JP4174905B2 - 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、離散フーリエ逆変換(Inverse Descrete Fourier Transform)を用いる直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式に関する。加えて本発明は、離散フーリエ変換(Descrete Fourier Transform)を用いる直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)復調方式に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、互いに直交する多数の搬送波(キャリア)を使用した、直交周波数分割多重(OFDM)方式が盛んに開発されている。OFDM方式は、高速且つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されている。このOFDM方式は、高品質且つ干渉に強い点で特に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、映像信号の伝送手段として有望視されている。
【0003】
OFDM方式は、互いに直交する数百或いは数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレートを数百分の1或いは数千分の1に落とすことができる。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減させることができる。
【0004】
OFDM方式におけるキャリアは、送信する有効シンボル長(時間)をTとしたとき、隣り合うキャリアの周波数間隔は1/Tである。キャリアがN本のOFDM方式は、キャリアの帯域幅はN/Tである。また、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数fsは、キャリアの帯域幅N/Tに等しい。送信側で離散フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フーリエ変換器のポイント数は原則的にどちらもNポイントである。
【0005】
OFDM方式の変調の概略を図8及び図10に示す。図8は、アナログ直交変調部を用いたOFDM変調装置9000のブロック図である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器(S/P)901により並列信号とし、マッピング回路902によるマッピングの後、N対のデータAk、Bk(0≦k≦N−1)として離散フーリエ逆変換器(IDFT)903に出力する。離散フーリエ逆変換器(IDFT)903は入力データをN個の複素数Ak+jBk(0≦k≦N−1、jは虚数単位)と扱い、離散フーリエ逆変換し、N個の複素数In+jQnの実部In、虚部Qn(0≦n≦N−1、jは虚数単位)として出力する。
【0006】
この2組の並列信号In及びQn(0≦n≦N−1)を並直列変換器(P/S)904I及び904Qでそれぞれディジタル直列信号列IR及びQRとする。次に後述する方法によりガードインターバル(GI)がGI挿入回路910I、910Qにより挿入されたディジタル直列信号列ID及びQDが生成される。次にディジタル直列信号列ID及びQDをそれぞれディジタル/アナログ変換器(D/A)905I及び905Qによりアナログ信号IA及びQAに変換し、低域濾波器(LPF)906I及び906Qにて低域濾波する。このように得られた2つのアナログ信号を、各々位相のπ/2ずれた正弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得る。
【0007】
即ち発振器907で周波数fsの第1の正弦波を発生させて乗算器908Iと移相器9071に出力する。移相器9071では位相のπ/2ずれた周波数fsの第2の正弦波を発生させ、乗算器908Iに出力する。こうして乗算器908Iでは第1の正弦波をアナログ信号IAで変調し、乗算器908Qでは第2の正弦波をアナログ信号QAで変調し、どちらも加算器909に出力する。加算器909はアナログ信号IAで変調された第1の正弦波とアナログ信号QAで変調された第2の正弦波とを加算し、OFDM中間周波数信号を得る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。
【0008】
図8のOFDM変調装置9000の各段の出力の周波数スペクトルを図9に示す。図9の(a)は、離散フーリエ逆変換器(IDFT)903の入出力を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器(IDFT)903の出力並列信号In及びQn(0≦n≦N−1)を並直列変換器(P/S)904I及び904Qでそれぞれディジタル直列信号列IR及びQRとした時の周波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散フーリエ逆変換器(IDFT)903の入力番号kを合わせて表示したものである。N本のキャリアはいずれもヌルシンボルでなく、パワー(振幅)が均一であるとした。ディジタル直列信号列I D 及びQDの周波数スペクトルも図9の(a)と同一である。
【0009】
図9の(a)の周波数スペクトルを持つディジタル直列信号ID及びQDをディジタル/アナログ変換したアナログ信号IA及びQAの周波数スペクトルは図9の(b)のようである。これを周波数fsの正弦波で直交変調した場合、図9の(c)のように周波数fs/2+1/Tから3fs/2(=3N/2T)までの、幅fs(=N/T)にN本のキャリアを有するOFDM信号が得られる。
【0010】
上記直交変調をディジタル回路で行うものとして、例えば図10の様なOFDM変調装置9900が知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器(S/P)901により並列信号とし、マッピング回路902によるマッピングの後、N対のデータAk、Bk(0≦k≦N−1)として離散フーリエ逆変換器(IDFT)903に出力する。離散フーリエ逆変換器(IDFT)903は入力データをN個の複素数Ak+jBk(0≦k≦N−1、jは虚数単位)と扱い、離散フーリエ逆変換し、N個の複素数In+jQnの実部In、虚部Qn(0≦n≦N−1、jは虚数単位)として出力する。
【0011】
この2組の並列信号In及びQn(0≦n≦N−1)を並直列変換器(P/S)904I及び904Qでそれぞれディジタル直列信号列IR及びQRとする。次に後述する方法によりガードインターバル(GI)がGI挿入回路910I、910Qにより挿入されたディジタル直列信号列ID及びQDが生成される。
【0012】
次にディジタル直列信号列ID及びQDをそれぞれ4fsサンプラ920I及び920Qで周波数4fs、即ち時間間隔T / 4Nのディジタル直列信号とする。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列ID及びQDの各信号を4分割して4個の同じ振幅の信号としたものである。一方、数値制御発振器(NCO)931により、余弦波発生器(cos)932、正弦波発生器(sin)933から周波数fsの余弦波及び正弦波の、時間間隔T / 4Nのディジタル信号を発生させ、それぞれ乗算器930I及び930Qに出力する。余弦波発生器(cos)932及び正弦波発生器(sin)933のディジタル信号は例えば{1、0、−1、0}及び{0、−1、0、1}である。乗算器930I及び930Qで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ID及びQDの各信号を4分割した信号との乗算をとることで、位相のπ/2ずれた周波数fsの2つの正弦波とのディジタル直交変調がなされる。
【0013】
乗算器930I及び930Qの出力はディジタル/アナログ変換器(D/A)940I及び940Qによりアナログ信号IA及びQAに変換され、低域濾波器(LPF)950I及び950Qにて低域濾波される。このように得られた2つのアナログ信号を加算することにより、中間周波数信号を得る。
【0014】
図10のOFDM変調装置9900の各段の出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フーリエ逆変換器(IDFT)903の出力並列信号In及びQn(0≦n≦N−1)を並直列変換器(P/S)904I及び904Qでそれぞれディジタル直列信号列IR及びQRとした時の周波数スペクトルは、図8のOFDM変調装置9000と同様、図9の(a)である。また、ディジタル直交変調ののち、ディジタル/アナログ変換したアナログ信号IA及びQAの周波数スペクトルは図9の(c)のようである。ここにおいてOFDM変調装置9900における4fsサンプラ920I、920Qの必要性が理解される。即ち、±3f s / 2の帯域幅が無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたOFDM変調装置と同様の中間周波数信号が得られないということである。
【0015】
次に、従来のOFDM復調装置について述べる。ガードインターバル(GI)を有するOFDM信号の、OFDM方式の復調の概略を図11及び図12に示す。図11は、アナログ直交復調部を用いたOFDM復調装置9050のブロック図である。受信したOFDM信号(受信波)を搬送波から分離するため、搬送波(高調波)を発振器951により発生させ、乗算器952にて検波する。これを帯域濾波器(BPF)953にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器(BPF)953の出力を直交復調部で復調する。
【0016】
直交復調部は中間周波数信号を各々位相のπ/2ずれた正弦波と乗じる。即ち、発振器954にて周波数fsの正弦波を発生させる。これを移相器955で位相のπ/2ずれた正弦波を発生させる。こうして乗算器956I、956Qにて、中間周波数信号がそれぞれ復調される。この2つの復調信号を低域濾波器(LPF)957I、957Qにて低域濾波し、アナログ/ディジタル変換器(A/D)958I、958Qにてディジタル直列信号ID及びQDとする。
【0017】
ディジタル直列信号ID及びQDはガードインターバル(GI)を含んでいるので、GI除去回路960I、960Qにてガードインターバル(GI)を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号IR及びQRを生成する。ディジタル直列信号IR及びQRは、各々N個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル(GI)を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路959が必要となる。同期回路959は、周波数fsの正弦波を発生させる発振器954の制御のためにも使用される。
【0018】
各々N個のディジタル信号から成るディジタル直列信号IR及びQRは、直並列変換器961I、961Qにより並列信号{I0、I1、…、IN-1}{Q0、Q1、…、QN-1}としてNポイント離散フーリエ変換器(DFT)962に出力される。Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)962は、N対のデータIn及びQnをN個の複素数In+jQn(0≦n≦N−1、jは虚数単位)として扱い、離散フーリエ変換し、N個の複素数Ak+jBkを示すものとしてN対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1、jは虚数単位)を出力する。このN対のデータAk及びBkが、N個のキャリアにより送信されたN個の複素シンボルである。N対のデータAk及びBkからデマッピング回路963により信号が再生され、並直列変換器964によりディジタル直列信号として複号される。
【0019】
図11のOFDM復調装置9050の各段の出力の周波数スペクトルは、図8のOFDM変調装置9000の各段の出力の周波数スペクトルに対応している。これを図9により説明する。図9の(c)は、帯域濾波器(BPF)953の出力を示す。アナログ直交変調によるOFDM復調装置9050は、図9の(c)のような、周波数帯域の中心がfsで、周波数帯域がfs/2+1/Tから3fs/2までのfsの、中間周波数信号から複素シンボルを復調するものである。
【0020】
図9の(c)のような中間周波数信号を直交復調すると、アナログ領域では図9の(b)のような周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これをサンプリング周波数fsでアナログ/ディジタル変換(A/D)すれば、図9の(a)のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換(DFT)することにより、複素シンボルが復調される。
【0021】
上記直交復調をディジタル回路で行うものとして、例えば図12の様なOFDM復調装置9950が知られている。受信したOFDM信号(受信波)を搬送波から分離するため、搬送波(高調波)を発振器951により発生させ、乗算器952にて検波する。これを帯域濾波器(BPF)953にかけて中間周波数信号とする。帯域濾波器(BPF)953の出力を直交復調部で復調する。
【0022】
直交復調部は中間周波数信号をアナログ/ディジタル変換器(A/D)970で周波数4fsでサンプリングする。この周波数4fsのディジタル信号を各々位相のπ/2ずれたディジタル正弦波と乗じる。即ち、数値制御発振器(NCO)971にて制御された余弦波発生器(cos)972及び正弦波発生器(sin)973で周波数fsの位相のπ/2ずれた2つのディジタル正弦波を発生させる。この2つのディジタル正弦波は、例えば{1、0、−1、0}と{0、−1、0、1}である。こうして乗算器974I、974Qにて、ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調される。この2つの復調信号を低域濾波器(LPF)975I、975Qにて低域濾波し、fsダウンサンプラ976I、976Qにて周波数4fsから周波数fsにダウンサンプリングする。こうしてディジタル直列信号ID及びQDが得られる。
【0023】
ディジタル直列信号ID及びQDはガードインターバル(GI)を含んでいるので、GI除去回路960I、960Qにてガードインターバル(GI)を除いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号IR及びQRを生成する。ディジタル直列信号IR及びQRは、各々N個のディジタル信号から成る直列信号である。このとき、ガードインターバル(GI)を除くため、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期回路959が必要となる。
【0024】
