JP4174905B2 - 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、離散フーリエ逆変換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、互いに直交する多数の搬送波（キャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されている。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、映像信号の伝送手段として有望視されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或いは数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレートを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができる。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減させることができる。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信する有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本のＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。また、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フーリエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイントである。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式の変調の概略を図８及び図１０に示す。図８は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤＭ変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
【０００６】
この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）がＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得る。
【０００７】
即ち発振器９０７で周波数ｆsの第１の正弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調された第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。
【０００８】
図８のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の出力の周波数スペクトルを図９に示す。図９の（ａ）は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれもヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとした。ディジタル直列信号列Ｉ D 及びＱDの周波数スペクトルも図９の（ａ）と同一である。
【０００９】
図９の（ａ）の周波数スペクトルを持つディジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図９の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で直交変調した場合、図９の（ｃ）のように周波数ｆs/２＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆs（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が得られる。
【００１０】
上記直交変調をディジタル回路で行うものとして、例えば図１０の様なＯＦＤＭ変調装置９９００が知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
【００１１】
この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）がＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
【００１２】
次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４ｆs、即ち時間間隔Ｔ / ４Ｎのディジタル直列信号とする。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列ＩD及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号としたものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波の、時間間隔Ｔ / ４Ｎのディジタル信号を発生させ、それぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとることで、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのディジタル直交変調がなされる。
【００１３】
乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑの出力はディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波される。このように得られた２つのアナログ信号を加算することにより、中間周波数信号を得る。
【００１４】
図１０のＯＦＤＭ変調装置９９００の各段の出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置９０００と同様、図９の（ａ）である。また、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図９の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０Ｑの必要性が理解される。即ち、±３ｆ s / ２の帯域幅が無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変調装置と同様の中間周波数信号が得られないということである。
【００１５】
次に、従来のＯＦＤＭ復調装置について述べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図１１及び図１２に示す。図１１は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ復調装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部で復調する。
【００１６】
直交復調部は中間周波数信号を各々位相のπ/２ずれた正弦波と乗じる。即ち、発振器９５４にて周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞれ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
【００１７】
ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードインターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱRは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆsの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも使用される。
【００１８】
各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号として複号される。
【００１９】
図１１のＯＦＤＭ復調装置９０５０の各段の出力の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応している。これを図９により説明する。図９の（ｃ）は、帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を示す。アナログ直交変調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図９の（ｃ）のような、周波数帯域の中心がｆsで、周波数帯域がｆs/２＋１/Ｔから３ｆs/２までのｆsの、中間周波数信号から複素シンボルを復調するものである。
【００２０】
図９の（ｃ）のような中間周波数信号を直交復調すると、アナログ領域では図９の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これをサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ）すれば、図９の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復調される。
【００２１】
上記直交復調をディジタル回路で行うものとして、例えば図１２の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部で復調する。
【００２２】
直交復調部は中間周波数信号をアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗じる。即ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウンサンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及びＱDが得られる。
【００２３】
ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードインターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱRは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路９５９が必要となる。
【００２４】
以下は上述のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号として複号される。
【００２５】
図１２のＯＦＤＭ復調装置９９５０の各段の出力の周波数スペクトルを図９で説明する。図９の（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示す。ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsであることが理解される。即ち、中間周波数信号は、上述のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の中間周波数信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）が必要だからである。
【００２６】
図９の（ｃ）のようなディジタル中間周波数信号をディジタル直交復調すると、図９の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復調される。
【００２７】
理論上はＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されてしまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつをガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリア）は、図９の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近におかれる。以下、本明細書において、単にＮ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアといった場合には、このようなガードバンド（ヌルシンボルキャリア）をキャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近に置いたものをも含むものとする。
【００２８】
これに対し特開平７−２２６７２４号公報では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
【００２９】
特開平７−２２６７２４号公報記載の第１のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３０】
同じく特開平７−２２６７２４号公報記載の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３１】
特開平７−２２６７２４号公報記載の第１のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボルを取り出すものである。
【００３２】
同じく特開平７−２２６７２４号公報記載の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、サンプリング周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプリング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或いは４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いてヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力することも決して効率的な手段ではない。
【００３４】
そこで本発明者らは、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をいわゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【００３５】
また、周波数空間での係数設定により、ディジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換における一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの結合の着想に至った。
【００３６】
更に本発明者らは、２Ｎポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【００３７】
よって本発明は、上記課題に鑑み、新規なＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規なＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせた、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）離散フーリエ逆変換手段であり、前記Ｎ ' −１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘ h ＝πｈ / Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ h ＝π ( Ｍ−ｈ )/ Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
なお、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段には、元の複素シンボルとその共役の、合わせて２ ( Ｎ ' −１ )個のヌルシンボル以外の複素シンボルの他、Ｍ−２ ( Ｎ ' −１ )個のヌルシンボルを入力する。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ヌルシンボルの入力とは、その位置のキャリアが存在しないようにするものであり、実部及び虚部両方への０の入力を意味する。
ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。また、略等しいというのはディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
【００３９】
請求項２の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ ) ）離散フーリエ逆変換手段であり、前記Ｎ ' − １個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ ( ｋ ) とし、Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ ( ｋ ) の複素共役シンボルをＡ * ( ｋ ) とし、Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｎ '/ ２＋ｈ 0 −１のときＡ ( ｈ＋Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、Ｎ '/ ２＋ｈ 0 ≦ｈ≦Ｎ ' ＋ｈ 0 のときＡ ( ｈ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、Ｍ−Ｎ ' −ｈ 0 ≦ｈ≦Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 のときＡ * ( Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｍ−ｈ 0 −１のときＡ * ( Ｍ＋Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、ｈがそれ以外のとき０（ヌル）、ただし１≦ｈ 0 ≦Ｍ / ２−Ｎ ' −１、であることを特徴とする。
請求項３に記載の手段によれば、請求項２に記載の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
【００４０】
請求項４に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘ h ＝πｈ / ２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘ h ＝π ( ２Ｎ−ｈ )/ ２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４１】
また、請求項５に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。また、ヌルシンボルとは実部虚部ともに０のシンボルである。
【００４２】
また、請求項６に記載の手段によれば、請求項５に記載の直交周波数分割多重変調方式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４３】
また、請求項７に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ、
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
【００４４】
また、請求項８に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であり、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４５】
また、請求項９に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するためのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４６】
