JP2000261402A - 高域劣化補償直交周波数分割多重変調方式及び高域劣化補償直交周波数分割多重変調装置 - Google Patents
高域劣化補償直交周波数分割多重変調方式及び高域劣化補償直交周波数分割多重変調装置Info
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- JP2000261402A JP2000261402A JP11062726A JP6272699A JP2000261402A JP 2000261402 A JP2000261402 A JP 2000261402A JP 11062726 A JP11062726 A JP 11062726A JP 6272699 A JP6272699 A JP 6272699A JP 2000261402 A JP2000261402 A JP 2000261402A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高域劣化補償作用を持ち合わせた、新規なＯ
ＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置を提供すること。 【解決手段】Ｄ／Ａ変換器１０５Ｉ及び１０５Ｑでの伝
達関数の逆数をＮポイントＩＤＦＴの各入力値に乗ずる
ことで、Ｄ／Ａ変換器１０５Ｉ及び１０５Ｑでの高域劣
化を予め補償することができる。係数αkは、Ｎポイン
トＩＤＦＴの入力の直流分入力のキャリア番号を０とし
て０からＮ−１とすれば、αk＝ｘK/sinｘ K（０≦ｋ≦
Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のと
きｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎ）、ｘK＝０のときαk＝１と表現
される。
ＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置を提供すること。 【解決手段】Ｄ／Ａ変換器１０５Ｉ及び１０５Ｑでの伝
達関数の逆数をＮポイントＩＤＦＴの各入力値に乗ずる
ことで、Ｄ／Ａ変換器１０５Ｉ及び１０５Ｑでの高域劣
化を予め補償することができる。係数αkは、Ｎポイン
トＩＤＦＴの入力の直流分入力のキャリア番号を０とし
て０からＮ−１とすれば、αk＝ｘK/sinｘ K（０≦ｋ≦
Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のと
きｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎ）、ｘK＝０のときαk＝１と表現
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、離散フーリエ逆変
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、互いに直交する多数の搬送波（キ
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
【０００３】ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。更に、実質的な信号（有効シンボ
ル）と、受信サイドで除去される前提で送信される信号
（ガードインターバル、ＧＩ）を反復的に送信すること
で、マルチパスによる干渉をより低減することが行われ
ている。
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。更に、実質的な信号（有効シンボ
ル）と、受信サイドで除去される前提で送信される信号
（ガードインターバル、ＧＩ）を反復的に送信すること
で、マルチパスによる干渉をより低減することが行われ
ている。
【０００４】ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信す
るシンボル長（時間）をＴとしたき、隣り合うキャリア
の周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本のＯＦＤ
Ｍ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。また、受
信側でのディジタルデータのサンプリング周波数ｆ
sは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散フ
ーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際は、
送信側の離散フーリエ逆変換装置、受信側の離散フーリ
エ変換装置のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
るシンボル長（時間）をＴとしたき、隣り合うキャリア
の周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本のＯＦＤ
Ｍ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。また、受
信側でのディジタルデータのサンプリング周波数ｆ
sは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散フ
ーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際は、
送信側の離散フーリエ逆変換装置、受信側の離散フーリ
エ変換装置のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
【０００５】ＯＦＤＭ方式の変調装置の要部を図４に示
す。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／
Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２
によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ
≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９
０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９
０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦
Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ逆変
換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実数部Ｉn、虚数部Ｑn
（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
す。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／
Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回路９０２
によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ
≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９
０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９
０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦
Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ逆変
換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実数部Ｉn、虚数部Ｑn
（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。
【０００６】この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩD及びＱDとする。
次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジ
タル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑ
によりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器
（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。こ
のように得られた２つのアナログ信号を、各々位相のπ
/２ずれた正弦波（周波数はサンプリング周波数ｆs）と
乗じ、加算することにより中間周波数（ＩＦ）信号を得
る。
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩD及びＱDとする。
次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジ
タル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑ
によりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器
（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。こ
のように得られた２つのアナログ信号を、各々位相のπ
/２ずれた正弦波（周波数はサンプリング周波数ｆs）と
乗じ、加算することにより中間周波数（ＩＦ）信号を得
る。
【０００７】即ち発振器９０７で周波数ｆsの第１の正
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により送信する搬送波の周波数に周波数変換され、
帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。尚、図４
ではガードインターバル挿入部は省略した。
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により送信する搬送波の周波数に周波数変換され、
帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。尚、図４
ではガードインターバル挿入部は省略した。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑは、
出力信号を図２のように高域劣化してしまうことが知ら
れている。これは、インパルスである周波数成分（Ｎ個
の複素数Ａk＋ｊＢk、０≦ｋ≦Ｎ−１、離散フーリエ逆
変換ＩＤＦＴの入力）とインパルスである時間軸成分
（Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実数部Ｉn及び虚数部Ｑn、
０≦ｎ≦Ｎ−１、離散フーリエ逆変換ＩＤＦＴの出力）
とが対応しているにもかかわらず、時間軸成分をインパ
ルスからサンプリング幅τ＝Ｔ/Ｎを持った方形波状に
変換（Ｄ／Ａ変換）処理したことに起因する。
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑは、
出力信号を図２のように高域劣化してしまうことが知ら
れている。これは、インパルスである周波数成分（Ｎ個
の複素数Ａk＋ｊＢk、０≦ｋ≦Ｎ−１、離散フーリエ逆
変換ＩＤＦＴの入力）とインパルスである時間軸成分
（Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実数部Ｉn及び虚数部Ｑn、
０≦ｎ≦Ｎ−１、離散フーリエ逆変換ＩＤＦＴの出力）
とが対応しているにもかかわらず、時間軸成分をインパ
ルスからサンプリング幅τ＝Ｔ/Ｎを持った方形波状に
変換（Ｄ／Ａ変換）処理したことに起因する。
【０００９】上記の高域劣化は、図３のように理解され
ている。即ち、図３の（ａ）のような、時間軸上のイン
パルスは（ｂ）のように全ての周波数に対し一定の強度
である。ところが図３の（ｃ）のような方形波は、
（ｄ）のように高域周波数（周波数の絶対値の大きい部
分）で劣化が起こる。インパルス（デルタ関数）の均一
な周波数成分に対し、持続時間τの方形波の周波数成分
は、ｆを周波数、ｘK＝πｆ/τとしてsinｘK/ｘKとな
る。
ている。即ち、図３の（ａ）のような、時間軸上のイン
パルスは（ｂ）のように全ての周波数に対し一定の強度
である。ところが図３の（ｃ）のような方形波は、
（ｄ）のように高域周波数（周波数の絶対値の大きい部
分）で劣化が起こる。インパルス（デルタ関数）の均一
な周波数成分に対し、持続時間τの方形波の周波数成分
は、ｆを周波数、ｘK＝πｆ/τとしてsinｘK/ｘKとな
る。
【００１０】よって、Ｎポイント離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）９０３の入力のキャリア番号ｋの各キャリ