以下は上述のアナログ直交復調によるOFDM復調装置9050と同様である。即ち、各々N個のディジタル信号から成るディジタル直列信号IR及びQRは、直並列変換器961I、961Qにより並列信号{I0、I1、…、IN-1}{Q0、Q1、…、QN-1}としてNポイント離散フーリエ変換器(DFT)962に出力される。Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)962は、N対のデータIn及びQnをN個の複素数In+jQn(0≦n≦N−1、jは虚数単位)として扱い、離散フーリエ変換し、N個の複素数Ak+jBkを示すものとしてN対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1、jは虚数単位)を出力する。このN対のデータAk及びBkが、N個のキャリアにより送信されたN個の複素シンボルである。N対のデータAk及びBkからデマッピング回路963により信号が再生され、並直列変換器964によりディジタル直列信号として複号される。
【0025】
図12のOFDM復調装置9950の各段の出力の周波数スペクトルを図9で説明する。図9の(c)は、周波数4fsによるアナログ/ディジタル変換器(A/D)970の出力の、正周波数領域を示す。ここにおいてサンプリング周波数が4fsであることが理解される。即ち、中間周波数信号は、上述のアナログ直交復調によるOFDM復調装置9050の中間周波数信号をディジタル化した帯域(±3fs/2)が必要だからである。
【0026】
図9の(c)のようなディジタル中間周波数信号をディジタル直交復調すると、図9の(a)のような周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フーリエ変換(DFT)することにより、複素シンボルが復調される。
【0027】
理論上はOFDM方式におけるキャリアは、周波数間隔は1/T、帯域幅はN/T一杯のN本の使用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバンド(ヌルシンボルキャリアの周波数帯)が無い場合、干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されてしまう。そこで例えば512ポイント離散フーリエ逆変換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリア」を例えば448本とし、両側の32キャリアずつをガードバンド(ヌルシンボルキャリア)とすることが一般的である。このガードバンド(ヌルシンボルキャリア)は、図9の(c)において、キャリア番号N/2及びN/2+1付近におかれる。以下、本明細書において、単にN個の複素シンボルによるN個のキャリアといった場合には、このようなガードバンド(ヌルシンボルキャリア)をキャリア番号N/2及びN/2+1付近に置いたものをも含むものとする。
【0028】
これに対し特開平7−226724号公報では、次のような構成で、N本以下の「有効キャリア」と、ガードバンド(ヌルシンボルキャリア)とからなる合計2N本のキャリアを使用するOFDM変調装置及びOFDM復調装置が提案されている。
【0029】
特開平7−226724号公報記載の第1のOFDM変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれN個以上のヌルシンボルとを2Nポイント高速フーリエ逆変換器(IFFT)に入力し、サンプリング周波数2fsで高速フーリエ逆変換(IFFT)し、2N個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいてさらにその2倍のサンプリング周波数4fsとしたのち低域濾波器(LPF)を通し、周波数fsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【0030】
同じく特開平7−226724号公報記載の第2のOFDM変調装置は、情報データと、実部及び虚部それぞれ3N個以上のヌルシンボルとを4Nポイント高速フーリエ逆変換器(IFFT)に入力し、サンプリング周波数4fsで高速フーリエ逆変換(IFFT)し、4N個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り出す。つづいて低域濾波器(LPF)を通し、周波数fsで直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【0031】
特開平7−226724号公報記載の第1のOFDM復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数4fsでサンプリングし、直交復調ののち2fsダウンサンプラでダウンサンプリングして周波数2fsで高速フーリエ変換(FFT)し、2N個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないN個の複素シンボルを取り出すものである。
【0032】
同じく特開平7−226724号公報記載の第2のOFDM復調装置は、中間周波数信号をサンプリング周波数4fsでサンプリングし、直交復調ののち周波数4fsで高速フーリエ変換(FFT)し、4N個の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないN個の複素シンボルを取り出すものである。これら第1、第2のOFDM復調装置は、前記第1、第2のOFDM変調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
【0033】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、サンプリング周波数の変換(アップサンプリング及びダウンサンプリング)は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシンボルを多数(3N個の複素数の扱い)4Nポイント高速フーリエ逆変換器(IFFT)に入力すること、或いは4Nポイント高速フーリエ変換器(FFT)を用いてヌルシンボルを多数(3N個の複素数の扱い)出力することも決して効率的な手段ではない。
【0034】
そこで本発明者らは、2Nポイント離散フーリエ逆変換(IDFT)を使用し、キャリア番号及び2Nポイント離散フーリエ逆変換(IDFT)の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図9の(c)に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をいわゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【0035】
また、周波数空間での係数設定により、ディジタル/アナログ変換における周波数成分の高域劣化を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換における一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの結合の着想に至った。
【0036】
更に本発明者らは、2Nポイント離散フーリエ変換(DFT)を使用し、キャリア番号及び2Nポイント離散フーリエ変換(DFT)の入出力番号とそれらの係数を工夫することにより、図9の(c)に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経て、本発明を完成した。
【0037】
よって本発明は、上記課題に鑑み、新規なOFDM変調方式及びOFDM変調装置、並びに新規なOFDM復調方式及びOFDM復調装置を提供することを目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせた、新規なOFDM変調方式あるいはOFDM変調装置を提供することを目的とする。
【0038】
【課題を解決するための手段】
請求項1の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>2 ( N ' −1 ))離散フーリエ逆変換手段であり、前記N ' −1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦M/2のときx h =πh / M、M/2+1≦h≦M−1のときx h =π ( M−h )/ M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
なお、Mポイント離散フーリエ逆変換手段には、元の複素シンボルとその共役の、合わせて2 ( N ' −1 )個のヌルシンボル以外の複素シンボルの他、M−2 ( N ' −1 )個のヌルシンボルを入力する。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ヌルシンボルの入力とは、その位置のキャリアが存在しないようにするものであり、実部及び虚部両方への0の入力を意味する。
ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が0とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0というのも、Nポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号0に当たるキャリア番号であるという意味である。また、略等しいというのはディジタルデータの演算において桁落ち(丸め誤差)を考慮してのことである。
【0039】
請求項2の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>2 ( N ' −1 ) )離散フーリエ逆変換手段であり、前記N ' − 1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA ( k ) とし、N ' −1個の複素シンボルA ( k ) の複素共役シンボルをA * ( k ) とし、N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、h 0 +1≦h≦N '/ 2+h 0 −1のときA ( h+N '/ 2−h 0 ) 、N '/ 2+h 0 ≦h≦N ' +h 0 のときA ( h−N '/ 2−h 0 ) 、M−N ' −h 0 ≦h≦M−N '/ 2−h 0 のときA * ( M−N '/ 2−h−h 0 ) 、M−N '/ 2−h 0 +1≦h≦M−h 0 −1のときA * ( M+N '/ 2−h−h 0 ) 、hがそれ以外のとき0(ヌル)、ただし1≦h 0 ≦M / 2−N ' −1、であることを特徴とする。
請求項3に記載の手段によれば、請求項2に記載の直交周波数分割多重変調方式において、Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦M/2のときxh=πh/M、M/2+1≦h≦M−1のときxh=π(M−h)/M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
【0040】
請求項4に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が2Nポイント離散フーリエ逆変換手段であり、N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを2Nポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦N−1のときx h =πh / 2N、N+1≦h≦2N−1のときx h =π ( 2N−h )/ 2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで複素共役シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の入力を意味する。また、ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち(丸め誤差)を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル/アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【0041】
また、請求項5に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が2Nポイント離散フーリエ逆変換手段であり、N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを2Nポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、N個のキャリアを変調するための2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、1≦h≦N/2−1のときk=h+N/2となるキャリア番号kの複素シンボル、N/2≦h≦N−1のときk=h−N/2となるキャリア番号kの複素シンボル、N+1≦h≦3N/2−1のときk=3N/2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、3N/2≦h≦2N−1のときk=5N/2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、hが0又はNのときヌルシンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力が0とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するものである。また、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0というのも、Nポイント離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入力番号0に当たるキャリア番号であるという意味である。また、ヌルシンボルとは実部虚部ともに0のシンボルである。
【0042】
また、請求項6に記載の手段によれば、請求項5に記載の直交周波数分割多重変調方式において、2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において桁落ち(丸め誤差)を考慮してのことである。尚、この係数はディジタル/アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【0043】
また、請求項7に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>N ' −1)離散フーリエ逆変換手段であり、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、
P(h)+P(h+M)+j{P(h)−P(h+M)}expjπh/M、
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、であり、前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
【0044】
また、請求項8に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>N ' −1)離散フーリエ逆変換手段であり、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、
