KR101255635B1 - 무선 통신 시스템에서 부분 주기도표를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 부분 주기도표를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법 및 장치가 제공된다. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기는 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하고, 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하고, 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정한다.

Description

무선 통신 시스템에서 부분 주기도표를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS OF ESTIMATING FREQUENCY OFFSET BASED ON PARTIAL PERIODOGRAM IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 부분 주기도표(partial periodogram)를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다. 다만, OFDM 시스템은 주파수 오프셋(frequency offset)에 매우 민감하다는 단점이 있다. 주파수 오프셋은 송수신기 사이의 발진기(oscillator) 주파수의 불일치, 또는 도플러 효과(Doppler effect) 등에 의해서 발생할 수 있다. 주파수 오프셋에 의하여 부반송파 간의 직교성이 깨지고 간섭이 발생할 수 있으며, 이에 따라 복조 성능이 감소하게 된다. 이러한 문제점은 OFDM 기반 인지 무선(CR; Cognitive Radio) 시스템을 포함하여 OFDM 기술을 이용하는 모든 통신 시스템에서 공통적으로 나타난다.
OFDM 시스템의 주파수 오프셋의 추정을 위하여 다양한 주파수 오프셋 추정 방법들이 제안되어 왔다. P. H. Moose, “A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction,” IEEE Trans. Commun., vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, Oct. 1994.는 반복되는 두 OFDM 신호 및 최대우도(maximum likelihood) 이론을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법을 제안하나, 이 방법은 주파수 오프셋 추정의 범위가 너무 작다는 단점을 가진다. T. M. Schmidl and D. C. Cox, “Robust frequency and timing synchronization for OFDM,” IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, Dec. 1997.는 하나의 OFDM 신호 내에서 반복적인 구조를 가지는 훈련 심벌(training symbol) 및 의사 잡음(pseudo noise) 부호로 구성된 훈련 심벌을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 제안한다. M. Morelli and U. Mengali, “An improved frequency offset estimator for OFDM applications,” IEEE Commun. Lett., vol. 3, no. 3, pp. 75-77, Mar. 1999.는 하나의 OFDM 신호 내에서 여러 번 반복되는 구조를 갖는 훈련 심벌을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 제안한다. 훈련 심벌을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법은 주파수 오프셋 추정의 성능은 뛰어나나, OFDM 신호가 특정 훈련 심벌로 구성되어 있을 때만 주파수 오프셋을 추정할 수 있다는 단점이 있다. J.-J. van de Beek, M. Sandell, and P. O. Borjesson, “ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems,” IEEE Trans. Sig. Process., vol. 45, no. 7, pp. 1800-1805, July 1997.는 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법을 제안하나, 이는 주파수 오프셋 추정 성능이 뛰어나지 않다는 단점이 있다.
이에 따라 주기도표(periodogram)를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법이 제안될 수 있다. 이는 G. Ren, Y. Chang, H. Zhang, and H. Zhang, “An efficient frequency offset estimation method with a large range for wireless OFDM systems,” IEEE Trans. Vehic. Technol., vol. 56, no. 4, pp. 1892-1895, July 2007.를 참조할 수 있다. 주기도표 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing) 및 주기도표를 기반으로 하여 임의의 훈련 심벌에 적용 가능한 주파수 오프셋 추정 방법을 제공한다.
그러나 기존에 제안된 주기도표 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 연산량이 너무 높다는 단점이 있다. 이에 따라 주기도표를 이용하면서 연산량 및 복잡도를 낮출 수 있는 주파수 오프셋 추정 방법이 제안될 필요가 있다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 부분 주기도표(partial periodogram)을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다. 특히 본 발명은 부분 주기도표를 이용하여 주파수 오프셋을 추정함으로써, 낮은 연산량 및 복잡도를 가지는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치를 제안한다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법이 제공된다. 상기 주파수 오프셋 추정 방법은 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하는 단계, 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하는 단계, 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하는 단계, 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함한다.