アに対し、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０
５Ｉ及び９０５Ｑの出力の劣化の様子は図２に示す通り
となる。Ｎ本のキャリアはキャリア番号０からＮ/２ま
で増加するにしたがい２/πまで劣化し、やはりキャリ
ア番号Ｎ−１からＮ/２＋１に減少するにしたがい２/π
まで劣化する。即ち、キャリア番号がｋ又はＮ−ｋ（１
≦ｋ≦Ｎ/２）ならばキャリアはそれぞれｘK＝πｋ/Ｎ
又はｘK＝π(Ｎ−ｋ)/ＮとしてsinｘK/ｘKの劣化をうけ
る。
（ＩＤＦＴ）９０３の入力のキャリア番号ｋの各キャリ
アに対し、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０
５Ｉ及び９０５Ｑの出力の劣化の様子は図２に示す通り
となる。Ｎ本のキャリアはキャリア番号０からＮ/２ま
で増加するにしたがい２/πまで劣化し、やはりキャリ
ア番号Ｎ−１からＮ/２＋１に減少するにしたがい２/π
まで劣化する。即ち、キャリア番号がｋ又はＮ−ｋ（１
≦ｋ≦Ｎ/２）ならばキャリアはそれぞれｘK＝πｋ/Ｎ
又はｘK＝π(Ｎ−ｋ)/ＮとしてsinｘK/ｘKの劣化をうけ
る。
【００１１】即ち、高域劣化の大きさはキャリア毎にそ
の周波数に関係するので、離散フーリエ逆変換（ＩＤＦ
Ｔ）の入力（周波数成分）番号、即ち、キャリア番号に
関係する。そこで従来のＯＦＤＭ変調方式ではディジタ
ル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑの
出力、或いは低域濾波器（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６
Ｑの出力を劣化補償器に通し、キャリア毎の高域劣化を
補償することが行われていた。これらは簡易な回路では
なく、装置の大型化を招いていた。
の周波数に関係するので、離散フーリエ逆変換（ＩＤＦ
Ｔ）の入力（周波数成分）番号、即ち、キャリア番号に
関係する。そこで従来のＯＦＤＭ変調方式ではディジタ
ル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑの
出力、或いは低域濾波器（ＬＰＦ）９０６Ｉ及び９０６
Ｑの出力を劣化補償器に通し、キャリア毎の高域劣化を
補償することが行われていた。これらは簡易な回路では
なく、装置の大型化を招いていた。
【００１２】よって本発明は、上記課題に鑑み、高域劣
化補償作用を持ち合わせた、新規なＯＦＤＭ変調方式あ
るいはＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。
化補償作用を持ち合わせた、新規なＯＦＤＭ変調方式あ
るいはＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項１に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変
換手段を用い、ディジタル／アナログ変換手段にてアナ
ログ変調信号を発生させる直交周波数分割多重変調方式
において、離散フーリエ逆変換手段の出力をディジタル
／アナログ変換手段にて変換する際の伝達関数に対し、
離散フーリエ逆変換手段の入力の周波数軸上の値に、伝
達関数の逆数を乗じたのち離散フーリエ逆変換を行う高
域劣化補償直交周波数分割多重変調方式であることを特
徴とする。
め、請求項１に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変
換手段を用い、ディジタル／アナログ変換手段にてアナ
ログ変調信号を発生させる直交周波数分割多重変調方式
において、離散フーリエ逆変換手段の出力をディジタル
／アナログ変換手段にて変換する際の伝達関数に対し、
離散フーリエ逆変換手段の入力の周波数軸上の値に、伝
達関数の逆数を乗じたのち離散フーリエ逆変換を行う高
域劣化補償直交周波数分割多重変調方式であることを特
徴とする。
【００１４】また、請求項２に記載の手段によれば、離
散フーリエ逆変換手段を用いる直交周波数分割多重変調
方式において、各キャリアに対応する離散フーリエ逆変
換手段の入力の各々の値に、各キャリア番号に関連した
係数を乗じた後、離散フーリエ逆変換することを特徴と
する。
散フーリエ逆変換手段を用いる直交周波数分割多重変調
方式において、各キャリアに対応する離散フーリエ逆変
換手段の入力の各々の値に、各キャリア番号に関連した
係数を乗じた後、離散フーリエ逆変換することを特徴と
する。
【００１５】また、請求項３に記載の手段によれば、請
求項２に記載の高域劣化補償直交周波数分割多重変調方
式において、離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散フーリ
エ逆変換であり、各キャリア番号をＮ点離散フーリエ逆
変換の直流分入力を０として、０からＮ−１としたと
き、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝π
ｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、各
キャリア番号に関連した係数が、ｘK＝０のとき１、そ
の他のときｘK/sinｘKに略等しい数値であることを特徴
とする。
求項２に記載の高域劣化補償直交周波数分割多重変調方
式において、離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散フーリ
エ逆変換であり、各キャリア番号をＮ点離散フーリエ逆
変換の直流分入力を０として、０からＮ−１としたと
き、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝π
ｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、各
キャリア番号に関連した係数が、ｘK＝０のとき１、そ
の他のときｘK/sinｘKに略等しい数値であることを特徴
とする。
【００１６】更に請求項４に記載の手段によれば、離散
フーリエ逆変換装置を有した直交周波数分割多重変調装
置において、離散フーリエ逆変換装置がＮ点離散フーリ
エ逆変換装置であり、各キャリア番号をＮ点離散フーリ
エ逆変換装置の直流分入力を０として、０からＮ−１と
したとき、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のとき
ｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎと
して、ｘK＝０のとき１、その他のときｘK/sinｘKに略
等しい数値を、各キャリアに対応する各々の値に乗じた
後、Ｎ点離散フーリエ逆変換装置にて離散フーリエ逆変
換し、その出力を並直列変換したのちディジタル／アナ
ログ変換する際の周波数軸上の高域劣化を補償すること
を特徴とする。
フーリエ逆変換装置を有した直交周波数分割多重変調装
置において、離散フーリエ逆変換装置がＮ点離散フーリ
エ逆変換装置であり、各キャリア番号をＮ点離散フーリ
エ逆変換装置の直流分入力を０として、０からＮ−１と
したとき、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のとき
ｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎと
して、ｘK＝０のとき１、その他のときｘK/sinｘKに略
等しい数値を、各キャリアに対応する各々の値に乗じた
後、Ｎ点離散フーリエ逆変換装置にて離散フーリエ逆変
換し、その出力を並直列変換したのちディジタル／アナ
ログ変換する際の周波数軸上の高域劣化を補償すること
を特徴とする。
【００１７】
【作用及び発明の効果】直交周波数分割多重変調方式に
おいて、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化は、そ
のディジタル／アナログ変換の伝達関数であり、サンプ
リング周波数のみによって決まる。そこで離散フーリエ
逆変換を用いる直交周波数分割多重変調方式において、
周波数成分たる離散フーリエ逆変換入力の各々の値に、
ディジタル／アナログ変換の伝達関数の逆数を乗じたの
ち離散フーリエ逆変換すれば、後のディジタル／アナロ
グ変換における高域劣化を予め補償することが可能とな
る。
おいて、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化は、そ
のディジタル／アナログ変換の伝達関数であり、サンプ
リング周波数のみによって決まる。そこで離散フーリエ
逆変換を用いる直交周波数分割多重変調方式において、
周波数成分たる離散フーリエ逆変換入力の各々の値に、
ディジタル／アナログ変換の伝達関数の逆数を乗じたの
ち離散フーリエ逆変換すれば、後のディジタル／アナロ
グ変換における高域劣化を予め補償することが可能とな
る。
【００１８】また、その伝達関数は、周波数０（離散フ
ーリエ逆変換の直流入力分）からサンプリング周波数ｆ
sの１/２までであるので、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換の各キャリアに対応する入力について、各キャリア番
号ｋで表現することが可能である。キャリア番号ｋが直
流分入力で０として０からＮ−１であるならば、各キャ
リア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ
≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、略ｘK/sinｘ
Kを乗ずることで目的は達成される。尚ここで略ｘK/sin
ｘKとしたのは、係数ｘK/sinｘK自体がディジタルデー
タとして扱われることによる桁落ちを考慮してのことで
ある。
ーリエ逆変換の直流入力分）からサンプリング周波数ｆ
sの１/２までであるので、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換の各キャリアに対応する入力について、各キャリア番
号ｋで表現することが可能である。キャリア番号ｋが直
流分入力で０として０からＮ−１であるならば、各キャ
リア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ
≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、略ｘK/sinｘ
Kを乗ずることで目的は達成される。尚ここで略ｘK/sin
ｘKとしたのは、係数ｘK/sinｘK自体がディジタルデー
タとして扱われることによる桁落ちを考慮してのことで
ある。
【００１９】このような変調方式を用いた直交周波数分
割多重変調装置は、従来のディジタル／アナログ変換後
に高域劣化補償する装置よりも簡易で小型なものとする
ことができる。
割多重変調装置は、従来のディジタル／アナログ変換後
に高域劣化補償する装置よりも簡易で小型なものとする
ことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な一実施例
を図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限
定されるものではない。
を図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限
定されるものではない。
【００２１】図１は本発明の具体的な一実施例に係るＯ
ＦＤＭ変調装置１００の要部を示すブロック図である。
本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ
逆変換装置として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast F
ourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能
である。
ＦＤＭ変調装置１００の要部を示すブロック図である。
本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ
逆変換装置として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast F
ourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能
である。
【００２２】ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通り
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk及
びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が各々Ｎ個の前補償器１１１
−ｋ及び１１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に出力される。