更に、請求項１０に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するためのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。√２は２の平方根である。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４７】
請求項１１乃至請求項２０は、請求項１乃至請求項１０の直交周波数分割多重変調方式を適用して直交周波数分割多重変調装置としたものである。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【００４８】
上述は変調方式であったが、以下は対応する復調に関する発明である。即ち、請求項２１に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ個のディジタル信号、Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルからＮ ' −１個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個）を復調することを特徴とする。
【００４９】
請求項２２に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とする。
【００５０】
また、請求項２３に記載の手段によれば、請求項２２に記載の直交周波数分割多重復調方式において、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ変換手段の出力番号の直流成分出力が０とは、離散フーリエ変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ変換による復調の場合の、直流成分出力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。
【００５１】
また、請求項２４に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞Ｎ ' −１）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp(−ｊπｈ/Ｍ)、
ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、と複素演算を行うことにより、Ｎ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１≦ｋ≦Ｎ ' −１、ヌルシンボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特徴とする。
【００５２】
また、請求項２５に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＮ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ−１）を復調することを特徴とする。
【００５３】
請求項２６乃至請求項３０は、請求項２１乃至請求項２５の直交周波数分割多重復調方式を適用して直交周波数分割多重復調装置としたものである。尚、各周波数成分（復調された複素シンボル）の比（実部及び虚部それぞれ）が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【００５４】
【作用及び発明の効果】
まず、本発明のＯＦＤＭ変調方式の概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるものを説明する。
【００５５】
Ｎポイント離散フーリエ逆変換により図２の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られたとする。尚、時間軸出力は周波数ｆs（時間間隔Ｔ / Ｎ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のような周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあれば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔Ｔ / ２Ｎ）のディジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させ、複素共役対称に入力すれば、従来のＮポイント離散フーリエ逆変換ののち周波数ｆs/２で直交変調した信号が直接得られる。（請求項５、１５）
【００５６】
これを数式を用いて説明する。目標であるアナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１】
【００５７】
尚、Re、Imは複素数の実部、虚部を示し、fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャリア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボルである。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波を示す式となる。
【００５８】
ＯＦＤＭ変調波においては、キャリア番号ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次のように示すことが一般的である。
【数２】
【００５９】
すると、式（１）は次のように変形できる。
【数３】
【００６０】
このアナログ信号は、ディジタル領域では次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シンボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングすれば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
【数４】
【００６１】
式（４）の２箇所のシグマが、次式の通り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
【数５】
【００６２】
さて、図２の（ａ）の周波数スペクトルを実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
【数６】
【００６３】
今、請求項５に示す様な、A(k)とP(h)の対応をとる。即ち、次の通りである。
【数７】
【００６４】
ここから容易に次の関係式を導くことができる。尚、共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとして上線をも用いるものとする。
【数８】
【００６５】
式（８）を使って式（６）を変形すると以下のようになる。
【数９】
【００６６】
式（９）は、２Ｎ個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換である２Ｎ個のp(m)が、虚部を有しないことを意味する。即ち、２Ｎ個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換すると、虚部出力はことごとく０である。式（７）を使用して式（９）のシグマを計算する。
【数１０】
【００６７】
一方、式（３）で、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるディジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
【数１１】
式（１０）と式（１１）は以下の条件で定数倍で一致する（請求項５、１５）。
【数１２】
【００６９】
通常A(N/2)はガードバンドとしてヌルシンボルであるので問題とならない。
【００７０】
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数の半分未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ ' −１本のキャリアにより、実質Ｎ ' −１個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )であれば良い。このとき、Ｎ ' −１本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ ' −１の位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ / ２−Ｎ 'である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２−１＝Ｎ ' −１＝Ｎ−１であったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0を設定することができる。（請求項２、１２）
【００７１】
次に、本発明のＯＦＤＭ変調における第２の概念を図４を用いて説明する。良く知られているように、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτとおくと、ｆ＝±ｎ／τ（ｎは自然数）で０となる図４のような関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることにより、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用である。（請求項１、３、４、６、１１、１３、１４、１６）
【００７２】
更に、本発明のＯＦＤＭ変調における第３の概念を説明する。良く知られているように、複素共役対称な複素数の入力による離散フーリエ逆変換は、入力を工夫することにより、ポイント数を半分にした離散フーリエ逆変換により算出することができる。実際、式（６）のp(m)を時間間引きにより、ｍ＝２ｚ、ｍ＝２ｚ＋１（０≦ｚ≦Ｎ−１）に分けると、次式が成立する。
【数１３】
【００７３】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで次の置き換えを行う。
【数１４】
【００７４】
式（１４−１）、（１４−２）を用いて（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、次の通りである。
【数１５】
【００７５】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。入力はPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）を式（７）、式（１４−１）、式（１４−２）から求めれば良い。（請求項９、１９）
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ / ２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ / ２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ / ２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ / ２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ ' −１ ' 本のキャリアにより、実質Ｎ ' −１個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞Ｎ ' −１であれば良い。このとき、Ｎ ' −１本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号ｈに対し、ｈ 0 ＋１≦ｈ≦ｈ 0 ＋Ｎ ' −１の位置であれば良い。ただし０≦ｈ 0 ≦Ｍ−Ｎ ' である。即ち、上述までの議論は、Ｍ−１＝Ｎ ' −１＝Ｎ−１であったため、ｈ 0 ＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ 0 はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ ' と共にｈ 0 を設定することができる。（請求項７、１７）
【００７６】
更にこの場合、Ｄ／Ａにおける高域劣化補償は、実質的にはP(h)、P(h+N)について係数を設定すれば良い。即ち、劣化補償しない場合のPev(h)+jPod(h)をP(h)、P(h+N)で示した式において、P(h)、P(h+N)をαhP(h)、αh+NP(h+N)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、に置き換えれば良い。（請求項８、１０、１８、２０）
【００７７】
次に、本発明のＯＦＤＭ復調の概念を図２を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるものを説明する。ただし、キャリア番号ｋ＝Ｎ/２のみはヌルシンボルキャリアになる。
【００７８】
検波及び周波数変換手段、並びにサンプリング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段により、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数スペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ変換すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルのディジタル信号をＮポイント離散フーリエ変換したものと同一の結果が得られるはずである。以下、これを説明する。
【００７９】
検波及び周波数変換手段により最高周波数がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１６】
【００８０】
これは式（１）と全く同様である。よって前述と全く同様の議論により、中間周波数信号が式（３）でｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であり、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングすることにより、関係式（９）で、本来のＮ個の複素シンボルA(k)と対応づけられる２Ｎ個のP(h)を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個のp(m)の実部と等しいことを次に示す。式（１１）を再掲すれば、
【数１７】
【００８１】
このＦ2D(m)をそのままp(m)とする。即ち、複素数p(m)を虚部が０（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とすれば、p(m)の離散フーリエ変換P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）について、次の関係式が一般に成り立つ。尚、上線で共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとする。
【数１８】
【００８２】
式（１８）を利用して、p(m)をP(h)で表したのち変形する。この際、P(0)＝P(N)＝０と仮定すると、次の通り、p(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）は実数となる。
【数１９】
【００８３】
P(0)＝０は、図２の（ａ）の通り実現可能であり、P(N)＝０は、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能である。キャリア番号ｋ＝Ｎ/２は通常のＯＦＤＭ方式ではガードバンドであるので問題なく実現できる。よって、図２の（ａ）の通りA(k)とP(h)の対応をとればよい。
【数２０】
【００８４】
式（２０）のような対応があれば、式（１９）のシグマは、次の通り式（１７）と一致する。
【数２１】
【００８５】
以上から、次のように、Ｎ本のキャリアから成る帯域ｆsのＯＦＤＭ信号を周波数ｆs以下に周波数変換し、時間間隔Ｔ/２Ｎでサンプリングしたディジタル信号Ｆ2D(m)を実部、０を虚部に入力して２Ｎポイント離散フーリエ変換し、P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）とすれば、式（２０）の対応により複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）が復調できる。
【数２２】
【００８６】
次に、本発明のＯＦＤＭ復調の第２の概念を説明する。これは変調側で述べたのと同様に、離散フーリエ変換のポイント数を半分にすることである。
【００８７】
まず変調側の立場を再考する。式（１３−１）、式（１３−２）を再掲すれば、次の通りである。
【数２３】
【００８８】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで式（１４−１）、（１４−２）の置き換えを行う。再掲すれば、次の通りである。
【数２４】
【００８９】
式（１４−１）、（１４−２）を用いて（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、式（１５）となった。再掲すれば次の通りである。
【数２５】
【００９０】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。
【００９１】
これを復調側の立場から考える。式（２２）によるp(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）から、p(2z)及びp(2z+1)（０≦ｚ≦Ｎ−１）が求められたとする。これを次式の通りＮポイント離散フーリエ変換する。
【数２６】
【００９２】
当然、２P'(h)＝Pev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）である。ところが、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役について、次の関係が成り立つ。
【数２７】
【００９３】
よってP'(h)と、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役とから、Pev(h)とPod(h)が求められる。ここから、式（１８）、式（２０）を利用して次の式が成立する。
【数２８】
【００９４】
式（２８）の左辺、右辺の比を替え、P'(h)をP(h)と書き替え、共役複素数を*で示せば、請求項２５、請求項３０が成立することが判る。尚、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能であることは第１の発明と同様である。
【００９５】
【００９６】
この方式はキャリア番号で一義的に定義することができ、且つこのような変調方式又は復調方式を用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置は、従来のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に比べ、装置全体としての構成を小さくすることができる。尚、上述の係数はディジタルデータであるため、本来有るべきアナログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分である。
【００９７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施例を図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
【００９８】
〔第１実施例〕