αhP(h)+αh+MP(h+M)+j{αhP(h)−αh+MP(h+M)}expjπh/M
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、αh=xh/sinxh(1≦h≦Mのときxh=πh/2M、M+1≦h≦2M−1のときxh=π(2M−h)/2M)、であり、前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【0045】
また、請求項9に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がNポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、N個の複素シンボルをN個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、N個のキャリアを変調するためのNポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときA(h+N/2)+A*(N/2−h)+j{A(h+N/2)−A*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のとき2A*(0)、N/2+1≦h≦N−1のときA(h−N/2)+A*(3N/2−h)+j{A(h−N/2)−A*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、であり、Nポイント離散フーリエ逆変換手段のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号をN個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【0046】
更に、請求項10に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がNポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、N個の複素シンボルをN個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、N個のキャリアを変調するためのNポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときαhA(h+N/2)+αh+NA*(N/2−h)+j{αhA(h+N/2)−αh+NA*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のときA*(0)π/√2、N/2+1≦h≦N−1のときαhA(h−N/2)+αh+NA*(3N/2−h)+j{αhA(h−N/2)−αh+NA*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、αh=xh/sinxh(1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)、であり、Nポイント離散フーリエ逆変換手段のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号をN個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする。√2は2の平方根である。尚、この係数はディジタル/アナログ変換時の各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含される。
【0047】
請求項11乃至請求項20は、請求項1乃至請求項10の直交周波数分割多重変調方式を適用して直交周波数分割多重変調装置としたものである。尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【0048】
上述は変調方式であったが、以下は対応する復調に関する発明である。即ち、請求項21に記載の手段によれば、N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数Mfs/N(M>2 ( N ' −1 ))でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、Mポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記M個のディジタル信号、M個のヌル信号とを、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Mポイント離散フーリエ変換手段の出力のM個の複素シンボルからN ' −1個の複素シンボルを選択することでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなるOFDM信号からN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個)を復調することを特徴とする。
【0049】
請求項22に記載の手段によれば、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、2Nポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記2N個のディジタル信号と、2N個のヌル信号とを、前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力の2N個の複素シンボルからN個の複素シンボルを選択することでN個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルを復調することを特徴とする。
【0050】
また、請求項23に記載の手段によれば、請求項22に記載の直交周波数分割多重復調方式において、前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0から2N−1であり、前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、前記N個の複素シンボルが、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときh=k+N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hの出力の複素シンボル、N/2+1≦k≦N−1のときh=k−N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hの出力の複素シンボルであることを特徴とする。ここで、離散フーリエ変換手段の出力番号の直流成分出力が0とは、離散フーリエ変換の一般式に対応するものである。また、N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0というのも、Nポイント離散フーリエ変換による復調の場合の、直流成分出力番号0に当たるキャリア番号であるという意味である。
【0051】
また、請求項24に記載の手段によれば、N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数2Mfs/N(M>N ' −1)でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、Mポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からM−1であり、前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、前記2M個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2M-2、r2M-1}としたとき、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に{r0、r2、…、r2M-2}及び{r1、r3、…、r2M-1}と入力し、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の出力のM個の複素シンボルP(h)(0≦h≦M−1)から、前記N ' −1個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、
P(h)+P*(h+M)−j{P(h)−P*(h+M)}exp(−jπh/M)、
ただし、0≦k≦N'/2のときh=k+N'/2+h0、N'/2+1≦k≦N'−1のとき、h=k−N'/2+h0としたものであり、P*(h+M)はP(h+M)の共役複素シンボル、jは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、と複素演算を行うことにより、N ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなるOFDM信号からN ' −1個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N '/ 2−1及びN '/ 2+1≦k≦N ' −1、ヌルシンボルを含めればN個の複素シンボル)を復調することを特徴とする。
【0052】
また、請求項25に記載の手段によれば、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、Nポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からN−1であり、前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、前記2N個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2N-2、r2N-1}としたとき、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に{r0、r2、…、r2N-2}及び{r1、r3、…、r2N-1}と入力し、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力のN個の複素シンボルP(h)(0≦h≦N−1)から、前記N個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときA(k)=P(k+N/2)+P*(N/2−k)−{P(k+N/2)−P*(N/2−k)}exp(−jπk/N)、N/2+1≦k≦N−1のときA(k)=P(k−N/2)+P*(3N/2−k)+{P(k−N/2)−P*(3N/2−k)}exp(−jπk/N)、ただしjは虚数単位、と複素演算を行うことにより、N個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N−1)を復調することを特徴とする。
【0053】
請求項26乃至請求項30は、請求項21乃至請求項25の直交周波数分割多重復調方式を適用して直交周波数分割多重復調装置としたものである。尚、各周波数成分(復調された複素シンボル)の比(実部及び虚部それぞれ)が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包含されることはいずれの請求項においても同様である。
【0054】
【作用及び発明の効果】
まず、本発明のOFDM変調方式の概念を図2を用いて説明する。簡単のため、ヌルシンボルキャリアを考えず、N個全て有効シンボルによるものを説明する。
【0055】
Nポイント離散フーリエ逆変換により図2の(b)のような周波数スペクトルを持つ信号が得られたとする。尚、時間軸出力は周波数fs(時間間隔T / N)で直列に並べたものとする。こののち、周波数fs/2(=N/2T)で直交変調すれば図2の(a)のような周波数スペクトルとなる。これは帯域として±fsあれば良く、これは周波数2fs(時間間隔T / 2N)のディジタル回路で達成することができる。即ち、2Nポイント離散フーリエ逆変換により、図2の(a)に示す通り、本来のキャリア番号k(0≦k≦N−1)に対し、IDFT入力番号h(0≦h≦2N−1)を対応させ、複素共役対称に入力すれば、従来のNポイント離散フーリエ逆変換ののち周波数fs/2で直交変調した信号が直接得られる。(請求項5、15)
【0056】
これを数式を用いて説明する。目標であるアナログ信号FA(t)は、キャリア番号kと、時間tを用い、jを虚数単位として次のように示される。
【数1】
【0057】
尚、Re、Imは複素数の実部、虚部を示し、fkはキャリア番号kのキャリアの周波数、A(k)は、キャリア番号kのキャリアによって送信される複素シンボルである。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて「定数倍に比例」を表示するものとする。式(1)は、各キャリアの周波数fkが整数比のとき、OFDM変調波を示す式となる。
【0058】
OFDM変調波においては、キャリア番号k=0を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次のように示すことが一般的である。
【数2】
【0059】
すると、式(1)は次のように変形できる。
【数3】
【0060】
このアナログ信号は、ディジタル領域では次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Nで有効シンボル長Tを分割し、周波数fs=N/Tでサンプリングすれば、t=nT/Nと置き換えて、次の通りである。
【数4】
【0061】
式(4)の2箇所のシグマが、次式の通り、N個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N−1)の離散フーリエ逆変換により得られるN個の複素数a(n)(0≦n≦N−1)に等しい。
【数5】
【0062】
さて、図2の(a)の周波数スペクトルを実現するため、次の通り2Nポイント離散フーリエ逆変換することを考える。まず、2Nポイント離散フーリエ逆変換の入力を、入力番号h(0≦h≦2N−1)に対してP(h)、出力を出力番号m(0≦m≦2N−1)に対してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
【数6】
【0063】
今、請求項5に示す様な、A(k)とP(h)の対応をとる。即ち、次の通りである。
【数7】
【0064】
ここから容易に次の関係式を導くことができる。尚、共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとして上線をも用いるものとする。
【数8】
【0065】
式(8)を使って式(6)を変形すると以下のようになる。
【数9】
【0066】
式(9)は、2N個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換である2N個のp(m)が、虚部を有しないことを意味する。即ち、2N個の複素シンボルP(h)の離散フーリエ逆変換すると、虚部出力はことごとく0である。式(7)を使用して式(9)のシグマを計算する。
【数10】
【0067】
一方、式(3)で、t=mT/2Nでサンプリングし、fc=fs/2=N/2Tとすれば、得られるディジタル信号F2D(m)は次の通りである。
【数11】
式(10)と式(11)は以下の条件で定数倍で一致する(請求項5、15)。
