KR101259164B1 - 무선 통신 시스템에서 국소 최적 추정을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 국소 최적 추정을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법 및 장치가 제공된다. OFDM 수신기는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신 신호 및 각 국소 최적 추정(LOE; Local Optimum Estimation) 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하며, 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택한다. 비정규 잡음 환경에서 주파수 오프셋 추정 성능을 높일 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 국소 최적 추정을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS OF ESTIMATING FREQUENCY OFFSET BASED ON LOCAL OPTIMUM ESTIMATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 국소 최적 추정을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다. 다만, OFDM 시스템은 주파수 오프셋(frequency offset)에 매우 민감하다는 단점이 있다. 주파수 오프셋은 송수신기 사이의 발진기(oscillator) 주파수의 불일치, 또는 도플러 효과(Doppler effect) 등에 의해서 발생할 수 있다. 주파수 오프셋에 의하여 부반송파 간의 직교성이 깨지고 간섭이 발생할 수 있으며, 이에 따라 복조 성능이 감소하게 된다.
한편, 최근 디지털 방송, 무선 인터넷, 화상 통화 등 다양한 멀티미디어 서비스에 대한 요구가 증가함에 따라 주파수 자원의 희소성이 심화되고 있다. 주파수 자원 부족 문제를 해결하기 위한 방법으로, 1차 사용자에 할당된 주파수 대역이 사용되지 않을 때 사용되지 않는 주파수 자원을 2차 사용자가 사용하는 인지 무선(CR; Cognitive Radio) 기술이 주목 받고 있다. CR 기술에서 2차 사용자는 스펙트럼 센싱을 통해 1차 사용자의 주파수 사용 여부를 인지한 후, 동적 스펙트럼 접근을 통해 해당 주파수를 사용한다. 이때 2차 사용자 시스템은 OFDM 기반 CR 시스템으로 구현될 수 있다.
OFDM 시스템의 주파수 오프셋의 추정을 위하여 다양한 주파수 오프셋 추정 방법들이 제안되어 왔으며, 이는 크게 훈련 심벌(training symbol) 기반 주파수 오프셋 추정 방법과 블라인드(blind) 기반 오프셋 추정 방법으로 나뉠 수 있다. 훈련 심벌 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 송신단에서 전송한 특정 구조의 파일럿(pilot)을 이용하여 주파수 오프셋을 추정한다. 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 파일럿을 이용하지 않고 OFDM 시스템 자체의 특성을 이용하여 주파수 오프셋을 추정한다. 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 훈련 심벌 기반 주파수 오프셋 추정 방법에 비해 추정 성능이 다소 떨어지나, 전송 효율이 좋다는 장점이 있다. 훈련 심벌 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 T. M. Schmidl and D. C. Cox, “Robust frequency and timing synchronization for OFDM,” IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, Dec. 1997.을, 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법은 J.-J. van de Beek, M. Sandell, and P. O. Borjesson, “ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems,” IEEE Trans. Sig. Process., vol. 45, no. 7, pp. 1800-1805, July 1997.을 참조할 수 있다.
한편, 기존의 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법들은 잡음을 정규 분포(normal distribution)로 가정한다. 그러나 실제 통신 환경에서는 정규 잡음뿐만 아니라 비정규 잡음도 고려해야 할 필요가 있다. 특히 OFDM 기반 CR 시스템의 경우, 주파수 사용 중에 다른 CR시스템들의 신호 및 다른 셀의 1차 사용자 신호 간섭으로 인해 발생하는 비정규 잡음 등을 고려해야 한다. 이러한 비정규 잡음 환경에서 기존의 블라인드 기반 주파수 오프셋 추정 방법들은 추정 성능 감소를 피할 수 없다.