図１は本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示すブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【００９９】
ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通りである。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が共役信号生成及び対応変換回路１０３に出力される。共役信号生成及び対応変換回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、後述の対応により２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力する。２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディジタル直列信号がＧＩ挿入回路１０６に出力される。ＧＩ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）１０８で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１００】
共役信号生成及び対応変換回路１０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０，Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2
Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2
ｈ＝Ｎのとき
ＲN＝０，ＳN＝０
Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａ3N/2-h，Ｓh＝−Ｂ3N/2-h
３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａ5N/2-h，Ｓh＝−Ｂ5N/2-h
【０１０１】
このように生成された２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すように、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だけシフトしたものと、その複素共役対称な入力である。よって上述の議論の通り、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の出力である２Ｎ個の複素数ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）のうち、実部のみを直列に並べたものは、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ個の複素数Ａk＋ｊＢkをＮポイント離散フーリエ逆変換したのち周波数ｆs/２で直交変調したものと同一である。尚、ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は丸め誤差が無ければすべて０である。
【０１０２】
以上のように、本実施例は、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１０３】
〔第２実施例〕
図３は本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示すブロック図である。本実施例においてもキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１０４】
図３のＯＦＤＭ変調装置２００は、図１のＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）を加えたほかは、全く同一の構成である。２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）は共役信号生成及び対応変換回路１０３と２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の間に配置される。
【０１０５】
共役信号生成及び対応変換回路１０３からの出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）はそれぞれ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈに出力される。前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）において、入力Ｒh及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下の通りである。
１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき
αh＝｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
【０１０６】
以下、 １≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎとすれば、係数αhは単に次のように表現できる。
αh＝ｘh/sinｘh
【０１０７】
よって、前補償器１１０−ｈへの入力をＲh、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及びＳ'hはそれぞれ次の通りである。
Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh
Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
【０１０８】
２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ、ｊは虚数単位）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）を離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ逆変換し、実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／Ｓ変換すれば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２Ｎ個のインパルスを、複素データ（虚部が０の実数）としたときにその２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）である。
【０１０９】
さて、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したのちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとなる。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌル）となる出力となっていることが理解できる。
【０１１０】
以上のように、本実施例は、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１１】
〔第３実施例〕
図５は、本発明の第３及び第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００及び４００の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置３００及び４００は、複素信号生成及び対応変換回路の構成を異にするほかは全く同一の構成である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１１２】
本発明の第３の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００について説明する。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）３０１によりパラレル並列信号とし、マッピング回路３０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が複素信号生成及び対応変換回路３０３に出力される。複素信号生成及び対応変換回路３０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を、後述の対応によりＮポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４に出力する。Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、そのＮ個の実部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒに出力され、Ｎ個の虚部出力がディジタル並列信号ｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｓに出力される。Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４の演算は、Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳhからＮ個の複素数ｒm＋ｊｓmを離散フーリエ逆変換により求めるものである。
【０１１３】
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒ及び３０５Ｓはそれぞれ並直列変換を行い、ディジタル直列信号｛ｒm｝及び｛ｓm｝を多重化器（ＭＵＸ）３０６に出力する。多重化器（ＭＵＸ）３０６は、各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝及び｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝から、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｓ0、ｒ1、ｓ1、…、ｒN-1、ｓN-1｝を生成する。これがＧＩ挿入回路３０７に出力される。ＧＩ挿入回路３０７でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０８でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）３０９で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１１４】
複素信号生成及び対応変換回路３０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０
Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａh+N/2＋ＡN/2-h−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)cos(πh/N)
−(Ａh+N/2−ＡN/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝Ｂh+N/2−ＢN/2-h＋(Ａh+N/2−ＡN/2-h)cos(πh/N)
−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)sin(πh/N)
ｈ＝Ｎ/２のとき
ＲN/2＝２Ａ0
ＳN/2＝−２Ｂ0
Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａh-N/2＋Ａ3N/2-h−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)cos(πh/N)
−(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝Ｂh-N/2−Ｂ3N/2-h＋(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)cos(πh/N)
−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)sin(πh/N)
【０１１５】
上述の議論により、この構成により、Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１６】
〔第４実施例〕
本発明の第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置４００について説明する。ＯＦＤＭ変調装置４００は、図５のＯＦＤＭ変調装置３００の複素信号生成及び対応変換回路３０３を、複素信号生成及び対応変換回路４０３に置き換えたものである。
【０１１７】
複素信号生成及び対応変換回路４０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０
Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝αhＡh+N/2＋αh+NＡN/2-h−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)cos(πh/N)
−(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝αhＢh+N/2−αh+NＢN/2-h＋(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)cos(πh/N)
−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)sin(πh/N)
ｈ＝Ｎ/２のとき
ＲN/2＝Ａ0π/√２
ＳN/2＝−Ｂ0π/√２
Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝αhＡh-N/2＋αh+NＡ3N/2-h−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝αhＢh-N/2−αh+NＢ3N/2-h＋(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)sin(πh/N)
ただし、
√２は２の平方根
αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
αh+N＝｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
【０１１８】
上述の議論により、この構成により、Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１９】
〔第５実施例〕
図６は本発明の具体的な第５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部を示すブロック図である。ここではガードインターバル（ＧＩ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１２０】
ＯＦＤＭ復調装置５００の構成は次の通りである。検波及び周波数変換器５０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒmとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制御される。ｒmは｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2N-1｝である。このディジタル直列信号ｒmを直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７に出力する。
【０１２１】
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７の２Ｎ個の出力ｒm及び、ヌルシンボルであるｓm（＝０、０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５０８は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を出力する。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものである。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５０８の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回路５０９に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk及びＢkが出力される。
０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき
Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2
Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき
Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
【０１２２】
選択回路５０９から、Ｎ個の複素シンボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりディジタル直列信号として出力される。
【０１２３】
このように、本発明によれば、周波数２ｆsのディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１２４】
〔第６実施例〕
図７は、本発明の第６の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００の構成を示したブロック図である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１２５】
本発明の第６の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００について説明する。検波及び周波数変換器５０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｐmとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制御される。ｐmは｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝である。このディジタル直列信号ｐmを２段直並列変換器（Ｓ／Ｐ−２）５２０に出力する。
【０１２６】
２段直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２０は、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｐm｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝を、各々Ｎ個のディジタル信号から成る２つのディジタル直列信号｛ｐ0、ｐ2、…、ｐ2N-2｝及び｛ｐ1、ｐ3、…、ｐ2N-1｝として出力する。これをそれぞれ、ｒm｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝、ｓm｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝（０≦ｍ≦Ｎ−１）とおく。２つのディジタル直列信号ｒm及びｓmは、それぞれＮ段直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２１Ｒ及び５２１Ｓに入力され、各々Ｎ個のディジタル信号から成る並列信号としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０に出力される。これを、Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０はＮ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を出力する。Ｎ個の出力Ｒh及びＳhはＮ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものである。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）は複素演算回路５４０に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk及びＢkが出力される。
