KR20210129187A - 채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스 - Google Patents

채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스 Download PDF

Info

Publication number
KR20210129187A
KR20210129187A KR1020217030860A KR20217030860A KR20210129187A KR 20210129187 A KR20210129187 A KR 20210129187A KR 1020217030860 A KR1020217030860 A KR 1020217030860A KR 20217030860 A KR20217030860 A KR 20217030860A KR 20210129187 A KR20210129187 A KR 20210129187A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
subcarriers
reference signals
radio signal
integer
phase noise
Prior art date
Application number
KR1020217030860A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102660271B1 (ko
Inventor
장-크리스토프 시벨
크리스티나 시오치나
줄리앙 길렛
Original Assignee
미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 filed Critical 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Publication of KR20210129187A publication Critical patent/KR20210129187A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102660271B1 publication Critical patent/KR102660271B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0258—Channel estimation using zero-forcing criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되는 무선 신호에서 적어도 K개의 기준 신호를 송신하는 방법에 관한 것이며, 상기 무선 신호는, M개의 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 구비하는 송신기에 의해 송신되는 것이 의도되고, M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는, 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK가 K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K 상에서 각각 송신되도록 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK를 삽입하는 것과, 적어도 K개의 기준 신호를 포함한 무선 신호를 송신하는 것에 의해 제공된다.

Description

채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스
본 발명은, 포괄적으로는, 전기 통신 시스템의 영역에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선 통신, 예를 들면 무선 OFDM 기반의 통신에 관한 것이다.
본 발명은, 보다 상세하게는, 무선 채널에 의해 무선 신호에서 유발된 왜곡 및 잡음에 따라 수신된 무선 신호를 처리하는 것에 관한 것이다.
LTE 규격에서, 수신기는, 송신기에 의해 신호에 삽입된 기준 신호에 근거하여 채널 추정을 결정한다. 기준 신호(RS)의 지식에 근거하여, 수신기는, 일반적으로 H로 표기되는 채널 추정 행렬을 결정할 수 있다. 이 행렬의 각 계수는, 송신기의 안테나 중 하나와, 수신기의 안테나 중 하나 사이의 신호의 감쇠에 대응한다. 이 행렬에 근거하여, 단말은 무선 채널의 위상 잡음을 추정한다. 그러한 행렬은 무선 신호에 대한 무선 채널의 효과를 저감하도록 수신된 무선 신호를 처리할 수 있게 된다. 수신기는, 무선 신호에 의해 겪는 위상 잡음을 추론하는 위상 추적 알고리즘도 구현한다. 통상, 이러한 알고리즘은, 위상 잡음 및 채널(채널 추정 행렬에 의해 근사됨)이 강력하게 결합되어 있지 않다고 가정하여, 위상 잡음이 작고, 채널이 준 정적(quasi-static)인 경우에는 양호한 결과를 얻을 수 있다.
그러나, 현재 표준화에서 새로운 무선 규격 또는 5G가 목표로 하는 밀리미터파 대역에서 동작하는 밀리미터파 시스템은 캐리어 주파수 오프셋, 도플러 효과 및 특히 위상 잡음 등의 다양한 원인에 의해 강력 및/또는 고속의 위상 변동이 발생한다. 이러한 위상 변동은, 통신에 이용되는 서브캐리어간의 직교성 특성을 무너뜨려, 서브캐리어 간섭으로 이어지고, 결과적으로 성능이 저하한다. 이러한 서브캐리어 간섭(캐리어간 간섭(ICI)이라고도 불림)은, 과도하게 큰 경우, 특히 채널 추정 행렬 및 위상 잡음이 서로 독립적으로 결정되는 것에 의해 신호의 복호에 강한 영향을 미친다. 따라서, 위상 잡음 및 채널이 강력하게 연결되어 있지 않은 것으로 가정하는 알고리즘에 의한 복호 결과는 불량이 된다.
따라서, 위상 잡음 및 채널이 강력하게 연결되어 있는 경우 개선의 필요가 있다. 본 발명은 이 상황을 개선하는 것을 목적으로 한다.
그 때문에, 본 발명은, 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되는 무선 신호에서 적어도 K개의 기준 신호를 송신하는 방법에 관한 것으로, 이 무선 신호는, M개의 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 구비하는 송신기에 의해 송신되는 것이 의도되고, M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는,
적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK가 K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K 상에서 각각 송신되도록 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK를 삽입하는 것과,
적어도 K개의 기준 신호를 포함한 무선 신호를 송신하는 것에 의해 제공되고,
K가 홀수인 경우, 기준 신호 P1, … , P(K-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P(K+3)/2, … , PK의 값과 각각 동일하고, K가 짝수인 경우, 기준 신호 P1, … , PK/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 PK/2+1, … , PK의 값과 각각 동일한 방법에 관한 것이다.
본 발명에서, 기준 신호는, 특정의 기준 신호 패턴에 따라 설정된다. 이 특정의 기준 신호 패턴에 따르면, 기준 신호는 블록으로서 삽입되고, 즉, 기준 신호는 캐리어의 연속한 서브캐리어에서 삽입된다. 부가하여, 이러한 기준 신호가 취하는 값은 특정의 조건을 만족시키는데, K가 홀수인 경우, 기준 신호 P1, … , P(K-1)/2는 기준 신호 P(K+3)/2, … , PK의 값과 각각 동일하고, K가 짝수인 경우, 기준 신호 P1, … , PK/2의 값이 기준 신호 PK/2+1, … , PK의 값과 각각 동일하다는 것이다.
이것은, 특히, 채널 및 위상 잡음이 서로 강력하게 영향을 받고 있을 때, 즉, 예를 들면, 무선 신호가 강력한 위상 잡음을 받고 있을 때, 수신기측에서의 위상 잡음 및 채널 추정의 계산의 복잡도를 저감하는 것이 가능하게 된다. 실제로, 강력한 위상 잡음이 무선 신호에 영향을 주고 있을 때, 채널에 의해 나타내어지는 무선 신호의 감쇠는, 위상 잡음이 그 추정에서 고려되어 있지 않은 경우에는 영향을 받을 수 있다(다른 서브캐리어를 통해 송신된 심볼이, 고려된 서브캐리어에 파워를 더할 수 있고, 따라서 이 고려된 서브캐리어와 비교한 무선 신호의 감쇠를 올바르게 결정하는 것을 방해할 수 있기 때문임). 따라서, 본 발명은 강력하게 결합된 위상 잡음 및 채널에 관한 효과를 저감한다.
이를 위해, 본 발명은 순회 구조의 기준 신호의 블록을 구현한다. 이 구조에 의해, 수신기 측에서, 위상 잡음 및 기준 신호의 순회 컨볼루션으로서 나타내어지는 심볼을 수신하는 것이 가능하게 된다.
보다 상세하게는, 수신기 측에서, 기준 신호의 블록 구성, 특히, (이하에 설명하는 바와 같이, 위상 잡음의 스펙트럼 점유율 ΔPN과 비교하여) 이 블록의 사이즈에 의해, 특정의 기준 신호 패턴이, K0개(여기서, K가 홀수인 경우,
Figure pct00001
, K가 짝수인 경우,
Figure pct00002
)의 연속 심볼
Figure pct00003
의 블록을 수신하는 것이 가능하게 되고, 이들 심볼은, K개의 기준 신호의 블록의 기준 신호의 샘플만으로 구성된다. 이들 수신 심볼은 다른 심볼로부터의 샘플도 포함할 수 있지만, 이들 샘플은 블록에서 설정된 기준 신호의 샘플과 비교하여 낮은 에너지의 것이다.
RS의 블록 내의 RS 반복 구조에 의해, 본 발명은 수신한 연속 심볼
Figure pct00004
을, 위상 잡음
Figure pct00005
및 기준 신호의 시퀀스
Figure pct00006
의 순회 컨볼루션으로서 근사하는 것이 가능하게 된다. 위상 잡음의 성분 Ψi는, kmin 미만의 경우 및 kmax보다 큰 경우에는 널이거나 또는 무시할 수 있다고 간주되고, kmin~kmax의 경우에는 위상 잡음의 스펙트럼 점유율에 상당한다. 예를 들면,
Figure pct00007
은
Figure pct00008
에 의해 근사할 수 있고, 여기서,
Figure pct00009
는 가법적 백색 가우스 잡음(AWGN)을 나타내고,
Figure pct00010
은, 순회 컨볼루션 연산자를 나타내고, H는, 채널(채널은 블록에 걸쳐서 일정하다고 가정됨)을 나타낸다.
각 방정식에는 결정해야 할 K0개의 위상 잡음 심볼인 최대 K0개의 미지의 값이 있기 때문에, 이론적으로 풀 수 있는 K0개의 선형 등화(linear equation)에 대한 계산이 저감되기 때문에, 특정의 기준 신호 패턴에 의해 가능해진, 수신된 연속 심볼
Figure pct00011
의 그러한 근사는 수신기측의 계산을 큰폭으로 경감하고, 종종 채널 및 위상 잡음의 불량인 추정으로 연결되는, 채널이 위상 잡음에 의한 영향을 받지 않는다고 가정할 필요는 없다.
B마다의 A의 순회 컨볼루션의 IDFT(역이산 푸리에 변환)
Figure pct00012
이, 단순히 B의 IDFT마다의 A의 IDFT의 아다마르 곱
Figure pct00013
로 변환되기 때문에, 계산은 더 단순화된다. 예를 들면, 　
Figure pct00014
이다.
따라서, 후술하는 바와 같이, 채널 추정 및 위상 잡음 추정은 모두
Figure pct00015
에 의해
Figure pct00016
의 선형 추정으로부터 추론할 수 있다(예를 들면,
Figure pct00017
). 다른 기법도 이후에 설명할 것이다.