이에 따라 비정규 잡음 환경에서 주파수 오프셋을 정확하게 측정하기 위한 새로운 주파수 오프셋 추정 방법이 요구된다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 국소 최적 추정을 기반으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다. 특히 본 발명은 비정규 잡음 환경의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 국소 최적 추정 이론을 기반으로 하는 블라인드 주파수 오프셋 추정 방법을 제공한다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법이 제공된다. 상기 주파수 오프셋 추정 방법은 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신 신호 및 각 국소 최적 추정(LOE; Local Optimum Estimation) 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 및 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택하는 단계를 포함한다.
상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋은 수학식
Figure 112011056788910-pat00001
에 의하여 추정될 수 있다. 단, εp는 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋, NG는 상기 OFDM 수신 신호의 보호 구간(GI; Guard Interval)의 길이이며, a(k,ε) 및 b(k,ε)는 수학식
Figure 112011056788910-pat00002
,
Figure 112011056788910-pat00003
에 의해서 계산된다. b(k,ε)는 수학식
Figure 112011056788910-pat00004
,
Figure 112011056788910-pat00005
,
Figure 112011056788910-pat00006
에 의해서 계산된다. yR(k), yI(k)는 각각 상기 OFDM 수신 신호의 샘플 y(k)의 실수 부분 및 허수 부분을 나타낸다.
상기 OFDM 수신 신호에 삽입된 보호 구간은 상기 OFDM 수신 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)일 수 있다.
상기 OFDM 수신 신호에 포함되는 비정규 잡음은 코시(Cauchy) 분포를 가질 수 있다.
상기 각 LOE 구간의 길이는 동일할 수 있다.
상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋은 상기 각 LOE 구간의 중간값일 수 있다.
상기 LOE 구간의 총 개수는 시스템에서 설정된 허용 오차를 기반으로 결정될 수 있다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM 수신기가 제공된다. 상기 OFDM 수신기는 무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부, 및 상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간이 삽입된 OFDM 수신 신호 및 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택하도록 구성된다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM 신호 수신 방법이 제공된다. 상기 OFDM 신호 수신 방법은 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간이 삽입된 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 단계, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 단계, 및 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 단계를 포함하되, 상기 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계는 상기 OFDM 수신 신호 및 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하는 단계, 및 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택하는 단계를 포함한다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM 신호 수신 장치가 제공된다. 상기 OFDM 신호 수신 장치는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간이 삽입된 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 동기화 블록, 상기 동기화 블록과 연결되며, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 직렬 병렬 변환기, 상기 직렬 병렬 변환기와 연결되며, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT를 수행하는 FFT 블록, 및 상기 FFT 블록과 연결되며, 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩 및 디인터리빙을 수행하는 디코딩/디인터리빙 블록을 포함하되, 상기 동기화 블록은 상기 OFDM 수신 신호 및 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택하도록 구성된다.
비정규 잡음 환경에서 주파수 오프셋 추정 성능을 높일 수 있다.
도 1은 일반적인 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 2는 LOE 이론을 기반으로 계산된 최종 오프셋 추정값과 초기 오프셋의 차이에 따른 추정 성능을 나타낸 그래프이다.
도 3은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 블록도이다.