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk及
びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が各々Ｎ個の前補償器１１１
−ｋ及び１１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に出力される。
【００２３】各前補償器１１１−ｋは、入力されたＡk
に対し、後述するαkを乗じた値Ａ'k＝αkＡkを離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力する。Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に入力さ
れるＡ'kは、キャリア番号ｋの周波数成分の実数部とし
て扱われるものである。
に対し、後述するαkを乗じた値Ａ'k＝αkＡkを離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力する。Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に入力さ
れるＡ'kは、キャリア番号ｋの周波数成分の実数部とし
て扱われるものである。
【００２４】同様に、各前補償器１１２−ｋは、入力さ
れたＢkに対し、後述するαkを乗じた値Ｂ'k＝αkＢkを
離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力する。
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に
出力されるＢ'kは、キャリア番号ｋの周波数成分ｋの虚
数部として扱われるものである。
れたＢkに対し、後述するαkを乗じた値Ｂ'k＝αkＢkを
離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力する。
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に
出力されるＢ'kは、キャリア番号ｋの周波数成分ｋの虚
数部として扱われるものである。
【００２５】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
は入力された２Ｎ個の値Ａ'k及びＢ'kをＮ個の複素数
Ａ'k＋ｊＢ'k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱
い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの
実数部Ｉn、虚数部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）として出力する。Ａ'k＋ｊＢ'kを単にＡ(ｋ)、Ｉn
＋ｊＱnをａ(ｎ)とおくと、離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３の計算は次の通りである。
は入力された２Ｎ個の値Ａ'k及びＢ'kをＮ個の複素数
Ａ'k＋ｊＢ'k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱
い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの
実数部Ｉn、虚数部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）として出力する。Ａ'k＋ｊＢ'kを単にＡ(ｋ)、Ｉn
＋ｊＱnをａ(ｎ)とおくと、離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３の計算は次の通りである。
【数１】
【００２６】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
の出力である２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩD及びＱDとする。１組
の信号列の長さ（時間）をＴとおけばＮ個のディジタル
信号の間隔τ＝Ｔ/Ｎである。
の出力である２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩD及びＱDとする。１組
の信号列の長さ（時間）をＴとおけばＮ個のディジタル
信号の間隔τ＝Ｔ/Ｎである。
【００２７】次にディジタル直列信号ＩD及びＱDをそれ
ぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及
び１０５Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低
域濾波器（ＬＰＦ）１０６Ｉ及び１０６Ｑにて低域濾波
する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々
位相のπ/２ずれた正弦波と乗じ、加算することにより
中間周波数信号を得る。
ぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及
び１０５Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換し、低
域濾波器（ＬＰＦ）１０６Ｉ及び１０６Ｑにて低域濾波
する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々
位相のπ/２ずれた正弦波と乗じ、加算することにより
中間周波数信号を得る。
【００２８】即ち、発振器１０７で周波数ｆsの第１の
正弦波を発生させて乗算器１０８Ｉと移相器１０７１に
出力する。移相器１０７１では位相のπ/２ずれた周波
数ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器１０８Ｉに出
力する。こうして乗算器１０８Ｉでは第１の正弦波をア
ナログ信号ＩAで変調し、乗算器１０８Ｑでは第２の正
弦波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器１０
９に出力する。加算器１０９はアナログ信号ＩAで変調
された第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第
２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により送信する搬送波の周波数に周波数変換さ