０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき
Ａk＝Ｒk+N/2＋ＲN/2-k−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)sin(πk/N)
−(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)cos(πk/N)
Ｂk＝Ｓk+N/2−ＳN/2-k＋(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)sin(πk/N)
−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)cos(πk/N)
Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき
Ａk＝Ｒk-N/2＋Ｒ3N/2-k＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)sin(πk/N)
＋(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)cos(πk/N)
Ｂk＝Ｓk-N/2−Ｓ3N/2-k−(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)sin(πk/N)
＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)cos(πk/N)
【０１２７】
複素演算回路５４０から、Ｎ個の複素シンボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりディジタル直列信号として出力される。
【０１２８】
このように、本発明によれば、周波数２ｆsのディジタル回路においてＮポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１２９】
上記実施例では、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれば有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるので、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換或いは離散フーリエ変換のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ逆変換器（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）或いは高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）を用いることができる点で、２Ｎは２５６、５１２、１０２４その他の２の整数乗が望ましい。
【０１３０】
上記実施例ではガードインターバル挿入部を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤＭ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明により得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信号と同様に行うことができる。また、ガードインターバル除去部を有しない、変調装置において他の同期方法によるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明は、検波及び周波数変換器の調整により従来のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
【０１３１】
本発明におけるｈ0は、離散フーリエ逆変換の入力、及び離散フーリエ変換の出力のキャリアシフトと言えるが、これはそのまま中間周波数信号の周波数シフトと比例している。本発明の復調において、例えば干渉の影響を考慮し、このｈ0を不確定のまま復調を始めたとしても、適当な補正手段によりｈ0が適当な整数を取るように中間周波数信号を周波数変換し、また、選択回路において、選択することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の概念を示したグラフ図。
【図３】 本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
【図４】 時間間隔Ｔ/２Ｎのインパルス列を方形波にディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示すためのグラフ図。
【図５】 本発明の具体的な第３及び第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００或いは４００の要部の構成を示したブロック図。
【図６】 本発明の具体的な第５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部の構成を示したブロック図。
【図７】 本発明の具体的な第６の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置６００の要部の構成を示したブロック図。
【図８】 従来のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
【図９】 従来のＯＦＤＭ変調装置９０００、９９００の作用を示したグラフ図。
【図１０】 従来のディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
【図１１】 従来のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
【図１２】 従来のディジタル直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
１０１、３０１、５０７、５２０、５２１Ｒ及びＳ、９０１、９６１Ｉ及びＱ
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）
１０２、３０２、９０２ マッピング回路
１０３ 共役信号生成及び対応変換回路
１０４ ２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）
１０５、３０５Ｒ及びＳ、５１１、９０４Ｉ及びＱ、９６４
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）
１０６、３０７、９１０Ｉ及びＱ
ＧＩ挿入回路
１０７、３０８、９０５Ｉ及びＱ
ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１０８、３０９、５０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及びＱ
低域濾波器（ＬＰＦ）
１１０−ｈ、１２０−ｈ （１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）
ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器
３０３、４０３ 複素信号生成及び対応変換回路
３０４、９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）
３０６ 多重化器（ＭＵＸ）
５０１ 検波及び周波数変換回路
５０３ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）2fs
５０４、９５９ 同期回路
５０５、９０７、９５１、９５４ 発振器
５０６、９６０Ｉ、９６０Ｑ ＧＩ除去回路
５０８ ２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５０９ 選択回路
５１０、９６３ デマッピング回路
５３０、９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５４０ 複素演算回路
９０７１、９５５ 移相器
９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及びＱ、９７４Ｉ及びＱ
乗算器
９０９ 加算器
９５８Ｉ、９５８Ｑ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）ｆs
９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ）
９７０ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）4fs
９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ）
９７６Ｉ、９７６Ｑ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ
Ａk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）
送信シンボルの実部、虚部
Ｒh、Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１又は０≦ｈ≦Ｎ−１）
ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、虚部
ｒm、ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１又は０≦ｍ≦Ｎ−１）
ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、虚部
【発明の属する技術分野】
本発明は、離散フーリエ逆変換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、互いに直交する多数の搬送波（キャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されている。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、映像信号の伝送手段として有望視されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或いは数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレートを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができる。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減させることができる。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信する有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本のＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。また、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フーリエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイントである。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式の変調の概略を図８及び図１０に示す。図８は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤＭ変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
【０００６】
この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）がＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得る。
【０００７】
即ち発振器９０７で周波数ｆsの第１の正弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調された第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。
【０００８】
図８のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の出力の周波数スペクトルを図９に示す。図９の（ａ）は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれもヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとした。ディジタル直列信号列Ｉ D 及びＱDの周波数スペクトルも図９の（ａ）と同一である。
【０００９】
図９の（ａ）の周波数スペクトルを持つディジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図９の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で直交変調した場合、図９の（ｃ）のように周波数ｆs/２＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆs（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が得られる。
【００１０】
上記直交変調をディジタル回路で行うものとして、例えば図１０の様なＯＦＤＭ変調装置９９００が知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
【００１１】
この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）がＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
【００１２】
次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４ｆs、即ち時間間隔Ｔ / ４Ｎのディジタル直列信号とする。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列ＩD及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号としたものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波の、時間間隔Ｔ / ４Ｎのディジタル信号を発生させ、それぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとることで、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのディジタル直交変調がなされる。
【００１３】
乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑの出力はディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波される。このように得られた２つのアナログ信号を加算することにより、中間周波数信号を得る。
【００１４】
図１０のＯＦＤＭ変調装置９９００の各段の出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置９０００と同様、図９の（ａ）である。また、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図９の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０Ｑの必要性が理解される。即ち、±３ｆ s / ２の帯域幅が無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変調装置と同様の中間周波数信号が得られないということである。
【００１５】
次に、従来のＯＦＤＭ復調装置について述べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図１１及び図１２に示す。図１１は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ復調装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部で復調する。
【００１６】
直交復調部は中間周波数信号を各々位相のπ/２ずれた正弦波と乗じる。即ち、発振器９５４にて周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞれ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
【００１７】
ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードインターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱRは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆsの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも使用される。
【００１８】
各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号として複号される。
【００１９】
図１１のＯＦＤＭ復調装置９０５０の各段の出力の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応している。これを図９により説明する。図９の（ｃ）は、帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を示す。アナログ直交変調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図９の（ｃ）のような、周波数帯域の中心がｆsで、周波数帯域がｆs/２＋１/Ｔから３ｆs/２までのｆsの、中間周波数信号から複素シンボルを復調するものである。
【００２０】
図９の（ｃ）のような中間周波数信号を直交復調すると、アナログ領域では図９の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これをサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ）すれば、図９の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復調される。
【００２１】
