KR101508461B1 - 부분 주기도표 기반의 ｏｆｄｍ 주파수 오프셋 추정 방법 및 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 ｏｆｄｍ 수신기 - Google Patents

부분 주기도표 기반의 ｏｆｄｍ 주파수 오프셋 추정 방법 및 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 ｏｆｄｍ 수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법은 OFDM (a) 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리(EEP: envelope equalized processing)를 수행하는 단계, (b) 포락선 균등 처리된 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 추정하는 단계 및 (c) 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 반복적으로 추정하는 단계를 포함한다. 나아가 (d) 정밀 오프셋 추정 이후 발생가능한 오프셋을 추정하기 위하여 잔여 오프셋을 반복적으로 추정하는 단계를 더 포함할 수도 있다. 이를 통해 낮은 연산량을 가지면서도 신뢰성 있는 주파수 오프셋 추정할 수 있다.

Description

부분 주기도표 기반의 ＯＦＤＭ 주파수 오프셋 추정 방법 및 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 ＯＦＤＭ 수신기{METHOD AND RECEIVER FOR ESTIMATING OFDM FREQUENCY OFFSET BASED ON PARTIAL PERIODOGRAM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: orthogonal frequency division mutiplexing) 시스템에서 부분 주기도표를 이용한 주파수 오프셋 방법 및 이를 이용하는 수신기에 관한 것이다.
OFDM 기반 시스템의 주파수 오프셋을 추정하기 위한 많은 연구들이 이루어졌다. P. H. Moose는 반복되는 두 OFDM 신호 및 최대우도 이론을 이용한 주파수 오프셋 추정 기법을 제안하였다("A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction," IEEE Trans. Commun., vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, Oct. 1994.참조).
T. M. Schmidl 및 D. C. Cox는 한 OFDM 신호 내에서 반복적인 구조를 갖는 훈련 심볼을 이용하여 Moose에 비해 성능은 비슷하면서 더 넓은 추정 범위를 갖는 주파수 오프셋 추정 기법을 제안하였다("Robust frequency and timing synchronization for OFDM," IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, Dec. 1997.참조).
M. Morelli 및 U. Mengali는 한 OFDM 신호 내에서 여러 번 반복되는 구조를 갖는 훈련 심볼을 이용하여 Cox의 기법과 비슷한 성능 및 더 넓은 추정 범위를 갖는 주파수 오프셋 추정 기법을 제안하였다("An improved frequency offset estimator for OFDM applications," IEEE Commun. Lett., vol. 3, no. 3, pp. 75-77, Mar. 1999.참조).
최근에 G. Ren, Y. Chang, H. Zhang, 및 H. Zhang는 임의의 훈련 심볼에 적용 가능하며 상기 훈련 심볼 기반 기법들과 비슷한 추정 성능 및 추정 가능 범위를 갖는 기법을 제안하였다("An efficient frequency offset estimation method with a large range for wireless OFDM systems," IEEE Trans. Vehic. Technol., vol. 56, no. 4, pp. 1892-1895, July 2007.참조).
P. H. Moose가 제안한 기법은 주파수 오프셋 추정 범위가 너무 작다는 단점이 있고, T. M. Schmidl이 제안한 기법 및 M. Morelli가 제안한 기법은 반드시 훈련 심볼이 필요하다는 단점이 있다. 이런 단점을 극복하고자 블라인드 기반의 주파수 오프셋 추정 기법이 제안되기도 하였으나, 이 기법은 추정 성능 자체가 좋지 못하다는 문제가 있다.
본 발명은 부분 주기도표를 사용하여 임의의 훈련 심볼에 적용가능하면서도 연산 복잡도가 낮은 오프셋 추정 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 부분 주기도표에 기반한 연산 복잡도가 낮은 오프셋 추정 방법을 사용하는 OFDM 수신기를 제공하고자 한다.
본 발명의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법은 OFDM 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리(EEP)를 수행하는 단계, 상기 포락선 균등 처리된 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 반복적으로 추정하는 단계 및 상기 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 추정하는 단계를 포함한다.
상기 정밀 오프셋은 아래의 수식으로 표현되는 부분 주기도표(
Figure 112014044371008-pat00001
)를 이용하여 추정된다.
Figure 112014044371008-pat00002
여기서, N은 IFFT의 크기, α는 주파수 오프셋 추정이 수행되는 구간 범위, ym은 수신 신호, j는 허수, z는 주파수 값이다.