도 4는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. 또한 상세한 설명을 생략하여도 본 기술분야의 당업자가 쉽게 이해할 수 있는 부분의 설명은 생략하였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 일반적인 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 일반적인 OFDM 수신기는 무선 주파수 국부 발진기(10; RF LO), 아날로그 디지털 변환기(20; A/D), 직렬 병렬 변환기(30; S/P), 동기화 블록(40), 중간 주파수 국부 발진기(50; IF LO), FFT(Fast Fourier Transform) 블록(60) 및 디코딩/디인터리빙(decoding/de-interleaving) 블록(70)을 포함한다. 수신 신호는 A/D(20)을 거쳐 S/P(30) 및 동기화 블록(40)으로 입력되며, 동기화 블록(40)의 출력은 IF LO(50)로 피드백 되어 다시 A/D(20)으로 입력이 된다. 동기화 블록(40)은 시간 및 주파수 동기를 맞춘다. S/P(30)을 거친 수신 신호는 FFT 블록(60)을 거치고 디코딩/디인터리빙 블록(70)을 거쳐 출력된다. 이하에서 설명하는 주파수 오프셋 추정 방법은 도 1의 OFDM 수신기의 블록도 중 동기화 블록(40)에 의해서 수행될 수 있다. 즉, 제안된 주파수 오프셋 추정 방법에 의해서 OFDM 수신기의 동기화 블록(40)의 성능이 향상될 수 있다.
이하, 본 발명의 주파수 오프셋 추정 방법을 설명하도록 한다.
비트열은 PSK(Phase Shift Keying) 방식 또는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조되며 이에 따라 데이터 심벌이 생성된다. 생성된 데이터 심벌에 대하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)이 수행되며, 이에 따라 시간 영역에서 OFDM 신호가 생성된다. 생성된 OFDM 신호는 수학식 1과 같이 표현할 수 있다.
<수학식 1>
Figure 112011056788910-pat00007
수학식 1에서 N은 IFFT의 크기를 나타내며, Xn은 PSK 또는 QAM 방식으로 변조 n번째 데이터 심벌을 나타낸다.
송신단에서 OFDM 신호 사이에 채널의 최대 지연 시간보다 긴 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입될 수 있다. 이는 채널의 영향으로 발생할 수 있는 OFDM 신호 간의 간섭을 제거하기 위함이다. 이때 보호 구간은 부반송파 간의 직교성을 보장하기 위하여 OFDM 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)의 형태로 삽입될 수 있다. 시간 동기화가 완벽하게 수행되었을 때, 채널을 통과하여 수신된 신호의 k번째 샘플은 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.
<수학식 2>
Figure 112011056788910-pat00008
수학식 2에서 h(l)은 길이 L인 채널의 l번째 복소 임펄스 응답(impulse response) 계수이며, NG는 보호 구간의 길이를 나타낸다. v는 부반송파 간격으로 정규화된 주파수 오프셋이며, n(k)는 복소 덧셈꼴 비정규 잡음을 나타낸다.
주파수 오프셋은 수학식 3과 같이 정수 부분과 소수 부분으로 나뉠 수 있다.
<수학식 3>
Figure 112011056788910-pat00009
수학식 3에서 m은 주파수 오프셋의 정수 부분, ε(-0.5≤ε<0.5)는 주파수 오프셋의 소수 부분을 나타낸다. 주파수 오프셋의 정수 부분은 OFDM 시스템의 특성상 기존의 주파수 오프셋 추정 방법에 의해서 비교적 용이하게 추정하여 보상할 수 있다. 이하에서 주파수 오프셋의 정수 부분은 기존의 주파수 오프셋 추정 방법에 의해서 완벽하게 추정된 후 보상되었다 가정하며, 본 발명은 주파수 오프셋의 소수 부분을 추정하는 방법을 설명한다.
한편, 수학식 2에서 복소 비정규 잡음 n(k)은 평균이 0인 두변량 등방 대칭 알파 안정(bivariate isotropic symmetric α-stable: BISαS) 분포에 의해서 모형화될 수 있다. BISαS 분포는 비정규 분포를 모형화하는 데 널리 사용되는 확률 분포이다. BISαS의 확률밀도함수(PDF; Probability Distribution Function)은 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
<수학식 4>
Figure 112011056788910-pat00010
수학식 4에서 α와 γ는 각각 잡음의 특성 지수와 퍼짐 매개변수이며, nI와 nQ는 각각 잡음의 실수와 허수 성분을 나타낸다. 특성 지수 α는 0<α≤2의 범위를 가지며, α가 0에 가까울수록 충격성 잡음이 발생할 확률이 높으며 α가 2에 가까울수록 충격성 잡음이 발생할 확률이 낮아진다. 즉, α가 0에 가까울수록 PDF의 가운데가 뾰족한 형태를 띤다. α=2인 경우 BISαS는 정규 분포를 나타낸다. 일반적으로 BISαS의 PDF는 닫힌 형태로 표현되지 않으나, 예외적으로 α=1(코시 분포)일 때와 α=2(정규 분포)일 때는 닫힌 형태로 표현될 수 있다. 수학식 5는 α=1, 2일 때 BISαS의 PDF의 닫힌 형태를 나타낸다.
<수학식 5>
Figure 112011056788910-pat00011
수학식 5에서 z는 관측 샘플이고, zR, zI는 각각 z의 실수 및 허수 성분을 나타낸다.