상기 부분 주기도표는 수학식
Figure 112011067582183-pat00001
에 의하여 계산될 수 있다. 단, α는 상기 복수의 시험값 사이의 간격, N은 DFT(Discrete Fourier Transform)의 길이, ym은 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 나타낸다.
상기 α는 N보다 작으며, 2의 거듭제곱인 정수 중 어느 하나일 수 있다.
상기 제1 주파수 오프셋은 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 어느 2개의 부분 주기도표의 합이 최대가 될 때의 시험값으로 추정될 수 있다.
상기 제1 주파수 오프셋은 수학식
Figure 112011067582183-pat00002
에 의하여 추정될 수 있다. 단,
Figure 112011067582183-pat00003
는 상기 시험값에 대한 부분 주기도표,
Figure 112011067582183-pat00004
는
Figure 112011067582183-pat00005
에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
상기 제2 주파수 오프셋은 수학식
Figure 112011067582183-pat00006
에 의하여 추정될 수 있다. 단,
Figure 112011067582183-pat00007
는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋에 대한 부분 주기도표,
Figure 112011067582183-pat00008
는
Figure 112011067582183-pat00009
에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
상기 제3 주파수 오프셋은 수학식
Figure 112011067582183-pat00010
을 반복하여 연산하여 추정될 수 있다.
상기 수학식은 log2α번 반복하여 연산되며, 반복하여 연산될 때마다 α가 α/2로 대체될 수 있다.
상기 EEP는 상기 수신 신호에 훈련 심벌(training symbol)의 켤레 복소수(complex conjugate)를 곱한 것을 상기 훈련 심벌의 전력으로 나누어 수행될 수 있다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기가 제공된다. 상기 OFDM 수신기는 무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부, 및 상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하고, 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하고, 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하도록 구성된다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 방법이 제공된다. 상기 OFDM 신호 수신 방법은 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 단계, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 단계, 및 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 단계를 포함하되, 상기 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계는, 상기 OFDM 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하는 단계, 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하는 단계, 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하는 단계, 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함한다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 장치가 제공된다. 상기 OFDM 신호 수신 장치는 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 동기화 블록, 상기 동기화 블록과 연결되며, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 직렬 병렬 변환기, 상기 직렬 병렬 변환기와 연결되며, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT 블록, 및 상기 FFT 블록과 연결되며, 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 디코딩/디인터리빙 블록을 포함하되, 상기 동기화 블록은 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하고, 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하고, 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하고, 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하도록 구성된다.
부분 주기도표를 이용하여 연산량을 낮추면서도 신뢰성 있게 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
도 1은 일반적인 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 2는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 3은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 또 다른 실시예를 나타낸다.