상기 정밀 오프셋은
Figure 112014044371008-pat00003
인 관계를 이용하여
Figure 112014044371008-pat00004
식을 통해 반복적으로 추정된다.
Figure 112014044371008-pat00005
는 부분 주기도표 연산,
Figure 112014044371008-pat00006
이고,
Figure 112014044371008-pat00007
,
Figure 112014044371008-pat00008
,
Figure 112014044371008-pat00009
,
Figure 112014044371008-pat00010
는 초기 오프셋 추정값이다.
본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법은 잔여 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 잔여 주파수 오프셋은 부분 주기도표를 사용하여 아래의 식으로 반복적으로 추정될 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00011
여기서,
Figure 112014044371008-pat00012
이고,
Figure 112014044371008-pat00013
는 초기 오프셋 추정값,
Figure 112014044371008-pat00014
는 정밀 오프셋 추정값,
Figure 112014044371008-pat00015
,
Figure 112014044371008-pat00016
,
Figure 112014044371008-pat00017
는 부분 주기도표이다.
본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기는 수신 신호를 수신하는 RF 수신부, 상기 RF 수신부에서 수신한 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리를 수행하는 EPP 수행부, 상기 EPP 수행부에서 처리한 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 추정하는 초기 오프셋 추정부 및 상기 초기 오프셋 추정부에서 추정한 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 반복적으로 추정하는 정밀 오프셋 추정부를 포함한다.
상기 정밀 오프셋 추정부는
Figure 112014044371008-pat00018
식으로 상기 정밀 오프셋을 반복적으로 추정한다.
여기서,
Figure 112014044371008-pat00019
이고,
Figure 112014044371008-pat00020
,
Figure 112014044371008-pat00021
,
Figure 112014044371008-pat00022
,
Figure 112014044371008-pat00023
는 초기 오프셋 추정값이다.
잔여 오프셋을 추정하는 잔여 오프셋 추정부를 더 포함할 수 있고, 상기 잔여 주파수 오프셋 추정부는 상기 초기 오프셋 추정값, 상기 정밀 오프셋 추정값 및 상기 부분 주기도표를 이용하여 아래의 식으로 잔여 주파수 오프셋을 반복적으로 추정할 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00024
Figure 112014044371008-pat00025
이고,
Figure 112014044371008-pat00026
는 초기 오프셋 추정값,
Figure 112014044371008-pat00027
는 정밀 오프셋 추정값,
Figure 112014044371008-pat00028
,
Figure 112014044371008-pat00029
이다.
본 발명에 따른 오프셋 추정 방법 및 수신기는 종래의 추정 방법에 비하여 낮은 연산량을 가지면서도 신뢰성 있는 주파수 오프셋 추정할 수 있다. 본 발명은 이를 통해 낮은 하드웨어 복잡도로 무선통신 품질 향상을 얻어낼 수 있다.
본 발명의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법의 일 예에 따른 순서를 도시한 순서도이다.
도 2는 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기의 일 예에 따른 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.
도 3은 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법에서 N= 64인 경우의 α값에 따른 총 연산량을 도시한 그래프이다.
도 4는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법에서 α에 따른 평균 제곱 오차를 도시한 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 해당 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않으며, 단지 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 용어에서 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 해석되지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함한다" 등의 용어는 설시된 특징, 개수, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 의미하는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 개수, 단계 동작 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
도면에 대한 상세한 설명을 하기에 앞서, 본 명세서에서의 구성부들에 대한 구분은 각 구성부가 담당하는 주기능 별로 구분한 것에 불과함을 명확히 하고자 한다. 즉, 이하에서 설명할 2개 이상의 구성부가 하나의 구성부로 합쳐지거나 또는 하나의 구성부가 보다 세분화된 기능별로 2개 이상으로 분화되어 구비될 수도 있다. 그리고 이하에서 설명할 구성부 각각은 자신이 담당하는 주기능 이외에도 다른 구성부가 담당하는 기능 중 일부 또는 전부의 기능을 추가적으로 수행할 수도 있으며, 구성부 각각이 담당하는 주기능 중 일부 기능이 다른 구성부에 의해 전담되어 수행될 수도 있음은 물론이다. 따라서, 본 명세서를 통해 설명되는 각 구성부들의 존재 여부는 기능적으로 해석되어야 할 것이며, 이러한 이유로 본 발명의 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기(100)에 따른 구성부들의 구성은 본 발명의 목적을 달성할 수 있는 한도 내에서 도 2와는 상이해질 수 있음을 명확히 밝혀둔다.
