の整数であり、かつ（Ｋ＋１）／２が偶数の整数である場合、
    Figure 0007204950000335
     及び
    Figure 0007204950000336
     であり、Ｋが奇数の整数であり、かつ（Ｋ＋１）／２が奇数の整数である場合、
    Figure 0007204950000337
     及び
    Figure 0007204950000338
     であることと、
    計算された位相雑音推定
    Figure 0007204950000339
     を用いて前記無線信号を処理することと、
    を更に含む、請求項９に記載の方法。
  11. 前記無線信号の処理は、
    前記サブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいてそれぞれ送信されたシンボルＸ１，．．．，ＸＭの推定シンボル
    Figure 0007204950000340
     を計算することであって、前記推定シンボル
    Figure 0007204950000341
     は、Ｒの
    Figure 0007204950000342
     に基づいた線形等化によって得られ、Ｒは、
    Figure 0007204950000343
     の次数ＭのＤＦＴであり、ここで、
    Figure 0007204950000344
     は
    Figure 0007204950000345
     に等しく、
    Figure 0007204950000346
     は、Ｕの次数ＭのＩＤＦＴの第ｍ項であり、ｙは、前記受信機によって受信される時間領域信号であることを含む、請求項８又は１０に記載の方法。
  12. コード命令を含むコンピュータプログラムであって、前記コード命令がプロセッサによって実行されると、請求項１～１１のいずれか１項に記載の方法を実行する、コンピュータプログラム。
  13. ワイヤレス通信システムを介して送信される無線信号において少なくともＫ個の基準信号を送信する送信機であって、前記無線信号は、前記送信機によって送信されることが意図され、前記送信機は、
    Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された少なくとも１つの送信アンテナであって、前記Ｍ個のサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされている、少なくとも１つの送信アンテナと、
    プロセッサと、
    記憶された命令を含む非一時的コンピュータ可読媒体であって、前記命令は、前記プロセッサによって実行されると、
    少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫが前記Ｋ個の連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋ上でそれぞれ送信されるように少なくともＫ個の基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫを挿入することと、
    前記少なくともＫ個の基準信号を含む前記無線信号を送信することと、
    を行うように前記送信機を構成し、
    Ｋが奇数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，Ｐ（Ｋ－１）／２の周波数領域における値は、基準信号Ｐ（Ｋ＋３）／２，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しく、Ｋが偶数である場合、基準信号Ｐ１，．．．，ＰＫ／２の周波数領域における値は、基準信号ＰＫ／２＋１，．．．，ＰＫの値にそれぞれ等しい、非一時的コンピュータ可読媒体と、
    を備える、送信機。
  14. ワイヤレス通信システムを介して送信され、Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭにおいて送信するように構成された送信アンテナを備える、送信機から受信された無線信号を処理する受信機であって、前記Ｍ個の異なるサブキャリアＳ１，．．．，ＳＭのうち、少なくともＫ個の異なるサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋが連続しており、連続したサブキャリアＳｑ＋１，Ｓｑ＋２，．．．，Ｓｑ＋Ｋのそれぞれの周波数は順序付けされ、前記無線信号はＫ個の基準信号を含み、前記無線信号は、請求項１～４のいずれか１項に従って提供され、前記受信機は、
    少なくとも１つの受信アンテナと、
    プロセッサと、
    記憶された命令を含む非一時的コンピュータ可読媒体であって、前記命令は、前記プロセッサによって実行されると、
    チャネル推定を決定することであって、前記チャネル推定は、位相雑音推定に依拠することと、
    前記無線信号を、決定されたチャネル推定を用いて処理することと、
    を行うように前記受信機を構成する、非一時的コンピュータ可読媒体と、
    を備える、受信機。
JP2021565321A 2019-04-08 2020-01-31 チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス Active JP7204950B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19305458.2A EP3723332A1 (en) 2019-04-08 2019-04-08 Circular pilot sequences for joint channel and phase noise estimation
EP19305458.2 2019-04-08
PCT/JP2020/004696 WO2020208921A1 (en) 2019-04-08 2020-01-31 Circular pilot sequences for joint channel and phase noise estimation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022519775A JP2022519775A (ja) 2022-03-24
JP7204950B2 true JP7204950B2 (ja) 2023-01-16

Family

ID=66323795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021565321A Active JP7204950B2 (ja) 2019-04-08 2020-01-31 チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス

Country Status (6)

Country Link
US (1) US12095592B2 (ja)
EP (1) EP3723332A1 (ja)
JP (1) JP7204950B2 (ja)
KR (1) KR102660271B1 (ja)
CN (1) CN113678416B (ja)
WO (1) WO2020208921A1 (ja)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3599748B1 (en) * 2018-07-26 2020-12-16 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Symbols incorporation scheme for dft-s-ofdm
CN114514525B (zh) * 2021-06-09 2022-10-25 深圳大学 载波频率、初始相位、相位噪声的估计方法和相关设备
CN114726689B (zh) * 2022-06-06 2022-09-30 新华三技术有限公司 一种信号估计的方法及装置
WO2024183002A1 (en) * 2023-03-07 2024-09-12 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Reference signal design and processing for wireless sensing in integrated sensing and communications system