이상의 설명을 기반으로 OFDM 시스템의 주파수 오프셋 추정 방법, 특히 비정규 잡음 환경에서 OFDM 시스템의 주파수 오프셋의 소수 부분을 추정하는 방법을 설명하도록 한다. 본 발명은 OFDM 시스템에서 삽입된 보호 구간과 OFDM 신호의 뒷부분이 동일한 특성을 이용한다.
잡음이 없다고 가정할 때 보호 구간 신호는 수학식 2에 의해서 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
<수학식 6>
Figure 112011056788910-pat00012
수학식 6은 보호 구간 신호를 표현하므로 -NG≤k≤-1이다.
또한, OFDM 신호의 뒷부분은 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
<수학식 7>
Figure 112011056788910-pat00013
수학식 7에서 보호 구간 신호와 OFDM 신호의 뒷부분은 OFDM 신호의 길이 N을 간격으로 동일하므로, 보호 구간 신호 r(k)와 OFDM 신호의 뒷부분 r(k+N)은 수학식 8의 관계식을 가질 수 있다.
<수학식 8>
Figure 112011056788910-pat00014
한편, 잡음이 존재할 때 보호 구간 신호와 OFDM 신호의 뒷부분은 수학식 9 및 수학식 10에 의해서 표현될 수 있다.
<수학식 9>
Figure 112011056788910-pat00015
<수학식 10>
Figure 112011056788910-pat00016
여기서 잡음 n(k)는 α=1인 BISαS의 확률분포, 즉 코시 분포를 가지는 것으로 가정한다. 설명의 편의를 위하여 닫힌 형태의 PDF를 가지는 코시 분포를 이용하는 것을 가정하나, 제안되는 주파수 오프셋 추정 방법은 이에 제한되지 않으며 본 발명은 다양한 잡음 환경에서 주파수 오프셋을 추정하는 데에 적용될 수 있다.
수학식 10에 수학식 9를 대입하면 수학식 11을 얻을 수 있다.
<수학식 11>
Figure 112011056788910-pat00017
수학식 11에서 잡음에 해당하는 -n(k)ej2πε+n(k+N)는 퍼짐 매개변수가 2γ인 코시 분포를 갖는다. 수학식 11을 기반으로 하는 코시 분포의 로그 우도 함수(log likelihood function)는 수학식 12와 같다.
<수학식 12>
Figure 112011056788910-pat00018
수학식 12에서 yR(k) 및 yI(k)는 각각 y(k)의 실수 및 허수 부분이며, u(k,ε)와 v(k,ε)는 각각 수학식 13 및 수학식 14와 같다.
<수학식 13>
Figure 112011056788910-pat00019
<수학식 14>
Figure 112011056788910-pat00020
이하, 본 발명에 적용되는 국소 최적 추정(LOE; Local Optimum Estimation)이론을 설명한다. LOE 이론은 로그 우도 함수의 미분 형태인 g(ε)를 테일러 급수로 표현한 뒤, 이를 근사화하고 임의의 초기 오프셋인 ε0를 대입했을 때 g(ε)=0으로 만드는 추정치
Figure 112011056788910-pat00021
를 구한다.
수학식 15는 g(ε)를 테일러 급수로 표현하고 근사화한 형태이며, 수학식 16은 LOE 이론에 의하여 계산되는 추정치
Figure 112011056788910-pat00022
이다.
<수학식 15>
Figure 112011056788910-pat00023
<수학식 16>
Figure 112011056788910-pat00024
수학식 15 및 수학식 16의 LOE 이론에 수학식 12의 잡음의 로그 우도 함수를 적용하여 정리하면 수학식 17을 얻을 수 있다. 수학식 17에 의하여 주파수 오프셋의 최종 오프셋 추정값을 구할 수 있다.
<수학식 17>
Figure 112011056788910-pat00025
수학식 17에서 a(k,ε)와 b(k,ε)는 각각 수학식 18 및 수학식 19를 나타낸다.
<수학식 18>
Figure 112011056788910-pat00026
<수학식 19>
Figure 112011056788910-pat00027
또한, 수학식 18 및 수학식 19에서 c(k), d(k) 및 e(k)는 각각 수학식 20, 수학식 21 및 수학식 22에 의해서 구할 수 있다.
<수학식 20>
Figure 112011056788910-pat00028
<수학식 21>
Figure 112011056788910-pat00029
<수학식 22>
Figure 112011056788910-pat00030
수학식 22에서 퍼짐 매개변수 γ는 수신 신호의 샘플들로부터 쉽고 정확하게 추정할 수 있으므로, 알려져 있는 값으로 가정할 수 있다.
한편, LOE 이론에 기반하여 얻은 수학식 17의 최종 오프셋 추정값은 우수한 추정 성능을 가지나 도 15에서 근사화된 형태로부터 계산된 것이므로 |ε- ε0|가 커질수록, 즉 초기 오프셋과 최종 오프셋 추정값의 차이가 클수록 추정 성능이 떨어지게 된다.
도 2는 LOE 이론을 기반으로 계산된 최종 오프셋 추정값과 초기 오프셋의 차이에 따른 추정 성능을 나타낸 그래프이다.
도 2를 참조하면, 최종 오프셋 추정값과 초기 오프셋의 차이가 클수록 추정된 최종 오프셋 추정값의 평균 제곱 오차(MSE; Mean Square Error)가 커지는 것을 알 수 있다. 허용 오차를 MSE=10-6으로 설정하면 NG=32일 때, LOE 이론에 의한 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 적용 범위는 -0.05~0.05가 된다. 최종 오프셋 추정값과 초기 오프셋의 차이가 이 범위를 벗어나는 경우 주파수 오프셋 추정 성능을 보장할 수 없다. 따라서 -0.5≤ε<0.5의 범위에서 LOE 이론을 기반으로 주파수 오프셋을 정확하게 추정하기 위하여, 허용 오차에 따라 복수의 LOE 구간을 설정하고 LOE 이론을 기반으로 각 LOE 구간의 오프셋 추정값을 획득한 후, 이를 기반으로 최종 오프셋 추정값을 선택하는 방법이 제안될 수 있다.