먼저 OFDM 신호에 대해 간략하게 설명하고 본 발명에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
시간 영역에서 OFDM 신호는 위상 전이 방식 (phase shift keying: PSK) 또는 직교 진폭 변조 (quadrature amplitude modulation: QAM) 방식을 통해 생성된 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 (inverse fast Fourier transform: IFFT) 얻어지며, 아래의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00030
여기서 N은 IFFT의 크기를 나타내며, X k는 PSK 또는 QAM 방식으로 변조된 k번째 데이터이다. 송신단에서는 채널의 영향으로 발생하는 OFDM 신호 간 간섭을 제거하기 위해 채널의 최대 지연 시간보다 긴 보호 구간을 (guard interval: GI) OFDM 신호 사이에 삽입하며, 이 때 GI는 부반송파간의 직교성을 보장하기 위해 OFDM 신호의 뒷부분과 동일한 형태로 구성된다. 시간 동기화가 완벽히 이루어졌을 때, GI가 제거된 수신 신호의 n번째 샘플은 아래의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00031
여기서
Figure 112014044371008-pat00032
은 길이 L인 채널의
Figure 112014044371008-pat00033
번째 복소 임펄스 응답 (impulse response) 계수,
Figure 112014044371008-pat00034
는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋이며,
Figure 112014044371008-pat00035
은 평균 0, 분산
Figure 112014044371008-pat00036
을 갖는 복소 덧셈꼴 정규 잡음 (additive white Gaussian noise: AWGN) 샘플이다. 신호대 잡음비는 (signal to noise ratio: SNR)
Figure 112014044371008-pat00037
로 정의되며,
Figure 112014044371008-pat00038
이다.
도 1은 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법의 일 예에 따른 순서를 도시한 순서도이다.
본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법은 OFDM (a) 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리(EEP: envelope equalized processing)를 수행하는 단계, (b) 포락선 균등 처리된 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 추정하는 단계 및 (c) 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 반복적으로 추정하는 단계를 포함한다. 나아가 (d) 정밀 오프셋 추정 이후 발생가능한 오프셋을 추정하기 위하여 잔여 오프셋을 추정하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
EEP는 아래의 수학식 3과 같이 정의된다.
Figure 112014044371008-pat00039
여기서,
Figure 112014044371008-pat00040
는 복소수
Figure 112014044371008-pat00041
의 켤레 복소수를 의미한다. EEP 처리된 수신 신호는 아래의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00042
여기서
Figure 112014044371008-pat00043
은 길이 L인 채널의
Figure 112014044371008-pat00044
번째 복소 임펄스 응답 (impulse response) 계수,
Figure 112014044371008-pat00045
는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋이며,
Figure 112014044371008-pat00046
은 평균 0, 분산
Figure 112014044371008-pat00047
을 갖는 복소 덧셈꼴 정규 잡음 (additive white Gaussian noise: AWGN) 샘플이다.
Figure 112014044371008-pat00048
는 중심 극한 정리에 의해 평균 0인 정규 확률 변수로 근사화될 수 있다.
EEP 처리 이후, 수신 신호는 단순 복소 톤 신호로 바뀌게 되며, 이는 주파수 오프셋 추정이 단일 복소 톤 추정으로 귀결됨을 뜻한다. 초기 오프셋 추정은 다음과 같이 주파수 오프셋
Figure 112014044371008-pat00049
중
Figure 112014044371008-pat00050
부분을 추정하는 것이다.
Figure 112014044371008-pat00051
에 대한 추정은 아래의 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00052
여기서,
Figure 112014044371008-pat00053
는 주파수 오프셋 추정치
Figure 112014044371008-pat00054
을 찾기 위한 시험 값이며 α는 N보다 작은 2의 거듭제곱이다. α를 어떻게 설정하느냐에 따라 검사 횟수를 줄일 수 있으며, 이는 더욱 낮은 연산 복잡도를 가짐을 의미한다.
부분 주기도표
Figure 112014044371008-pat00055
는 아래의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00056
여기서, N은 IFFT의 크기, α는 주파수 오프셋 추정이 수행되는 구간 범위, ym은 수신 신호, j는 허수, z는 주파수 값이다.