上記直交復調をディジタル回路で行うものとして、例えば図１２の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部で復調する。
【００２２】
直交復調部は中間周波数信号をアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗じる。即ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウンサンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及びＱDが得られる。
【００２３】
ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードインターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱRは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路９５９が必要となる。
【００２４】
以下は上述のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号として複号される。
【００２５】
図１２のＯＦＤＭ復調装置９９５０の各段の出力の周波数スペクトルを図９で説明する。図９の（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示す。ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsであることが理解される。即ち、中間周波数信号は、上述のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の中間周波数信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）が必要だからである。
【００２６】
図９の（ｃ）のようなディジタル中間周波数信号をディジタル直交復調すると、図９の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復調される。
【００２７】
理論上はＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されてしまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつをガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリア）は、図９の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近におかれる。以下、本明細書において、単にＮ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアといった場合には、このようなガードバンド（ヌルシンボルキャリア）をキャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近に置いたものをも含むものとする。
【００２８】
これに対し特開平７−２２６７２４号公報では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
【００２９】
特開平７−２２６７２４号公報記載の第１のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３０】
同じく特開平７−２２６７２４号公報記載の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３１】
特開平７−２２６７２４号公報記載の第１のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボルを取り出すものである。
【００３２】
同じく特開平７−２２６７２４号公報記載の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、サンプリング周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプリング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或いは４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いてヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力することも決して効率的な手段ではない。
【００３４】
そこで本発明者らは、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をいわゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【００３５】
また、周波数空間での係数設定により、ディジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換における一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの結合の着想に至った。
【００３６】
更に本発明者らは、２Ｎポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【００３７】
よって本発明は、上記課題に鑑み、新規なＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規なＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせた、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）離散フーリエ逆変換手段であり、前記Ｎ ' −１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘ h ＝πｈ / Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ h ＝π ( Ｍ−ｈ )/ Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
なお、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段には、元の複素シンボルとその共役の、合わせて２ ( Ｎ ' −１ )個のヌルシンボル以外の複素シンボルの他、Ｍ−２ ( Ｎ ' −１ )個のヌルシンボルを入力する。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ヌルシンボルの入力とは、その位置のキャリアが存在しないようにするものであり、実部及び虚部両方への０の入力を意味する。
ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。また、略等しいというのはディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
【００３９】
請求項２の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ ) ）離散フーリエ逆変換手段であり、前記Ｎ ' − １個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ ( ｋ ) とし、Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ ( ｋ ) の複素共役シンボルをＡ * ( ｋ ) とし、Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｎ '/ ２＋ｈ 0 −１のときＡ ( ｈ＋Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、Ｎ '/ ２＋ｈ 0 ≦ｈ≦Ｎ ' ＋ｈ 0 のときＡ ( ｈ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、Ｍ−Ｎ ' −ｈ 0 ≦ｈ≦Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 のときＡ * ( Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｍ−ｈ 0 −１のときＡ * ( Ｍ＋Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、ｈがそれ以外のとき０（ヌル）、ただし１≦ｈ 0 ≦Ｍ / ２−Ｎ ' −１、であることを特徴とする。
請求項３に記載の手段によれば、請求項２に記載の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
【００４０】
請求項４に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘ h ＝πｈ / ２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘ h ＝π ( ２Ｎ−ｈ )/ ２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４１】
また、請求項５に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。また、ヌルシンボルとは実部虚部ともに０のシンボルである。
【００４２】
また、請求項６に記載の手段によれば、請求項５に記載の直交周波数分割多重変調方式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４３】
また、請求項７に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ、
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
【００４４】
また、請求項８に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であり、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４５】
また、請求項９に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するためのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４６】
更に、請求項１０に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するためのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。√２は２の平方根である。尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【００４７】
請求項１１乃至請求項２０は、請求項１乃至請求項１０の直交周波数分割多重変調方式を適用して直交周波数分割多重変調装置としたものである。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【００４８】
上述は変調方式であったが、以下は対応する復調に関する発明である。即ち、請求項２１に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ個のディジタル信号、Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルからＮ ' −１個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個）を復調することを特徴とする。
【００４９】
請求項２２に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とする。
【００５０】
また、請求項２３に記載の手段によれば、請求項２２に記載の直交周波数分割多重復調方式において、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ変換手段の出力番号の直流成分出力が０とは、離散フーリエ変換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ変換による復調の場合の、直流成分出力番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。
【００５１】
また、請求項２４に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞Ｎ ' −１）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp(−ｊπｈ/Ｍ)、
ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、と複素演算を行うことにより、Ｎ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１≦ｋ≦Ｎ ' −１、ヌルシンボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特徴とする。
【００５２】
また、請求項２５に記載の手段によれば、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＮ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ−１）を復調することを特徴とする。
【００５３】
請求項２６乃至請求項３０は、請求項２１乃至請求項２５の直交周波数分割多重復調方式を適用して直交周波数分割多重復調装置としたものである。尚、各周波数成分（復調された複素シンボル）の比（実部及び虚部それぞれ）が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【００５４】
【作用及び発明の効果】
まず、本発明のＯＦＤＭ変調方式の概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるものを説明する。
【００５５】
Ｎポイント離散フーリエ逆変換により図２の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られたとする。尚、時間軸出力は周波数ｆs（時間間隔Ｔ / Ｎ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のような周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあれば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔Ｔ / ２Ｎ）のディジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させ、複素共役対称に入力すれば、従来のＮポイント離散フーリエ逆変換ののち周波数ｆs/２で直交変調した信号が直接得られる。（請求項５、１５）
【００５６】
これを数式を用いて説明する。目標であるアナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１】
尚、Re、Imは複素数の実部、虚部を示し、fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャリア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボルである。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波を示す式となる。
【００５８】
ＯＦＤＭ変調波においては、キャリア番号ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次のように示すことが一般的である。
【数２】
すると、式（１）は次のように変形できる。
【数３】
このアナログ信号は、ディジタル領域では次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シンボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングすれば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
【数４】
式（４）の２箇所のシグマが、次式の通り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
【数５】
さて、図２の（ａ）の周波数スペクトルを実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
【数６】
今、請求項５に示す様な、A(k)とP(h)の対応をとる。即ち、次の通りである。
【数７】
ここから容易に次の関係式を導くことができる。尚、共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとして上線をも用いるものとする。
【数８】
式（８）を使って式（６）を変形すると以下のようになる。
【数９】
式（９）は、２Ｎ個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換である２Ｎ個のp(m)が、虚部を有しないことを意味する。即ち、２Ｎ個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換すると、虚部出力はことごとく０である。式（７）を使用して式（９）のシグマを計算する。
【数１０】
一方、式（３）で、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるディジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
【数１１】
【数１２】
通常A(N/2)はガードバンドとしてヌルシンボルであるので問題とならない。
【００７０】
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数の半分未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ ' −１本のキャリアにより、実質Ｎ ' −１個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )であれば良い。このとき、Ｎ ' −１本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ ' −１の位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ / ２−Ｎ 'である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２−１＝Ｎ ' −１＝Ｎ−１であったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0を設定することができる。（請求項２、１２）
【００７１】
次に、本発明のＯＦＤＭ変調における第２の概念を図４を用いて説明する。良く知られているように、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτとおくと、ｆ＝±ｎ／τ（ｎは自然数）で０となる図４のような関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることにより、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用である。（請求項１、３、４、６、１１、１３、１４、１６）