따라서, 본 발명은, 송신되는 무선 신호가 수신기 측에서 적어도 임의의 범위의 주파수에 걸쳐서 기지인 것 및 송신되는 기준 신호의 시퀀스가 반복되는 것의 조합에 의해, 위상 잡음이 큰 경우에도 채널 및 위상 잡음을 효율적으로 추정하는 것이 가능하게 된다.
본 발명에서는, 기준 신호에 의해, 수신기에 의해 알려진 모든 심볼을, 그러한 값 및(시간 및 주파수에서의) 위치에 관해 포함하고, 이것에 근거하여, 송신기와 수신기 사이의 무선 채널의 영향을 추정할 수 있다. 예를 들면, 기준 신호의 수신된 버전(예를 들면, 채널 및/또는 잡음 및/또는 위상 잡음 등에 의해 파손되는 무선 채널에 의해 파손됨)에 근거하여, 수신기는 채널을 추정하고 및/또는 채널 추정 품질을 개선할 수 있다. 여기서, 무선 채널은 비선형성, 감쇠, 위상 잡음, 도플러 효과, 캐리어 주파수 오프셋 등의, 전파 및 하드웨어의 영향을 포함하는 모든 효과를 포함하는 것에 유의해야 한다.
무선 통신 시스템은, LTE와 같이, OFDM(직교 주파수 분할 다중)을 이용하는 무선 통신 시스템으로 할 수 있다.
다른 서브캐리어 S1, … , Sq, Sq+K+1, … , SM에서 송신된 심볼은, 임의의 타입, 즉, 사용자 데이터를 포함한 다른 기준 신호 및/또는 심볼, 및/또는 제어 데이터를 포함한 심볼로 할 수 있다.
여기서, 연속한 서브캐리어에 의해, 2개의 연속한 서브캐리어 사이에 심볼을 송신하는데 다른 서브캐리어를 이용할 수 없는 것이 이해된다. 연속한 심볼은 연속한 서브캐리어에서 송신되는 심볼이다.
기준 신호를 무선 신호에 삽입하는 것에 의해, 통상, 기준 신호를 무선 신호에 삽입할 때에 행해지듯이, 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K를 통해서 송신되는 심볼의 주파수 영역에서의 값(수신기에 의해 알려져 있는 값)을 설정하는 것이 이해된다. 그러나, 예를 들면, IDFT(역이산 푸리에 변환) 후에, IDFT에 의해 출력된 신호에, 기준 신호에 대응하는 신호를 더해, 결과적으로 얻어지는 신호가, 기준 신호가 주파수 영역에 삽입된 경우에 IDFT의 출력에서 얻을 수 있었을 것인 신호와 동일하거나 또는 적어도 유사하도록 하는 것에 의해, 기준 신호를 시간 영역에 삽입하는 것이 가능하다. 그러나, 설명을 위해 본 발명은 기준 신호의 주파수 영역 삽입에 따라 설명된다.
K개의 기준 신호는, K개의 연속한 서브캐리어에서 함께 송신되도록 삽입된다. 즉, 기준 신호가 주파수 영역에 삽입될 때, 본 발명에 따라 값이 설정된 심볼(즉, 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K를 통해서 송신된 심볼)이 함께 처리된다. 예를 들면, IDFT는, M개의 서브캐리어 S1, … , SM에 동시에 적용되고, 따라서, K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K에 의해 송신된 K개의 기준 신호 P1, … , PK에 동시에 적용된다. 보다 일반적으로는, P1, … , PK는, 송신 방식이 동일한 심볼에서, 예를 들면, 동일한 OFDM 심볼에서, K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K에 의해 송신되도록 삽입된다.
q는 0 이상이고 M-K 이하의 정수이다.
본 발명의 한 측면에 따르면,
Figure pct00018
의 값은, 각각, j가 1과 동일한 경우에는,
Figure pct00019
이 널이 아닌 사전 결정된 값과 동일하고, 그렇지 않은 경우에는, 0과 동일해지는 시퀀스
Figure pct00020
이고, 여기서,＜n＞L는 1+mod(n-1, L)이고, mod(n-1, L)는［n-1］mod L이다.
이 경우, 시퀀스
Figure pct00021
및 따라서,
Figure pct00022
은, 자기 상관 조건을 만족시킨다. 그러한 시퀀스를 이용하는 것에 의해 강력하게 결합된 위상 잡음 및 채널에 관련된 효과를 저감하는 것이 가능해진다. 실제로, 예를 들면,
Figure pct00023
를 계산하는 것에 의해, 위상 잡음의 각 주파수 성분을 유리한 신호대 잡음비로 분리하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 이러한 기준 신호는 이 자기 상관 조건을 만족시키기 때문에 서브캐리어간의 간섭을 저감 또는 회피하는 것이 가능하게 된다.
예를 들면, 시퀀스
Figure pct00024
의 자기 상관 조건에 의해,
Figure pct00025
에, (후술하는 바와 같은) 순회 치환 시퀀스
Figure pct00026
의 아다마르 곱을 적용하는 것이 가능하게 되어, 위상 잡음 및 채널 추정의 복잡도를 저감하는 것이 가능하게 된다.
시퀀스
Figure pct00027
은 CAZAC 시퀀스, 또는 유리하게는 자도프추(Zadoff－Chu) 시퀀스로부터 발행될 수 있다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 적어도 K+K＇개의 기준 신호가 M개의 서브캐리어 S1, … , SM 상에서 송신되고, M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중 적어도 K＇개의 다른 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇가 연속하고 연속한 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고 q＇는 q+K보다 크고, 상기 무선 신호는,
적어도 K＇개의 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇가 K＇개의 연속한 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇ 상에서 각각 송신되도록 적어도 K＇개의 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇를 삽입하는 것과,
적어도 K+K＇개의 기준 신호를 포함한 무선 신호를 송신하는 것
에 의해 더 제공되고,
K＇가 홀수인 경우, 기준 신호 P＇1, … , P＇(K＇-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P＇(K＇+3)/2, … , PK＇의 값과 각각 동일하고, K＇가 짝수인 경우, 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P＇K＇/2+1, … , P＇K＇의 값과 각각 동일하다.
여기서, 기준 신호의 몇개의 그룹, 여기에서는 각각 K개 및 K＇개의 기준 신호의 2개의 그룹을 q＇+1-q+K에 의해 나타내어지는 임의의 특정 주파수만큼 이간해 삽입하는 것으로써, 모든 국소적 위상 잡음 추정치를 평균화하는 것으로, 보다 양호한 위상 잡음 추정이 가능하게 되고, 전 대역에 걸쳐서 채널의 추적이 가능하게 된다(이후, 기준 신호의 그룹 및 블록은 동의이며, 본 발명에 기재된 연속한 기준 신호를 의미함).
본 발명에 따르면, 기준 신호의 3개 이상의 그룹이 삽입될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따르면, 각각 K1, … , KL개의 기준 신호의 L개의 그룹을 무선 신호에 삽입할 수 있고, 이들 그룹은, 서브캐리어 qi+1, … , qi+Ki에서의 블록으로서 각각 삽입되고, i는 1~L이며, qi+1+1은 절대적으로 qi+Ki보다 크다.
유리하게는, 그룹은, 1개 이상의 서브캐리어에 의해 이간할 수 있어 기준 신호의 2개의 그룹간에 기준 신호 이외의 심볼을 송신하는 것이 가능하게 되고, 따라서, 이들 심볼을, 이것들이 큰 채널 및 위상 잡음 효과를 겪는 경우에도 복호하는 것이 가능하다.
L개의 그룹은 기준 신호의 동일한 시퀀스를 갖고 동일한 사이즈로 할 수 있고, 따라서, 기준 신호 패턴을 기억하는데 필요한 메모리가 저감한다.
송신기는 기준 신호 패턴 파라미터의 최적화된 값
Figure pct00028
를 선택할 수 있고, 여기서, i는 1~L 및μ0이며, Ki가 홀수인 경우,
Figure pct00029
이고, Ki가 짝수인 경우,
Figure pct00030
이고,μi=qi+1+1-qi+Ki는 본 발명에 따라 삽입된 기준 신호의 2개의 블록간의 서브캐리어의 수를 나타내고, μ0은 송신을 위해 이용되는 캐리어의 제 1 서브캐리어와 기준 신호의 제 1 블록의 제 1 서브캐리어 사이의 서브캐리어수이다. 상기에 설명한 바와 같이, 이들 파라미터는, 예를 들면, 블록당 동일한 수의 기준 신호, 및/또는 시퀀스
Figure pct00031
에서의 동일한 값을 이용하는 것에 의해, 및/또는 RS 패턴의 기준 신호의 2개의 블록간에 동일한 수의 서브캐리어를 갖는 것에 의해 단순화될 수 있다. 예를 들면, 기준 신호 패턴 파라미터는
Figure pct00032
로 축소될 수 있다.
송신기는
Figure pct00033
를, 무선 채널의 대역폭 코히어런스보다 낮게 설정하고, 송신을 위해 이용되는 모든 대역폭에서 위상 잡음 및 채널의 양호한 추정을 얻도록, 무선 채널의 정확한 추적을 가능하게 할 수 있다.
각 블록에서의 기준 신호의 수는, 최대치 Kmax와 최소치 Kmin 사이로 설정할 수 있다, 즉, Kmin≤Ki≤Kmax이다.
Kmin는, 위상 잡음의 스펙트럼 점유율 ΔPN에 따라서, 즉, Kmin .Δf가 2.ΔPN 이상이 되도록 설정할 수 있고, Δf는, 기준 신호의 L개의 그룹의 기준 신호를 송신하는 서브캐리어의 서브캐리어 간격 구성이다. 이것은, 위상 잡음과 기준 신호의 순회 컨볼루션이, 무시할 수 없는 위상 잡음의 모든 성분을 고려하는 것을 확실히 하는 것을 가능하게 한다.