도 4는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법을 적용하는 경우 α의 변화에 따른 연산량의 차이를 나타낸다.
도 5 및 도 6은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. 또한 상세한 설명을 생략하여도 본 기술분야의 당업자가 쉽게 이해할 수 있는 부분의 설명은 생략하였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 일반적인 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 일반적인 OFDM 수신기는 무선 주파수 국부 발진기(10; RF LO), 아날로그 디지털 변환기(20; A/D), 직렬 병렬 변환기(30; S/P), 동기화 블록(40), 중간 주파수 국부 발진기(50; IF LO), FFT(Fast Fourier Transform) 블록(60) 및 디코딩/디인터리빙(decoding/de-interleaving) 블록(70)을 포함한다. 수신 신호는 A/D(20)을 거쳐 S/P(30) 및 동기화 블록(40)으로 입력되며, 동기화 블록(40)의 출력은 IF LO(50)로 피드백 되어 다시 A/D(20)으로 입력이 된다. 동기화 블록(40)은 시간 및 주파수 동기를 맞춘다. S/P(30)을 거친 수신 신호는 FFT 블록(60)을 거치고 디코딩/디인터리빙 블록(70)을 거쳐 출력된다. 이하에서 설명하는 주파수 오프셋 추정 방법은 도 1의 OFDM 수신기의 블록도 중 동기화 블록(40)에 의해서 수행될 수 있다. 즉, 제안된 주파수 오프셋 추정 방법에 의해서 OFDM 수신기의 동기화 블록(40)의 성능이 향상될 수 있다.
이하, 본 발명의 주기도표를 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법을 설명하도록 한다.
비트열은 PSK(Phase Shift Keying) 방식 또는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조되며 이에 따라 데이터 심벌이 생성된다. 생성된 데이터 심벌에 대하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)이 수행되며, 이에 따라 시간 영역에서 OFDM 신호가 생성된다. 생성된 OFDM 신호는 수학식 1과 같이 표현할 수 있다.
<수학식 1>
Figure 112011067582183-pat00011
수학식 1에서 N은 IFFT의 크기를 나타내며, Xn은 PSK 또는 QAM 방식으로 변조 n번째 데이터 심벌을 나타낸다.
송신단에서 OFDM 신호 사이에 채널의 최대 지연 시간보다 긴 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입될 수 있다. 이는 채널의 영향으로 발생할 수 있는 OFDM 신호 간의 간섭을 제거하기 위함이다. 이때 보호 구간은 부반송파 간의 직교성을 보장하기 위하여 OFDM 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)의 형태로 삽입될 수 있다. 시간 동기화가 완벽하게 수행되었을 때, 채널을 통과하여 수신된 신호의 k번째 샘플은 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.
<수학식 2>
Figure 112011067582183-pat00012
수학식 2에서 hl은 길이 L인 채널의 l번째 복소 임펄스 응답(impulse response) 계수이며, ε는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋이다. wn은 평균 0, 분산 σw 2을 갖는 복소 덧셈꼴 정규 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이다. 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio)는 σs 2/σw 2으로 정의될 수 있으며, σs 2=E{|xn|2}이다.
수신단은 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행할 수 있다. EEP는 수신 신호의 진폭을 모두 동일하게 만들 수 있다. EEP는 수학식 3에 의해서 정의될 수 있다.
<수학식 3>
Figure 112011067582183-pat00013
수학식 3에서 xn *는 복소수 xn의 켤레 복소수(complex conjugate)이다. EEP 처리된 수신 신호는 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
<수학식 4>
Figure 112011067582183-pat00014
수학식 4에서 wn’는 중심 극한 정리(CLM; Central Limit Theorem0에 이해 평균이 0인 정규 분포의 확률 변수로 근사화될 수 있다. EEP 처리에 의하여 수신 신호는 단순한 복소 톤 신호로 바뀔 수 있다.
본 발명의 주파수 오프셋 추정 방법은 3단계로 나누어서 수행될 수 있다. 즉, 추정하려는 주파수 오프셋 ε=εI+εF+εR은 제1 주파수 오프셋 εI, 제2 주파수 오프셋 εF, 제3 주파수 오프셋 εR로 구성되며, ε는 각 단계별로 εI, εF, εR를 추정하여 얻을 수 있다.
먼저 제1 주파수 오프셋 εI를 추정한다. εI는 수학식 5에 의해서 추정될 수 있다.
<수학식 5>
Figure 112011067582183-pat00015
수학식 5에서,
Figure 112011067582183-pat00016
는 제1 주파수 오프셋의 추정값인
Figure 112011067582183-pat00017
를 찾기 위한 시험값이다. 주기도표 I(z)는 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
<수학식 6>
Figure 112011067582183-pat00018
수학식 5에서
Figure 112011067582183-pat00019
의 간격이 1로 정의되므로, 제1 주파수 오프셋 εI는 주파수 오프셋 ε 중에서 정수 부분을 추정한다. 따라서 제2 주파수 오프셋 εF 및 제3 주파수 오프셋 εR는 주파수 오프셋 ε 중에서 소수 부분을 추정한다.