【数12】
【0069】
通常A(N/2)はガードバンドとしてヌルシンボルであるので問題とならない。
【0070】
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、N個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分(キャリア番号N/2とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号N/2+1とそれより大きなキャリア番号近傍)を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数の半分未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号N/2とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号N/2+1とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたN ' −1本のキャリアにより、実質N ' −1個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Mは、M>2 ( N ' −1 )であれば良い。このとき、N ' −1本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号hに対し、h0+1≦h≦h0+N ' −1の位置であれば良い。ただし0≦h0≦M / 2−N 'である。即ち、上述までの議論は、M/2−1=N ' −1=N−1であったため、h0=0と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、h0はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なM、N'と共にh0を設定することができる。(請求項2、12)
【0071】
次に、本発明のOFDM変調における第2の概念を図4を用いて説明する。良く知られているように、ディジタル/アナログ変換において、周波数fに対応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτとおくと、f=±n/τ(nは自然数)で0となる図4のような関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることにより、ディジタル/アナログ変換時の高域劣化を予め補償することができるので、上述のMポイント、或いは2Nポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用である。(請求項1、3、4、6、11、13、14、16)
【0072】
更に、本発明のOFDM変調における第3の概念を説明する。良く知られているように、複素共役対称な複素数の入力による離散フーリエ逆変換は、入力を工夫することにより、ポイント数を半分にした離散フーリエ逆変換により算出することができる。実際、式(6)のp(m)を時間間引きにより、m=2z、m=2z+1(0≦z≦N−1)に分けると、次式が成立する。
【数13】
【0073】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで次の置き換えを行う。
【数14】
【0074】
式(14−1)、(14−2)を用いて(13−1)+j(13−2)を作れば、次の通りである。
【数15】
【0075】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式(15)は、N個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)(0≦h≦N−1)から、Nポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。入力はPev(h)+jPod(h)(0≦h≦N−1)を式(7)、式(14−1)、式(14−2)から求めれば良い。(請求項9、19)
以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆変換のポイント数は、N個の複素シンボルのうちガードバンドにあたる部分(キャリア番号N / 2とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号N / 2+1とそれより大きなキャリア番号近傍)を除いて、離散フーリエ逆変換のポイント数未満であれば良いことが容易に理解できる。即ち、キャリア番号N / 2とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号N / 2+1とそれより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除いたN ' −1 ' 本のキャリアにより、実質N ' −1個の複素シンボルを送信するのであれば、離散フーリエ逆変換のポイント数Mは、M>N ' −1であれば良い。このとき、N ' −1本のキャリアの生成位置は、離散フーリエ逆変換の入力番号hに対し、h 0 +1≦h≦h 0 +N ' −1の位置であれば良い。ただし0≦h 0 ≦M−N ' である。即ち、上述までの議論は、M−1=N ' −1=N−1であったため、h 0 =0と限定していたに過ぎない。今述べた一般化においては、h 0 はキャリアの周波数シフトに相当し、設計により適切なM、N ' と共にh 0 を設定することができる。(請求項7、17)
【0076】
更にこの場合、D/Aにおける高域劣化補償は、実質的にはP(h)、P(h+N)について係数を設定すれば良い。即ち、劣化補償しない場合のPev(h)+jPod(h)をP(h)、P(h+N)で示した式において、P(h)、P(h+N)をαhP(h)、αh+NP(h+N)、ただしjは虚数単位、αh=xh/sinxh(1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)、に置き換えれば良い。(請求項8、10、18、20)
【0077】
次に、本発明のOFDM復調の概念を図2を用いて説明する。OFDM変調と同様、まず、ヌルシンボルキャリアを考えず、N個全て有効シンボルによるものを説明する。ただし、キャリア番号k=N/2のみはヌルシンボルキャリアになる。
【0078】
検波及び周波数変換手段、並びにサンプリング周波数2fsのアナログ/ディジタル変換手段により、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号は図2の(a)のような周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。こののち、周波数fs/2(=N/2T)で直交復調すれば図2の(b)のような周波数スペクトルとなる。即ち、本発明の、OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換することは、図2の(b)のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波数fs/2(=N/2T)で直交変調したものと同等であることが判る。よって、図2の(a)のような周波数スペクトルのディジタル信号を2Nポイント離散フーリエ変換すれば図2の(b)のような周波数スペクトルのディジタル信号をNポイント離散フーリエ変換したものと同一の結果が得られるはずである。以下、これを説明する。
【0079】
検波及び周波数変換手段により最高周波数がfs以下となった中間周波数信号(アナログ信号)FA(t)は、キャリア番号kと、時間tを用い、jを虚数単位として次のように示される。
【数16】
【0080】
これは式(1)と全く同様である。よって前述と全く同様の議論により、中間周波数信号が式(3)でfc=fs/2=N/2Tとしたアナログ信号であり、t=mT/2Nでサンプリングすることにより、関係式(9)で、本来のN個の複素シンボルA(k)と対応づけられる2N個のP(h)を離散フーリエ逆変換した2N個のp(m)の実部と等しいことを次に示す。式(11)を再掲すれば、
【数17】
【0081】
このF2D(m)をそのままp(m)とする。即ち、複素数p(m)を虚部が0(0≦m≦2N−1)とすれば、p(m)の離散フーリエ変換P(h)(0≦h≦2N−1)について、次の関係式が一般に成り立つ。尚、上線で共役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとする。
【数18】
【0082】
式(18)を利用して、p(m)をP(h)で表したのち変形する。この際、P(0)=P(N)=0と仮定すると、次の通り、p(m)(0≦m≦2N−1)は実数となる。
【数19】
【0083】
P(0)=0は、図2の(a)の通り実現可能であり、P(N)=0は、A(N/2)=0、即ちキャリア番号k=N/2がヌルシンボルであれば実現可能である。キャリア番号k=N/2は通常のOFDM方式ではガードバンドであるので問題なく実現できる。よって、図2の(a)の通りA(k)とP(h)の対応をとればよい。
【数20】
【0084】
式(20)のような対応があれば、式(19)のシグマは、次の通り式(17)と一致する。
【数21】
【0085】
以上から、次のように、N本のキャリアから成る帯域fsのOFDM信号を周波数fs以下に周波数変換し、時間間隔T/2Nでサンプリングしたディジタル信号F2D(m)を実部、0を虚部に入力して2Nポイント離散フーリエ変換し、P(h)(0≦h≦2N−1)とすれば、式(20)の対応により複素シンボルA(k)(0≦k≦N−1)が復調できる。
【数22】
【0086】
次に、本発明のOFDM復調の第2の概念を説明する。これは変調側で述べたのと同様に、離散フーリエ変換のポイント数を半分にすることである。
【0087】
まず変調側の立場を再考する。式(13−1)、式(13−2)を再掲すれば、次の通りである。
【数23】
【0088】
p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+1)も虚部を持たない。ここで式(14−1)、(14−2)の置き換えを行う。再掲すれば、次の通りである。
【数24】
【0089】
式(14−1)、(14−2)を用いて(13−1)+j(13−2)を作れば、式(15)となった。再掲すれば次の通りである。
【数25】
【0090】
p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるから、式(15)は、N個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)(0≦h≦N−1)から、Nポイント離散フーリエ逆変換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されることを意味する。
【0091】
これを復調側の立場から考える。式(22)によるp(m)(0≦m≦2N−1)から、p(2z)及びp(2z+1)(0≦z≦N−1)が求められたとする。これを次式の通りNポイント離散フーリエ変換する。
【数26】
【0092】
当然、2P'(h)=Pev(h)+jPod(h)(0≦h≦N−1)である。ところが、P'(N−h)の複素共役について、次の関係が成り立つ。
【数27】
【0093】
よってP'(h)と、P'(N−h)の複素共役とから、Pev(h)とPod(h)が求められる。ここから、式(18)、式(20)を利用して次の式が成立する。
【数28】
【0094】
式(28)の左辺、右辺の比を替え、P'(h)をP(h)と書き替え、共役複素数を*で示せば、請求項25、請求項30が成立することが判る。尚、A(N/2)=0、即ちキャリア番号k=N/2がヌルシンボルであれば実現可能であることは第1の発明と同様である。
【0095】
【0096】
この方式はキャリア番号で一義的に定義することができ、且つこのような変調方式又は復調方式を用いたOFDM変調装置又はOFDM復調装置は、従来のOFDM変調装置又はOFDM復調装置に比べ、装置全体としての構成を小さくすることができる。尚、上述の係数はディジタルデータであるため、本来有るべきアナログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分である。
【0097】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施例を図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
【0098】
〔第1実施例〕
図1は本発明の具体的な第1の実施例に係るOFDM変調装置100の要部を示すブロック図である。本発明ではキャリア数Nを2の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)装置を用いることが可能である。
【0099】
OFDM変調装置100の構成は次の通りである。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器(S/P)101によりパラレル並列信号とし、マッピング回路102によるマッピングののち、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)が共役信号生成及び対応変換回路103に出力される。共役信号生成及び対応変換回路103は、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)から、2N対のデータRh及びSh(0≦h≦2N−1)を、後述の対応により2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)104に出力する。2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)104は離散フーリエ逆変換演算を行い、その2N個の実部出力がディジタル並列信号rm(0≦m≦2N−1)として並直列変換器(P/S)105に出力される。並直列変換器(P/S)105は並直列変換を行い、ディジタル直列信号がGI挿入回路106に出力される。GI挿入回路106でガードインターバル(GI)が挿入されたのち、ディジタル/アナログ変換器(D/A)107でアナログ信号に変換され、低域濾波器(LPF)108で周波数fs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【0100】
共役信号生成及び対応変換回路103における、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)と、2N対のデータRh及びSh(0≦h≦2N−1)との対応は以下の通りである。
h=0のとき
R0=0,S0=0
1≦h≦N/2−1のとき
Rh=Ah+N/2,Sh=Bh+N/2
N/2≦h≦N−1のとき
Rh=Ah-N/2,Sh=Bh-N/2
h=Nのとき
RN=0,SN=0
N+1≦h≦3N/2−1のとき
Rh=A3N/2-h,Sh=−B3N/2-h
3N/2≦h≦2N−1のとき
Rh=A5N/2-h,Sh=−B5N/2-h
【0101】