Kmax는, 채널이 일정하도록 설정할 수 있거나, 또는 Kmin .Δf의 스케일로 그와 같이 동화시킬 수 있다. 따라서, 2.ΔPN의 스케일에서 채널이 일정하는 경우에는, 결과가 보다 양호해진다. 이것은 수신 심볼의 순회 컨볼루션을 보다 양호하게 근사할 수 있게 한다.
본 발명의 제 2 측면은, 수신기에서, 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되고, M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 구비하는, 송신기로부터 수신된 무선 신호를 처리하는 방법에 관한 것이고, M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는 K개의 기준 신호를 포함하고, 상기 무선 신호는 상기에서 설명한 기준 신호를 송신하는 방법에 따라 제공되며, 본 방법은,
채널 추정을 결정하는 것으로서, 상기 채널 추정은 위상 잡음 추정에 의거하는 것과,
결정된 채널 추정을 이용하여 무선 신호를 처리하는 것을 포함한다.
위상 잡음 추정에 따라 채널 추정을 결정하는 것에 의해, 채널 추정은 위상 잡음 추정의 함수인 것이 이해된다.
바꿔 말하면, 위상 잡음 추정 및 채널 추정은 모두 파라미터의 동일 그룹(Λ1, … , ΛM)에 근거하여 결정된다. 즉, 채널 추정은, 제M0의 파라미터
Figure pct00034
(여기서, M이 짝수의 정수인 경우
Figure pct00035
이고, M이 홀수의 정수인 경우
Figure pct00036
임)에 근거하여 계산되고, 위상 잡음 추정은, M개의 파라미터(Λ1, … , ΛM)에 근거하고, 여기서, K0개의 성분은 널이 아니며, 제M0의 파라미터
Figure pct00037
를 중심으로 하여, 즉, 제kmin(이하에서 볼 수 있는 바와 같이, K0가 홀수인 경우, kmin=M0-1/2.(K0-1)이고, K0가 짝수인 경우, kmin=M0－K0/2임)의 파라미터
Figure pct00038
로부터 시작하고, 제kmax(이하에서 볼 수 있는 바와 같이, K0가 홀수인 경우,
Figure pct00039
이고, K0가 짝수인 경우,
Figure pct00040
임)의 파라미터
Figure pct00041
까지이다.
따라서, 위상 잡음 추정에 의거한 채널 추정을 결정하는 것은, 채널 추정 및/또는 위상 잡음 추정을 결정하는 것과 동일하고, 상기 채널 추정 및 상기 위상 잡음 추정은 동일한 파라미터에 근거하여 결정된다.
채널 추정 및/또는 채널 추정을 결정하기 위해 본 발명에 따라 이용되는 이 파라미터
Figure pct00042
은,
Figure pct00043
및
Figure pct00044
에 근거하는 선형 추정에 의해, 또는
Figure pct00045
에 의해 얻을 수 있다.
바꿔 말하면, 채널 추정 및/또는 위상 잡음 추정은, 상기에서 설명한 바와 같이, 위상 잡음과 기준 신호의 순회 컨볼루션을 특정의 서브캐리어에서의 수신 심볼의 근사로 간주하여 계산된다.
이것은 채널을 검토하는 것에 의해 위상 잡음 추정을 계산하고, 위상 잡음을 검토하는 것에 의해 채널 추정을 계산할 수 있게 하고, 따라서, 무선 신호가 강력한 위상 잡음을 받을 때, 채널 추정은 위상 잡음을 고려하는 일 없이 오류없이 이루어진다. 예를 들면, 서브캐리어 단위로만 신호의 감쇠를 추정하는 것에 의해 채널 추정을 계산한다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 채널 추정의 결정은,
심볼
Figure pct00046
를 결정하는 것 -주파수 영역에서의 상기 심볼
Figure pct00047
는, 서브캐리어
Figure pct00048
에서 각각 수신되고, 여기서,
K/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00049
및
Figure pct00050
이며,
K/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00051
및
Figure pct00052
이고,
(K+1)/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00053
및
Figure pct00054
이고,
(K+1)/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00055
및
Figure pct00056
임- 과,
채널 추정을 계산하는 것 - 상기 채널 추정은
Figure pct00057
가 사이즈 K0의 벡터 U의 차수 K0의 역 DFT이며, K가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00058
이고, K가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00059
인 추정에 의해 얻어짐 -을 포함한다.
우선, 수신기는, 상기에서 설명한 기준 신호를 송신하는 방법에 따라, 송신된 무선 신호에 대응하는 수신된 무선 신호의 주파수 영역에서 심볼을 얻는다. 즉, 예를 들면, 이들 심볼은 수신된 무선 신호에서 DFT(이산 푸리에 변환)를 적용하는 것으로부터 얻어진다. 기준 신호와 본 발명에 의해 지정되는 패턴으로부터의 RS가 아닌 송신된 심볼에 관한 무시할 수 있는 파워만의 조합을 포함하는 수신 심볼이 선택된다. 이들 선택된 심볼은, 예를 들면,
Figure pct00060
이고, 즉, 서브캐리어
Figure pct00061
상에서 수신된 심볼이며, 여기서, nmin 및 nmax는 상기에 정의된 바와 같다. 이들 심볼로부터,
Figure pct00062
및
Figure pct00063
에 근거하는 선형 추정을 통해 채널 추정을 계산할 수 있다. 실제로,
Figure pct00064
이고, 여기서,
Figure pct00065
는 위상 잡음의 실질적인 성분이며, H는 채널(채널은, K개의 기준 신호의 블록에 걸쳐서 일정하다고 가정됨)의 값이며,
Figure pct00066
는 가법적 잡음이라고 하는 것에 근거하여,
Figure pct00067
및
Figure pct00068
에 근거하는 선형 추정은,
Figure pct00069
의 양호한 추정치
Figure pct00070
를 갖는 것을 가능하게 한다.
Figure pct00071
및
Figure pct00072
에 근거하는 선형 추정은, 예를 들면, 제로포싱(Zero Forcing)과 같은 등화 또는 MMSE 추정이다. MMSE 추정은,
Figure pct00073
이고, 여기서, V는 벡터
Figure pct00074
의 사이즈 K0의 공분산 행렬이며,†는 공역 전치 연산자이다. 추정치
Figure pct00075
에 근거하여, 양호한 채널 추정 및 위상 잡음 추정은 상기에 설명한 것과 같이 추론할 수 있다.
문헌에서 등가 채널로도 알려진 무선 채널은, 여기서 송신기에서의 OFDM 변조의 출력으로부터 수신기에서의 OFDM 복조의 입력까지 무선 신호에 영향을 주는 모든 현상을 포함하고, 이것은 비선형성, 감쇠, 위상 잡음, 도플러, 캐리어 주파수 오프셋 등의 전파 및 하드웨어의 영향을 포함한다.
채널 추정이 행해지는 채널은 위상 잡음이 포함되지 않는 무선 채널이다.
따라서, 무선 채널은 채널 및 위상 잡음의 영향에 의해 나타내어지는 감쇠를 포함한다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 채널 추정의 결정은, 채널 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00076
가　
Figure pct00077
에 근거하여 계산되도록
Figure pct00078
를 계산하는 것을 더 포함하고, 여기서,
Figure pct00079
는
Figure pct00080
및
Figure pct00081
에 근거하는 선형 추정의 결과이며,
Figure pct00082
는 사이즈 K0의 벡터 u의 차수 K0의 DFT의 제j항이며, M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00083
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00084
이다.
즉, 상기에서 설명한 바와 같이,
Figure pct00085
이다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 본 발명은, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00086
,
Figure pct00087
를 계산하는 것을 더 포함하되, M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00088
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00089
인
Figure pct00090
가
Figure pct00091
에 근거하여 계산되고, 여기서,
Figure pct00092
는,
Figure pct00093
및
Figure pct00094
에 근거하는 선형 추정의 결과이며,
Figure pct00095
는, 사이즈 K0의 벡터 u의 차수 K0의 DFT의 제j항이다.
보다 상세하게는, 상기에서 설명한 바와 같이, 위상 잡음 추정, 또는 보다 상세하게는, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00096
의 각 성분
Figure pct00097
는 Λj에 근거하고, kmin~kmax의 j에 대해,
Figure pct00098
이고, 그렇지 않은 경우, Λj는 0과 동일하다.
따라서, 본 발명에 따르면, 채널 추정 및 위상 잡음 추정은 모두 파라미터의 동일 그룹(Λ1, … , ΛM)에 근거하고, 따라서, 강력한 위상 잡음 변동이 위상 잡음 추정 및 채널 추정에 대해 고려된다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 채널 추정은,
심볼
Figure pct00099
를 결정하는 것 - 주파수 영역에서의 상기 심볼
Figure pct00100
는 서브캐리어
Figure pct00101
에서 각각 수신되고, 여기서,
K/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00102
및
Figure pct00103
이고,
K/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00104
및
Figure pct00105
이고,
(K+1)/2가 짝수의 정수인 경우,　
Figure pct00106
및
Figure pct00107
이고,
(K+1)/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00108
및
Figure pct00109
임 - 과,
채널 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00110
이　
Figure pct00111
에 근거하여 계산되도록
Figure pct00112
를 계산하는 것 - K가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00113
이고, K가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00114
이고, 또한, M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00115
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00116
임 - 과,
계산된 채널 추정을 이용하여 무선 신호를 처리하는 것을 포함한다.