한편, 수학식 5 및 수학식 6에 의하여 정수 부분의 주파수 오프셋을 추정하는 경우, 주파수 오프셋이 가질 수 있는 모든 정수값에 대하여 검사를 수행해야 한다. 따라서 연산량이 늘어나게 되며, 수신단의 복잡도가 증가하게 된다. 이와 같은 문제점을 해결하기 위하여 부분(partial) 주기도표
Figure 112011067582183-pat00020
를 이용하여 제1 주파수 오프셋 εI를 추정할 수 있다. 부분 주기도표를 이용하는 경우 εI는 수학식 7에 의해서 추정될 수 있다.
<수학식 7>
Figure 112011067582183-pat00021
수학식 7에서
Figure 112011067582183-pat00022
이며,
Figure 112011067582183-pat00023
의 간격은 1이 아닌 α이다. α는 N보다 작은 2의 거듭제곱일 수 있다. 따라서 설정되는 α에 따라서 검사 횟수를 줄일 수 있다.
한편, 잡음이 없는 경우 수학식 7은
Figure 112011067582183-pat00024
범위의
Figure 112011067582183-pat00025
에서 가장 큰 값을 가진다. 따라서 제2 주파수 오프셋 εF는 0≤εF≤α의 범위에서 추정 가능하다.
잡음이 없는 단일 경로 채널을 가정하면 Iα(εI) 및 Iα(εI+α)는 테일러 시리즈(Taylor series)에 의하여 수학식 8 및 수학식 9와 같이 근사화될 수 있다.
<수학식 8>
Figure 112011067582183-pat00026
<수학식 9>
Figure 112011067582183-pat00027
여기서 sinc(x)=sin(πx)/πx이다. 수학식 8 및 수학식 9로부터 수학식 10의 관계를 도출할 수 있다.
<수학식 10>
Figure 112011067582183-pat00028
이때 ε-εI=εF이므로, 0≤εF≤α인 경우 수학식 10은 수학식 11로 다시 표현될 수 있다.
<수학식 11>
Figure 112011067582183-pat00029
수학식 11을 기반으로 제2 주파수 오프셋 εF은 수학식 12에 의해서 추정될 수 있다.
<수학식 12>
Figure 112011067582183-pat00030
한편, 수학식 12에서 εF가 0 또는 α에 가까운 경우
Figure 112011067582183-pat00031
와
Figure 112011067582183-pat00032
중 어느 하나는 SNR이 낮아지게 되므로, 수학식 12에 의한 εF의 추정 성능이 떨어지게 되며 추가적으로 나머지 주파수 오프셋을 추정해야 할 필요가 생긴다. 이때 εI와 εF의 추정치를 이용한
Figure 112011067582183-pat00033
와
Figure 112011067582183-pat00034
는 너무 낮지 않은 적당한 수준의 SNR을 가질 수 있고, 이를 이용하여 수학식 13과 같은 관계를 도출할 수 있다.
<수학식 13>
Figure 112011067582183-pat00035
수학식 13에서
Figure 112011067582183-pat00036
이며, -α/2<εR<α/2의 범위에서 수학식 13은 2εR/α가 된다. 이를 이용하여 수학식 14를 기반으로 제3 주파수 오프셋 εR을 추정할 수 있다.
<수학식 14>
Figure 112011067582183-pat00037
수학식 14에서, 먼저 초기값을 εT=0으로 하여 εT+1을 구한다. 그리고 εT를 앞서 구한 εT+1로, α를 α/2로 대체하여 새로운 εT+1을 구한다. 이와 같은 연산을 α=1이 될 때까지 반복한다. 최종적으로 구한 εT+1이 제3 주파수 오프셋 εR의 추정값이 된다. 이때 α가 클수록 수학식 14의 연산은 반복해야 하는 횟수가 증가하므로 전체적인 연산량이 증가할 수 있으나, α가 절반으로 감소하는 과정에서 연산량이 매우 큰 폭으로 감소하므로 전체적인 연산량에는 큰 차이가 없다.
이상의 설명에서 얻은 제1 주파수 오프셋 εI의 추정값, 제2 주파수 오프셋 εF의 추정값, 제1 주파수 오프셋 εR의 추정값을 모두 더하여 전체적인 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
도 2는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 일 실시예를 나타낸다.
단계 S100에서 OFDM 수신기는 수신 신호에 대하여 EEP 처리를 수행한다. 단계 S110(제1 단계)에서 OFDM 수신기는 EEP 처리된 수신 신호에 대하여 수학식 7을 기반으로 제1 주파수 오프셋 εI를 추정한다. 단계 S120(제2 단계)에서 OFDM 수신기는 εI의 추정값을 얻는 데에 사용된 부분 주기도표를 이용하여 수학식 12를 기반으로 제2 주파수 오프셋 εF를 추정한다. 단계 S130(제3 단계)에서 OFDM 수신기는 εI의 추정값과 εF의 추정값 및 수학식 14를 기반으로 제3 주파수 오프셋 εR을 추정한다. 제1 주파수 오프셋의 추정치, 제2 주파수 오프셋의 추정치 및 제3 주파수 오프셋의 추정치를 모두 더하여 최종 주파수 오프셋의 추정치를 구할 수 있다.
도 3은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 또 다른 실시예를 나타낸다.
단계 S200에서 OFDM 수신기는 수신 신호에 대하여 EEP를 수행한다. 단계 S210에서 OFDM 수신기는 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표를 계산한다. 단계 S220에서 OFDM 수신기는 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정한다. 이때 수학식 7이 사용될 수 있다. 단계 S230에서 OFDM 수신기는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정한다. 이때 수학식 12가 사용될 수 있다. 단계 S240에서 OFDM 수신기는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정한다. 이때 수학식 14가 사용될 수 있다. 단계 S250에서 OFDM 수신기는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정한다.