このように生成された2N対のデータRh及びSh(0≦h≦2N−1)を、2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)104は、2N個の複素数Rh+jSh(0≦h≦2N−1、jは虚数単位)として離散フーリエ逆変換する。これは図2の(a)に示すように、各入力番号hに、本来のキャリア番号をN/2だけシフトしたものと、その複素共役対称な入力である。よって上述の議論の通り、2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)104の出力である2N個の複素数rh+jsh(0≦h≦2N−1、jは虚数単位)のうち、実部のみを直列に並べたものは、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)をN個の複素数Ak+jBkをNポイント離散フーリエ逆変換したのち周波数fs/2で直交変調したものと同一である。尚、sh(0≦h≦2N−1)は丸め誤差が無ければすべて0である。
【0102】
以上のように、本実施例は、周波数2fsのディジタル回路で、数値制御発振器(NCO)或いは、fsから4fsの周波数変換(アップサンプリング)を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるOFDM変調装置が構成できる。このOFDM変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するOFDM変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0103】
〔第2実施例〕
図3は本発明の具体的な第2の実施例に係るOFDM変調装置200の要部を示すブロック図である。本実施例においてもキャリア数Nを2の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)装置を用いることが可能である。
【0104】
図3のOFDM変調装置200は、図1のOFDM変調装置100に、2N−2個の前補償器110−1、…、110−(N−1)、110−(N+1)、…、110−(2N−1)、120−1、…、120−(N−1)、120−(N+1)、…、120−(2N−1)を加えたほかは、全く同一の構成である。2N−2個の前補償器110−1、…、110−(N−1)、110−(N+1)、…、110−(2N−1)、120−1、…、120−(N−1)、120−(N+1)、…、120−(2N−1)は共役信号生成及び対応変換回路103と2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)104の間に配置される。
【0105】
共役信号生成及び対応変換回路103からの出力のうち、Rh、Sh(1≦h≦N又はN+1≦h≦2N−1)はそれぞれ前補償器110−h、120−hに出力される。前補償器110−h及び120−h(1≦h≦N又はN+1≦h≦2N−1)において、入力Rh及びShに対して乗ぜられる係数αhは以下の通りである。
1≦h≦N−1のとき
αh=(πh/2N)/sin(πh/2N)
N+1≦h≦2N−1のとき
αh={π(2N−h)/2N}/sin{π(2N−h)/2N}
【0106】
以下、 1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2Nとすれば、係数αhは単に次のように表現できる。
αh=xh/sinxh
【0107】
よって、前補償器110−hへの入力をRh、前補償器120−hへの入力をShとすれば、前補償器110−h及び前補償器120−hの出力R'h及びS'hはそれぞれ次の通りである。
S'h=αhRh=Rhxh/sinxh
R'h=αhSh=Shxh/sinxh
【0108】
2N個の複素ベクトルRh+jSh=0(h=0又はN、jは虚数単位)及びR'h+jS'h(1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)を離散フーリエ逆変換器(IDFT)104で2Nポイント離散フーリエ逆変換し、実部を並直列変換器(P/S)105でP/S変換すれば、2N個のインパルスからなるディジタル信号列{rm}(0≦m≦2N−1)とできる。この2N個のインパルスを、複素データ(虚部が0の実数)としたときにその2Nポイント離散フーリエ変換は、2N個の複素ベクトルRh+jSh=0(h=0又はN+1≦h≦2N−1)及びR'h+jS'h(1≦h≦N、jは虚数単位)である。
【0109】
さて、2N個のインパルスからなるディジタル信号列{rm}(0≦m≦2N−1)を、GI挿入回路106でガードインターバル(GI)を挿入したのちディジタル/アナログ変換器(D/A)107でD/A変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。インパルスの間隔τ=T/2Nであるから、D/A変換における伝達関数は、上記αhを用いて1/αhとなる。よって、D/A変換後の出力は、2Nポイント離散フーリエ変換すると2N個の複素ベクトルRh+jSh(ただしh=0又はN+1≦h≦2N−1においてヌル)となる出力となっていることが理解できる。
【0110】
以上のように、本実施例は、周波数2fsのディジタル回路で、数値制御発振器(NCO)或いは、fsから4fsの周波数変換(アップサンプリング)を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるOFDM変調装置が構成でき、且つ予めディジタル/アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このOFDM変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するOFDM変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0111】
〔第3実施例〕
図5は、本発明の第3及び第4の実施例に係るOFDM変調装置300及び400の構成を示したブロック図である。OFDM変調装置300及び400は、複素信号生成及び対応変換回路の構成を異にするほかは全く同一の構成である。本実施例でも、キャリア数Nを2の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)装置を用いることが可能である。
【0112】
本発明の第3の実施例に係るOFDM変調装置300について説明する。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器(S/P)301によりパラレル並列信号とし、マッピング回路302によるマッピングののち、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)が複素信号生成及び対応変換回路303に出力される。複素信号生成及び対応変換回路303は、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)から、N対のデータRh及びSh(0≦h≦N−1)を、後述の対応によりNポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)304に出力する。Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)304は離散フーリエ逆変換演算を行い、そのN個の実部出力がディジタル並列信号rm(0≦m≦N−1)として並直列変換器(P/S)305Rに出力され、N個の虚部出力がディジタル並列信号sm(0≦m≦N−1)として並直列変換器(P/S)305Sに出力される。Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)304の演算は、N個の複素数Rh+jShからN個の複素数rm+jsmを離散フーリエ逆変換により求めるものである。
【0113】
並直列変換器(P/S)305R及び305Sはそれぞれ並直列変換を行い、ディジタル直列信号{rm}及び{sm}を多重化器(MUX)306に出力する。多重化器(MUX)306は、各々N個のディジタル信号から成るディジタル直列信号{r0、r1、…、rN-1}及び{s0、s1、…、sN-1}から、2N個のディジタル信号から成るディジタル直列信号{r0、s0、r1、s1、…、rN-1、sN-1}を生成する。これがGI挿入回路307に出力される。GI挿入回路307でガードインターバル(GI)が挿入されたのち、ディジタル/アナログ変換器(D/A)308でアナログ信号に変換され、低域濾波器(LPF)309で周波数fs以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【0114】
複素信号生成及び対応変換回路303における、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)と、N対のデータRh及びSh(0≦h≦N−1)との対応は以下の通りである。
h=0のとき
R0=0
S0=0
1≦h≦N/2−1のとき
Rh=Ah+N/2+AN/2-h−(Bh+N/2+BN/2-h)cos(πh/N)
−(Ah+N/2−AN/2-h)sin(πh/N)
Sh=Bh+N/2−BN/2-h+(Ah+N/2−AN/2-h)cos(πh/N)
−(Bh+N/2+BN/2-h)sin(πh/N)
h=N/2のとき
RN/2=2A0
SN/2=−2B0
N/2+1≦h≦N−1のとき
Rh=Ah-N/2+A3N/2-h−(Bh-N/2+B3N/2-h)cos(πh/N)
−(Ah-N/2−A3N/2-h)sin(πh/N)
Sh=Bh-N/2−B3N/2-h+(Ah-N/2−A3N/2-h)cos(πh/N)
−(Bh-N/2+B3N/2-h)sin(πh/N)
【0115】
上述の議論により、この構成により、Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)を用い、周波数2fsのディジタル回路で、数値制御発振器(NCO)或いは、fsから4fsの周波数変換(アップサンプリング)を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるOFDM変調装置が構成できる。このOFDM変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するOFDM変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0116】
〔第4実施例〕
本発明の第4の実施例に係るOFDM変調装置400について説明する。OFDM変調装置400は、図5のOFDM変調装置300の複素信号生成及び対応変換回路303を、複素信号生成及び対応変換回路403に置き換えたものである。
【0117】
複素信号生成及び対応変換回路403における、N対のデータAk及びBk(0≦k≦N−1)と、N対のデータRh及びSh(0≦h≦N−1)との対応は以下の通りである。
h=0のとき
R0=0
S0=0
1≦h≦N/2−1のとき
Rh=αhAh+N/2+αh+NAN/2-h−(αhBh+N/2+αh+NBN/2-h)cos(πh/N)
−(αhAh+N/2−αh+NAN/2-h)sin(πh/N)
Sh=αhBh+N/2−αh+NBN/2-h+(αhAh+N/2−αh+NAN/2-h)cos(πh/N)
−(αhBh+N/2+αh+NBN/2-h)sin(πh/N)
h=N/2のとき
RN/2=A0π/√2
SN/2=−B0π/√2
N/2+1≦h≦N−1のとき
Rh=αhAh-N/2+αh+NA3N/2-h−(αhBh-N/2+αh+NB3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhAh-N/2−αh+NA3N/2-h)sin(πh/N)
Sh=αhBh-N/2−αh+NB3N/2-h+(αhAh-N/2−αh+NA3N/2-h)cos(πh/N)
−(αhBh-N/2+αh+NB3N/2-h)sin(πh/N)
ただし、
√2は2の平方根
αh=(πh/2N)/sin(πh/2N)
αh+N={π(N−h)/2N}/sin{π(N−h)/2N}
【0118】
上述の議論により、この構成により、Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)を用い、周波数2fsのディジタル回路で、数値制御発振器(NCO)或いは、fsから4fsの周波数変換(アップサンプリング)を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル直交変調によるOFDM変調装置が構成でき、且つ予めディジタル/アナログ変換時の高域劣化補償をする構成とすることができる。このOFDM変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有するOFDM変調装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0119】
〔第5実施例〕
図6は本発明の具体的な第5の実施例に係るOFDM復調装置500の要部を示すブロック図である。ここではガードインターバル(GI)により同期を取るOFDM送信方式での復調装置を例に挙げた。本発明ではキャリア数Nを2の階乗とし、離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform,FFT)装置を用いることが可能である。
【0120】
OFDM復調装置500の構成は次の通りである。検波及び周波数変換器501により、受信されたOFDM信号(受信波)が最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器(LPF)502により低域濾波し、アナログ/ディジタル変換器(A/D)503にて周波数2fsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路504によりガードインターバル(GI)除去のタイミングを取り、GI除去回路506でガードインターバルを(GI)除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号rmとする。同期回路504により、アナログ/ディジタル変換器(A/D)503を制御する発振器505も制御される。rmは{r0、r1、…、r2N-1}である。このディジタル直列信号rmを直並列変換器(S/P)507に出力する。
【0121】
直並列変換器(S/P)507の2N個の出力rm及び、ヌルシンボルであるsm(=0、0≦m≦2N−1)を、2Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)508は2N個の複素数rm+jsm(0≦m≦2N−1、jは虚数単位)として扱い、離散フーリエ変換を行い、2N個の出力Rh及びSh(0≦h≦2N−1)を出力する。2N個の出力Rh及びShは2N個の複素数Rh+jSh(0≦h≦2N−1、jは虚数単位)を示すものである。2Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)508の出力Rh及びSh(0≦h≦2N−1)は選択回路509に入力され、次の対応によりN個の複素シンボルAk及びBkが出力される。
0≦k≦N/2−1のとき
Ak=Rk+N/2,Bk=Sk+N/2