상술한 바와 같이, 수신기는 우선, 상술한 기준 신호를 송신하는 방법에 따라서, 송신된 무선 신호에 대응하는 수신된 무선 신호의 주파수 영역에서 심볼을 얻는다. 즉, 예를 들면, 이들 심볼은 수신된 무선 신호에 DFT(이산 푸리에 변환)를 적용하는 것으로 얻어진다. 기준 신호와 본 발명에 의해 지정된 패턴으로부터의 RS가 아닌 송신된 심볼에 관한 무시할 수 있는 파워만의 어떤 조합을 포함한 수신 심볼이 선택된다. 이들 선택된 심볼은, 예를 들면,
Figure pct00117
이고, 즉, 서브캐리어
Figure pct00118
상에서 수신된 심볼이며, 여기서, nmin 및 nmax는 상기에 정의된 바와 같다. 상술한 바와 같이, 자기 상관 조건을 만족시키는 시퀀스
Figure pct00119
로부터, 기준 신호 P1, … , PK가 발행되는 경우, 즉, j가 1과 동일한 경우에,
Figure pct00120
가 사전 결정된 값과 동일하고, 그렇지 않은 경우에 0과 동일한 경우, 상술한 바와 같이, 파라미터의 그룹(Λ1, … , ΛM)는, 각 Λj가 kmin~kmax의 j에 대해
Figure pct00121
에 근거하여 계산되고, 그렇지 않은 경우, Λj가 0과 동일하게 설정할 수 있고, 이 파라미터의 그룹으로부터 양호한 채널 추정을 추론할 수 있다. 위상 잡음 추정에 관해서, 또는 보다 상세하게는, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00122
의 각 성분
Figure pct00123
에 관해서,
Figure pct00124
가, kmin≤j≤kmax에 대해
Figure pct00125
에 근거하여 계산되고, 그렇지 않은 경우 널이다. 이하에 지정된 바와 같이, 위상 잡음 추정은, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00126
,
Figure pct00127
를 계산하는 것 - M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00128
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00129
인
Figure pct00130
가, kmin≤j≤kmax에 대해,
Figure pct00131
에 근거하여 계산되도록 하고,
여기서, K가 짝수의 정수이며, K/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00132
및
Figure pct00133
이고,
K가 짝수의 정수이며, K/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00134
및
Figure pct00135
이고,
K가 홀수의 정수이며, K/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00136
및
Figure pct00137
이고,
K가 홀수의 정수이며, K/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00138
및
Figure pct00139
임 - 과,
계산된 위상 잡음 추정
Figure pct00140
를 이용하여 무선 신호를 처리하는 것
을 포함한다.
결정된 채널 추정 및/또는 위상 잡음 추정을 이용하여 무선 신호를 처리하는 것에 의해, 수신기가, 이러한 추정에 근거하여 무선 채널의(즉, 채널의 및 위상 잡음의) 무선 신호에 대한 효과를 저감할 수 있는 것이 이해된다. 따라서, 수신기는 무선 신호를 올바르게 복호하고, 송신기에 의해 송신된 심볼을 찾아낼 수 있다.
예를 들면, 수신기에 의한 무선 신호의 처리는 서브캐리어 S1, … , SM에서 각각 송신된 심볼 X1, … , XM의 추정 심볼
Figure pct00141
를 계산하는 것을 포함할 수 있고, 상기 추정 심볼
Figure pct00142
는, R의
Figure pct00143
에 근거한 선형 등화에 의해 얻을 수 있고, R는,
Figure pct00144
의 차수 M의 DFT이며, 여기서,
Figure pct00145
는
Figure pct00146
와 동일하고,
Figure pct00147
는 U의 차수 M의 역 DFT의 제m항이며, y는 수신기에 의해 수신되는 시간 영역 신호이다.
이것은 무선 신호가 강력한 위상 잡음 변동을 겪을 때 무선 신호를 통해 송신되는 심볼의 양호한 추정을 갖는 것을 가능하게 한다. 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신되는 심볼 X1, … , XM는 송신기에 의해 송신된다.
본 발명의 제 3 측면은, 프로세서에 의해 실행될 때 상술한 방법을 수행하는 코드 명령을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.
본 발명의 제 4 측면은, 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되는 무선 신호에서 적어도 K개의 기준 신호를 송신하는 송신기에 관한 것이고, 상기 무선 신호는 송신기에 의해 송신되는 것이 의도되고, 상기 송신기는,
M개의 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나로서, M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있는 적어도 1개의 송신 안테나와,
프로세서와,
기억된 명령을 포함한 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함하고,
명령은, 프로세서에 의해 실행되면 송신기로 하여금,
적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK가 K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K 상에서 각각 송신되도록 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK를 삽입하는 것과,
적어도 K'개의 기준 신호를 포함하는 무선 신호를 송신하는 것을 행하도록 구성하고,
여기서, K가 홀수인 경우, 기준 신호 P1, … , P(K-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P(K+3)/2, … , PK의 값과 각각 동일하고, K가 짝수인 경우, 기준 신호 P1, … , PK/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 PK/2+1, … , PK의 값과 각각 동일하다.
본 발명의 제 5 측면은, 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되고, M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 구비하는 송신기로부터 수신된 무선 신호를 처리하는 수신기에 관한 것으로, M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는 K개의 기준 신호를 포함하고, 상기 무선 신호는 청구항 1 내지 4의 어느 한 항에 따라 제공되고, 상기 수신기는,
적어도 1개의 수신 안테나와,
프로세서와,
기억된 명령을 포함한 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함하고,
명령은, 프로세서에 의해 실행되면,
채널 추정을 결정하는 것으로서, 해당 채널 추정은 위상 잡음 추정에 의거 하여 결정하고,
결정된 채널 추정을 이용하여 상기 무선 신호를 처리하도록 수신기를 구성한다.
본 발명은, 첨부하는 도면에, 한정하는 것이 아니라 예로서 나타내고, 첨부 도면에서 동일한 참조 부호는 동일한 요소를 참조한다.
도 1은 본 발명에 따른 송신기 및 수신기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 송신기의 블록도를 도식적으로 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 기준 신호 패턴의 예를 상술하는 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 수신기의 블록도를 도식적으로 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 무선 신호 처리의 단계를 나타내는 흐름도이다.
도 6은 본 발명에 따른 무선 신호 복호의 단계를 나타내는 흐름도이다.
도 1를 참조하면, 무선 신호를 수신기(1.2)에 송신하는 송신기(1.1)가 도시된다. 수신기(1.1)는 송신기(1.2)의 셀 내에 있다. 이 송신은 OFDM 기반의 송신으로 이루어질 수 있다. 이 예에서, 송신기(1.1)는 고정국이며, 수신기(1.2)는 이동 단말이다. LTE의 상황에서, 고정국 및 이동 단말은 각각 기지국 및 사용자 장비로 불린다. 송신기(1.1)가 이동 단말이며, 수신기(1.2)가 고정국일 수도 있다.
송신기(1.1)는 1개의 통신 모듈(COM＿trans)(1.3)과 1개의 처리 모듈(PROC＿trans)(1.4)과 메모리 유닛(MEMO＿trans)(1.5)을 구비한다. MEMO＿trans(1.5)는, 컴퓨터 프로그램을 검색하는 불휘발성 유닛과, 기준 신호 패턴 파라미터, 예를 들면 투플
Figure pct00148
를 검색하는 휘발성 유닛을 구비한다. 본 발명에 따르면, PROC＿trans(1.4)는 기준 신호를 삽입하도록 구성된다. COM＿trans는 수신기(1.2)에 무선 신호를 송신하도록 구성된다. 상술한 바와 같이, 처리 모듈(1.4) 및 메모리 유닛(1.5)은 기준 신호를 삽입하는 디바이스를 구성할 수 있다. 처리 모듈(1.4) 및 메모리 유닛(1.5)은 이 태스크에 전용으로 할 수 있고 또는 무선 신호의 처리와 같은 송신기의 다른 기능에도 이용할 수 있다.
수신기(1.2)는, 1개의 통신 모듈(COM＿recei)(1.6)과 1개의 처리 모듈(PROC＿recei)(1.7)과 메모리 유닛(MEMO＿recei)(1.8)을 구비한다. MEMO＿recei(1.8)은, 컴퓨터 프로그램을 검색하는 불휘발성 유닛과 기준 신호 패턴 파라미터, 예를 들면 투플
Figure pct00149
를 검색하는 휘발성 유닛을 구비한다. PROC＿recei(1.7)은, 채널 추정 및 잡음 위상 추정을 결정하고, 추정에 따라 무선 신호를 처리하고, 송신기(1.1)에 의해 송신된 다른 심볼을 검색하도록 구성된다. COM＿recei(1.6)은 송신기로부터 무선 신호를 수신하도록 구성된다. 상술한 바와 같이, 송신 모듈(1.7) 및 메모리 유닛(1.8)은 이러한 태스크에 전용으로 할 수 있다. 처리 모듈(1.7) 및 메모리 유닛(1.8)은 수신기의 다른 기능을 위해 이용할 수도 있다.
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 송신기(1.1)의 블록도가 도시된다. 그러한 OFDM 송신기(1.1)는, N＇개의 심볼의 블록에 OFDM 방식을 적용하여 무선 신호를 얻는다. 도 2의 예에서, OFDM 송신기는, 1개의 송신 안테나 Tx(2.0)에서 송신하는 것에 의해 무선 신호를 송신하지만, 이것은 한정하는 것이 아니고, OFDM 송신기는, 예를 들면 MIMO의 상황에서, 몇개의 송신 안테나를 이용하는 것에 의해 송신해도 좋다. 그러나, 본 발명에 따르면, 몇개의 안테나가 이용되는 상황에서, 기준 신호 패턴은, 각 안테나에 대해 동일하게 할 수 있거나, 또는 1개의 안테나만이 RS를 송신하고, RS 패턴의 RS는 다른 안테나에 대해 0으로 치환될 수 있다.
무선 신호를 제공하기 위해서, N개의 심볼 X＇=(X＇1, … , X＇N＇)의 블록에 시리얼/패러렐(S/P) 모듈(2.1)이 적용된다. 심볼 블록의 심볼은, QPSK 디지털 변조 방식에 의해, 혹은 QAM와 같은 임의의 다른 디지털 변조 방식에 의해 얻어진 N＇개의 복소 심볼로 할 수 있거나, 또는 제어된 PAPR를 갖는 시퀀스(예를 들면, CAZAC 시퀀스)의 심볼로 할 수 있다.