표 1은 제1 주파수 오프셋, 제2 주파수 오프셋 및 제3 주파수 오프셋을 추정하는 각 단계에서 필요한 연산량을 나타낸다. 복소수의 곱은 4개의 실수의 곱 및 2개의 실수의 합으로 표현될 수 있고, 복소수의 합은 2개의 실수의 합으로 표현될 수 있으므로, 실수의 곱을 계산할 때의 연산량과 실수의 합을 계산할 때의 연산량에 따라 전체적인 연산량을 알 수 있다.
실수 곱 실수 합
EEP 4N 2N
첫 번째 단계
Figure 112011067582183-pat00038
Figure 112011067582183-pat00039
두 번째 단계 2 1
세 번째 단계
Figure 112011067582183-pat00040
Figure 112011067582183-pat00041
도 4는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법을 적용하는 경우 α의 변화에 따른 연산량의 차이를 나타낸다. 도 4는 N=64일 때 α의 변화에 따른 연산량의 차이를 나타낸다. 일반적으로 α가 증가함에 따라 연산량이 줄어드는 것을 알 수 있다. 다만 α=32일 때는 α=16일 때보다 연산량이 약간 증가한다. 이는 제1 단계에서 줄어드는 연산량보다 제3 단계의 반복에 의하여 증가하는 연산랴이 더 크기 때문이다.
도 5 및 도 6은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다.
도 5는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 표준의 훈련 심벌(training symbol)을 사용했을 때 α에 따른 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 평균 제곱 오차(MSE; Mean Square Error) 성능을 나타낸다. 도 6은는 IEEE 802.16-2004 표준의 훈련 심벌을 사용했을 때 α에 따른 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 MSE 성능을 나타낸다. 도 5 및 도 6에서 N은 각각 64 및 256이다. 채널 모형은 4 경로 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 채널을 사용하였으며, 레일리 페이딩 채널에서 각 채널 응답은 0, 2, 4, 6 샘플의 시간 지연을 가지며, 채널의 l번째 임펄스 응답의 전력 hl 2은 E{hl 2}=exp(-0.8l)처럼 l이 커짐에 따라 지수적으로 감소하도록 설정하였다. 도플러 대역폭(Doppler bandwidth)은 0.0017로 설정하였으며, 이는 이동 속도가 120km/h인 경우에 해당한다.
도 5 및 도 6을 참조하면, 일반적으로 α가 증가함에 따라 MSE 성능이 감소하는 것을 알 수 있다. 이는 부분 주기도표 값이 절대값 연산을 거친 α개의 값들을 더하는 형태로 구성되므로, α가 증가함에 따라 잡음량이 증가하기 때문이다. 그러나 도 5에서는 α=4, 도 6에서는 α=8일 때까지 MSE 성능이 크게 감소하지 않음을 알 수 있다. 또한, α가 증가하더라도 도 5에서는 SNR이 18dB 이상일 때, 도 6에서는 SNR이 21dB 이상일 때에는 MSE 성능이 감소하지 않음을 알 수 있다. 따라서 도 5의 IEEE 802.11a 시스템에서는 α=4일 때 최적의 성능으로 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 도 6의 IEEE 802.16-2004 시스템에서는 α=8일 때 최적의 성능으로 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 또한, SNR일 알려져 있는 경우라면 이에 알맞게 α를 선택함으로써, 연산량을 낮추면서도 신뢰성 있는 주파수 오프셋 추정 방법을 얻을 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
송신기(800)는 프로세서(810; processor), 메모리(820; memory) 및 RF부(830; Radio Frequency unit)을 포함한다. 프로세서(810)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
수신기(900)는 프로세서(910), 메모리(920) 및 RF부(930)을 포함한다. 프로세서(910)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(910)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 연결되어, 프로세서(910)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(930)는 프로세서(910)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
프로세서(810, 910)은 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(820, 920)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부(830, 930)은 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(820, 920)에 저장되고, 프로세서(810, 910)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(810, 910)와 연결될 수 있다.
제안된 주파수 오프셋 추정 방법에 의하여 다양한 잡음 환경에서 주파수 오프셋을 우수한 성능으로 추정할 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법에 있어서,
    수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하는 단계;
    상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하는 단계;
    상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하는 단계;
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하는 단계;
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함하며,
    상기 부분 주기도표는 아래의 수학식에 의하여 계산되는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112012086826120-pat00069