れ、帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。
正弦波を発生させて乗算器１０８Ｉと移相器１０７１に
出力する。移相器１０７１では位相のπ/２ずれた周波
数ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器１０８Ｉに出
力する。こうして乗算器１０８Ｉでは第１の正弦波をア
ナログ信号ＩAで変調し、乗算器１０８Ｑでは第２の正
弦波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器１０
９に出力する。加算器１０９はアナログ信号ＩAで変調
された第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第
２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により送信する搬送波の周波数に周波数変換さ
れ、帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。
【００２９】前補償器１１１−ｋ及び１１２−ｋ（０≦
ｋ≦Ｎ−１）において、入力Ａk及びＢkに対して乗ぜら
れる係数αkは以下の通りである。 α0＝１ １≦ｋ≦Ｎ/２のとき αk＝(πｋ/Ｎ)/sin(πｋ/Ｎ) Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき αk＝｛π(Ｎ−ｋ)/Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｋ)/Ｎ｝
ｋ≦Ｎ−１）において、入力Ａk及びＢkに対して乗ぜら
れる係数αkは以下の通りである。 α0＝１ １≦ｋ≦Ｎ/２のとき αk＝(πｋ/Ｎ)/sin(πｋ/Ｎ) Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき αk＝｛π(Ｎ−ｋ)/Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｋ)/Ｎ｝
【００３０】以下、０≦ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝πｋ/
Ｎ、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎ
として、ｘK＝０のときｘK/sinｘKは１を表すとすれ
ば、係数α kは単に次のように表現できる。 αk＝ｘK/sinｘK
Ｎ、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎ
として、ｘK＝０のときｘK/sinｘKは１を表すとすれ
ば、係数α kは単に次のように表現できる。 αk＝ｘK/sinｘK
【００３１】よって、前補償器１１１−ｋへの入力をＡ
k、前補償器１１２−ｋへの入力をＢkとすれば、前補償
器１１１−ｋ及び前補償器１１２−ｋの出力Ａ'k及び
Ｂ'kはそれぞれ次の通りである。 Ａ'k＝αkＡk＝ＡkｘK/sinｘK Ｂ'k＝αkＢk＝ＢkｘK/sinｘK
k、前補償器１１２−ｋへの入力をＢkとすれば、前補償
器１１１−ｋ及び前補償器１１２−ｋの出力Ａ'k及び
Ｂ'kはそれぞれ次の通りである。 Ａ'k＝αkＡk＝ＡkｘK/sinｘK Ｂ'k＝αkＢk＝ＢkｘK/sinｘK
【００３２】Ｎ個の複素ベクトルＡ'k＋ｊＢ'k（０≦ｋ
≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３でＮポイント離散フーリエ逆変換し、並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉ及び１０４ＱでＰ／Ｓ変
換すれば、各々Ｎ個のインパルスからなるディジタル信
号列ＩD及びＱDとできる。このＩD及びＱDのＮ個ずつの
インパルスを、複素データＩD＋ｊＱDとしたときにその
Ｎポイント離散フーリエ変換は、Ｎ個の複素ベクトル
Ａ'k＋ｊＢ'kである。
≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３でＮポイント離散フーリエ逆変換し、並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉ及び１０４ＱでＰ／Ｓ変
換すれば、各々Ｎ個のインパルスからなるディジタル信
号列ＩD及びＱDとできる。このＩD及びＱDのＮ個ずつの
インパルスを、複素データＩD＋ｊＱDとしたときにその
Ｎポイント離散フーリエ変換は、Ｎ個の複素ベクトル
Ａ'k＋ｊＢ'kである。
【００３３】さて、各々Ｎ個のインパルスからなるディ
ジタル信号列ＩD及びＱDを、ディジタル／アナログ変換
器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及び１０５ＱでＤ／Ａ変換する
と、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。インパ
ルスの間隔τ＝Ｔ/Ｎであるから、Ｄ／Ａ変換における
伝達関数は、上記αkを用いて１/αkとなる。よって、
Ｄ／Ａ変換の出力ＩA及びＱAは、ＩA＋ｊＱA（ｊは虚数
単位）としてＮポイント離散フーリエ変換するとＮ個の
複素ベクトルＡk＋ｊＢkとなる出力となっていることが
理解できる。
ジタル信号列ＩD及びＱDを、ディジタル／アナログ変換
器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及び１０５ＱでＤ／Ａ変換する
と、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。インパ
ルスの間隔τ＝Ｔ/Ｎであるから、Ｄ／Ａ変換における
伝達関数は、上記αkを用いて１/αkとなる。よって、
Ｄ／Ａ変換の出力ＩA及びＱAは、ＩA＋ｊＱA（ｊは虚数
単位）としてＮポイント離散フーリエ変換するとＮ個の
複素ベクトルＡk＋ｊＢkとなる出力となっていることが
理解できる。
【００３４】上記実施例では、離散フーリエ逆変換器の
入力は８ビット程度あれば有効に作動する。また、１≦
αk≦π/２≦２であるので、前補償器１１１−ｋ及び１
１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）によるビット数の増加も１
ビットのみである。キャリア数Ｎ即ち離散フーリエ逆変
換のポイント数Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換