도 3은 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 블록도이다.
도 3을 참조하면, LOE 이론에 의해서 정확하게 오프셋 추정값을 계산할 수 있도록 허용 오차에 따라 복수의 LOE 구간이 설정된다. 도 3에서 LOE 구간의 개수를 P라 한다. 각 LOE 구간에 대하여 LOE 구간 초기 오프셋 εp가 설정된다. εp∈{ε0, ε1, ε2,...,εp-1}이다. 각 LOE 구간 초기 오프셋과 수신 신호를 기반으로 수학식 17 내지 수학식 22에 의하여 각 LOE 구간의 오프셋 추정값
Figure 112011056788910-pat00031
이 계산되며,
Figure 112011056788910-pat00032
이다. 그리고 각 LOE 구간의 오프셋 추정값 중
Figure 112011056788910-pat00033
이 최소인 LOE 구간의 오프셋 추정값을 최종 오프셋 추정값인
Figure 112011056788910-pat00034
로 선택한다.
도 2를 예시로 들면, 허용 오차 MSE=10-6인 경우 LOE의 추정 범위가 -0.05~0.05이므로 총 10개의 LOE 구간이 필요하다. -0.5≤ε<0.5의 범위는 10개의 LOE 구간으로 균등하며 분할되며, 이에 따라 각 LOE 구간 초기 오프셋 εp∈{-0.45, -0.35, -0.25, -0.15, -0.05, 0.05, 0.15, 0.25, 0.35, 0.45}로 설정될 수 있다. 상기 각 LOE 구간 초기 오프셋을 기반으로 각 LOE 구간의 오프셋 추정값이 계산되며, 실제 오프셋이 -0.5≤ε<0.5의 범위 내에 전재하므로 10개의 LOE 구간 초기 오프셋 중 어느 하나는 실제 오프셋과 매우 가까울 수 있다(|ε-εp|≒0). 따라서 최종 오프셋 추정값
Figure 112011056788910-pat00035
는
Figure 112011056788910-pat00036
값이 최소일 때의
Figure 112011056788910-pat00037
로 결정될 수 있다.
도 4는 제안된 주파수 오프셋 추정 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 단계 S100에서 수신기는 OFDM 신호 및 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정한다. 단계 S110에서 수신기는 상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋으로 선택한다.
도 5는 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
송신기(800)는 프로세서(810; processor), 메모리(820; memory) 및 RF부(830; Radio Frequency unit)을 포함한다. 프로세서(810)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
수신기(900)는 프로세서(910), 메모리(920) 및 RF부(930)을 포함한다. 프로세서(910)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(910)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 연결되어, 프로세서(910)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(930)는 프로세서(910)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
프로세서(810, 910)은 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(820, 920)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부(830, 930)은 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(820, 920)에 저장되고, 프로세서(810, 910)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(810, 910)와 연결될 수 있다.
제안된 주파수 오프셋 추정 방법에 의하여 다양한 잡음 환경에서 주파수 오프셋을 우수한 성능으로 추정할 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋(offset) 추정 방법에 있어서,
    복수의 국소 최적 추정(LOE; local optimum estimation) 구간들을 설정하는 단계;
    두변량 등방 대칭 알파 안정(bivariate isotropic symmetric α-stable; BISαS) 분포를 가지는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신 신호 및 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋의 소수 부분으로 선택하는 단계를 포함하며,
    상기 두변량 등방 대칭 알파 안정 분포는 아래의 수학식에 의해 표현되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112013016238604-pat00067