N/2+1≦k≦N−1のとき
Ak=Rk-N/2,Bk=Sk-N/2
【0122】
選択回路509から、N個の複素シンボルAk及びBk(0≦k≦N/2−1、N/2+1≦k≦N−1)がデマッピング回路510に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器(P/S)511によりディジタル直列信号として出力される。
【0123】
このように、本発明によれば、周波数2fsのディジタル回路において2Nポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器(NCO)、4fsからfsへの周波数変換器(ダウンサンプラ)を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、OFDM信号を直交復調することができる。このOFDM復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するOFDM復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0124】
〔第6実施例〕
図7は、本発明の第6の実施例に係るOFDM変調装置600の構成を示したブロック図である。本実施例でも、キャリア数Nを2の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform,FFT)装置を用いることが可能である。
【0125】
本発明の第6の実施例に係るOFDM変調装置600について説明する。検波及び周波数変換器501により、受信されたOFDM信号(受信波)が最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器(LPF)502により低域濾波し、アナログ/ディジタル変換器(A/D)503にて周波数2fsでサンプリングする。このディジタル信号を同期回路504によりガードインターバル(GI)除去のタイミングを取り、GI除去回路506でガードインターバルを(GI)除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号pmとする。同期回路504により、アナログ/ディジタル変換器(A/D)503を制御する発振器505も制御される。pmは{p0、p1、…、p2N-1}である。このディジタル直列信号pmを2段直並列変換器(S/P−2)520に出力する。
【0126】
2段直並列変換器(S/P)520は、2N個のディジタル信号から成るディジタル直列信号pm{p0、p1、…、p2N-1}を、各々N個のディジタル信号から成る2つのディジタル直列信号{p0、p2、…、p2N-2}及び{p1、p3、…、p2N-1}として出力する。これをそれぞれ、rm{r0、r1、…、rN-1}、sm{s0、s1、…、sN-1}(0≦m≦N−1)とおく。2つのディジタル直列信号rm及びsmは、それぞれN段直並列変換器(S/P)521R及び521Sに入力され、各々N個のディジタル信号から成る並列信号としてNポイント離散フーリエ変換器(DFT)530に出力される。これを、Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)530はN個の複素数rm+jsm(0≦m≦N−1、jは虚数単位)として扱い、離散フーリエ変換を行い、N個の出力Rh及びSh(0≦h≦N−1)を出力する。N個の出力Rh及びShはN個の複素数Rh+jSh(0≦h≦N−1、jは虚数単位)を示すものである。Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)530の出力Rh及びSh(0≦h≦N−1)は複素演算回路540に入力され、次の対応によりN個の複素シンボルAk及びBkが出力される。
0≦k≦N/2−1のとき
Ak=Rk+N/2+RN/2-k−(Sk+N/2+SN/2-k)sin(πk/N)
−(Rk+N/2−RN/2-k)cos(πk/N)
Bk=Sk+N/2−SN/2-k+(Rk+N/2−RN/2-k)sin(πk/N)
−(Sk+N/2+SN/2-k)cos(πk/N)
N/2+1≦k≦N−1のとき
Ak=Rk-N/2+R3N/2-k+(Sk-N/2+S3N/2-k)sin(πk/N)
+(Rk-N/2−R3N/2-k)cos(πk/N)
Bk=Sk-N/2−S3N/2-k−(Rk-N/2−R3N/2-k)sin(πk/N)
+(Sk-N/2+S3N/2-k)cos(πk/N)
【0127】
複素演算回路540から、N個の複素シンボルAk及びBk(0≦k≦N/2−1、N/2+1≦k≦N−1)がデマッピング回路510に出力され、信号列に複号されたのち、並直列変換器(P/S)511によりディジタル直列信号として出力される。
【0128】
このように、本発明によれば、周波数2fsのディジタル回路においてNポイント離散フーリエ変換器を用いることで、数値制御発振器(NCO)、4fsからfsへの周波数変換器(ダウンサンプラ)を用いることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、OFDM信号を直交復調することができる。このOFDM復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するOFDM復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【0129】
上記実施例では、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器の入出力は8ビット程度あれば有効に作動する。また、1≦αh≦π/2≦2であるので、前補償器110−h及び120−h(1≦h≦N)によるビット数の増加も1ビットのみである。キャリア数2N即ち離散フーリエ逆変換或いは離散フーリエ変換のポイント数2Nは任意であるが、離散フーリエ逆変換器或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ逆変換器(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)或いは高速フーリエ変換器(Fast Fourier Transform,FFT)を用いることができる点で、2Nは256、512、1024その他の2の整数乗が望ましい。
【0130】
上記実施例ではガードインターバル挿入部を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を有しない、復調装置において他の同期方法によるOFDM変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明により得られるOFDM信号の復調は、従来のOFDM信号と同様に行うことができる。また、ガードインターバル除去部を有しない、変調装置において他の同期方法によるOFDM復調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明は、検波及び周波数変換器の調整により従来のいかなるOFDM信号の復調にも適用できる。
【0131】
本発明におけるh0は、離散フーリエ逆変換の入力、及び離散フーリエ変換の出力のキャリアシフトと言えるが、これはそのまま中間周波数信号の周波数シフトと比例している。本発明の復調において、例えば干渉の影響を考慮し、このh0を不確定のまま復調を始めたとしても、適当な補正手段によりh0が適当な整数を取るように中間周波数信号を周波数変換し、また、選択回路において、選択することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の具体的な第1の実施例に係るOFDM変調装置100の要部の構成を示したブロック図。
【図2】 本発明の概念を示したグラフ図。
【図3】 本発明の具体的な第2の実施例に係るOFDM変調装置200の要部の構成を示したブロック図。
【図4】 時間間隔T/2Nのインパルス列を方形波にディジタル/アナログ変換したときの周波数劣化を示すためのグラフ図。
【図5】 本発明の具体的な第3及び第4の実施例に係るOFDM変調装置300或いは400の要部の構成を示したブロック図。
【図6】 本発明の具体的な第5の実施例に係るOFDM復調装置500の要部の構成を示したブロック図。
【図7】 本発明の具体的な第6の実施例に係るOFDM復調装置600の要部の構成を示したブロック図。
【図8】 従来のアナログ直交変調によるOFDM変調装置9000の要部の構成を示したブロック図。
【図9】 従来のOFDM変調装置9000、9900の作用を示したグラフ図。
【図10】 従来のディジタル直交変調によるOFDM変調装置9900の要部の構成を示したブロック図。
【図11】 従来のアナログ直交復調によるOFDM復調装置9050の要部の構成を示したブロック図。
【図12】 従来のディジタル直交復調によるOFDM復調装置9950の要部の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
101、301、507、520、521R及びS、901、961I及びQ
直並列変換器(S/P)
102、302、902 マッピング回路
103 共役信号生成及び対応変換回路
104 2Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)
105、305R及びS、511、904I及びQ、964
並直列変換器(P/S)
106、307、910I及びQ
GI挿入回路
107、308、905I及びQ
ディジタル/アナログ変換器(D/A)
108、309、502、906I及びQ、957I及びQ
低域濾波器(LPF)
110−h、120−h (1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)
IDFT入力番号hに対する前補償器
303、403 複素信号生成及び対応変換回路
304、903 Nポイント離散フーリエ逆変換器(IDFT)
306 多重化器(MUX)
501 検波及び周波数変換回路
503 アナログ/ディジタル変換器(A/D)2fs
504、959 同期回路
505、907、951、954 発振器
506、960I、960Q GI除去回路
508 2Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)
509 選択回路
510、963 デマッピング回路
530、962 Nポイント離散フーリエ変換器(DFT)
540 複素演算回路
9071、955 移相器
908I及びQ、930I及びQ、952、956I及びQ、974I及びQ
乗算器
909 加算器
958I、958Q アナログ/ディジタル変換器(A/D)fs
953 帯域濾波器(BPF)
970 アナログ/ディジタル変換器(A/D)4fs
971 数値制御発振器(NCO)
976I、976Q 4fs→fsダウンサンプラ
Ak、Bk(0≦k≦N−1)
送信シンボルの実部、虚部
Rh、Sh(0≦h≦2N−1又は0≦h≦N−1)
IDFT入力又はDFT出力の実部、虚部
rm、sm(0≦m≦2N−1又は0≦m≦N−1)
IDFT出力又はDFT入力の実部、虚部
Claims (30)
- 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>2 ( N ' −1 ) )離散フーリエ逆変換手段であり、
前記N ' −1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦M/2のときx h =πh / M、M/2+1≦h≦M−1のときx h =π ( M−h )/ M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>2 ( N ' −1))離散フーリエ逆変換手段であり、
前記N ' −1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA ( k ) とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA ( k ) の複素共役シンボルをA * ( k ) とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、
h 0 +1≦h≦N '/ 2+h 0 −1のときA ( h+N '/ 2−h 0 ) 、
N '/ 2+h 0 ≦h≦N ' +h 0 のときA ( h−N '/ 2−h 0 ) 、
M−N ' −h 0 ≦h≦M−N '/ 2−h 0 のときA * ( M−N '/ 2−h−h 0 ) 、
M−N '/ 2−h 0 +1≦h≦M−h 0 −1のときA * ( M+N '/ 2−h−h 0 ) 、
hがそれ以外のとき0(ヌル)、ただし1≦h 0 ≦M / 2−N ' −1、であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦M/2のときxh=πh/M、M/2+1≦h≦M−1のときxh=π(M−h)/M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項2に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段が2Nポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
前記N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦N−1のときx h =πh / 2N、N+1≦h≦2N−1のときx h =π ( 2N−h )/ 2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段が2Nポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
前記N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリアを変調するための前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、1≦h≦N / 2−1のときk=h+N / 2となるキャリア番号kの複素シンボル、N / 2≦h≦N−1のときk=h−N / 2となるキャリア番号kの複素シンボル、N+1≦h≦3N / 2のときk=3N / 2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、3N / 2+1≦h≦2N−1のときk=5N / 2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、hが0又はNのときヌルシンボルであることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 前記2Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項5に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>N ' −1)離散フーリエ逆変換手段であり、
該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、