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080240285A1 (en) 2006-12-19 2008-10-02 Lg Electronics Inc. Sequence generating method for efficient detection and method for transmitting and receiving signals using the same
JP2010525656A (ja) 2007-05-17 2010-07-22 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおいて同期信号を伝送する方法
JP2018525875A (ja) 2015-07-01 2018-09-06 クアルコム，インコーポレイテッド ミリ波リンクの制御シンボルにおけるジョイントチャネルおよび位相雑音推定
JP2018528673A (ja) 2015-08-14 2018-09-27 クアルコム，インコーポレイテッド 動的パイロットトーンおよびゼロトーンパターン選択をともなう位相雑音推定
WO2019021830A1 (en) 2017-07-25 2019-01-31 Mitsubishi Electric Corporation PRE-DFT INSERTION OF A REFERENCE SIGNAL FOR SC-SFBC

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009091931A1 (en) * 2008-01-15 2009-07-23 Zte U.S.A., Inc. Methods for superframe/frame overhead reduction within ofdma-based communication systems
EP3335352A1 (en) * 2015-08-12 2018-06-20 Intel Corporation Demodulation in wireless communications
WO2017164639A2 (en) * 2016-03-22 2017-09-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Signal transmitting and receiving methods in a filtering-based carrier modulation system and apparatuses thereof
US10097254B2 (en) * 2016-04-18 2018-10-09 Qualcomm Incorporated Channel state information estimation and channel information reporting
US10411914B2 (en) * 2016-12-14 2019-09-10 Intel IP Corporation Data detection in MIMO systems with demodulation and tracking reference signals
CN114401173A (zh) * 2017-08-01 2022-04-26 华为技术有限公司 参考信号的传输方法及装置
CN109391403B (zh) * 2017-08-10 2021-07-06 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于无线信号的发送和接收的方法和装置
CN115021879A (zh) * 2017-08-21 2022-09-06 中兴通讯股份有限公司 参考信号传输方法及装置、终端、基站和存储介质
US10924252B2 (en) * 2019-01-21 2021-02-16 Qualcomm Incorporated Sequence generation to support demodulation reference signal multiplexing for pi over 2 binary phase shift keying modulation

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080240285A1 (en) 2006-12-19 2008-10-02 Lg Electronics Inc. Sequence generating method for efficient detection and method for transmitting and receiving signals using the same
JP2010525656A (ja) 2007-05-17 2010-07-22 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおいて同期信号を伝送する方法
JP2018525875A (ja) 2015-07-01 2018-09-06 クアルコム，インコーポレイテッド ミリ波リンクの制御シンボルにおけるジョイントチャネルおよび位相雑音推定
JP2018528673A (ja) 2015-08-14 2018-09-27 クアルコム，インコーポレイテッド 動的パイロットトーンおよびゼロトーンパターン選択をともなう位相雑音推定
WO2019021830A1 (en) 2017-07-25 2019-01-31 Mitsubishi Electric Corporation PRE-DFT INSERTION OF A REFERENCE SIGNAL FOR SC-SFBC

Also Published As

Publication number Publication date
US20220141053A1 (en) 2022-05-05
CN113678416A (zh) 2021-11-19
EP3723332A1 (en) 2020-10-14
KR20210129187A (ko) 2021-10-27
JP2022519775A (ja) 2022-03-24
US12095592B2 (en) 2024-09-17
WO2020208921A1 (en) 2020-10-15
CN113678416B (zh) 2024-04-12
KR102660271B1 (ko) 2024-04-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7204950B2 (ja) チャネル及び位相雑音の同時推定のための巡回パイロットシーケンス
CN101682588B (zh) 用于ofdm系统的信道估计器
CN1939016B (zh) 利用频谱估计的通信系统信道估计
KR100863469B1 (ko) 다수의 송신기에 대한 파일럿 송신 및 채널 추정
CN1770754B (zh) 用于在通信系统中估计载波干扰噪声比的设备和方法
US7751307B2 (en) Communication apparatus and a method of transmitting data therefor
EP2701355B1 (en) Method and apparatus for transmitting/receiving a signal in an ffh-ofdm communication system
CN108352955B (zh) 用于生成和使用导频信号的装置和方法
EP1473862B1 (en) Apparatus and method for transmitting training symbol groups in an OFDM communications system using multiple antennas
CN108632189B (zh) 上行数据的发送方法、装置及用户设备
KR20050008388A (ko) 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법
JP5486734B2 (ja) シングルキャリア通信システムにおける送信信号生成装置および方法
CN101247375B (zh) 一种进行载波频率偏移估计的方法及装置
CN101155164B (zh) 一种dft扩频的广义多载波系统的sinr估计方法
CN115699690A (zh) 广义正交线性调频波形
US20240094336A1 (en) Affine frequency division multiplexing waveforms for doubly dispersive channels
KR101042774B1 (ko) 고속 주파수 도약-직교 주파수 분할 통신 시스템의 신호송수신 장치 및 방법
KR101203861B1 (ko) 채널 추정 방법, 채널 추정기, 단말기 및 기지국
US8917585B2 (en) Method for estimating a received signal and corresponding device
KR20170089738A (ko) 무선 통신 시스템에서 위상 에러를 추정 및 보상하는 방법 및 장치
EP2541798A1 (en) Robust beamforming method and apparatus
KR20140059929A (ko) 다중 반송파 시스템에서 압축 센싱 기반으로 채널을 추정하는 방법 및 그 장치
Adegbite et al. A selective control information detection scheme for OFDM receivers
KR101389891B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 채널 추정을 위한 최적 크기의 임펄스심볼을 포함하는 데이터 송신 방법, 및 임펄스 심볼에의한 채널 추정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20210715

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20220728

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20220802

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20221024

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20221206

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20221228

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7204950

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150