    단, α는 상기 인접한 2개의 부분 주기도표 사이의 간격, N은 DFT(discrete Fourier transform)의 길이, ym은 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 나타낸다. 상기 α는 N보다 작으며, 1이 아닌 2의 거듭제곱인 정수 중 어느 하나이다.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 오프셋은 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 어느 2개의 부분 주기도표의 합이 최대가 될 때의 시험값으로 추정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112012086826120-pat00070

    단,
    Figure 112012086826120-pat00071
    는 상기 시험값에 대한 부분 주기도표,
    Figure 112012086826120-pat00072
    는
    Figure 112012086826120-pat00073
    에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112012086826120-pat00074

    단,
    Figure 112012086826120-pat00075
    는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋에 대한 부분 주기도표,
    Figure 112012086826120-pat00076
    는
    Figure 112012086826120-pat00077
    에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제3 주파수 오프셋은 아래의 수학식을 반복하여 연산하여 추정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112012086826120-pat00078
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 수학식은 log2α번 반복하여 연산되며,
    반복하여 연산될 때마다 α가 α/2로 대체되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 EEP는 상기 수신 신호에 훈련 심벌(training symbol)의 켤레 복소수(complex conjugate)를 곱한 것을 상기 훈련 심벌의 전력으로 나누어 수행되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  10. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에 있어서,
    무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및
    상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하고,
    상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하고,
    상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하도록 구성되며,
    상기 부분 주기도표는 아래의 수학식에 의하여 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112012086826120-pat00079

    단, α는 상기 인접한 2개의 부분 주기도표 사이의 간격, N은 DFT(discrete Fourier transform)의 길이, ym은 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 나타낸다. 상기 α는 N보다 작으며, 1이 아닌 2의 거듭제곱인 정수 중 어느 하나이다.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 오프셋은 상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 어느 2개의 부분 주기도표의 합이 최대가 될 때의 시험값으로 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112012086826120-pat00080

    단,
    Figure 112012086826120-pat00081
    는 상기 시험값에 대한 부분 주기도표,
    Figure 112012086826120-pat00082
    는
    Figure 112012086826120-pat00083
    에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 제2 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112012086826120-pat00084