    단, α는 상기 비정규 잡음의 특성 지수, γ는 상기 비정규 잡음의 퍼짐 매개변수, nI는 상기 비정규 잡음의 실수 성분, nQ는 상기 비정규 잡음의 허수 성분을 나타낸다.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
    Figure 112012075973154-pat00068

    단, εp는 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋, NG는 상기 OFDM 수신 신호의 보호 구간(GI; Guard Interval)의 길이이며, a(k,ε) 및 b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00069

    Figure 112012075973154-pat00070

    b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00071

    Figure 112012075973154-pat00072

    Figure 112012075973154-pat00073

    yR(k), yI(k)는 각각 상기 OFDM 수신 신호의 샘플 y(k)의 실수 부분 및 허수 부분을 나타낸다.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 삽입된 보호 구간은 상기 OFDM 수신 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)인 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 포함되는 비정규 잡음은 코시(Cauchy) 분포를 가지는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 길이는 동일한 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋은 상기 각 LOE 구간의 중간값인 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 LOE 구간의 총 개수는 시스템에서 설정된 허용 오차를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정 방법.
  8. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에 있어서,
    무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및
    상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    복수의 국소 최적 추정(LOE; local optimum estimation) 구간들을 설정하고,
    두변량 등방 대칭 알파 안정(bivariate isotropic symmetric α-stable; BISαS) 분포를 가지는비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM 수신 신호 및 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋의 소수 부분으로 선택하도록 구성되며,
    상기 두변량 등방 대칭 알파 안정 분포는 아래의 수학식에 의해 표현되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112013016238604-pat00074

    단, α는 상기 비정규 잡음의 특성 지수, γ는 상기 비정규 잡음의 퍼짐 매개변수, nI는 상기 비정규 잡음의 실수 성분, nQ는 상기 비정규 잡음의 허수 성분을 나타낸다.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
    Figure 112012075973154-pat00075

    단, εp는 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋, NG는 상기 OFDM 수신 신호의 보호 구간(GI; Guard Interval)의 길이이며, a(k,ε) 및 b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00076

    Figure 112012075973154-pat00077

    b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00078

    Figure 112012075973154-pat00079

    Figure 112012075973154-pat00080

    yR(k), yI(k)는 각각 상기 OFDM 수신 신호의 샘플 y(k)의 실수 부분 및 허수 부분을 나타낸다.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 삽입된 보호 구간은 상기 OFDM 수신 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)인 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 포함되는 비정규 잡음은 코시(Cauchy) 분포를 가지는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 길이는 동일한 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋은 상기 각 LOE 구간의 중간값인 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 LOE 구간의 총 개수는 시스템에서 설정된 허용 오차를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기.
  15. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 방법에 있어서,
    두변량 등방 대칭 알파 안정(bivariate isotropic symmetric α-stable; BISαS) 분포를 가지는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계;
    상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 단계;
    상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 단계; 및
    상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 단계를 포함하되,
    상기 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 단계는,
    복수의 국소 최적 추정(LOE; local optimum estimation) 구간들을 설정하는 단계;
    상기 OFDM 수신 신호 및 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋의 소수 부분으로 선택하는 단계를 포함하며,
    상기 두변량 등방 대칭 알파 안정 분포는 아래의 수학식에 의해 표현되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 방법.
    Figure 112013016238604-pat00081