S/P 모듈(2.1)의 출력에서, 주파수 영역에서의 서브캐리어 매핑 모듈(2.2)을이용하여, 패러렐 심볼이 M개의 서브캐리어(S1, … , SM) 중 N(＞N＇)개에 매핑된다. 서브캐리어 매핑에 관해서, 서브캐리어 매핑 모듈(2.2)을 거쳐 M개의 기존의 서브캐리어 중 N개의 할당된 서브캐리어에 복소 심볼이 매핑된다. 서브캐리어 매핑은, 예를 들면, 국소화할 수 있고, 즉, N＇개의 복소 심볼이 기존의 M개 중 N개의 연속한 서브캐리어 전체에 걸쳐서 매핑된다. 이 서브캐리어 매핑은, 송신기(1.1)에 의해 이용되는 기준 신호 패턴에 따라 행해진다. 따라서, N＇개의 복소 심볼이 모두 매핑되어 있지 않은 N－N＇개의 할당된 서브캐리어는, RS 패턴에 따라 RS를 송신하는 서브캐리어에 대응한다. 따라서, RS 삽입 모듈(2.3)은 이들 이용되지 않은 N－N＇개의 서브캐리어에 도 3에 나타내는 RS 패턴에 따라 RS를 더한다. 따라서, 서브캐리어 매핑 모듈(2.2)은, 본 발명의 RS 패턴에 따라 기준 신호를 송신하는데 이용되는 것이 의도된 N－N＇개의 서브캐리어 이외의 서브캐리어에 N＇개의 심볼을 매핑하도록 파라미터화된다. 즉, 예를 들면, 서브캐리어
Figure pct00150
를 이용하지 않게 한다.
다음에, M사이즈의 역 DFT 모듈(2.4)가 M개의 심볼 X1, … , XM의 결과 벡터에 적용되고, M개의 심볼은 N개의 널이 아닌 심볼(RS 패턴의 RS를 포함함) 및 M－N개의 널 심볼(서브캐리어 매핑 방식에 따름)이며, 따라서, 송신 안테나(2.0)를 거쳐 송신되는 OFDM 심볼을 생성한다. 보다 엄밀하게는, IDFT 모듈(2.4)의 출력에서, 신호
Figure pct00151
가 얻어진다. 이 신호는, OFDM 심볼에 대응하는 시간 간격 중에, M개의 기존의 서브캐리어 중 N개의 할당된 서브캐리어를 점유한다. 이 시간 영역 신호
Figure pct00152
는 OFDM 심볼에 대응한다.
CP 모듈(2.5)에 의해 IDFT의 뒤에 순환 전치사를 선택적으로 부가할 수 있다. 부가하여, 디지털/아날로그 변환기(DAC) 모듈(2.6)은, IDFT 모듈(2.4)로부터 결과적으로 얻어지는 디지털 신호를, 안테나(2.0)를 통해 송신할 수 있는 아날로그 신호로 변환한다.
도 3을 참조하여, 본 발명에 따른 기준 신호 패턴의 예가 도시된다.
본 발명은 (기준 신호를 송신하는데 이용되는 서브캐리어인) 특정의 위치, 및 기준 신호를 위한 값을 지정한다. 본 발명에 따른 이 특정의 기준 신호 패턴(또는 단순하게, 기준 신호 패턴)은, 무선 신호의 특정의 특성을 갖는 것을 가능하게 하고, 복호 중의 에러를 저감하는 것을 가능하게 한다. 그러나, 이것은, 다른 서브캐리어의 사용을 제한하는 것은 아니고, 즉, N＇개의 서브캐리어를 이용하여, 임의의 타입의 심볼, 예를 들면, DM－RS 또는 PTRS와 같은 다른 기준 신호, 제어 데이터 또는 사용자 데이터를 송신하는 심볼을 송신할 수 있다.
본 발명에 의해 지정된 RS 패턴의 예가 도 3에 나타나고, 기준 신호가 RS의 그룹에 의해 위치 결정되고 있다. 도 3에서, RS의 L개의 그룹이 구성된다. RS의 제 i 그룹은 1~L의 i에 대해 서브캐리어
Figure pct00153
상에서 송신된다. 그룹 내의 제 1 심볼의 위치는 이전 그룹의 마지막 위치보다 커야 하고, 즉, 1~L-1의 i에 대해 qi+Ki＜qi+1+1이다. 이들 위치는 송신기에 의해 대역폭 내에서 이용되는 서브캐리어의 M개의 위치 중에 있다. RS의 하나만의 그룹을 RS 패턴에서 설정할 수 있고, 다음에, RS의 그룹이 서브캐리어 Sq+1, … , Sq+K 상에서 송신된다.
제 i 그룹에 대해, (각각 서브캐리어
Figure pct00154
에서 송신된) 기준 신호
Figure pct00155
의 주파수 영역에서의 값은, (각각 서브캐리어
Figure pct00156
에서 송신된) 기준 신호
Figure pct00157
의 값과 각각 동일하고, 여기서, Ki가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00158
이고, Ki가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00159
이다.
부가하여, 기준 신호
Figure pct00160
의 그룹은 자기 상관 조건을 만족시킨다, 즉, j가 1과 동일한 경우,
Figure pct00161
가 널이 아닌 사전 결정된 값과 동일하고, 그렇지 않은 경우, 0과 동일해지는 것과 같은
Figure pct00162
의 시퀀스로부터 발행될 수 있다. RS의 그룹 중 일부만이 그러한 시퀀스로부터 발행될 수 있다.
이들 시퀀스는 CAZAC 시퀀스, 예를 들면 자도프추(Zadoff－Chu) 시퀀스로 할 수 있다.
기준 신호의 각 그룹의 사이즈 Ki는 위상 잡음의 스펙트럼 점유율, 또는 모델화된 위상 잡음의 스펙트럼 점유율에 따라서, 후술하는 바와 같이 선택할 수 있다. 각 그룹의 사이즈 Ki는, 채널이 일정하도록 설정할 수 있거나, 또는 Ki.Δf의 스케일에서와 같이 동화시킬 수 있다. 따라서, 채널이 적어도 2.ΔPN의 스케일로 일정한 경우에 보다 양호한 결과를 얻을 수 있다.
기준 신호의 그룹의 수 L은 스펙트럼에서의 채널의 변동에 따라 선택할 수 있다. 실제로, 채널이 주파수에 대해 감도가 높은 경우, 이것은, 통신에 이용되는 대역폭을 통한 기준 신호의 그룹의 밀도가 높은 것에 관련될 수 있다. 유리하게는, 기준 신호의 이들 그룹은 대역폭을 통해서 균일하게 분포될 수 있다(모든μi가 동일하거나 또는 유사함). 채널이 주파수에 대해 감도가 높지 않은 경우, 모든 대역폭을 통해서 양호한 채널 및/또는 위상 잡음 추정을 갖기 때문에 기준 신호의 하나 또는 2개의 그룹밖에 필요하지 않을 수 있다.
도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 수신기(1.2)의 블록도를 나타낸다. 상술한 바와 같이, 그러한 수신기는 송신기(1.1)에 의해 송신된 무선 신호를 복호하도록 구성된다. 이 예는, 고유한 수신 안테나를 갖는 수신기를 나타내고 있지만, 그러한 수신기는 몇개의 수신 안테나를 가질 수 있다. 몇개의 안테나를 이용할 때, 각 안테나에 의해 수신된 무선 신호가 다르고, 따라서 수신 다양성이 초래된다. 이 예에서, 상기 무선 신호는 1개의 안테나 RX(4.0)에서 수신된다. 아날로그/디지털 변환기 ADC 모듈(4.1)을 수신 무선 신호에 적용한 후, (CP 모듈(4.2)에 의함) 옵션의 가드 제거 후에, 결과적으로 얻어지는 신호 y가 M사이즈의 DFT(4.3)에 입력된다. DFT(4.3)의 출력에서의 결과는 서브캐리어 S1, … , SM에서 각각 수신되는 M개의 심볼 Y1, … , YM이다.
RS 추출 모듈(4.4)은 M개의 심볼 Y1, … , YM로부터 심볼의 블록을 추출한다. 보다 상세하게는, RS 추출 모듈(4.4)은, 서브캐리어
Figure pct00163
에서
Figure pct00164
개의 수신된 연속 심볼
Figure pct00165
를 추출한다.
Figure pct00166
및
Figure pct00167
는 이들 추출 심볼의 각각이, Ki개의 기준 신호의 블록의 기준 신호
Figure pct00168
의 샘플만으로 구성되도록 정의된다. 이들 수신 심볼
Figure pct00169
는 다른 심볼로부터의 샘플도 포함할 수 있지만, 이들 샘플은 블록에서 설정된 기준 신호의 샘플과 비교하여 저 에너지이다. 실제로, 위너(Wiener) 처리된 위상 잡음(브라운 운동이라고도 불림)) 등의 위상 잡음의 전형적인 모델을 검토하는 것에 의해, 다른 심볼의 샘플을 포함하지 않는 연속 심볼
Figure pct00170
의 수를 결정하는 것이 가능하다. 부가하여, 유리하게는, 기준 신호의 블록의 사이즈 Ki는, 위상 잡음의 스펙트럼 점유율 ΔPN에 따라 선택되고, 즉, 각 i에 대해, Ki.Δf는 2ΔPN 이상이다. 유리하게는, 위상 잡음의 스펙트럼 점유율 ΔPN이 기준 신호의 각 블록에 대해 동일하기 때문에, Ki는 모두 동일하다. 이것에 의해, 기준 신호
Figure pct00171
의 샘플만으로 구성된 심볼
Figure pct00172
의 충분히 큰 블록이 수신되는 것을 확실히 할 수 있다. 예를 들면, Ki가 2ΔPN/Δf 이상인 경우, nmin 및 nmax는 이하와 같이,
Ki/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00173
및
Figure pct00174
이고,
Ki/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00175
및
Figure pct00176
이고,
(Ki+1)/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00177
및
Figure pct00178
이고,
(Ki+1)/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00179
및
Figure pct00180
로 정의될 수 있다.