P(h)+P(h+M)+j{P(h)−P(h+M)}expjπh/M、
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、であり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がMポイント(M>N ' −1)離散フーリエ逆変換手段であり、
該Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、
αhP(h)+αh+MP(h+M)+j{αhP(h)−αh+MP(h+M)}expjπh/M
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、αh=xh/sinxh(1≦h≦Mのときxh=πh/2M、M+1≦h≦2M−1のときxh=π(2M−h)/2M)、であり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換手段のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がNポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
該Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個の複素シンボルを前記N個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N個のキャリアを変調するための前記Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときA(h+N/2)+A*(N/2−h)+j{A(h+N/2)−A*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のとき2A*(0)、N/2+1≦h≦N−1のときA(h−N/2)+A*(3N/2−h)+j{A(h−N/2)−A*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、であり、前記Nポイント離散フーリエ逆変換手段のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号をN個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 離散フーリエ逆変換手段を用い、N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、
前記離散フーリエ逆変換手段がNポイント離散フーリエ逆変換手段であり、
該Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個の複素シンボルを前記N個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N個のキャリアを変調するための前記Nポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときαhA(h+N/2)+αh+NA*(N/2−h)+j{αhA(h+N/2)−αh+NA*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のときA*(0)π/√2、N/2+1≦h≦N−1のときαhA(h−N/2)+αh+NA*(3N/2−h)+j{αhA(h−N/2)−αh+NA*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、αh=xh/sinxh(1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)、であり、前記Nポイント離散フーリエ逆変換手段のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号をN個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
Mポイント離散フーリエ逆変換器(M>2 ( N ' −1 ) )と、
該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記N ' −1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦M/2のときx h =πh / M、M/2+1≦h≦M−1のときx h =π ( M−h )/ M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
Mポイント離散フーリエ逆変換器(M>2 ( N ' −1 ))と、
該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記N'−1個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記Mポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号を直列に並べることでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN'−1個)からなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA ( k ) とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA ( k ) の複素共役シンボルをA * ( k ) とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、
h 0 +1≦h≦N '/ 2+h 0 −1のときA ( h+N '/ 2−h 0 ) 、
N '/ 2+h 0 ≦h≦N ' +h 0 のときA ( h−N '/ 2−h 0 ) 、
M−N ' −h 0 ≦h≦M−N '/ 2−h 0 のときA * ( M−N '/ 2−h−h 0 ) 、
M−N '/ 2−h 0 +1≦h≦M−h 0 −1のときA * ( M+N '/ 2−h−h 0 ) 、
hがそれ以外のとき0(ヌル)、ただし1≦h 0 ≦M / 2−N ' −1、であることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦M/2のときxh=πh/M、M/2+1≦h≦M−1のときxh=π(M−h)/M)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項12に記載の直交周波数分割多重変調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
2Nポイント離散フーリエ逆変換器と、
該2Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該2Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の2N個の時間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しα h に略等しい数値(ただしα h =x h /sin x h 、1≦h≦N−1のときx h =πh / 2N、N+1≦h≦2N−1のときx h =π ( 2N−h )/ 2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
2Nポイント離散フーリエ逆変換器と、
該2Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の2N個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、
前記N個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該2Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の2N個の時間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることでN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成するものであり、
前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリアを変調するための前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、1≦h≦N/2−1のときk=h+N/2となるキャリア番号kの複素シンボル、N/2≦h≦N−1のときk=h−N/2となるキャリア番号kの複素シンボル、N+1≦h≦3N / 2のときk=3N/2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、3N/2+1≦h≦2N−1のときk=5N/2−hとなるキャリア番号kの複素シンボルの複素共役シンボル、hが0又はNのときヌルシンボルであることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 前記2Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0から2N−1であり、
前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力(入力番号をhとして1≦h≦N−1又はN+1≦h≦2N−1)に対しαhに略等しい数値(ただしαh=xh/sinxh、1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項15に記載の直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記N ' −1個の複素シンボルからM個の複素数を算出する複素演算装置と、
Mポイント離散フーリエ逆変換器(M>N ' −1)と、
該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号、及び虚部出力のM個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる2つの並直列変換器と、
該2つの並直列変換器の各々M個の出力から交互に信号を取り出して2M個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、
P(h)+P(h+M)+j{P(h)−P(h+M)}expjπh/M、
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、であり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - ヌルシンボルを含むN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるガードバンドを含むN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記N ' −1個の複素シンボルからM個の複素数を算出する複素演算装置と、
Mポイント離散フーリエ逆変換器(M>N ' −1)と、
該Mポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のM個の時間軸信号、及び虚部出力のM個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる2つの並直列変換器と
該2つの並直列変換器の各々M個の出力から交互に信号を取り出して2M個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記N ' −1個の複素シンボルを前記N ' −1個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N ' −1個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)とし、
前記N ' −1個のキャリアを変調するための前記Mポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、
αhP(h)+αh+MP(h+M)+j{αhP(h)−αh+MP(h+M)}expjπh/M
ただし、複素数P(h)は、
h0+1≦h≦N'/2+h0−1のとき
P(h)=A(h+N'/2−h0)、
N'/2+h0≦h≦N'+h0のとき
P(h)=A(h−N'/2−h0)、
2M−N'−h0≦h≦2M−N'/2−h0のとき
P(h)=A*(2M−N'/2−h−h0)、
2M−N'/2−h0+1≦h≦2M−h0−1のとき
P(h)=A*(2M+N'/2−h−h0)、
hがそれ以外のときP(h)=0(ヌル)、
ただしjは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、αh=xh/sinxh(1≦h≦Mのときxh=πh/2M、M+1≦h≦2M−1のときxh=π(2M−h)/2M)、であり、
前記Mポイント離散フーリエ逆変換器のM個の実部出力及びM個の虚部出力を交互に取り出した2M個の直列信号をN'−1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記N個の複素シンボルからN個の複素数を算出する複素演算装置と、
Nポイント離散フーリエ逆変換器と、
該Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のN個の時間軸信号、及び虚部出力のN個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる2つの並直列変換器と、
該2つの並直列変換器の各々N個の出力から交互に信号を取り出して2N個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個の複素シンボルを前記N個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)としたとき、
前記N個のキャリアを変調するための前記Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときA(h+N/2)+A*(N/2−h)+j{A(h+N/2)−A*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のとき2A*(0)、N/2+1≦h≦N−1のときA(h−N/2)+A*(3N/2−h)+j{A(h−N/2)−A*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、であり、前記Nポイント離散フーリエ逆変換器のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号を、N個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、
前記N個の複素シンボルからN個の複素数を算出する複素演算装置と、
Nポイント離散フーリエ逆変換器と、
該Nポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のN個の時間軸信号、及び虚部出力のN個の時間軸信号をそれぞれ直列に並べる2つの並直列変換器と
該2つの並直列変換器の各々N個の出力から交互に信号を取り出して2N個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、
前記Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号hが、直流成分入力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個の複素シンボルを前記N個のキャリア番号kを用いてA(k)とし、
前記N個の複素シンボルA(k)の複素共役シンボルをA*(k)としたとき、
前記N個のキャリアを変調するための前記Nポイント離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号hに対し、h=0のとき0(ヌル)、1≦h≦N/2−1のときαhA(h+N/2)+αh+NA*(N/2−h)+j{αhA(h+N/2)−αh+NA*(N/2−h)}exp(jπh/N)、h=N/2のときA*(0)π/√2、N/2+1≦h≦N−1のときαhA(h−N/2)+αh+NA*(3N/2−h)+j{αhA(h−N/2)−αh+NA*(3N/2−h)}exp(jπh/N)、ただしjは虚数単位、αh=xh/sinxh(1≦h≦N−1のときxh=πh/2N、N+1≦h≦2N−1のときxh=π(2N−h)/2N)、であり、前記Nポイント離散フーリエ逆変換器のN個の実部出力及びN個の虚部出力を交互に取り出した2N個の直列信号を、N個のキャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数Mfs/N(M>2 ( N ' −1 ))でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、
Mポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記M個のディジタル信号、M個のヌル信号とを、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Mポイント離散フーリエ変換手段の出力のM個の複素シンボルからN ' −1個の複素シンボルを選択することでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなるOFDM信号からN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、
2Nポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記2N個のディジタル信号と、2N個のヌル信号とを、前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力の2N個の複素シンボルからN個の複素シンボルを選択することでN個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルを復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0から2N−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記N個の複素シンボルが、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときh=k+N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hの出力の複素シンボル、N/2+1≦k≦N−1のときh=k−N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hの出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項22に記載の直交周波数分割多重復調方式。 - N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2Mfs/N(M>N ' −1)でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、
Mポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記Mポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記2M個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2M-2、r2M-1}としたとき、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に{r0、r2、…、r2M-2}及び{r1、r3、…、r2M-1}と入力し、前記Mポイント離散フーリエ変換手段の出力のM個の複素シンボルP(h)(0≦h≦M−1)から、前記N ' −1個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、
P(h)+P*(h+M)−j{P(h)−P*(h+M)}exp(−jπh/M)、
ただし、0≦k≦N'/2のときh=k+N'/2+h0、N'/2+1≦k≦N'−1のとき、h=k−N'/2+h0としたものであり、P*(h+M)はP(h+M)の共役複素シンボル、jは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、
と複素演算を行うことにより、N ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなるOFDM信号からN ' −1個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N '/ 2−1及びN '/ 2+1≦k≦N ' −1、ヌルシンボルを含めればN個の複素シンボル)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式において、
前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、
Nポイント離散フーリエ変換手段とを有し、
前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記2N個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2N-2、r2N-1}としたとき、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に{r0、r2、…、r2N-2}及び{r1、r3、…、r2N-1}と入力し、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力のN個の複素シンボルP(h)(0≦h≦N−1)から、前記N個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときA(k)=P(k+N/2)+P*(N/2−k)−{P(k+N/2)−P*(N/2−k)}exp(−jπk/N)、N/2+1≦k≦N−1のときA(k)=P(k−N/2)+P*(3N/2−k)+{P(k−N/2)−P*(3N/2−k)}exp(−jπk/N)、ただしjは虚数単位、と複素演算を行うことにより、N個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N−1)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数Mfs/N(M>2 ( N ' −1 ))でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換器と、
Mポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記M個のディジタル信号と、M個のヌル信号とを、前記Mポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Mポイント離散フーリエ変換器の出力のM個の複素シンボルからN ' −1個の複素シンボルを選択することでN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなるOFDM信号からN個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換器と、
2Nポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記2N個のディジタル信号と、2N個のヌル信号とを、前記2Nポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該2Nポイント離散フーリエ変換器の出力の2N個の複素シンボルからN個の複素シンボルを選択することでN個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルを復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - 前記2Nポイント離散フーリエ変換器の出力番号hが、直流成分出力を0として0から2N−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からNであり、
前記N個の複素シンボルが、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときh=k+N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換器の出力番号hの出力の複素シンボル、N/2+1≦k≦N−1のときh=k−N/2となる前記2Nポイント離散フーリエ変換器の出力番号hの出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項27に記載の直交周波数分割多重復調装置。 - N個の複素シンボル(ヌルシンボル以外の複素シンボルはN ' −1個、ただしN ' −1<N)によるN個のキャリア(ガードバンド以外のキャリアはN ' −1個)からなる、帯域幅fs(ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は( N ' −1 )fs/N)のOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記OFDM信号を最高周波数が( N ' −1 )fs/N以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2Mfs/N(M>N ' −1)でアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換器と、
Mポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記Mポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からM−1であり、
前記N ' −1個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN '/ 2−1及びN '/ 2+1からN ' −1であり、
前記2M個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2M-2、r2M-1}としたとき、前記Mポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部に{r0、r2、…、r2M-2}及び{r1、r3、…、r2M-1}と入力し、前記Mポイント離散フーリエ変換器の出力のM個の複素シンボルP(h)(0≦h≦M−1)から、前記N'−1個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、
P(h)+P*(h+M)−j{P(h)−P*(h+M)}exp(−jπh/M)、
ただし、0≦k≦N'/2のときh=k+N'/2+h0、N'/2+1≦k≦N'−1のとき、h=k−N'/2+h0としたものであり、P*(h+M)はP(h+M)の共役複素シンボル、jは虚数単位、0≦h0≦M−N'−1、
と複素演算を行うことにより、N ' −1個のキャリア(ガードバンドを含めてN個)からなるOFDM信号からN ' −1個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N '/ 2−1及びN '/ 2+1≦k≦N ' −1、ヌルシンボルを含めればN個の複素シンボル)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - N個の複素シンボルによるN個のキャリアからなる、帯域幅fsのOFDM信号からN個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置において、
前記OFDM信号を最高周波数がfs以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、
前記中間周波数信号をサンプリング周波数2fsでアナログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換器と、
2段直並列変換器と、
2つのN段直並列変換器と、
Nポイント離散フーリエ変換器とを有し、
前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力番号hが、直流成分出力を0として0からN−1であり、
前記N個のキャリア番号kが本来の直流分相当を0として0からN−1であり、
前記中間周波数信号を周波数2fsでサンプリングした2N個のディジタル信号を{r0、r1、r2、r3、…、r2N-2、r2N-1}としたとき、
前記2段直並列変換器により2つの直列信号{r0、r2、…、r2N-2}及び{r1、r3、…、r2N-1}とした上、前記2つのN段直並列変換器により2つの並列信号r0、r2、…、及びr2N-2並びにr1、r3、…、及びr2N-1として前記Nポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部に入力し、前記Nポイント離散フーリエ変換手段の出力のN個の複素シンボルP(h)(0≦h≦N−1)から、前記N個の複素シンボルA(k)が、キャリア番号kに対し、0≦k≦N/2−1のときA(k)=P(k+N/2)+P*(N/2−k)−{P(k+N/2)−P*(N/2−k)}exp(−jπk/N)、N/2+1≦k≦N−1のときA(k)=P(k−N/2)+P*(3N/2−k)+{P(k−N/2)−P*(3N/2−k)}exp(−jπk/N)、ただしjは虚数単位、と複素演算を行うことにより、N個のキャリアからなるOFDM信号からN個の複素シンボルA(k)(0≦k≦N−1)を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装置。
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