【００７２】
更に、本発明のＯＦＤＭ変調における第３の概念を説明する。良く知られているように、複素共役対称な複素数の入力による離散フーリエ逆変換は、入力を工夫することにより、ポイント数を半分にした離散フーリエ逆変換により算出することができる。実際、式（６）のp(m)を時間間引きにより、ｍ＝２ｚ、ｍ＝２ｚ＋１（０≦ｚ≦Ｎ−１）に分けると、次式が成立する。
【数１３】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで次の置き換えを行う。
【数１４】
式（１４−１）、（１４−２）を用いて（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、次の通りである。
【数１５】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。入力はPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）を式（７）、式（１４−１）、式（１４−２）から求めれば良い。（請求項９、１９）
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ / ２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ / ２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ / ２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ / ２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ ' −１ ' 本のキャリアにより、実質Ｎ ' −１個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞Ｎ ' −１であれば良い。このとき、Ｎ ' −１本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号ｈに対し、ｈ 0 ＋１≦ｈ≦ｈ 0 ＋Ｎ ' −１の位置であれば良い。ただし０≦ｈ 0 ≦Ｍ−Ｎ ' である。即ち、上述までの議論は、Ｍ−１＝Ｎ ' −１＝Ｎ−１であったため、ｈ 0 ＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ 0 はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ ' と共にｈ 0 を設定することができる。（請求項７、１７）
【００７６】
更にこの場合、Ｄ／Ａにおける高域劣化補償は、実質的にはP(h)、P(h+N)について係数を設定すれば良い。即ち、劣化補償しない場合のPev(h)+jPod(h)をP(h)、P(h+N)で示した式において、P(h)、P(h+N)をαhP(h)、αh+NP(h+N)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、に置き換えれば良い。（請求項８、１０、１８、２０）
【００７７】
次に、本発明のＯＦＤＭ復調の概念を図２を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるものを説明する。ただし、キャリア番号ｋ＝Ｎ/２のみはヌルシンボルキャリアになる。
【００７８】
検波及び周波数変換手段、並びにサンプリング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段により、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数スペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ変換すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルのディジタル信号をＮポイント離散フーリエ変換したものと同一の結果が得られるはずである。以下、これを説明する。
【００７９】
検波及び周波数変換手段により最高周波数がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１６】
これは式（１）と全く同様である。よって前述と全く同様の議論により、中間周波数信号が式（３）でｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であり、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングすることにより、関係式（９）で、本来のＮ個の複素シンボルA(k)と対応づけられる２Ｎ個のP(h)を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個のp(m)の実部と等しいことを次に示す。式（１１）を再掲すれば、
【数１７】
このＦ2D(m)をそのままp(m)とする。即ち、複素数p(m)を虚部が０（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とすれば、p(m)の離散フーリエ変換P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）について、次の関係式が一般に成り立つ。尚、上線で共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとする。
【数１８】
式（１８）を利用して、p(m)をP(h)で表したのち変形する。この際、P(0)＝P(N)＝０と仮定すると、次の通り、p(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）は実数となる。
【数１９】
P(0)＝０は、図２の（ａ）の通り実現可能であり、P(N)＝０は、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能である。キャリア番号ｋ＝Ｎ/２は通常のＯＦＤＭ方式ではガードバンドであるので問題なく実現できる。よって、図２の（ａ）の通りA(k)とP(h)の対応をとればよい。
【数２０】
式（２０）のような対応があれば、式（１９）のシグマは、次の通り式（１７）と一致する。
【数２１】
以上から、次のように、Ｎ本のキャリアから成る帯域ｆsのＯＦＤＭ信号を周波数ｆs以下に周波数変換し、時間間隔Ｔ/２Ｎでサンプリングしたディジタル信号Ｆ2D(m)を実部、０を虚部に入力して２Ｎポイント離散フーリエ変換し、P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）とすれば、式（２０）の対応により複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）が復調できる。
【数２２】
次に、本発明のＯＦＤＭ復調の第２の概念を説明する。これは変調側で述べたのと同様に、離散フーリエ変換のポイント数を半分にすることである。
【００８７】
まず変調側の立場を再考する。式（１３−１）、式（１３−２）を再掲すれば、次の通りである。
【数２３】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで式（１４−１）、（１４−２）の置き換えを行う。再掲すれば、次の通りである。
【数２４】
式（１４−１）、（１４−２）を用いて（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、式（１５）となった。再掲すれば次の通りである。
【数２５】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。
【００９１】
これを復調側の立場から考える。式（２２）によるp(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）から、p(2z)及びp(2z+1)（０≦ｚ≦Ｎ−１）が求められたとする。これを次式の通りＮポイント離散フーリエ変換する。
【数２６】
当然、２P'(h)＝Pev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−１）である。ところが、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役について、次の関係が成り立つ。
【数２７】
よってP'(h)と、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役とから、Pev(h)とPod(h)が求められる。ここから、式（１８）、式（２０）を利用して次の式が成立する。
【数２８】
式（２８）の左辺、右辺の比を替え、P'(h)をP(h)と書き替え、共役複素数を*で示せば、請求項２５、請求項３０が成立することが判る。尚、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能であることは第１の発明と同様である。
【００９５】
【００９６】
この方式はキャリア番号で一義的に定義することができ、且つこのような変調方式又は復調方式を用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置は、従来のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に比べ、装置全体としての構成を小さくすることができる。尚、上述の係数はディジタルデータであるため、本来有るべきアナログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分である。
【００９７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施例を図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
【００９８】
〔第１実施例〕
図１は本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示すブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【００９９】
ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通りである。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が共役信号生成及び対応変換回路１０３に出力される。共役信号生成及び対応変換回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、後述の対応により２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力する。２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディジタル直列信号がＧＩ挿入回路１０６に出力される。ＧＩ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）１０８で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１００】
共役信号生成及び対応変換回路１０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０，Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2
Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2
ｈ＝Ｎのとき
ＲN＝０，ＳN＝０
Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａ3N/2-h，Ｓh＝−Ｂ3N/2-h
３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａ5N/2-h，Ｓh＝−Ｂ5N/2-h
【０１０１】
このように生成された２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すように、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だけシフトしたものと、その複素共役対称な入力である。よって上述の議論の通り、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の出力である２Ｎ個の複素数ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）のうち、実部のみを直列に並べたものは、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ個の複素数Ａk＋ｊＢkをＮポイント離散フーリエ逆変換したのち周波数ｆs/２で直交変調したものと同一である。尚、ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は丸め誤差が無ければすべて０である。
【０１０２】
以上のように、本実施例は、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１０３】
〔第２実施例〕
図３は本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示すブロック図である。本実施例においてもキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１０４】
図３のＯＦＤＭ変調装置２００は、図１のＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）を加えたほかは、全く同一の構成である。２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）は共役信号生成及び対応変換回路１０３と２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の間に配置される。
【０１０５】
共役信号生成及び対応変換回路１０３からの出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）はそれぞれ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈに出力される。前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）において、入力Ｒh及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下の通りである。
１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき
αh＝｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
【０１０６】
以下、 １≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎとすれば、係数αhは単に次のように表現できる。
αh＝ｘh/sinｘh
【０１０７】
よって、前補償器１１０−ｈへの入力をＲh、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及びＳ'hはそれぞれ次の通りである。
Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh
Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
【０１０８】
２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ、ｊは虚数単位）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）を離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ逆変換し、実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／Ｓ変換すれば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２Ｎ個のインパルスを、複素データ（虚部が０の実数）としたときにその２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）である。
【０１０９】
さて、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したのちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとなる。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌル）となる出力となっていることが理解できる。
【０１１０】
以上のように、本実施例は、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１１】
〔第３実施例〕
図５は、本発明の第３及び第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００及び４００の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置３００及び４００は、複素信号生成及び対応変換回路の構成を異にするほかは全く同一の構成である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１１２】
本発明の第３の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００について説明する。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）３０１によりパラレル並列信号とし、マッピング回路３０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が複素信号生成及び対応変換回路３０３に出力される。複素信号生成及び対応変換回路３０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を、後述の対応によりＮポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４に出力する。Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、そのＮ個の実部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒに出力され、Ｎ個の虚部出力がディジタル並列信号ｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｓに出力される。Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４の演算は、Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳhからＮ個の複素数ｒm＋ｊｓmを離散フーリエ逆変換により求めるものである。
【０１１３】