Figure 112014044371008-pat00057
의 간격은 α이므로, 종래 기법에서의 1 간격으로 시험 값을 사용하는 주기도표에 비해 연산량이 낮다. 잡음이 없다면 대략적인 주파수 오프셋 추정 값은
Figure 112014044371008-pat00058
- α <
Figure 112014044371008-pat00059
≤
Figure 112014044371008-pat00060
범위의
Figure 112014044371008-pat00061
에서 항상 가장 큰 값을 갖는다. 따라서 두 번째 추정 과정은
Figure 112014044371008-pat00062
에 대해 추정 가능하도록 설계되어야 한다.
잡음이 없고 단일 경로 채널인 경우를 가정하면
Figure 112014044371008-pat00063
및
Figure 112014044371008-pat00064
는 테일러 시리즈에 의해 각각 아래의 수학식 7 및 8과 같이 근사화된다.
Figure 112014044371008-pat00065
Figure 112014044371008-pat00066
여기서
Figure 112014044371008-pat00067
이다. 상기 수학식 7 및 8을 이용하면 다음과 같은 수학식 9의 관계를 이끌어 낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00068
여기서
Figure 112014044371008-pat00069
이기 때문에,
Figure 112014044371008-pat00070
인 경우에는 상기 수학식 9는 아래의 수학식 10과 같다.
Figure 112014044371008-pat00071
이 관계를 이용하여 정밀 오프셋을 아래의 수학식 11과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00072
Figure 112014044371008-pat00073
이며,
Figure 112014044371008-pat00074
,
Figure 112014044371008-pat00075
,
Figure 112014044371008-pat00076
이다.
정밀 주파수 오프셋 추정 단계는 i번만큼의 반복 연산을 수행하는데, 이는 부분 주기도표에서 얻은 낮은 연산량으로 인한 성능 하락을 보상하기 위한 것이다.
Figure 112014044371008-pat00077
가 0 또는 α에 가까울 경우
Figure 112014044371008-pat00078
와
Figure 112014044371008-pat00079
중 하나는 SNR이 0에 가까워지므로 정밀 주파수 오프셋의 추정 성능은 떨어지며, 추정 이후, 나머지 주파수 오프셋이 존재하게 된다.
이런 경우
Figure 112014044371008-pat00080
와
Figure 112014044371008-pat00081
은 어느 정도 적당한 SNR을 가지므로, 이들을 이용하여 잔여 주파수 오프셋을 추정한다.
Figure 112014044371008-pat00082
와
Figure 112014044371008-pat00083
를 이용하면 아래의 수학식 12와 같은 관계를 이끌어 낼 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00084
여기서,
Figure 112014044371008-pat00085
,
Figure 112014044371008-pat00086
,
Figure 112014044371008-pat00087
일 때 상기 수학식 12을 정리하면
Figure 112014044371008-pat00088
이 된다. 이를 이용하여 잔여 오프셋 추정을 아래의 수학식 13과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112014044371008-pat00089
Figure 112014044371008-pat00090
이다.
나머지 주파수 오프셋 추정 단계 역시 반복 수행으로 인해 α가 클수록 연산량이 약간 증가하나, 대략적인 주파수 오프셋 단계에서 α가 클수록 연산량이 매우 큰 폭으로 감소하므로, 전체적인 연산량에는 큰 영향을 미치지 않는다.
본 발명의 다른 측면은 전술한 주파수 오프셋 추정 방법이 작동하는 OFDM 수신기(100)이다. 도 2는 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기(100)의 일 예에 따른 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.
본 발명에 따른 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기(100)는 수신 신호를 수신하는 RF 수신부(110), RF 수신부(110)에서 수신한 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리를 수행하는 EPP 수행부(120), EPP 수행부(120)에서 처리한 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 추정하는 초기 오프셋 추정부(130) 및 초기 오프셋 추정부에서 추정한 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 반복적으로 추정하는 정밀 오프셋 추정부(140)를 포함한다. 나아가 정밀 오프셋 추정 후에 발생하는 잔여 오프셋을 추정하는 잔여 오프셋 추정부(150)를 더 포함할 수도 있다. 또한 도시하지 않았지만 초기 주파수 오프셋 추정부(130), 정밀 오프셋 추정부(140) 및 잔여 오프셋 추정부(150) 동작을 제어하기 위한 제어부도 포함될 수 있다.
RF 수신부(110)는 안테나를 통해 수신되는 OFDM 신호를 베이스밴드 신호로 변환하여 ADC(AnaLog-to-DigitaL Converter)장치로 출력하며, ADC장치는 RF 수신부(110)로부터의 베이스밴드 신호를 디지털 신호로 변환한다. ADC 장치 등과 같이 본 발명에 있어서 핵심적인 구성이 아닌 구성은 도면에서 생략하였다.