装置として高速フーリエ逆変換器（Inverse Fast Fouri
er Transform，ＩＦＦＴ）を用いることができる点で、
Ｎは２５６、５１２、１０２４その他の２の整数乗が望
ましい。
入力は８ビット程度あれば有効に作動する。また、１≦
αk≦π/２≦２であるので、前補償器１１１−ｋ及び１
１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）によるビット数の増加も１
ビットのみである。キャリア数Ｎ即ち離散フーリエ逆変
換のポイント数Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換
装置として高速フーリエ逆変換器（Inverse Fast Fouri
er Transform，ＩＦＦＴ）を用いることができる点で、
Ｎは２５６、５１２、１０２４その他の２の整数乗が望
ましい。
【００３５】上記実施例では直交変調部（１０５Ｉ、１
０５Ｑ以降）としてアナログ直交変調の例を示したが、
本発明は数値制御発振器（Numerically Controlled Osc
illator）を用いたディジタル直交変調でも同様に適用
できる。また、上記実施例ではガードインターバル挿入
部を有しないものを示したが、ガードインターバル挿入
部を有するＯＦＤＭ変調装置にも全く同様に適用でき
る。
０５Ｑ以降）としてアナログ直交変調の例を示したが、
本発明は数値制御発振器（Numerically Controlled Osc
illator）を用いたディジタル直交変調でも同様に適用
できる。また、上記実施例ではガードインターバル挿入
部を有しないものを示したが、ガードインターバル挿入
部を有するＯＦＤＭ変調装置にも全く同様に適用でき
る。
【図１】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ装
置１００の要部の構成を示したブロック図。
置１００の要部の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ装
置１００の作用を示すためのグラフ。
置１００の作用を示すためのグラフ。
【図３】 時間間隔τのインパルス列を時間間隔τの方
形波にディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化
を示すためのグラフであって、インパルスとしてのデル
タ関数（ａ）及びその周波数成分（ｂ）、方形波（ｃ）
及びその周波数成分（ｄ）。
形波にディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化
を示すためのグラフであって、インパルスとしてのデル
タ関数（ａ）及びその周波数成分（ｂ）、方形波（ｃ）
及びその周波数成分（ｄ）。
【図４】 従来のＯＦＤＭ装置１００の要部の構成を示
したブロック図。
したブロック図。
１０１、９０１ 並直列変換器（Ｓ／Ｐ） １０２、９０２ マッピング回路 １０３、９０３ Ｎポイント離散逆フーリエ変換装置
（ＩＤＦＴ） １０４Ｉ、１０４Ｑ、９０４Ｉ、９０４Ｑ 直並列変換
器（Ｐ／Ｓ） １０５Ｉ、１０５Ｑ、９０５Ｉ、９０５Ｑ ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １０６Ｉ、１０６Ｑ、９０６Ｉ、９０６Ｑ 低域濾波器
（ＬＰＦ） １０７、９０７ 発振器 １０７１、９０７１ 移相器 １０８Ｉ、１０８Ｑ、９０８Ｉ、９０８Ｑ 乗算器 １０９、９０９ 加算器 １１１−ｋ、１１２−ｋ キャリア番号ｋに対する実数
部及び虚数部前補償器（０≦ｋ≦Ｎ−１） Ａk、Ｂk 送信シンボルの実数部、虚数部 Ａ'k、Ｂ'k 前補償された送信シンボルの実数部、虚数
部 Ｉn、Ｑn Ｎポイント離散逆フーリエ変換装置（ＩＤＦ
Ｔ）の出力の実数部、虚数部（０≦ｎ≦Ｎ−１） ＩD、ＱD Ｎ個のインパルスＩn、Ｑnをつないだディジ
タルデータ ＩA、ＱA ＩD、ＱDをＤ／Ａ変換したアナログデータ
（ＩＤＦＴ） １０４Ｉ、１０４Ｑ、９０４Ｉ、９０４Ｑ 直並列変換
器（Ｐ／Ｓ） １０５Ｉ、１０５Ｑ、９０５Ｉ、９０５Ｑ ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １０６Ｉ、１０６Ｑ、９０６Ｉ、９０６Ｑ 低域濾波器
（ＬＰＦ） １０７、９０７ 発振器 １０７１、９０７１ 移相器 １０８Ｉ、１０８Ｑ、９０８Ｉ、９０８Ｑ 乗算器 １０９、９０９ 加算器 １１１−ｋ、１１２−ｋ キャリア番号ｋに対する実数
部及び虚数部前補償器（０≦ｋ≦Ｎ−１） Ａk、Ｂk 送信シンボルの実数部、虚数部 Ａ'k、Ｂ'k 前補償された送信シンボルの実数部、虚数
部 Ｉn、Ｑn Ｎポイント離散逆フーリエ変換装置（ＩＤＦ
Ｔ）の出力の実数部、虚数部（０≦ｎ≦Ｎ−１） ＩD、ＱD Ｎ個のインパルスＩn、Ｑnをつないだディジ
タルデータ ＩA、ＱA ＩD、ＱDをＤ／Ａ変換したアナログデータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 秀昭 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 大塚 一雄 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 藤元 美俊 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 鈴木 徳祥 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD24
Claims (4)
- 【請求項１】 離散フーリエ逆変換手段を用い、ディジ
タル／アナログ変換手段にてアナログ変調信号を発生さ
せる直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段の出力をディジタル／アナ
ログ変換手段にて変換する際の伝達関数に対し、 前記離散フーリエ逆変換手段の入力の周波数軸上の値
に、前記伝達関数の逆数を乗じたのち離散フーリエ逆変
換を行うことを特徴とする高域劣化補償直交周波数分割
多重変調方式。 - 【請求項２】 離散フーリエ逆変換手段を用いる直交周
波数分割多重変調方式において、 各キャリアに対応する離散フーリエ逆変換手段の入力の
各々の値に、各キャリア番号に関連した係数を乗じた
後、離散フーリエ逆変換することを特徴とする、高域劣
化補償直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項３】 前記離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散
フーリエ逆変換であり、 前記各キャリア番号を前記Ｎ点離散フーリエ逆変換の直
流分入力を０として、０からＮ−１としたとき、各キャ
リア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ
≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、 前記各キャリア番号に関連した係数が、ｘK＝０のとき
１、その他のときｘK/sinｘKに略等しい数値であること
を特徴とする請求項２に記載の高域劣化補償直交周波数
分割多重変調方式。 - 【請求項４】 離散フーリエ逆変換装置を有した直交周
波数分割多重変調装置において、 前記離散フーリエ逆変換装置がＮ点離散フーリエ逆変換
装置であり、 各キャリア番号を前記Ｎ点離散フーリエ逆変換装置の直
流分入力を０として、０からＮ−１としたとき、各キャ
リア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘK＝πｋ/Ｎ、ｋ
≧Ｎ/２のときｘK＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとして、 ｘK＝０のとき１、その他のときｘK/sinｘKに略等しい
数値を、各キャリアに対応する各々の値に乗じた後、前
記Ｎ点離散フーリエ逆変換装置にて離散フーリエ逆変換
し、その出力を並直列変換したのちディジタル／アナロ
グ変換する際の周波数軸上の高域劣化を補償することを
特徴とする直交周波数分割多重変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11062726A JP2000261402A (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 高域劣化補償直交周波数分割多重変調方式及び高域劣化補償直交周波数分割多重変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11062726A JP2000261402A (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 高域劣化補償直交周波数分割多重変調方式及び高域劣化補償直交周波数分割多重変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000261402A true JP2000261402A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=13208666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11062726A Pending JP2000261402A (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 高域劣化補償直交周波数分割多重変調方式及び高域劣化補償直交周波数分割多重変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000261402A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100795559B1 (ko) | 2005-12-09 | 2008-01-21 | 한국전자통신연구원 | 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 시스템에서 고주파왜곡 현상의 보상 장치 및 방법 |
| KR100884407B1 (ko) * | 2002-10-02 | 2009-02-17 | 삼성전자주식회사 | 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ 프로세서를 가지는ＯＦＤＭ 시스템 및 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ프로세서의 구조 |
| JP2011509595A (ja) * | 2008-01-04 | 2011-03-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｏｆｄｍａシステムにおける複製信号に対する最大比合成のための方法および装置 |
-
1999
- 1999-03-10 JP JP11062726A patent/JP2000261402A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100884407B1 (ko) * | 2002-10-02 | 2009-02-17 | 삼성전자주식회사 | 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ 프로세서를 가지는ＯＦＤＭ 시스템 및 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ프로세서의 구조 |
| KR100795559B1 (ko) | 2005-12-09 | 2008-01-21 | 한국전자통신연구원 | 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 시스템에서 고주파왜곡 현상의 보상 장치 및 방법 |
| US7929639B2 (en) | 2005-12-09 | 2011-04-19 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Device for compensating radio frequency distortion in orthogonal frequency division multiplexing transmission system and method thereof |
| JP2011509595A (ja) * | 2008-01-04 | 2011-03-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｏｆｄｍａシステムにおける複製信号に対する最大比合成のための方法および装置 |
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