    단, α는 상기 비정규 잡음의 특성 지수, γ는 상기 비정규 잡음의 퍼짐 매개변수, nI는 상기 비정규 잡음의 실수 성분, nQ는 상기 비정규 잡음의 허수 성분을 나타낸다.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 방법.
    Figure 112012075973154-pat00082

    단, εp는 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋, NG는 상기 OFDM 수신 신호의 보호 구간(GI; Guard Interval)의 길이이며, a(k,ε) 및 b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00083

    Figure 112012075973154-pat00084

    b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00085

    Figure 112012075973154-pat00086

    Figure 112012075973154-pat00087

    yR(k), yI(k)는 각각 상기 OFDM 수신 신호의 샘플 y(k)의 실수 부분 및 허수 부분을 나타낸다.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 삽입된 보호 구간은 상기 OFDM 수신 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)인 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 방법.
  18. 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 수신 장치에 있어서,
    두변량 등방 대칭 알파 안정(bivariate isotropic symmetric α-stable; BISαS) 분포를 가지는 비정규 잡음을 포함하며 보호 구간(GI; Guard Interval)이 삽입된 OFDM 수신 신호의 주파수 동기를 맞추는 동기화 블록;
    상기 동기화 블록과 연결되며, 상기 시간 및 주파수 동기를 맞춘 OFDM 수신 신호를 병렬 신호로 변환하는 직렬 병렬 변환기;
    상기 직렬 병렬 변환기와 연결되며, 상기 병렬 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT 블록; 및
    상기 FFT 블록과 연결되며, 상기 FFT가 수행된 병렬 신호에 대하여 디코딩(decoding) 및 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하는 디코딩/디인터리빙 블록을 포함하되,
    상기 동기화 블록은,
    복수의 국소 최적 추정(LOE; local optimum estimation) 구간들을 설정하고,
    상기 OFDM 수신 신호 및 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋을 기반으로 상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋을 추정하고,
    상기 추정된 각 LOE 구간의 주파수 오프셋 중 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋과의 차이가 최소인 주파수 오프셋을 최종 주파수 오프셋의 소수 부분으로 선택하도록 구성되며,
    상기 두변량 등방 대칭 알파 안정 분포는 아래의 수학식에 의해 표현되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 장치.
    Figure 112013016238604-pat00088

    단, α는 상기 비정규 잡음의 특성 지수, γ는 상기 비정규 잡음의 퍼짐 매개변수, nI는 상기 비정규 잡음의 실수 성분, nQ는 상기 비정규 잡음의 허수 성분을 나타낸다.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 각 LOE 구간의 주파수 오프셋은 아래의 수학식에 의하여 추정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 장치.
    Figure 112012075973154-pat00089

    단, εp는 상기 각 LOE 구간의 초기 오프셋, NG는 상기 OFDM 수신 신호의 보호 구간(GI; Guard Interval)의 길이이며, a(k,ε) 및 b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00090


    b(k,ε)는 아래의 수학식에 의해서 계산된다.
    Figure 112012075973154-pat00092

    Figure 112012075973154-pat00093

    Figure 112012075973154-pat00094

    yR(k), yI(k)는 각각 상기 OFDM 수신 신호의 샘플 y(k)의 실수 부분 및 허수 부분을 나타낸다.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 OFDM 수신 신호에 삽입된 보호 구간은 상기 OFDM 수신 신호의 뒷부분과 동일한 형태의 CP(Cyclic Prefix)인 것을 특징으로 하는 OFDM 신호 수신 장치.
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