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒ及び３０５Ｓはそれぞれ並直列変換を行い、ディジタル直列信号｛ｒm｝及び｛ｓm｝を多重化器（ＭＵＸ）３０６に出力する。多重化器（ＭＵＸ）３０６は、各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝及び｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝から、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｓ0、ｒ1、ｓ1、…、ｒN-1、ｓN-1｝を生成する。これがＧＩ挿入回路３０７に出力される。ＧＩ挿入回路３０７でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０８でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）３０９で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１１４】
複素信号生成及び対応変換回路３０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０
Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝Ａh+N/2＋ＡN/2-h−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)cos(πh/N)
−(Ａh+N/2−ＡN/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝Ｂh+N/2−ＢN/2-h＋(Ａh+N/2−ＡN/2-h)cos(πh/N)
−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)sin(πh/N)
ｈ＝Ｎ/２のとき
ＲN/2＝２Ａ0
ＳN/2＝−２Ｂ0
Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝Ａh-N/2＋Ａ3N/2-h−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)cos(πh/N)
−(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝Ｂh-N/2−Ｂ3N/2-h＋(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)cos(πh/N)
−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)sin(πh/N)
【０１１５】
上述の議論により、この構成により、Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１６】
〔第４実施例〕
本発明の第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置４００について説明する。ＯＦＤＭ変調装置４００は、図５のＯＦＤＭ変調装置３００の複素信号生成及び対応変換回路３０３を、複素信号生成及び対応変換回路４０３に置き換えたものである。
【０１１７】
複素信号生成及び対応変換回路４０３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は以下の通りである。
ｈ＝０のとき
Ｒ0＝０
Ｓ0＝０
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき
Ｒh＝αhＡh+N/2＋αh+NＡN/2-h−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)cos(πh/N)
−(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝αhＢh+N/2−αh+NＢN/2-h＋(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)cos(πh/N)
−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)sin(πh/N)
ｈ＝Ｎ/２のとき
ＲN/2＝Ａ0π/√２
ＳN/2＝−Ｂ0π/√２
Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ｒh＝αhＡh-N/2＋αh+NＡ3N/2-h−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)sin(πh/N)
Ｓh＝αhＢh-N/2−αh+NＢ3N/2-h＋(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)sin(πh/N)
ただし、
√２は２の平方根
αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
αh+N＝｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
【０１１８】
上述の議論により、この構成により、Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１９】
〔第５実施例〕
図６は本発明の具体的な第５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部を示すブロック図である。ここではガードインターバル（ＧＩ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１２０】
ＯＦＤＭ復調装置５００の構成は次の通りである。検波及び周波数変換器５０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒmとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制御される。ｒmは｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2N-1｝である。このディジタル直列信号ｒmを直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７に出力する。
【０１２１】
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７の２Ｎ個の出力ｒm及び、ヌルシンボルであるｓm（＝０、０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５０８は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を出力する。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものである。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５０８の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回路５０９に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk及びＢkが出力される。
０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき
Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2
Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき
Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
【０１２２】
選択回路５０９から、Ｎ個の複素シンボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりディジタル直列信号として出力される。
【０１２３】
このように、本発明によれば、周波数２ｆsのディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１２４】
〔第６実施例〕
図７は、本発明の第６の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００の構成を示したブロック図である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１２５】
本発明の第６の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００について説明する。検波及び周波数変換器５０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｐmとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制御される。ｐmは｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝である。このディジタル直列信号ｐmを２段直並列変換器（Ｓ／Ｐ−２）５２０に出力する。
【０１２６】
２段直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２０は、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｐm｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝を、各々Ｎ個のディジタル信号から成る２つのディジタル直列信号｛ｐ0、ｐ2、…、ｐ2N-2｝及び｛ｐ1、ｐ3、…、ｐ2N-1｝として出力する。これをそれぞれ、ｒm｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝、ｓm｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝（０≦ｍ≦Ｎ−１）とおく。２つのディジタル直列信号ｒm及びｓmは、それぞれＮ段直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２１Ｒ及び５２１Ｓに入力され、各々Ｎ個のディジタル信号から成る並列信号としてＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０に出力される。これを、Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０はＮ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を出力する。Ｎ個の出力Ｒh及びＳhはＮ個の複素数Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものである。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）は複素演算回路５４０に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk及びＢkが出力される。
０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき
Ａk＝Ｒk+N/2＋ＲN/2-k−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)sin(πk/N)
−(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)cos(πk/N)
Ｂk＝Ｓk+N/2−ＳN/2-k＋(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)sin(πk/N)
−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)cos(πk/N)
Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき
Ａk＝Ｒk-N/2＋Ｒ3N/2-k＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)sin(πk/N)
＋(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)cos(πk/N)
Ｂk＝Ｓk-N/2−Ｓ3N/2-k−(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)sin(πk/N)
＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)cos(πk/N)
【０１２７】
複素演算回路５４０から、Ｎ個の複素シンボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりディジタル直列信号として出力される。
【０１２８】
このように、本発明によれば、周波数２ｆsのディジタル回路においてＮポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１２９】
上記実施例では、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれば有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるので、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換或いは離散フーリエ変換のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ逆変換器（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）或いは高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）を用いることができる点で、２Ｎは２５６、５１２、１０２４その他の２の整数乗が望ましい。
【０１３０】
上記実施例ではガードインターバル挿入部を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤＭ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明により得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信号と同様に行うことができる。また、ガードインターバル除去部を有しない、変調装置において他の同期方法によるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明は、検波及び周波数変換器の調整により従来のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
【０１３１】
本発明におけるｈ0は、離散フーリエ逆変換の入力、及び離散フーリエ変換の出力のキャリアシフトと言えるが、これはそのまま中間周波数信号の周波数シフトと比例している。本発明の復調において、例えば干渉の影響を考慮し、このｈ0を不確定のまま復調を始めたとしても、適当な補正手段によりｈ0が適当な整数を取るように中間周波数信号を周波数変換し、また、選択回路において、選択することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の概念を示したグラフ図。
【図３】 本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
【図４】 時間間隔Ｔ/２Ｎのインパルス列を方形波にディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示すためのグラフ図。
【図５】 本発明の具体的な第３及び第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００或いは４００の要部の構成を示したブロック図。
【図６】 本発明の具体的な第５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部の構成を示したブロック図。
【図７】 本発明の具体的な第６の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置６００の要部の構成を示したブロック図。
【図８】 従来のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
【図９】 従来のＯＦＤＭ変調装置９０００、９９００の作用を示したグラフ図。
【図１０】 従来のディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
【図１１】 従来のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
【図１２】 従来のディジタル直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
１０１、３０１、５０７、５２０、５２１Ｒ及びＳ、９０１、９６１Ｉ及びＱ
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）
１０２、３０２、９０２ マッピング回路
１０３ 共役信号生成及び対応変換回路
１０４ ２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）
１０５、３０５Ｒ及びＳ、５１１、９０４Ｉ及びＱ、９６４
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）
１０６、３０７、９１０Ｉ及びＱ
ＧＩ挿入回路
１０７、３０８、９０５Ｉ及びＱ
ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１０８、３０９、５０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及びＱ
低域濾波器（ＬＰＦ）
１１０−ｈ、１２０−ｈ （１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）
ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器
３０３、４０３ 複素信号生成及び対応変換回路
３０４、９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）
３０６ 多重化器（ＭＵＸ）
５０１ 検波及び周波数変換回路
５０３ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）2fs
５０４、９５９ 同期回路
５０５、９０７、９５１、９５４ 発振器
５０６、９６０Ｉ、９６０Ｑ ＧＩ除去回路
５０８ ２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５０９ 選択回路
５１０、９６３ デマッピング回路
５３０、９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５４０ 複素演算回路
９０７１、９５５ 移相器
９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及びＱ、９７４Ｉ及びＱ
乗算器
９０９ 加算器
９５８Ｉ、９５８Ｑ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）ｆs
９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ）
９７０ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）4fs
９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ）