이 경우, 각 i에 대해,
Figure pct00181
는,
Figure pct00182
이다.
여기서, Xj는, 서브캐리어 Sj에서 송신되는 심볼이며,
Figure pct00183
는 주파수 영역에서 가법적 백색 가우스 잡음(AWGN)을 나타낸다. 따라서, 기준 신호의 값을 치환하는 것에 의해,
Figure pct00184
를 얻는다.
단순하게 하기 위해서, 기준 신호
Figure pct00185
를 송신하는 서브캐리어인 서브캐리어
Figure pct00186
에 대응하는 대역폭에서 H가 일정하다고 가정한다. 밀리미터파 시스템의 경우, 이 가정은 통상 제약적이지 않다.
따라서,
Figure pct00187
로 된다.
상술한 바와 같이, Ki는, 2ΔPN/Δf 이상으로 설정할 수 있고, H는 서브캐리어
Figure pct00188
에 대응하는 대역폭에서 일정하다고 가정할 수 있다. 그러나, H가 일정하지 않고, 및/또는 2ΔPN이 Ki.Δf보다 큰 경우, 본 발명은 여전히 양호한 결과를 갖지만, 이러한 조건이 만족되고 있을 때보다 정밀도가 낮아진다.
이러한
Figure pct00189
가 추출되면, 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은 채널 추정 및 위상 잡음 추정을 계산한다.
특정의 RS 패턴의 특이성을 이용하는 2개의 다른 알고리즘은 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)에 의해 구현될 수 있다.
제 1 알고리즘에서, 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은
Figure pct00190
에 의해
Figure pct00191
의 선형 추정을 계산하여, 벡터
Figure pct00192
를 얻고,
Figure pct00193
는 사이즈
Figure pct00194
의 벡터 U의 차수
Figure pct00195
의 역 DFT이며, Ki가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00196
이고, Ki가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00197
이다. 선형 추정은,
제로포싱과 같은 추정,
Figure pct00198
MMSE와 같은 추정,
Figure pct00199
로 할 수 있고, 여기서, Vi는 벡터
Figure pct00200
의 사이즈
Figure pct00201
의 공분산 행렬이며,†는 공역 전치 연산자이다.
채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은, 서브캐리어
Figure pct00202
에 대응하는 대역폭에서
Figure pct00203
가
Figure pct00204
와 동일한(여기서, M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00205
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00206
임) 채널 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00207
를 계산한다. 실제로, 위상 잡음의 중심 성분은 가장 강력한 성분이고, 따라서, 이 중심 성분인 성분 M0는 가법적 잡음의 영향을 덜 받고, 따라서, 무시할 수 있다고 간주할 수 있다.
채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은, 파라미터의 그룹
Figure pct00208
를 계산하고, 여기서, kmin~kmax의 j에 대해
Figure pct00209
이고, 그렇지 않은 경우 0이며, 여기서
Figure pct00210
는 사이즈
Figure pct00211
의 벡터 u의 차수
Figure pct00212
의 DFT의 제 j 항이다. 이 때, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00213
,
Figure pct00214
는 파라미터의 그룹
Figure pct00215
에 근거하여 계산할 수 있다. 예를 들면,
Figure pct00216
이다. 다른 예에서, 각
Figure pct00217
는 RS 패턴을 통한 파라미터의 코히어런트 평균에 근거하여 계산될 수 있고, 즉, 예를 들면,
Figure pct00218
이다. 이것은, 위상 잡음 추정의 정밀도를 높이는 것을 가능하게 한다.
Figure pct00219
에
Figure pct00220
를 곱하는 것에 의해, 위상이 채널 추정에 의거하지 않는 위상 잡음 성분
Figure pct00221
를 계산하는 것이 가능하게 된다.
제 2 알고리즘에서,
Figure pct00222
가 자기 상관 조건을 만족시키는
Figure pct00223
의 시퀀스(예를 들면, 자도프추(Zadoff－Chu) 시퀀스)로부터 발행될 때, 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은, 채널 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00224
가
Figure pct00225
에 근거하여 계산되도록
Figure pct00226
를 계산하고, 여기서, Ki가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00227
이고, Ki가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00228
이다.
예를 들면,
Figure pct00229
는 서브캐리어
Figure pct00230
에 대응하는 대역폭에서,
Figure pct00231
와 동일하고, 여기서,
Figure pct00232
이다.
채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)은, 파라미터의 그룹
Figure pct00233
를 계산하고, 여기서,
Figure pct00234
이다. 이 때, 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
Figure pct00235
,
Figure pct00236
는 파라미터의 그룹
Figure pct00237
에 근거하여 계산될 수 있다. 예를 들면,
Figure pct00238
에 대해
Figure pct00239
이고, 여기서, M이 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00240
이고, M이 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00241
이고, Ki가 짝수의 정수이며, 한편 Ki/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00242
및
Figure pct00243
이고, Ki가 짝수의 정수이며, 한편 Ki/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00244
및
Figure pct00245
이고, Ki가 홀수의 정수이며, 한편 Ki/2가 짝수의 정수인 경우,
Figure pct00246
및　
Figure pct00247
이고, Ki가 홀수의 정수이며, 한편 Ki/2가 홀수의 정수인 경우,
Figure pct00248
및
Figure pct00249
이다. 다른 예에서, 각
Figure pct00250
는 RS 패턴을 통해서 파라미터의 평균에 근거하여 계산될 수 있고, 즉, 예를 들면,
Figure pct00251
에 대해
Figure pct00252
이다. 이것은 위상 잡음 추정의 정밀도를 높이는 것을 가능하게 한다.
　채널 및 위상 잡음 추정이 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)에 의해, 제 1 또는 제 2 알고리즘에 의해 계산되면, 등화 모듈(4.6)은 R의
Figure pct00253
에 근거하여 선형 등화를 수행하고, R는
Figure pct00254
의 차수 M의 DFT이며, 여기서,
Figure pct00255
는
Figure pct00256
와 동일하고,
Figure pct00257
는 U의 차수 M의 역 DFT의 제m항이며, y는 수신기에 의해 수신된 시간 영역 신호이다.
Figure pct00258
는 아다마르 곱(Hadamard product)이다. 예를 들면,
Figure pct00259
이고, 여기서, FM{u}는 사이즈 M의 벡터 u의 차수 M의 DFT이며, R의
Figure pct00260
에 근거하는 선형 등화가 수행된다. 그러한 선형 등화의 결과로부터, 서브캐리어 S1, … , SM를 통해서 각각 송신되는 심볼 X1, … , XM의 추정 심볼
Figure pct00261
를 얻을 수 있다. 예를 들면, 추정 심볼
Figure pct00262
는 최소 평균제곱 오차(MMSE) 등화에 의해 얻어질 수 있고, 즉,
Figure pct00263
로 되고, 여기서 W는 대각 행렬
Figure pct00264
이고,
Figure pct00265
이며, σ2는 채널 출력에서 측정되는 가법적 백색 가우스 잡음의 분산이다.
다음에, 선형 등화의 결과에 서브캐리어 디매핑 모듈(4.7) 및 패러렐/시리얼 모듈(4.8)이 적용되고, 그 출력에서 N＇개의 심볼을 포함하는, 송신된 N개의 심볼이 검색된다.
도 5를 참조하여, 본 발명에 따른 무선 신호 처리의 단계를 나타내는 흐름도가 도시된다.
단계 S11에서, 메모리 유닛(1.5)에 기억된 RS 패턴이 선택된다. 선택은 정적 또는 동적으로 행해질 수 있다. RS 패턴이 동적으로 선택될 때, 송신기(1.1)는, 예를 들면, 각 OFDM 심볼에 대해 또는 복수의 OFDM 심볼에 대해, RS의 삽입에 이용되는 RS 패턴을 변경할 수 있다. 이 선택은 제어 채널을 통한 수신기(1.2)로부터의 피드백에 따라 행해질 수 있다. RS 패턴의 동적 선택의 경우, 송신기는, MEMO＿trans(1.5)에 저장된 것에 따라 다른 구성을 선택할 수 있다. 실제로, 몇개의 구성이 MEMO＿trans(1.5)에 기억될 수 있고, 이들 구성은, 기준 신호의 수(ΣKi) 및/또는 RS 패턴이 제공하는 RS의 그룹의 수에 따라 순서가 정해질 수 있다. RS 패턴은 기준 신호의 수 ΣKi, RS의 그룹의 수(L), 또는 주파수 영역에서의 RS의 위치에 의해 정의할 수 있다.
송신기(1.1)는 통신 구성(서브캐리어 간격 구성, 캐리어 주파수 범위, 변조 및 코딩 방식, 캐리어 주파수, 자원 할당 유닛) 및 무선 채널 특성(강력한 위상 잡음 변동, 주파수에 대한 강력한 감도)에 근거하여 RS 패턴을 선택할 수 있다.
단계 S12에서, 서브캐리어 매핑 모듈(2.2) 및 RS 삽입 모듈(2.3)은 메모리 유닛(1.5)에 기억되고 송신을 위해 이용되는 RS 패턴에 따라 구성된다. 따라서, 서브캐리어 매핑 모듈(2.2)은, ΣKi개의 기준 신호에 의해 RS 패턴에 따라 점유되지 않을 서브캐리어에서의 입력에서 N＇개의 심볼을 매핑하도록 구성된다.