FFT부(160)는 보정된 타이밍 오프셋을 이용하여 고속 푸리에 변환을 (FFT:Fast Fourier Transform)수행하여, 시간 영역의 OFDM 신호를 주파수 영역의 OFDM 심벌로 변환한다.
고속 푸리에 변환된 입력 신호 심볼은 데이터 심볼 복원부(170)를 통해 송신된 신호인 데이터 심볼로 복원되며 이를 위해 OFDM 수신기(100)의 데이터 심볼 복원부(170)는 데이터 소스의 디코딩수단(미도시), 복호화수단(미도시), P/S(Parallel to Serial, 미도시) 및 ADC(Analogue Digital Converter, 미도시) 등의 구성을 더 포함할 수 있는데 이들 구성은 본원 발명의 요지를 벗어나거나 기 공지된 구성과 동일하므로 자세한 설명은 생략한다.
각 구성에서 수행하는 동작은 전술한 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법에서 설명한 내용과 동일하다. 따라서 자세한 내용은 생략하기로 한다.
예컨대, EPP수행부(120)에서 처리한 수신 신호는 상기 수학식 4로 표현되고, 초기 오프셋 추정부(130)는 상기 수학식 5로 초기 오프셋을 추정하며, 정밀 오프셋 추정부9140)는 상기 수학식 11로 정밀 오프셋을 반복적으로 추정한다. 또한 잔여 오프셋 추정부(150)는 상기 수학식 13으로 잔여 오프셋을 반복적으로 추정한다.
나아가 사전에 SNR 값이 알려진 경우라면 α값을 최적을 값으로 설정하여 오프셋 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
이제 본 발명에 대한 효과를 검증하기 위한 실험 결과를 설명하고자 한다.
연산량은 기법이 동작하는데 필요한 덧셈, 곱셈, 나눗셈의 개수를 통해 비교할 수 있으며, 아래의 표 1은 각 단계별로 필요한 덧셈, 곱셈, 나눗셈을 보여주고 있다.
Figure 112014044371008-pat00091
상기 표 1에서 보는 바와 같이, α가 증가함에 따라 대략적인 오프셋 추정 단계에서 필요한 덧셈 및 곱셈의 개수가 줄어듦을 알 수 있다. 비록 세부적인 주파수 오프셋 추정 단계 및 나머지 오프셋 추정 단계에서 필요한 덧셈, 곱셈의 개수는 α가 증가함에 따라 늘어나지만, OFDM 시스템에서 주로 사용되는 이 보통 64 이상의 큰 수임을 고려할 때, 전체적인 덧셈 및 곱셈의 개수는 α가 증가함에 따라 급격히 줄어든다. 나눗셈의 개수는 α가 증가함에 따라 늘어나지만, 덧셈 및 곱셈의 변화에 비해 매우 작은 변화이다. 즉, 제안한 기법의 전체적인 연산량은 α가 증가함에 따라 감소한다.
도 3은 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법에서 N= 64인 경우의 α값에 따른 총 연산량을 도시한 그래프이다. α가 증가하면서 전체적으로 연산량이 감소하는 것을 알 수 있다.
도 4는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법에서 α에 따른 평균 제곱 오차를 도시한 그래프이다.
채널 모형은 4 경로 레일리 페이딩 (Rayleigh fading) 채널을 사용하였으며, 레일리 페이딩 채널에서 각 채널 응답은 0, 2, 4, 6 샘플의 시간 지연을 가지게 하였고, 채널의
Figure 112014044371008-pat00092
번째 임펄스 응답의 전력
Figure 112014044371008-pat00093
은
Figure 112014044371008-pat00094
처럼 이 커짐에 따라 지수적으로 감소하게 설정하였다. 도플러 대역폭은 (Doppler bandwidth) 0.0017로 설정하였으며 이는 이동 속도가 120km/h인 상황을 고려한 것이다.