９７６Ｉ、９７６Ｑ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ
Ａk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）
送信シンボルの実部、虚部
Ｒh、Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１又は０≦ｈ≦Ｎ−１）
ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、虚部
ｒm、ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１又は０≦ｍ≦Ｎ−１）
ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、虚部
Claims (30)
- 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ ) ）離散フーリエ逆変換手段であり、
前記Ｎ ' −１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘ h ＝πｈ / Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ h ＝π ( Ｍ−ｈ )/ Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１)）離散フーリエ逆変換手段であり、
前記Ｎ ' −１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ ( ｋ ) とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ ( ｋ ) の複素共役シンボルをＡ * ( ｋ ) とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｎ '/ ２＋ｈ 0 −１のときＡ ( ｈ＋Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、
Ｎ '/ ２＋ｈ 0 ≦ｈ≦Ｎ ' ＋ｈ 0 のときＡ ( ｈ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、
Ｍ−Ｎ ' −ｈ 0 ≦ｈ≦Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 のときＡ * ( Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、
Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｍ−ｈ 0 −１のときＡ * ( Ｍ＋Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、
ｈがそれ以外のとき０（ヌル）、ただし１≦ｈ 0 ≦Ｍ / ２−Ｎ ' −１、であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項２に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘ h ＝πｈ / ２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘ h ＝π ( ２Ｎ−ｈ )/ ２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、１≦ｈ≦Ｎ / ２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ / ２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ / ２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝ｈ−Ｎ / ２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ / ２のときｋ＝３Ｎ / ２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ / ２＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ / ２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ、
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ ' −１）離散フーリエ逆変換手段であり、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
該Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
該Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√2、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ ) ）と、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記Ｎ ' −１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘ h ＝πｈ / Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ h ＝π ( Ｍ−ｈ )/ Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）と、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記Ｎ'−１個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'−１個）からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ ( ｋ ) とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ ( ｋ ) の複素共役シンボルをＡ * ( ｋ ) とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、
ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｎ '/ ２＋ｈ 0 −１のときＡ ( ｈ＋Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、
Ｎ '/ ２＋ｈ 0 ≦ｈ≦Ｎ ' ＋ｈ 0 のときＡ ( ｈ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ) 、
Ｍ−Ｎ ' −ｈ 0 ≦ｈ≦Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 のときＡ * ( Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、
Ｍ−Ｎ '/ ２−ｈ 0 ＋１≦ｈ≦Ｍ−ｈ 0 −１のときＡ * ( Ｍ＋Ｎ '/ ２−ｈ−ｈ 0 ) 、
ｈがそれ以外のとき０（ヌル）、ただし１≦ｈ 0 ≦Ｍ / ２−Ｎ ' −１、であることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項１２に記載の直交周波数分割多重変調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、
該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しα h に略等しい数値（ただしα h ＝ｘ h /sin ｘ h 、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘ h ＝πｈ / ２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘ h ＝π ( ２Ｎ−ｈ )/ ２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、
該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ / ２のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ/２＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項１５に記載の直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルからＭ個の複素数を算出する複素演算装置と、
Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞Ｎ ' −１）と、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号、及び虚部出力のＭ個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる２つの並直列変換器と、
該２つの並直列変換器の各々Ｍ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｍ個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ、
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルからＭ個の複素数を算出する複素演算装置と、
Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞Ｎ ' −１）と、
該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時間軸信号、及び虚部出力のＭ個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる２つの並直列変換器と
該２つの並直列変換器の各々Ｍ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｍ個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルを前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ ' −１個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、
αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ
ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、
ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、
Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき
Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、
ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、
ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器のＭ個の実部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信号をＮ'−１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素数を算出する複素演算装置と、
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、
該Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＮ個の時間軸信号、及び虚部出力のＮ個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる２つの並直列変換器と、
該２つの並直列変換器の各々Ｎ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｎ個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)としたとき、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号を、Ｎ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素数を算出する複素演算装置と、
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、
該Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＮ個の時間軸信号、及び虚部出力のＮ個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる２つの並直列変換器と
該２つの並直列変換器の各々Ｎ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｎ個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、
前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)としたとき、
前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器のＮ個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号を、Ｎ個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記Ｍ個のディジタル信号、Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルからＮ ' −１個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項２２に記載の直交周波数分割多重復調方式。 - Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞Ｎ ' −１）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp(−ｊπｈ/Ｍ)、
ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、
と複素演算を行うことにより、Ｎ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１≦ｋ≦Ｎ ' −１、ヌルシンボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ−１）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２ ( Ｎ ' −１ )）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器と、
Ｍポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記Ｍ個のディジタル信号と、Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換器の出力のＭ個の複素シンボルからＮ ' −１個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器と、
２Ｎポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮであり、
前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項２７に記載の直交周波数分割多重復調装置。 - Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ ' −１個、ただしＮ ' −１＜Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ ' −１個）からなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数が( Ｎ ' −１ )ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞Ｎ ' −１）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器と、
Ｍポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ ' −１個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１からＮ ' −１であり、
前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換器の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ'−１個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、
Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp(−ｊπｈ/Ｍ)、
ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、
と複素演算を行うことにより、Ｎ ' −１個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ ' −１個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ '/ ２−１及びＮ '/ ２＋１≦ｋ≦Ｎ ' −１、ヌルシンボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器と、
２段直並列変換器と、
２つのＮ段直並列変換器と、
Ｎポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０からＮ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、
前記中間周波数信号を周波数２ｆsでサンプリングした２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、
前記２段直並列変換器により２つの直列信号｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝とした上、前記２つのＮ段直並列変換器により２つの並列信号ｒ0、ｒ2、…、及びｒ2N-2並びにｒ1、ｒ3、…、及びｒ2N-1として前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に入力し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ−１）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。
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