단계 S13에서, 상술한 바와 같이, RS 삽입 모듈(2.3)은, RS 패턴에 의해 정의된 위치, 즉, 서브캐리어
Figure pct00266
에서 기준 신호를 삽입한다. 다른 서브캐리어는, 서브캐리어 매핑의 방식에 따라 송신되는 N＇개의 심볼에 의해 및 0에 의해 점유된다.
단계 S14에서, 신호가 처리되고, 즉, M개의 심볼 X=(X1, … , XM)에서 OFDM 방식(IDFT 모듈(2.4), CP 모듈(2.5) 및 DAC 모듈(2.6))이 적용된다.
단계 S15에서, 신호는 Tx(2.0)에 의해 송신된다.
도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 무선 신호 복호의 단계를 나타내는 흐름도가 도시된다.
단계 S21에서, RS 추출기 모듈(4.4), 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5) 및 등화 모듈(4.6)은 RS 삽입 모듈(2.3)의 구성에 따라 구성된다. 이를 위해, 수신기(1.2)는, 예를 들면 송신기(1.1)로부터 송신에 이용되는 RS 패턴을 수신할 수 있다. MEMO＿trans(1.5)에 기억되는 동일한 RS 패턴을 MEMO＿recei(1.8)에 기억할 수 있다. 송신기(1.1)는 선택적으로 제어 정보를 제어 채널을 통해서 수신기(1.2)에 송신할 수 있고, 이 제어 정보는 송신을 위해 선택된 RS 패턴을 나타낸다.
단계 S22에서, RS 추출 모듈(4.4)은 DFT 모듈(4.3)에 의해 출력된 심볼 Y1, … , YM의 일부를 추출한다. 보다 상세하게는, RS 추출 모듈(4.4)은 심볼
Figure pct00267
를 추출한다.
상술한 바와 같이, 단계 S23에서 채널 추정 및 위상 잡음 추정이 추출된 심볼에 근거하여 수행된다.
단계 S24에서, DFT 모듈(4.3)에 의해 출력된 심볼 Y1, … , YM는, 등화 모듈(4.6)에 의해 처리되어, 서브캐리어 S1, … , SM를 통해서 각각 송신되는 심볼 X1, … , XM의 추정 심볼
Figure pct00268
를 얻을 수 있다. 이것은, 상술한 바와 같이, 채널 및 위상 잡음 추정 모듈(4.5)에 의해 계산된 채널 추정 및 위상 잡음 추정에 따라 행해진다. 다음에, 추정 심볼
Figure pct00269
는 서브캐리어 디매핑 모듈(4.7) 및 패러렐/시리얼 모듈(4.8)을 통해 처리되고 송신기(1.1)에 의해 이전에 처리된 N＇개의 심볼을 검색한다.

Claims (14)

  1. 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되는 무선 신호에서 적어도 K개의 기준 신호를 송신하는 방법으로서,
    상기 무선 신호는, M개의 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 구비하는 송신기에 의해 송신되도록 의도되고, 상기 M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고,
    상기 무선 신호는,
    상기 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK가 K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K 상에서 각각 송신되도록 상기 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK를 삽입하는 것과,
    상기 적어도 K개의 기준 신호를 포함한 상기 무선 신호를 송신하는 것에 의해 제공되고,
    K가 홀수인 경우, 기준 신호 P1, … , P(K-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P(K+3)/2, … , PK의 값과 각각 동일하고, K가 짝수인 경우, 기준 신호 P1, … , PK/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 PK/2+1, … , PK의 값과 각각 동일한
    방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    K가 홀수인 경우, P1, … , P(K+1)/2의 값은, 각각, j가 1과 동일한 경우,
    Figure pct00270
    가 널이 아닌 사전 결정된 값과 동일하고, 그렇지 않은 경우, 0과 동일한 것과 같은 시퀀스 Q1, … , Q(K+1)/2이며, 여기서,＜n＞L는 1+mod(n-1, L)이며, mod(n-1, L)는［n-1］mod L이며, K가 짝수인 경우, P1, … , PK/2의 값은, 각각, j가 1과 동일한 경우,
    Figure pct00271
    가 널이 아닌 사전 결정된 값과 동일하고, 그렇지 않은 경우, 0과 동일한 것과 같은 시퀀스 Q1, … , QK/2인
    방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    적어도 K+K＇개의 기준 신호가 상기 M개의 서브캐리어 S1, … , SM 상에서 송신되고, 상기 M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K＇개의 다른 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, q＇는 q+K보다 절대적으로 크고,
    상기 무선 신호는,
    적어도 K＇개의 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇가 K＇개의 연속한 서브캐리어 Sq＇+1, Sq＇+2, … , Sq＇+K＇ 상에서 각각 송신되도록 상기 적어도 K＇개의 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇를 삽입하는 것과,
    상기 적어도 K+K＇개의 기준 신호를 포함하는 상기 무선 신호를 송신하는 것에 의해 더 제공되고,
    K＇가 홀수인 경우, 기준 신호 P＇1, … , P＇(K＇-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P＇(K＇+3)/2, … , PK＇의 값과 각각 동일하고, K＇가 짝수인 경우, 기준 신호 P＇1, … , P＇K＇/2의 주파수 영역에서의 값은, 기준 신호 P＇K＇/2+1, … , P＇K＇의 값과 각각 동일한
    방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    K는, K.Δf가 2.ΔPN 이상이 되도록 설정되고, 여기서,Δf는 상기 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 서브캐리어 간격이며,ΔPN는 상기 무선 신호가 겪는 위상 잡음의 스펙트럼 점유율인 방법.
  5. 수신기에서, 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되고, M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 포함하는, 송신기로부터 수신된 무선 신호를 처리하는 방법으로서, 상기 M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는 K개의 기준 신호를 포함하고, 상기 무선 신호는 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 따라 제공되고, 상기 방법은,
    채널 추정을 결정하는 것 - 상기 채널 추정은 위상 잡음 추정에 의거함 - 과,
    상기 결정된 채널 추정을 이용하여 상기 무선 신호를 처리하는 것을 포함하는
    방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 채널 추정의 결정은,
    심볼
    Figure pct00272
    를 결정하는 것 - 주파수 영역에서의 상기 심볼
    Figure pct00273
    는 서브캐리어
    Figure pct00274
    에서 각각 수신되고, 여기서,
    K/2가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00275
    및
    Figure pct00276
    이며,
    K/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00277
    및
    Figure pct00278
    이고,
    (K+1)/2가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00279
    및
    Figure pct00280
    이고,
    (K+1)/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00281
    및
    Figure pct00282
    임 - 과,
    상기 채널 추정을 계산하는 것 - 상기 채널 추정은
    Figure pct00283
    및
    Figure pct00284
    에 근거하는 선형 추정을 통해서 얻어지고,
    Figure pct00285
    가 사이즈 K0의 벡터 U의 차수 K0의 역 DFT이며, K가 홀수의 정수인 경우
    Figure pct00286
    이고, K가 짝수의 정수인 경우
    Figure pct00287
    임 -
    을 포함하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 추정의 결정은, 상기 채널 추정의 주파수 영역 표현
    Figure pct00288
    가　
    Figure pct00289
    에 근거하여 계산되도록
    Figure pct00290
    를 계산하는 것을 더 포함하고, 여기서,
    Figure pct00291
    는
    Figure pct00292
    및
    Figure pct00293
    에 근거하는 선형 추정의 결과이며,
    Figure pct00294
    는 사이즈 K0의 벡터 u의 차수 K0의 DFT의 제j항이며, M이 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00295
    이고, M이 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00296
    인
    방법.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
    M이 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00297
    이고, M이 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00298
    인
    Figure pct00299
    가
    Figure pct00300
    에 근거하여 계산되도록, 상기 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
    Figure pct00301
    ,
    Figure pct00302
    )를 계산하는 것을 더 포함하고, 여기서,
    Figure pct00303
    는
    Figure pct00304
    및
    Figure pct00305
    에 근거하는 선형 추정의 결과이며,
    Figure pct00306
    는 사이즈 K0의 벡터 u의 차수 K0의 DFT의 제j항인
    방법.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 무선 신호는 청구항 2 또는 3에 따라 제공되고,
    상기 채널 추정의 결정은,
    심볼
    Figure pct00307
    를 결정하는 것 - 주파수 영역에서의 상기 심볼
    Figure pct00308
    는 서브캐리어
    Figure pct00309
    에서 각각 수신되고, 여기서,
    K/2가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00310
    및
    Figure pct00311
    이고,
    K/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00312
    및
    Figure pct00313
    이고,
    (K+1)/2가 짝수의 정수인 경우,　
    Figure pct00314
    및
    Figure pct00315
    이고,
    (K+1)/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00316
    및
    Figure pct00317
    임 - 과,
    상기 채널 추정의 주파수 영역 표현
    Figure pct00318
    이　
    Figure pct00319
    에 근거하여 계산되도록
    Figure pct00320
    를 계산하는 것 - K가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00321
    이고, K가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00322
    이고, 또한, M이 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00323
    이고, M이 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00324
    임 - 과,
    계산된 상기 채널 추정을 이용하여 상기 무선 신호를 처리하는 것을 포함하는
    방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 위상 잡음 추정의 주파수 영역 표현
    Figure pct00325
    ,
    Figure pct00326
    를 계산하는 것 - M이 짝수의 정수인 경우
    Figure pct00327
    이고, M이 홀수의 정수인 경우
    Figure pct00328
    인
    Figure pct00329
    가, kmin≤j≤kmax에 대해,
    Figure pct00330
    에 근거하여 계산되도록 하고,
    여기서, K가 짝수의 정수이며, K/2가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00331
    및
    Figure pct00332
    이고,
    K가 짝수의 정수이며, K/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00333
    및
    Figure pct00334
    이고,
    K가 홀수의 정수이며, K/2가 짝수의 정수인 경우,
    Figure pct00335
    및
    Figure pct00336
    이고,
    K가 홀수의 정수이며, K/2가 홀수의 정수인 경우,
    Figure pct00337
    및
    Figure pct00338
    임 - 과,
    계산된 상기 위상 잡음 추정
    Figure pct00339
    를 이용하여 상기 무선 신호를 처리하는 것
    을 더 포함하는 방법.