도 4에서 보는 바와 같이 가 증가함에 따라 MSE 성능이 점차 하락하는 것을 볼 수 있다. 이는 부분 주기도표 값이 절대값 연산을 거친 개의 값들을 더하는 형태로 이루어져 잡음량의 증가를 가져오기 때문이다. 그러나 이러한 잡음량의 증가는 일 때까지 MSE 성능에 큰 영향을 미치지 않는다. 또한 가 아무리 크더라도 SNR이 15dB를 넘어가게 되면 MSE 성능에 큰 영향을 미치지 않는다. 따라서 IEEE 802.11a 신호의 주파수 오프셋 추정을 위해서는 일 때가 최적임을 알 수 있으며, SNR이 알려져 있는 경우라면 그에 알맞게 를 선택함으로써 낮은 연산 복잡도로 신뢰성 있게 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형 예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.
100 : OFDM 수신기
110 : RF 수신부 120 : EPP 수행부
130 : 초기 오프셋 추정부 140 : 정밀 오프셋 추정부
150 : 잔여 오프셋 추정부 160 : FFT부
170 : 데이터 심볼 복원부

Claims (13)

  1. 주기도표를 이용한 OFDM 주파수 오프셋을 추정하는 방법에 있어서,
    OFDM 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리(EEP)를 수행하는 단계;
    상기 포락선 균등 처리된 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 반복적으로 추정하는 단계; 및
    상기 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 추정하는 단계를 포함하되,
    상기 초기 오프셋은 아래의 수식으로 추정되는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112014044371008-pat00095

    (여기서,
    Figure 112014044371008-pat00096
    는 주파수 오프셋 추정치
    Figure 112014044371008-pat00097
    을 찾기 위한 시험 값이며 α는 N보다 작은 2의 거듭제곱 형태임)
  2. 제1항에 있어서,
    상기 포락선 균등 처리는
    Figure 112014044371008-pat00098
    으로 표현되며, 여기서
    Figure 112014044371008-pat00099
    은 복소수
    Figure 112014044371008-pat00100
    의 켤레 복소수를 의미하는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 포락선 균등 처리된 수신 신호(yn')는 아래의 수식으로 표현되는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112014044371008-pat00101

    (여기서,
    Figure 112014044371008-pat00102
    은 길이 L인 채널의
    Figure 112014044371008-pat00103
    번째 복소 임펄스 응답 (impulse response) 계수,
    Figure 112014044371008-pat00104
    는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋,
    Figure 112014044371008-pat00105
    은 평균 0과 분산
    Figure 112014044371008-pat00106
    을 갖는 복소 덧셈꼴 정규 잡음 샘플을 의미하고,
    Figure 112014044371008-pat00107
    임)
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    잔여 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 더 포함하는 부분 주기도표 기반의 OFDM 주파수 오프셋 추정 방법.
  7. 삭제
  8. 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기에 있어서,
    수신 신호를 수신하는 RF 수신부;
    상기 RF 수신부에서 수신한 수신 신호에 대한 포락선 균등 처리를 수행하는 EPP 수행부;
    상기 EPP 수행부에서 처리한 수신 신호에 대한 초기 오프셋을 추정하는 초기 오프셋 추정부; 및
    상기 초기 오프셋 추정부에서 추정한 초기 오프셋 및 부분 주기도표를 이용하여 정밀 오프셋을 반복적으로 추정하는 정밀 오프셋 추정부를 포함하되,
    상기 초기 오프셋 추정부는 아래의 수식으로 초기 오프셋을 추정하는 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기.
    Figure 112014044371008-pat00125

    (여기서,
    Figure 112014044371008-pat00126
    는 주파수 오프셋 추정치
    Figure 112014044371008-pat00127
    을 찾기 위한 시험 값이며 α는 N보다 작은 2의 거듭제곱 형태임)
  9. 제8항에 있어서,
    상기 EPP수행부에서 처리한 수신 신호는 아래의 수식으로 표현되는 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기.
    Figure 112014044371008-pat00128

    (여기서,
    Figure 112014044371008-pat00129
    은 길이 L인 채널의
    Figure 112014044371008-pat00130
    번째 복소 임펄스 응답 (impulse response) 계수,
    Figure 112014044371008-pat00131
    는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋,
    Figure 112014044371008-pat00132
    은 평균 0과 분산
    Figure 112014044371008-pat00133
    을 갖는 복소 덧셈꼴 정규 잡음 샘플을 의미하고,
    Figure 112014044371008-pat00134
    임)
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 제8항에 있어서,
    상기 정밀 오프셋 추정 후에 발생하는 잔여 오프셋을 추정하는 잔여 오프셋 추정부를 더 포함하는 부분 주기도표 기반의 주파수 오프셋을 추정하는 OFDM 수신기.
  13. 삭제
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