    단,
    Figure 112012086826120-pat00085
    는 상기 추정된 제1 주파수 오프셋에 대한 부분 주기도표,
    Figure 112012086826120-pat00086
    는
    Figure 112012086826120-pat00087
    에 인접한 부분 주기도표를 나타낸다.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 제3 주파수 오프셋은 아래의 수학식을 반복하여 연산하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112012086826120-pat00088
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 수학식은 log2α번 반복하여 연산되며,
    반복하여 연산될 때마다 α가 α/2로 대체되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 EEP는 상기 수신 신호에 훈련 심벌(training symbol)의 켤레 복소수(complex conjugate)를 곱한 것을 상기 훈련 심벌의 전력으로 나누어 수행되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  19. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 방법에 있어서,
    OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계;
    상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 단계;
    상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 단계; 및
    상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 단계를 포함하되,
    상기 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계는,
    상기 OFDM 수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하는 단계;
    상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하는 단계;
    상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하는 단계;
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하는 단계;
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함하며,
    상기 부분 주기도표는 아래의 수학식에 의하여 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 방법.
    Figure 112012086826120-pat00089

    단, α는 상기 인접한 2개의 부분 주기도표 사이의 간격, N은 DFT(discrete Fourier transform)의 길이, ym은 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 나타낸다. 상기 α는 N보다 작으며, 1이 아닌 2의 거듭제곱인 정수 중 어느 하나이다.
  20. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 장치에 있어서,
    OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 동기화 블록;
    상기 동기화 블록과 연결되며, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 직렬 병렬 변환기;
    상기 직렬 병렬 변환기와 연결되며, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT 블록; 및
    상기 FFT 블록과 연결되며, 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 디코딩/디인터리빙 블록을 포함하되,
    상기 동기화 블록은,
    수신 신호에 대하여 포락선 균등 과정(EEP; Envelope Equalized Processing)을 수행하고,
    상기 EEP가 수행된 수신 신호를 기반으로 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표(partial periodogram)를 계산하고,
    상기 복수의 시험값에 대한 부분 주기도표 중 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제1 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제2 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제1 주파수 오프셋과 상기 추정된 제2 주파수 오프셋을 기반으로 하는 인접한 2개의 부분 주기도표를 기반으로 제3 주파수 오프셋을 반복하여 추정하고,
    상기 추정된 제1 주파수 오프셋, 상기 추정된 제2 주파수 오프셋 및 상기 추정된 제3 주파수 오프셋을 더하여 최종 주파수 오프셋을 추정하도록 구성되며,
    상기 부분 주기도표는 아래의 수학식에 의하여 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 장치.
    Figure 112012086826120-pat00090

    단, α는 상기 인접한 2개의 부분 주기도표 사이의 간격, N은 DFT(discrete Fourier transform)의 길이, ym은 상기 EEP가 수행된 수신 신호를 나타낸다. 상기 α는 N보다 작으며, 1이 아닌 2의 거듭제곱인 정수 중 어느 하나이다.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR102150936B1 (ko) * 2013-12-26 2020-09-03 한국전자통신연구원 인지 무선 네트워크에서 초기 레인징 수행 방법 및 그 시스템
CN110932770B (zh) * 2019-11-13 2020-10-16 北京邮电大学 一种低轨卫星星地链路同步序列设计及频偏估计方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050163257A1 (en) 2004-01-28 2005-07-28 Keerthi Arvind V. Channel estimation for a communication system using spectral estimation

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8718183B2 (en) * 2011-11-21 2014-05-06 Broadcom Corporation Transmitter to generate an analytic signal for reduced inter-symbol interference (ISI)
KR20140029833A (ko) * 2012-08-30 2014-03-11 한국전자통신연구원 통신 시스템에서 데이터 수신 장치 및 방법

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050163257A1 (en) 2004-01-28 2005-07-28 Keerthi Arvind V. Channel estimation for a communication system using spectral estimation

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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