  11. 제 8 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 무선 신호의 처리는 상기 서브캐리어 S1, … , SM에서 각각 송신된 심볼 X1, … , XM의 추정된 심볼
    Figure pct00340
    를 계산하는 것을 포함하고, 상기 추정 심볼
    Figure pct00341
    는 R의
    Figure pct00342
    에 근거한 선형 등화에 의해 얻어지고, R는
    Figure pct00343
    의 차수 M의 DFT이며, 여기서,
    Figure pct00344
    는
    Figure pct00345
    와 동일하고,
    Figure pct00346
    는 U의 차수 M의 역 DFT의 제m항이며, y는 상기 수신기에 의해 수신되는 시간 영역 신호인
    방법.
  12. 청구항 1 내지 11 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하는 코드 명령을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품으로서, 상기 명령은 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램 제품.
  13. 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되는 무선 신호에서 적어도 K개의 기준 신호를 송신하는 송신기로서,
    상기 무선 신호는 상기 송신기에 의해 송신되는 것이 의도되고,
    상기 송신기는,
    M개의 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나 - M개의 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 상기 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있음 - 와,
    프로세서와,
    기억된 명령을 포함하는 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체를 구비하고,
    상기 명령은, 상기 프로세서에 의해 실행되면, 상기 송신기로 하여금,
    상기 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK가 상기 K개의 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K 상에서 각각 송신되도록 상기 적어도 K개의 기준 신호 P1, … , PK를 삽입하고,
    상기 적어도 K'개의 기준 신호를 포함하는 상기 무선 신호를 송신하도록 구성하고,
    여기서, K가 홀수인 경우, 기준 신호 P1, … , P(K-1)/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 P(K+3)/2, … , PK의 값과 각각 동일하고, K가 짝수인 경우, 기준 신호 P1, … , PK/2의 주파수 영역에서의 값은 기준 신호 PK/2+1, … , PK의 값과 각각 동일한
    송신기.
  14. 무선 통신 시스템을 거쳐 송신되고 M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM에서 송신하도록 구성된 적어도 1개의 송신 안테나를 포함하는 송신기로부터 수신된 무선 신호를 처리하는 수신기로서,
    M개의 다른 서브캐리어 S1, … , SM 중, 적어도 K개의 다른 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K가 연속하고, 연속한 서브캐리어 Sq+1, Sq+2, … , Sq+K의 각각의 주파수는 순서가 정해져 있고, 상기 무선 신호는 K개의 기준 신호를 포함하고, 상기 무선 신호는 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 따라 제공되고,
    상기 수신기는,
    적어도 1개의 수신 안테나와,
    프로세서와,
    기억된 명령을 포함하는 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함하고,
    상기 명령은, 상기 프로세서에 의해 실행되면, 상기 수신기로 하여금,
    채널 추정을 결정 - 상기 채널 추정은 위상 잡음 추정에 의거하여 결정함 - 하고,
    결정된 상기 채널 추정을 이용하여 상기 무선 신호를 처리하도록 구성하는
    수신기.
KR1020217030860A 2019-04-08 2020-01-31 채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스 KR102660271B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19305458.2A EP3723332A1 (en) 2019-04-08 2019-04-08 Circular pilot sequences for joint channel and phase noise estimation
EP19305458.2 2019-04-08
PCT/JP2020/004696 WO2020208921A1 (en) 2019-04-08 2020-01-31 Circular pilot sequences for joint channel and phase noise estimation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20210129187A true KR20210129187A (ko) 2021-10-27
KR102660271B1 KR102660271B1 (ko) 2024-04-23

Family

ID=66323795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020217030860A KR102660271B1 (ko) 2019-04-08 2020-01-31 채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20220141053A1 (ko)
EP (1) EP3723332A1 (ko)
JP (1) JP7204950B2 (ko)
KR (1) KR102660271B1 (ko)
CN (1) CN113678416B (ko)
WO (1) WO2020208921A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210021076A (ko) * 2018-07-26 2021-02-24 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Dft-s-ofdm을 위한 심볼 통합 방식

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022257046A1 (zh) * 2021-06-09 2022-12-15 深圳大学 载波频率、初始相位、相位噪声的估计方法和相关设备
CN114726689B (zh) * 2022-06-06 2022-09-30 新华三技术有限公司 一种信号估计的方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170302352A1 (en) * 2016-04-18 2017-10-19 Qualcomm Incorporated Channel state information estimation and channel information reporting
KR20180026403A (ko) * 2015-07-01 2018-03-12 퀄컴 인코포레이티드 밀리미터파 링크의 제어 심볼들에서의 조인트 채널 및 위상 노이즈 추정
WO2019024664A1 (zh) * 2017-08-01 2019-02-07 华为技术有限公司 参考信号的传输方法及装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2458418B (en) * 2006-12-19 2011-08-03 Lg Electronics Inc Sequence generating method for efficient detection and method for transmitting and receiving signals using the same
EP2145420B1 (en) * 2007-05-17 2012-10-17 LG Electronics Inc. Method of transmitting synchronization signal in wireless communication system
US8605569B2 (en) * 2008-01-15 2013-12-10 Zte (Usa) Inc. Methods for superframe/frame overhead reduction within OFDMA-based communication systems
EP3335352A1 (en) * 2015-08-12 2018-06-20 Intel Corporation Demodulation in wireless communications
US10129052B2 (en) * 2015-08-14 2018-11-13 Qualcomm Incorporated Phase noise estimation
US10419177B2 (en) * 2016-03-22 2019-09-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Signal transmitting and receiving methods in a filtering-based carrier modulation system and apparatuses thereof
US10411914B2 (en) * 2016-12-14 2019-09-10 Intel IP Corporation Data detection in MIMO systems with demodulation and tracking reference signals
EP3435609B1 (en) * 2017-07-25 2022-12-07 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Pre-dft reference signal insertion for sc-sfbc
CN109391403B (zh) * 2017-08-10 2021-07-06 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于无线信号的发送和接收的方法和装置
CN115021879A (zh) * 2017-08-21 2022-09-06 中兴通讯股份有限公司 参考信号传输方法及装置、终端、基站和存储介质
US10924252B2 (en) * 2019-01-21 2021-02-16 Qualcomm Incorporated Sequence generation to support demodulation reference signal multiplexing for pi over 2 binary phase shift keying modulation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180026403A (ko) * 2015-07-01 2018-03-12 퀄컴 인코포레이티드 밀리미터파 링크의 제어 심볼들에서의 조인트 채널 및 위상 노이즈 추정
US20170302352A1 (en) * 2016-04-18 2017-10-19 Qualcomm Incorporated Channel state information estimation and channel information reporting
WO2019024664A1 (zh) * 2017-08-01 2019-02-07 华为技术有限公司 参考信号的传输方法及装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210021076A (ko) * 2018-07-26 2021-02-24 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Dft-s-ofdm을 위한 심볼 통합 방식

Also Published As

Publication number Publication date
CN113678416B (zh) 2024-04-12
WO2020208921A1 (en) 2020-10-15
US20220141053A1 (en) 2022-05-05
JP2022519775A (ja) 2022-03-24
EP3723332A1 (en) 2020-10-14
KR102660271B1 (ko) 2024-04-23
CN113678416A (zh) 2021-11-19
JP7204950B2 (ja) 2023-01-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7480235B2 (en) OFDM transmitter and OFDM receiver
JP5001370B2 (ja) Ｏｆｄｍチャネル推定
CN108352955B (zh) 用于生成和使用导频信号的装置和方法
KR102660271B1 (ko) 채널 및 위상 잡음의 공동 추정을 위한 순회 파일럿 시퀀스
US7945005B2 (en) Method and module for estimating transmission chanels of a multi-antenna multi-carrier system
JPWO2007020943A1 (ja) Ｏｆｄｍ通信方法
JP5486734B2 (ja) シングルキャリア通信システムにおける送信信号生成装置および方法
JP2005192109A (ja) Ｏｆｄｍ無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置
US20180103475A1 (en) Information transmission method, apparatus, and system
CN117397215A (zh) 基于码本线性化的预编码信号的生成和接收
EP2096776B1 (en) Noise power estimation apparatus and method
KR101936654B1 (ko) Fbmc 시스템에서 신호 레벨의 채널 추정을 위한 송신기 및 수신기
KR101853184B1 (ko) 하나 이상의 수신된 무선 신호를 처리하는 장치 및 방법
KR101872110B1 (ko) 통신 시스템에서의 채널 추정 방법 및 장치
JP2012516581A (ja) 干渉の除去
US20210328838A1 (en) Reference signal channel estimation
KR20170089738A (ko) 무선 통신 시스템에서 위상 에러를 추정 및 보상하는 방법 및 장치
KR100695005B1 (ko) 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그방법
KR102337729B1 (ko) 신호 전송 및 수신 방법 및 장치
KR102567079B1 (ko) Dft-s-ofdm을 위한 심볼 통합 방식
US20230396476A1 (en) Radio transmission device and radio reception device
KR101084146B1 (ko) 주파수 오차 측정 방법
KR101389891B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 채널 추정을 위한 최적 크기의 임펄스심볼을 포함하는 데이터 송신 방법, 및 임펄스 심볼에의한 채널 추정 방법
KR20100062155A (ko) 다양한 크기를 가지는 시간 영역 윈도우를 이용한 채널 추정 방법
JP2012516582A (ja) 干渉の除去

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant