CN107925416A - 信号生成装置 - Google Patents

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Abstract

在以往的CMOS平台的DAC中，其模拟输出频带为15GHz左右而不足，成为实现通信系统的大容量化时的瓶颈之一。在现有技术中，即使使用多个DAC也只能获得具有与单个的DAC的频带相同频带的输出。此外，即便是能够获得与单个的DAC相比宽频带的输出的结构，也存在与电路构成的非对称性相关联的问题。在本发明的信号发生装置中，将多个通常的DAC组合，来实现超过单个的DAC的输出频带的更宽频带的模拟输出，还消除电路构成的非对称性的问题。在频域将所希望信号分离为低频信号和高频信号，并在数字区域进行使高频信号的振幅为常数(r)倍，在频率轴上移动而与低频信号重叠的一系列操作。各DAC的输出由模拟多路复用器开关。还公开了适合于多载波信号的发生的构成例。

Description

信号生成装置
技术领域
本发明涉及使用了数模转换器的高速信号生成装置。
背景技术
如智能手机的广泛普及所代表的那样，因特网的流量日益持续增加，要求光纤通信、无线通信、有线电通信等的大容量化/高功能化。作为用于系统的大容量化/高功能化的主要技术，持续进行着高效的网络构成、高度的数字调制解调系统、能够高速工作的光/电子器件等的开发。例如当着眼于通信装置的发送侧电路时，在数字信号处理中使用作为特殊化的处理器的数字信号处理电路(DSP：Digital Signal Processor)，以数字信号的电平进行高度的多值调制、波形整形等处理的讨论正在盛行。
当引入利用了DSP的这样的数字信号处理技术时，将由DSP生成的数字信号转换为最终的高速的模拟信号的、能够高速工作的数模转换器(DAC：Digital-to-AnalogConverter)是不可或缺的。但是，在使用现行的CMOS平台创建的DAC中，其模拟输出频带为15GHz左右而不足，成为实现通信系统的大容量化时的瓶颈之一。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：H.Huang,J.Heilmeyer,M.Grozing,M.Berroth,J.Leibrich,andW.Rosenkranz,“An 8-bit 100-GS/s Distributed DAC in 28-nm CMOS for OpticalCommunications,”IEEE Trans.Micro.Theo.Tech.,2015年,vol.63,no.4,pp.1211-1218
非专利文献2：C.Laperle and M.O’Sullivan,“Advances in High-Speed DACs,ADCs,and DSP for Optical Coherent Transceivers,”J.Lightw.Technol.,2014年,vol.32,no.4,pp.629-643
非专利文献3：J.G.Proakis and M.Salehi,Digital Communications.McGraw-Hill,2008年,pp.749-752
非专利文献4：T.Takahara,T.Tanaka,M.Nishihara,Y.Kai,L.Li,Z.Tao,andJ.Rasmussen,“Discrete Multi-Tone for 100Gb/s Optical Access Networks,”inProc.OFC2014,paper M2l.1,2014年
非专利文献5：Y.Tang,W.Shieh,and B.S.Krongold,“DFT-Spread OFDM forFiber Nonlinearity Mitigation,”IEEE Photon.Technol.Lett.,vol.22,no.16,pp.1250-1252(2010)
发明内容
发明所要解决的问题
作为DAC的高速化技术，公知有一种如非专利文献1所示在时域使多个DAC交错工作，由此提高采样率，使折返噪声向高频侧移动的技术。但是，在非专利文献1所示的技术中，由于只是通过加法器合成DAC输出信号，因此来自整体的DAC的模拟输出信号的输出频带与使用各个DAC的情况没有变化。DAC的输出频带不足的问题丝毫没有解决。
图13A是DAC的高速化技术的其他现有技术(非专利文献2的图8)的例子，是表示使用了乘法器以及两个DAC的构成的图。在图13A所示的非专利文献2的构成中，使用乘法器1309对两个DAC1303、1304中的一个DAC1304的输出信号频率进行上变频。通过利用加法器1310将上变频后的信号与另一个DAC1303的输出信号相加，来生成与DAC单个的输出频带相比宽频带的信号。但是，在图13A所示的非专利文献2的构成中，形成从DAC1303到加法器1310的一方的模拟信号路径A与从DAC1304到加法器1310的另一方的模拟信号路径B非对称的构成。在以高速的DAC工作为前提的情况下，各DAC输出间的相位差(延迟时间的差)、振幅不平衡的调整工序繁杂，也存在必要的调整的程度大而调整自身困难的情况。
本发明是鉴于这样的问题而提出的，其目的在于，提供一种在使用了多个DAC的信号生成装置中能够输出与单个的DAC的输出频带相比宽频带的任意的信号，且不需要进行多个DAC的繁杂调整的信号生成装置。
用于解决问题的方案
为了解决上述的课题，本发明的一个实施方案的信号生成装置的特征在于，具备：数字信号处理部；两个数模转换器(DAC)；以及模拟多路复用器，以频率fc交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号时，生成与对所述折返信号乘以常数并加于所述低频信号而得到的信号相等的第一信号的单元；以及生成与对所述折返信号乘以所述常数并从所述低频信号将其减去而得到的信号相等的第二信号的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。在此，低频信号与具体实施方式的信号A对应，正频率成分与信号B对应，负频率成分与信号C对应。
优选在上述的信号生成装置中，所述常数能设为π/2以上的实数。此外，所述模拟多路复用器的输出频带可以是比所述两个DAC各自的输出频带宽的频带。
此外，优选在上述的信号生成装置中，所述数字信号处理部能还包含对所述第一信号以及所述第二信号进行补偿所述DAC的响应特性的处理的补偿单元。也能在所述模拟多路复用器的后段还具备抑制fc以上的频率成分的低通滤波器。
而且能在上述的信号生成装置中，进行了发送信息数据的符号映射、脉冲整形、信道均衡处理的信号向所述数字信号处理部输入，来自所述模拟多路复用器的所述模拟信号向调制单元输入。此外，所述调制单元能够设为正交调制器、偏波复用正交调制器、电光转换(E/O)器件中的任意一个。
在本发明的另一实施方案的信号生成装置中，所述所希望的信号是由多个频率子载波信号构成的多载波信号，所述数字信号处理部包含：串并行转换单元，并列地对发送信息数据进行分支；符号映射图单元，对所述分支的数据进行符号映射，生成由分别载于所述多个子载波的多个子符号形成的子符号串(subsymbol sequences)；通过对与所述正频率成分以及所述负频率成分对应的所述多个子符号的一部分的子符号进行所述频率轴上的移动，生成折返至与所述低频信号对应的频带的子符号(subsymbol)的单元；加上或减去对与所述低频信号对应的子符号以及所述折返的子符号乘以所述常数而得到的子符号，来获得中间子符号串的单元；IDFT运算单元，对所述中间子符号串进行离散傅里叶逆变换(IDFT)；以及并串行转换单元，将来自所述IDFT运算单元的输出数据串串行排列。在此，对多载波信号没有限定，但包含例如正交频分复用(OFDM)信号以及离散多音调(DMT)信号等。
此外，本发明的另一实施方案的信号生成装置具有将由上述的任意一个信号生成装置自身分别置换所述两个DAC的操作重复N次(N为1以上的任意整数)而得到的N+1段嵌套型结构，当将所述N+1段嵌套型结构中从外侧起位于第n段(n为1以上N+1以下的整数)的2n-1个所述信号生成装置中的所述模拟多路复用器的切换频率设为fc，n时，fc，k/2＜fc，k+1＜fc，k(k为1以上N以下的整数)。
本发明的另一实施方案的信号生成装置的特征在于，具备：数字信号处理部；两个数模转换器(DAC)；以及模拟多路复用器，以频率fc/2交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc/2的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc/2的信号设为平行移动信号时，生成与将对所述平行移动信号乘以常数而得到的信号加于所述低频信号，再减去所述折返信号的信号相等的第三信号的单元；以及生成与从所述低频信号减去对所述平行移动信号乘以所述常数而得到的信号，再减去所述折返信号的信号相等的第四信号的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第三信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第四信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。在上述的信号生成装置中，所述数字信号处理部能还具备对所述第三信号以及所述第四信号进行补偿所述DAC的响应特性的处理的补偿单元。
优选所述所希望的信号是由多个频率子载波构成的多载波信号，所述数字信号处理部能包含：串并行转换单元，并列地对发送信息数据进行分支；符号映射图单元，对所述分支的数据进行符号映射，生成由分别载于所述多个子载波的多个子符号形成的子符号串；通过对与所述正频率成分以及所述负频率成分对应的所述多个子符号的一部分的子符号进行所述频率轴上的移动操作，生成折返至与所述低频信号对应的频带的子符号以及平行移动至与所述低频信号对应的频带的子符号的单元；加上或减去对与所述低频信号对应的子符号、所述折返的子符号、以及所述平行移动的子符号乘以所述常数而得到的子符号，来获得中间子符号串的单元；IDFT运算单元，对所述中间子符号串进行离散傅里叶逆变换(IDFT)；以及并串行转换单元，将来自所述IDFT运算单元的输出数据串串行排列。
本发明的不同实施方案的信号生成装置具备：数字信号处理部；两个数模转换器(DAC)；模拟加减运算处理部，调整两个系统的模拟输入信号的相对振幅，输出与调整了相对振幅的所述两个系统的模拟输入信号之和相等的第一模拟输出信号和与调整了相对振幅后的所述两个系统的模拟输入信号之差相等的第二模拟输出信号；以及模拟多路复用器，以频率fc交替切换从所述模拟加减运算处理部输出的所述第一模拟输出信号以及所述第二模拟输出信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号时，生成与所述低频信号相等的第一信号的单元；以及生成与所述折返信号相等的第二信号的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC，来自所述两个DAC的各模拟输出作为所述两个系统的模拟输入信号输入至所述模拟加减运算处理部。
发明效果
如以上说明，根据本发明，能提供一种在使用了多个DAC的信号生成装置中能够输出与单个的DAC的输出频带相比宽频带的任意的信号，且不需要进行多个DAC的繁杂的调整的信号生成装置。
附图说明
图1是示意性地表示本发明的第一实施方式的信号生成装置的构成的图。
图2A是对本发明的信号生成装置中的模拟多路复用器的工作进行说明的图。
图2B是对本发明的信号生成装置中的模拟多路复用器的工作进行说明的另一个图。
图3A是表示对模拟多路复用器的第一信号乘以的脉冲串的频谱的图。
图3B是表示对模拟多路复用器的第二信号乘以的脉冲串的频谱的图。
图4是在频域示意性地表示模拟多路复用器的工作的图。
图5是在频域示意性地表示了本发明的第一实施方式的信号生成装置中的波形合成工作的图。
图6是对本发明的第一实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。
图7A是对在本发明的第一实施方式的信号生成装置中，未使用希尔伯特变换的情况下的折返部的运算工作进行说明的频谱图。
图7B是对在本发明的第一实施方式的信号生成装置中未使用希尔伯特变换的情况下的折返部的运算工作进行说明的另一频谱图。
图8是示意性地表示本发明的第二实施方式的包含信号生成装置的光发送器的构成的图。
图9是示意性地表示本发明的第三实施方式的包含信号生成装置的光发送器的构成的图。
图10是在频域示意性地说明直到由本发明的第四实施方式的信号生成装置生成OFDM信号为止的处理的图。
图11是表示了本发明的第四实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程的图。
图12是示意性地表示本发明的第五实施方式的信号生成装置的构成的图。
图13A是表示DAC的高速化技术的现有技术的构成的图。
图13B是对现有技术的信号生成装置的工作与本发明的工作的差异进行说明的图。
图14是在频域示意性地表示了本发明的第六实施方式的信号生成装置中的波形合成工作的图。
图15是在频域示意性地表示了在本发明的第六实施方式的信号生成装置的输出信号中产生的不必要成分的图。
图16是对本发明的第六实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。
图17A是对在本发明的第六实施方式的信号生成装置中未使用希尔伯特变换的情况下的平行移动部中的运算工作进行说明的频谱图。
图17B是对在本发明的第六实施方式的信号生成装置中未使用希尔伯特变换的情况下的平行移动部中的运算工作进行说明的另一频谱图。
图18是在频域示意性地对直到由本发明的第七实施方式的信号生成装置生成OFDM信号为止的处理进行说明的图。
图19是表示了本发明的第七实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成的图。
图20是示意性地表示本发明的第八实施方式的信号生成装置的构成的图。
图21A是对本发明的第八实施方式的信号生成装置的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。
图21B是对本发明的第八实施方式的信号生成装置的模拟加减运算处理部的构成以及流程进行说明的框图。
图22是在频域示意性地表示了本发明的第八实施方式的信号生成装置的重采样部输出的第五信号以及第六信号的图。
图23A是表示第八实施方式的信号生成装置中的模拟加减运算部的构成例的图。
图23B是表示第八实施方式的信号生成装置中的模拟加减运算部的其他构成例的图。
图24是对本发明的第九实施方式的信号生成装置的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。
图25是在频域示意性地表示了本发明的第九实施方式的信号生成装置的减法部输出的第七信号以及重采样部输出的第八信号的图。
具体实施方式
在以下的说明中，公开了以超过由单个的DAC原本能够输出的频带的方式能够输出更宽频带的模拟信号的信号发生装置。如上所述，在现有技术中，如图13B的左侧概念性所示那样，即使使用多个DAC也只能获得具有与单个的DAC的频带相同的频带的输出(非专利文献1)。或者，即便能够获得宽频带的输出，也存在与电路构成的非对称性关连的问题(非专利文献2)。在本发明的信号发生装置中，将多个通常的DAC组合，如图13B的右侧概念性所示那样，以超过单个的DAC的输出频带的方式实现更宽频带的模拟输出，也消除了电路构成的非对称性的问题。
参照附图对本发明的信号发生装置的各种实施方式详细进行说明。在以下的说明中，当言及信号的上限频率(upper limit frequency)以及下限频率(lower limitfrequency)时，是指作为对象的信号所包含的上限频率以上以及下限频率以下的频率成分的功率(电力)小到实质上能够无视的程度。更具体而言，是指某一频率以上或者以下的信号成分的功率在总信号功率的-20dB以下的情况。
此外，DAC、模拟多路复用器(analog multiplexer)等的输出频带是指该器件实质上能够输出的模拟信号的上限频率。一般是指输出电平与直流附近的电平相比衰减3dB～6dB左右的频率。此外，滤波器的截止频率是指通频增益(passage gain)从通频带的增益衰减3dB的频率。
首先，对本发明的信号发生装置的最基本的构成以及其工作(动作)原理进行详细说明。
[第一实施方式]
图1是示意性地表示本发明的第一实施方式的信号生成装置的构成的图。信号生成装置100由数字信号处理部110、两个DAC121、122以及模拟多路复用器131构成。向信号生成装置100输入的输入信号101在数字信号处理部110被实施本发明特有的数字信号处理。来自数字信号处理部110的被进行了后述的信号处理的数字数据(digital data)信号分别在第一DAC121以及第二DAC122向模拟信号转换。最后，来自两个DAC的模拟信号输出通过模拟多路复用器131转换为输出信号102。
在本发明的信号生成装置中，希望注意输入至数字信号处理部110的信号是被采样的数字信号。向数字信号处理部输入的输入信号的生成并不限定于此，但在典型的情况下由DSP实现，从DSP向数字信号处理部110输入的输入信号成为对数字数据信息、所希望的模拟信号进行了数字化(采样)的数字信号。此外，所希望的模拟信号在DSP等的内部通过运算处理而生成，其数字化后的信号被输入至本发明的信号生成装置中的数字信号处理部。因此，在以下的说明中，即使有对所希望的信号进行采样这一记载，也不是通过模拟数字转换器(ADC)来现实的模拟数字转换。希望注意这是作为由DSP进行的运算处理的一个过程的观念，而不是现实的信号。首先生成在DSP内虚拟地将模拟波形直接数字化后的数据，该数字化后的数据供给至本发明的信号生成装置，被施加后述的本发明所特有的信号处理。信号处理后的数字数据输入至两个DAC121、122，经过模拟多路复用器131，输出现实的所希望的模拟信号。本发明通过图1所示的信号生成装置的构成、和由数字信号处理部执行的本发明特有的信号处理，组合使用输出频带不足的DAC121、122，实现与单个的DAC121、122的输出频带相比宽频带的模拟输出。
两个DAC121、122都与模拟多路复用器131以相同的长度的布线连接。此外，如后述那样，模拟多路复用器131也相对于从其两个输入端口至输出点的虚拟的信号前进方向，具有对称的构成。因此，从DAC121输出点至模拟多路复用器131输出点的模拟信号路径与从DAC122输出点至模拟多路复用器131输出点的模拟信号路径成为同一构成。在电路图上，此外在实际的模拟电路构成的方面，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，也成为以前进方向作为虚拟的中心轴而对称的构成。使用具有相同的电路构成以及电特性的两个DAC121、122，由此两个模拟信号路径为相同的长度，如果以同相位的时钟(clock)驱动两个DAC，则不需要信号延迟的调整。
因此，在本发明的信号生成装置中，与非专利文献2所示的现有技术的使用了多个DAC的信号发生装置相比，调整格外容易。需要说明的是，在上面的说明中，所谓电路图上或者模拟信号路径的电路构成对称，是指不需要在实际的构成电路元件的装置基板、或半导体芯片的基板上物理形状、配置必须相同或者对称。如果与上述的两个DAC有关的信号路径的损失、延迟相同，则对于能大幅简化DAC的调整是没有变化的。因此，希望注意即使伴随两个DAC的模拟工作的信号路径的形状、配置多少不同，如果从各DAC至模拟多路复用器输出点的信号路径实质为相同长度，能实现相同损失、延迟，则也能发挥本发明的特征。
在本实施方式的信号生成装置中，以时钟频率fc驱动模拟多路复用器131，DAC121、122的输出频带为fc/2左右，模拟多路复用器131的输出频带为fc以上。在说明本发明的信号生成装置100的基本工作时，以下，首先对模拟多路复用器131的工作进行说明。
图2A以及图2B是对本发明的信号生成装置中的模拟多路复用器的工作进行说明的图。如图2A所示，模拟多路复用器131是将两个系统的输入模拟信号201、202以频率fc的时钟信号203高速切换的同时进行输出的开关电路。可认为该开关电路进行与图2B所示那样的等效电路相同的工作。即，可认为模拟多路复用器131是在乘法器204a、204b中对输入信号201、202分别乘以了在时域交替取出(切出)的脉冲串(pulse train)203a、203b之后，将两个乘法器输出在加法器205中相加来获得输出206的电路。在理想的情况下，两个脉冲串203a、203b的时间波形是采取0和1两个值，且值瞬时变化的频率fc的矩形波。由于在实际的电路中开关的切换迁移时间不是0而花费一定的时间，所以时间波形成为矩形波某一程度钝化的波形。
图3A以及图3B是表示对模拟多路复用器乘以的脉冲串的频谱的图。图3A示意性地表示了在图2B的模型中对第一输入信号201乘以的脉冲串203a的频谱，图3B示意性地表示了对第二输入信号202乘以的脉冲串203b的频谱。参照图3A以及图3B可知，当对脉冲串203a、203b的时间波形进行傅里叶变换时，可获得包含直流成分和fc的奇数倍的成分的线频谱。在此，假设是脉冲串时间波形为理想的矩形波的情况，并当将直流成分(f＝0)的振幅设为1时，相对于整数k，频率±(2k-1)fc的高次谐波成分的振幅为2/{(2k-1)π}。需要说明的是，在脉冲串时间波形的钝化大，脉冲串是能以自乘余弦波(squared cosine wave)来近似那样的波形的情况下，当将直流成分的振幅设为1时，频率±fc的成分的振幅大致为1/2，除此以外的高次谐波成分的强度大致为零。
此外，作为非常特殊的情况，在脉冲串时间波形由取值1的时间比取值0的时间短的短脉冲串表示的情况下，当将直流成分的振幅设为1时，频率±fc的成分的振幅比2/π大。这样由短脉冲串表示脉冲串时间波形的模拟多路复用器例如进行在极短的时间输出了输入模拟信号201之后，立即输出零，接下来在极短的时间输出输入模拟信号202，再立即输出零的工作。即，这样用短脉冲串表示的模拟多路复用器进行与开关(switching)相比更接近交替采样那样的工作的工作。这样的工作在技术上能够实现，但并不普遍。
脉冲串信号的各频率成分的相位取决于脉冲串的波形的时间原点的采取方式。当将对第一输入信号201乘以的脉冲串203a取值1的时隙的中心点设为时间原点时，图3A所示的频谱中的频率±(2k-1)fc的成分的相位在k是奇数的情况下为零，在是偶数的情况下为π。此外，不取决于时间原点的采取方式，对于在图3A的频谱与图3B的频谱之间为相同的频率的成分间的相位差而言，在直流成分中为零，在直流以外的成分中为π。在以下的说明中，在将脉冲串信号的直流成分的强度设为1的情况下，将频率±fc的成分的强度设为1/r。将r的值设为本发明的本实施方式中的常数。
图4是在频域示意性地表示本发明的信号生成装置中的模拟多路复用器的工作的图。图4的(a)以及(c)表示第一输入信号201以及第二输入信号202的频谱，分别认为是信号频带宽度为单侧fc/2左右的情况。图4的(b)表示在图2B所示的模型中对第一输入信号201乘以了脉冲串203a之后的信号的频谱，图4的(d)表示在图2B的模型中对第二输入信号202乘以了脉冲串203b之后的信号的频谱。图4的(b)是对图4的(a)的信号频谱叠加了图3A的脉冲串频谱的图，图4的(d)是对图4的(b)的信号频谱叠加了图3B的脉冲串频谱的图。
如先前定义的那样，对频率±fc的成分叠加的信号强度为相对于对直流成分叠加的信号的1/r的强度。模拟多路复用器131的输出信号成为将图4的(b)以及(d)所示的信号相加而得到的信号。当观察图4的(b)与(d)的频谱之间的各频率成分的相位差时，对直流成分叠加的输入信号间的相位差为零，对fc的奇数倍的成分叠加的输入信号间的相位差为π。需要说明的是，由于对频率±3fc以及更高次的高次谐波成分叠加的信号成分与对频率±fc的成分叠加的信号没有重叠，所以能适当地使用低通滤波器简单地除去。此外，这些高次谐波成分在模拟多路复用器131的输出侧电路或者传输路中，进一步地在接收侧，被自然地截止(cut off)。因此，在以下的说明中仅着眼于对直流成分以及频率±fc叠加的信号成分。
在本发明的信号生成装置中，鉴于图3A、图3B以及图4所示的模拟多路复用器131的工作特性，在数字信号处理部110中，对将所希望的模拟信号数字化后的数字信号施加本发明特有的信号处理。希望注意在两个DAC121、122的输出信号的上限频率(输出频带)稍微超过fc/2的程度时，在数字信号处理部110中施加本发明特有的信号处理，以便成为最终的输出信号102的上限频率充分大于fc/2的宽频带的信号。
图5是在频域示意性地表示了本发明的第一实施方式的信号生成装置中的波形合成工作的图。在图1的本发明的信号生成装置中，图5中说明的波形合成工作的信号处理，由从数字信号处理部110至模拟多路复用器131的构成要素实施。图5的(a)～(g)的任一图都是横轴概念性地表示频率，纵轴概念性地表示信号电平(振幅)。处于比横轴靠下的电平的信号表示了在处于比横轴靠上的信号与处于比横轴靠下的信号之间相位差是π。在基于图3A以及图3B所示的脉冲串的频谱的图5的说明的过程中，各信号成分间的相位差只限定为0或者π的情况。虽然根据两个相位差的情况简化信号电平来进行了说明，但为了严谨地表现信号的相位，需要三维而不是二维的记载。因此，希望注意图5的(a)～(g)的各图是为了本发明的信号生成装置的信号处理的概念性的说明而被简化表现的。
图5的(a)为最终想要从本发明的信号生成装置输出的所希望信号的频谱。所希望信号在时间轴上是实数信号，且只要上限频率小于fc则能设定任意的信号。所希望的信号首先作为数字化(采样)了的输入数据供给至数字信号处理部110，但其是作为一系列的数字信号处理的一个过程的虚拟的信号，通过运算处理直接生成数字数据。关于向数字信号处理部110的输入，将与后述的图6的更具体的数字信号处理部的框图一同再次进行说明。在以下的图5的说明中，一系列的信号处理作为频率轴上的操作概念性地被说明。
在数字信号处理部110中，首先将图5的(a)所示的所希望信号如图5的(b)所示那样，分离为由记号A、B、C表示的各信号成分。A的信号成分在时间轴上是实数的低频信号，将B的信号成分以及C的信号成分相合的信号在时间轴上是实数的高频信号。将B的信号成分设为正频率成分，将C的信号成分设为负频率成分。B的信号成分以及C的信号成分成为相互以频率零为中心折返而取得复共轭的关系。此时，以A的低频信号的信号功率大致收敛在|f|≤fc/2的范围内，B以及C的各高频信号的信号功率大致收敛在|f|≥fc/2的范围内的方式进行分离。
接着，在数字信号处理部110中，使在图5的(b)中分离后的信号成分中的B的信号成分和C的信号成分分别在纵轴(振幅轴)上为r倍，并在频率轴上分别使C的信号成分水平移动+fc，使B的信号成分水平移动-fc。r倍的操作和水平移动的操作的顺序任意。在频率轴上移动后的各信号成分与A的信号成分相加，可获得具有图5的(c)所示的频谱的第一信号。上述的使对于B的信号成分和C的信号成分的频谱的振幅为r倍并在频率轴上移动的操作，与使B的信号成分以及C的信号成分分别以fc/2以及fc/2为中心折返而取复共轭、且形成为r倍并与A的信号成分相加的操作等效。
另一方面，在将上述的获得了第一信号的操作中作为最后处理的向A的信号成分的加法运算处理置换为从A信号成分进行减法运算的处理的情况下，获得具有图5的(d)所示的频谱的第二信号。在此，用于振幅变更的常数r的值如前述那样根据模拟多路复用器131中的开关的切换迁移特性、即图2B的模型中的脉冲串的波形来设定。在脉冲串由理想的矩形波表示的情况下，r＝π/2，在脉冲串的钝化大而能以自乘余弦波来近似那样的波形的情况下，r＝2。常数r通常设定在π/2＜r＜2的范围。图5的(c)的第一信号以及(d)的第二信号的各频谱的功率都大致收敛在|f|＜fc/2的频率范围内。因此，即便是输出频带为fc/2左右的DAC也能够充分生成第一信号以及第二信号的任意一个。具有图5的(c)的频谱的第一信号以及具有图5的(d)的频谱的第二信号分别成为应该作为来自DAC121、122的输出模拟信号的信号。因此，输出第一信号以及第二信号的数字信号从图1的数字信号处理部110分别赋予给DAC121、122。在两个DAC121、122的输出特性具有频率依存性的情况下，数字信号处理部110能进一步实施用于补偿该频率依存性的处理。数字信号处理部110将用于输出上述的第一信号以及第二信号的补偿后的数字信号供给至DAC121、122。
具有图5的(c)所示的频谱的模拟信号作为第一输入信号从DAC121向模拟多路复用器131供给。同样，具有图5的(d)所示的频谱的模拟信号作为第二输入信号从DAC122向模拟多路复用器131供给。此时，如果参照在图2B的模型中对输入信号201、202乘以脉冲串203a、203b时的图4的(b)以及(d)的各频谱，则与来自模拟多路复用器131的第一输入信号以及第二输入信号对应的输出信号分别成为图5的(e)以及(f)所示的频谱。
在图5的(e)以及(f)所示的各频谱的信号间，关于叠加于直流成分的信号，A的信号成分相互为同相。另一方面，使振幅为r倍并在频率轴上移动而获得的显示为rB的信号成分相互为反相(rB和-rB)，同样使振幅为r倍并在频率轴上移动而获得的显示为rC的信号成分也相互为反相(rC和-rC)。关于叠加于频率±fc的信号，显示为A/r的信号成分相互为反相。另一方面，可知显示为B的信号以及显示为C的信号分别相互为同相。在此，对于图5的(e)中叠加于频率±fc的显示为B的信号而言，在图5的(c)中叠加于直流成分的显示为rB的成分与脉冲串相乘。因此，希望注意如在图3A以及图3B中先前定义那样，由于乘以脉冲串而频率±fc的成分的电平相对于直流成分处于1/r的关系，所以振幅为(rB)×(1/r)＝B。对于叠加于频率±fc的显示为C的信号，也同样振幅为(rC)×(1/r)＝C。
图5的(e)以及(f)的频谱由模拟多路复用器131相加，最终从模拟多路复用器131的输出点获得的信号成为具有图5的(g)所示的频谱的信号。在图5的(g)中，图5的(e)以及(f)所示的信号间相互为反相的成分(rB、rC)相抵消，仅保留为同相(A、B、C)的成分。由此，在|f|＜fc的频率范围中可获得图5的(a)以及(b)所示的所希望的信号。在f＜-fc以及fc＜f的频率范围中，分别残留有显示为B的不必要成分以及显示为C的不必要成分。这些不必要成分只要使用在频率fc附近具有截止频率的低通滤波器就能简单除去。此外，根据情况，通过模拟多路复用器131的输出侧电路或者连续的传输路、进而对应的接收侧电路被自然地截止。
如果参照图5的(a)至(g)的一系列的频谱操作，则应该从DAC121、122输出的信号的频谱成为(c)以及(d)。因此，即便DAC121、122的输出频带为fc/2左右，作为本发明的信号生成装置的最终的输出信号102，也能获得图5的(a)以及(g)所示那样的上限频率充分大于fc/2的(但是小于fc)任意的所希望信号。
当用数式表示本发明中的图5的(a)至(g)的频谱操作的过程时，如以下所示。将图5的(a)所示的所希望信号的频谱设为Strg(f)，将图5的(b)中的信号成分A、信号成分B以及信号成分C分别设为SA(f)、SB(f)以及SC(f)。在此，图5的(c)所示的第一DAC121的输出模拟信号的频谱S1(f)、图5的(d)所示的第二DAC122的输出模拟信号的频谱S2(f)分别为下式。
S1(f)＝SA(f)+r{SB(f+fc)+SC(f-fc)}
S2(f)＝SA(f)-r{SB(f+fc)+SC(f-fc)} 式(1)
另一方面，在图2B的模拟多路复用器的工作模型中，当忽略|f|≥3fc的频率范围的成分时，对向模拟多路复用器输入的第一输入信号以及第二输入信号分别乘以的脉冲串的频谱P1(f)以及P2(f)由下式赋予。
在此，δ是狄拉克的德尔塔(delta)函数。当将叠加运算用记号＊表示时，根据式(1)以及式(2)，图5的(g)所示的模拟多路复用器131的输出信号Sout(f)由下式赋予。
如式(3)，模拟多路复用器131的输出信号Sout(f)成为对所希望信号Strg(f)加上使信号成分B在频率轴上水平移动了-2fc的信号以及使信号成分C在频率轴上水平移动了+2fc的信号而得到的信号。根据上述的式(3)掌握的处理与在图5的(c)以及(d)中说明的由数字信号处理部110执行的处理相同，在图5中说明的处理与根据式(3)获得的处理匹配。如前所述，所希望信号的频谱Strg(f)在|f|≥fc的范围中信号电平大致为零。因此，式(3)的信号成分SB(f+2fc)在f≥-fc信号功率大致为零，信号成分SC(f-2fc)在f≤fc中信号功率大致为零，在频率轴上不与所希望信号的频谱Strg(f)重叠。
需要说明的是，在使用了上述的数式的说明中，省略了非本质的定标因数(scaling factor)。为了记述本发明的信号发生装置的实际的电路工作，需要对式(3)的右边乘以例如与模拟多路复用器131的损失或者增益(包含放大电路的情况下)对应的常数。
如上述，在本发明的信号生成装置中数字信号处理部110起到的作用是生成如来自两个DAC121、122的各输出模拟信号成为具有图5的(c)以及(d)分别所示的频谱的信号那样的数字信号，并分别供给至DAC121、122。为此，只要基于所希望信号，分别在数字区域生成与图5的(c)以及(d)相当的信号，并且如果存在DAC121、122所具有的输出特性的频率依存性，则一并进行对此进行补偿的处理即可。
图6是对本发明的第一实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。图6的数字信号处理部110表现为功能框图，但数字信号处理部110的各模块的功能也能通过例如使用了DSP的运算处理来执行。因此，也能视为图6表示了实际上沿箭头的朝向执行的运算流程。当然，也能通过硬件处理实现各模块的处理的一部分，此外，也能将硬件处理以及运算处理组合来实现。以下，沿着信号的流向，按顺序对数字信号处理部110中的各功能模块的处理进行说明。
作为本发明的信号生成装置的输入信号101，使用以采样率fs0对所希望信号采样后的数字信号。如先前所述，输入信号101是在数字区域生成了想要生成的所希望信号的信号，不存在实际的所希望信号。采样率fs0设定为比所希望信号的频谱Strg(f)的上限频率的2倍更大的值。根据采样定理也可知，通过该设定能几乎没有信息损失地在数字区域处理所希望信号。出于简单的目的，假定为模拟多路复用器131是输出侧的频率响应具有平坦(flat)的理想特性的器件。实际上，多路复用器一般具有在高频率侧减衰的响应特性。在该情况下，作为输入信号101，输入对采样了所希望信号的信号进一步施加了预先对模拟多路复用器131的响应特性进行补偿的处理而得到的数字信号。
在图6的频带分割部611中，将输入的输入信号101分离为低频信号661和高频信号662。低频信号661相当于在图5的(b)中用A表示的信号成分、即式(1)中的用SA(f)表示的信号。高频信号662相当于在图5的(b)中用B表示的信号成分以及用C表示的信号成分、即式(1)中的用SB(f)+SC(f)表示的信号。具体而言，能使用例如截止频率fc/2左右的数字低通滤波器(LPF)，取出输入信号101的低频率成分而获得低频信号661。而且，能够从输入信号101的复制减去所获得的低频信号661来获得高频信号662。此时，LPF的通频带的通频增益设为0dB。
作为其他方法，也能使用高通滤波器(HPF)从输入信号101直接获得高频信号662，并从输入信号101减去该高频信号662来获得低频信号661。此外，也能单独地使用LPF以及HPF来从输入信号101分别获得低频信号661以及662。作为LPF，能使用例如具有截止频率fc/2的余弦滚降特性的有限长单位冲激响应(FIR)滤波器等。如上述，作为本发明的信号生成装置中的数字信号处理，能够采用各种安装方法，具体的信号处理方法包含以后说明的其他模块的处理而不仅限定于说明书的记载。
在图6的折返部621中，在频域使高频信号662的正频率成分移动-fc，使负频率成分移动+fc，而且使振幅变为r倍来输出折返信号663。具体而言，例如只要使用希尔伯特变换进行以下那样的运算即可。希尔伯特变换一般能够通过FIR滤波器实现。即，如果将x(n)的希尔伯特变换设为Hilbert[x(n)]，则输入的高频信号662的x(n)(n是整数的索引(index))的正频率成分x+(n)以及负频率成分x-(n)由下式赋予。
而且，在频域使频谱移动±fc的操作相当于在时域乘以exp(±j2πfc n/fs0)。因此，在折返部621中，进行下式的运算，输出折返信号663y(n)。
根据式(5)获得的折返信号663相当于在图5的(c)所示的频域中用rB表示的信号成分以及用rC表示的信号成分。即，相当于将在式(1)中从两个DAC121、122输出的模拟信号的频谱S1(f)、S2(f)的各第二项r{SB(f+fc)+SC(f-fc)}在时域以采样率fs0采样了的信号。实际上，式(4)以及式(5)的第2行的运算需要使第一项的x(n)延迟因希尔伯特变换引起的延迟量来执行，但为了简单而省略了延迟操作来进行了记述。
在图6的重采样部631、632中，将低频信号661以及折返信号663的数字信号的采样率分别从fs0转换为fs1。在此，fs1是DAC121、122的采样率，如前所述需要设为比DAC121的输出信号S1(f)以及DAC122的输出信号S2(f)的上限频率的2倍更大的值。S1(f)以及S2(f)的上限频率是稍微大于fc/2的程度，比所希望信号Strg(f)的上限频率小，因此一般可认为fs1＜fs0。但是，也能够设为fs1＝fs0，在该情况下，当然能省略重采样部631、632。在设为fs1＝fs0的情况下例如是DAC121、122能够工作的采样率相对大到该DAC的输出频带fc/2的4倍程度的情况。
在图6的加法部641中，对重采样后的低频信号661加上重采样后的折返信号663，生成第一信号671。第一信号671相当于图5的(c)所示的所有频谱的总和、即相当于式(1)中的由S1(f)表示的第一信号。在减法部642中从重采样后的低频信号661减去重采样后的折返信号663，生成第二信号672。第二信号672相当于图5的(d)所示的所有频谱的总和、即相当于式(1)中的由S2(f)表示的第二信号。希望注意第一信号671以及第二信号672还是数字信号。
因此，本发明能作为信号生成装置来实施，其特征在于，具备：数字信号处理部110；两个数模转换器(DAC)121、122；以及模拟多路复用器131，以频率fc交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号(信号成分A)，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分(信号成分B)以及负频率成分(信号成分C)，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号作为折返信号时，生成与对所述折返信号乘以常数(r)并加于所述低频信号而得到的信号相等的第一信号671的单元；以及生成与对所述折返信号乘以所述常数(r)并从所述低频信号将其减去而得到的信号相等的第二信号672的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。
最后，在图6的补偿部651、652中对DAC121、122本来具有的频率响应特性进行补偿。具体而言，只要使用具有成为近似地将DAC121、122的频率响应特性取消的逆特性那样的响应特性的滤波器即可。这样的补偿处理也被称为预均衡(pre-equalization)，在使用了DAC的高速通信系统中普遍进行。来自补偿部651、652的输出数字信号作为数字信号处理部110的输出分别供给至DAC121、122。根据DAC121的输出，可获得作为模拟信号而具有图5的(c)所示的频谱、且式(1)中的表示为S1(f)的第一信号。同样，根据DAC122的输出，可获得作为模拟信号而具有图5的(d)所示的频谱、且式(1)中的表示为S2(f)的第二信号。在DAC121、122的频率响应特性在到第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的上限频率为止的频带中大致平坦的情况下，能省略补偿部651、652。
在本发明的信号生成装置的输入信号101的采样率fs0满足一定的条件的情况下，图6的折返部621中的运算不使用上述的希尔伯特变换也能实施。以下表示不使用希尔伯特变换进行折返部621的运算的其他安装方法。在此，将输入的高频信号662设为x(n)，将x(n)的频谱(离散时间傅里叶变换)设为X(f)。频谱X(f)在频率轴上成为周期fs0的周期函数，能够使用式(1)中的SB(f)以及SC(f)如下式表示。
将在时域对x(n)乘以频率fc的余弦波并形成为2r倍而得到的信号如下式那样设为y′(n)。
此时，y′(n)的频谱(离散时间傅里叶变换)Y′(f)由下式表示。
另一方面，如前述作为折返部621的输出而想要获得的信号y(n)是将式(1)中的r{SB(f+fc)+SC(f-fc)}在时域以采样率fs0采样后的信号。因此，y(n)的频谱(离散时间傅里叶变换)Y(f)由下式表示。
参照式(9)以及式(8)可知，若对与式(8)对应的y′(n)实施将式(8)的右边第3行的第一项SB(f-fc-kfs0)以及第四项SC(f+fc-kfs0)除去那样的滤波处理，则可获得y(n)。
图7A以及图7B是对不使用希尔伯特变换的情况的折返部中的运算工作进行说明的频谱图。以下，着眼于式(8)的右边第3行的第一项SB(f-fc-kfs0)。式(8)的该第一项表示了使图5的(b)中的B的信号成分为r倍并在频率轴上移动了+fc的信号成分以fs0间隔反复出现的频谱。在此，将B的信号成分的上限频率设为fMax，将下限频率设为fMin。如图7A所示，在式(8)的第一项的频谱在输入信号101的采样率fs0为fs0＞fMax+fc的情况下，在奈奎斯特频带内即|f|＜fs0/2中仅出现k＝0的成分即SB(f-fc)。例如如果使用截止频率fc左右的LPF则能将其简单地除去。
另一方面，如图7B所示，在输入信号101的采样率fs0为fs0＜fMax+fc的情况下，k＝-1的成分即SB(f-fc+fs0)在负频率侧出现。该在负频率侧出现的不必要成分的上限频率为fMax+fc-fs0，作为必要成分的SB(f+fc)的下限频率为fMin-fc。因此，如果存在fMax+fc-fs0＜fMin-fc的关系，则能够使用截止频率|fMin-fc|左右的LPF将出现在负频率侧的该不必要成分除去。以上的讨论对于式(8)的右边第3行的第四项SC(f+fc-kfs0)也同样成立。即，如果是fMax+fc-fs0＜fMin-fc，则作为折返部621中的处理，如式(7)所示，只要对输入信号乘以了频率fc的余弦波之后，通过适当的LPF将不必要频率成分除去即可。
而且，如果设为fs0＝2fc，则作为因余弦波的相乘而产生的不必要成分的SB(f-fc+fs0)与作为必要成分的SB(f+fc)正好一致，因此没有除去的必要。因此，能够进一步简化折返部621中的处理，所希望的折返信号y(n)能够不使用LPF而仅通过下式的运算来获得。
即，只要将使r·x(n)的符号交替反转(取反)的结果设为y(n)即可。当为了对此进行确认，而求取式(10)的频谱(离散时间傅里叶变换)Y(f)时，能如下式那样展开。
式(11)与在式(9)中设为fs0＝2fc的结果一致。
作为另外的安装方法，图6所示的数字信号处理部110中的处理流程整体不是此前说明那样的时域中的处理，也能使用频域的处理来实现。例如，首先将输入信号101的时域信号在频带分离部的前段通过离散傅里叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)转换为频域信号。然后，将频带分离部611、折返部621、加法部641、减法部642、补偿部651、652的各处理全部在频域进行。最后，将补偿部651、652的频域信号输出通过离散傅里叶逆变换(IDFT：Inverse DFT)再次转换为时域信号，并向DAC121、122输出。在频域中，频带分离以及DAC响应特性补偿的各操作通过乘以适当的滤波器形状函数而能简单地实现。对于折返操作(频率移动)而言，也能在频域通过索引的更换(数据点的重新排列)简单地实现。在该情况下，按DFT以及IDFT的点数进行模块处理，但为了除去模块间干渉的影响，一般只要进行经常使用那样的交叠(overlap)处理即可。
以上，对数字信号处理部110的各模块的处理表示了其安装方法的不同的变动(variation)，但本发明的特征不依赖于具体的运算处理的安装方法。本发明的特征在于，以将具有图5的(c)所示的频谱的第一信号以及具有图5的(d)所示的频谱的第二信号作为两个DAC121、122的输出模拟信号向模拟多路复用器131输出的方式，使数字信号处理部110工作。即，通过数字信号处理部110将使式(1)中的表示为第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的信号输出的数字信号供给至两个DAC，可发挥本发明特有的下述效果。
即，通过数字信号处理部110中的本发明特有的信号处理，在由两个DAC以及模拟多路复用器构成的信号生成装置中，能够输出比单个的DAC的输出频带更宽频带的任意的信号。具体而言，如果将现行的CMOS-DAC与本发明组合则能实现30GHz左右的输出频带。单个的CMOS-DAC的频带也在扩大，此外如果利用SiGe、InP等化合物半导体的器件，与本发明组合则能期待～50GHz左右的输出频带。
此外，根据图1所示的信号生成装置的整体构成可知，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，从DAC121、122的各输出点至模拟多路复用器131的输出构成为将前进方向作为虚拟的中心轴而对称。因此，DAC的振幅以及延迟的调整为最低限度的调整即可。在本发明的信号生成装置中，也存在需要因半导体芯片的制造偏差引起的DAC之间的调整、装置内的连接线缆间的调整、对模拟多路复用器的输入端口间的特性差进行补偿的调整的情况。例如在一个DAC与另一个DAC相比输出振幅小的情况下，需要缩窄另一个DAC的输出那样的调整，但如果使用一般通过同一设计/同一工艺制造成的DAC，则这样的调整通过简单的微调整即可。这样的本发明所特有的效果不依赖于为了获得第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的数字信号处理部110中的处理流程的具体的安装方法的详细情况。
[第二实施方式]
图8是示意性地表示本发明的第二实施方式的包含信号生成装置的光发送器的构例的图。在本实施方式中，与图1所示的信号生成装置等同的信号生成装置800组入到光发送器890中。本实施方式的信号生成装置800与图1所示的信号生成装置100相比，不同点在于在模拟多路复用器831的后段连接有低通滤波器(LPF)861。LPF861能通过截止频率fc左右的模拟LPF实现。LPF861将图5的(g)所示的输出信号频谱中的存在于f＜-fc的B的信号成分以及存在于f＞fc的C的信号成分作为不必要的信号成分而除去。如前述，存在这些不必要成分因模拟多路复用器831所具有的输出特性而被自然地除去的情况，此外，在与本光发送器890对应的接收侧装置中也能将这些不必要成分除去。如本实施方式通过将LPF861插入到模拟多路复用器831的后段，能发送侧装置内可靠地将这些不必要成分除去。通过本实施方式的包含LPF的构成，能够防止例如在传输路的非线性大的情况下产生的、从不必要成分对所希望信号成分的干渉。此外，即便在使由本发明的信号生成装置生成的信号载于光等载体并与其他信号频率(波长)复用而进行传输的情况下，也能够抑制由不必要成分产生的对邻接信道的串扰。
本实施方式的光发送器890是使用光的强度调制的光发送器，在使用了强度调制-直接检波方式的光传输系统等中使用。在本实施方式中，信号生成装置800的数字信号处理部810生成使用用于光的强度调制的发送器的基带信号。信号生成装置800输出对发送信息数据施加了数字调制和如接下来叙述的其他处理的实数的数字波形802。在光发送器890中，首先，对预先纠错编码后的发送信息数据881通过数字调制部882进行与规定的调制方式对应的符号映射。在波形整形/补偿部883中，进行脉冲整形、信道响应的补偿处理(预均衡)以及对配置在光发送器890的后段的电光转换(E/O)器件的电压响应的非线性进行补偿的处理等。对于信号生成装置800，将进行了上述的一系列处理的被数字化后的数据作为输入数据801供给至数字信号处理部810。上述的纠错编码、符号映射、脉冲整形、信道预均衡等功能通常在物理上全部可通过发送侧DSP来安装。因此，在典型的情况下，从发送侧DSP供给向信号生成装置800输入的输入数据801。在本实施方式的光发送器890中，也可以构成为信号生成装置800所包含的数字信号处理部810的功能一体组入上述的发送侧DSP。
来自信号生成装置800的模拟输出信号802在被放大器884放大之后，由E/O器件885转换成光信号，向传输路输出。作为E/O器件885，使用直接调制激光器、或吸收型调制器集成激光器等将电信号转换为光的强度信息的器件。在本实施方式的包含信号生成装置800的光发送器890中，也以两个DAC821、822将具有图5的(c)所示的频谱的第一信号以及具有图5的(d)所示的频谱的第二信号作为输出模拟信号向模拟多路复用器831输出的方式，使数字信号处理部810工作。在本实施方式中，数字信号处理部810生成使用用于光的强度调制的发送器的基带信号。数字信号处理部810对两个DAC供给使式(1)中的表示为第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的信号输出的数字信号，由此发挥本发明的效果。通过数字信号处理部810中的本发明特有的信号处理，在由两个DAC821、822以及模拟多路复用器831构成的信号生成装置中，能够输出与单个的DAC的输出频带相比频带更宽的任意的信号。此外，根据图8所示的数字信号处理部810的整体构成可知，从DAC821、822的各输出点至模拟多路复用器831的输出构成为在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，将前进方向作为虚拟的中心轴而对称。因此，与第一实施方式的信号生成装置同样，在本实施方式中DAC的振幅以及延迟的调整也为最低限度的调整即可。
[第三实施方式]
图9是示意性地表示本发明的第三实施方式的包含信号生成装置的光发送器的构成的图。光发送器990具备四个信号生成装置900a～900d。信号生成装置900a～900d各自的构成与图8所示的第二实施方式的信号生成装置800相同。本实施方式的光发送器990是使用光正交的两个偏波的强度以及相位的发送器，在相干光传输系统等中使用。当将正交的两个偏波设为X偏波以及Y偏波，并将同相成分用I表示，将正交相位成分用Q表示时，各信号生成装置900a～900d生成与X偏波I成分、X偏波Q成分、Y偏波I成分、Y偏波Q成分对应的四种实数波形。
在光发送器990中，首先，对预先纠错编码后的发送信息数据981进行与使用了正交的两个偏波的调制方式对应的符号映射等。而且实施脉冲波形整形和必要的信道预均衡，将与X偏波I成分、X偏波Q成分、Y偏波I成分、Y偏波Q成分的各实数波形对应的数字化后的数据作为输入数据901a～901d供给至信号生成装置900a～900d。来自信号生成装置900a～900d的模拟输出信号分别通过放大器984a～984d放大。放大后的信号向与发送激光器985连接的偏波复用IQ调制器986输入，作为光信号向传输路输出。在本实施方式的光发送器990中，也能将纠错编码、符号映射、脉冲整形、信道响应补偿、IQ调制器响应的非线性补偿等功能全部通过发送侧DSP来安装。因此，典型的情况下，能够从发送侧DSP供给向信号生成装置900a～900d输入的输入数据901a～901d。在本实施方式的光发送器990中，也可以构成为信号生成装置900a～900d所包含的数字信号处理部910a～910d的各功能也一体组入上述的发送侧DSP。
在本实施方式的包含信号生成装置900a～900d的光发送器990中，也在各自的信号生成装置中例如信号生成装置900a中，以两个DAC921a、922a将具有图5的(c)所示的频谱的第一信号以及具有图5的(d)所示的频谱的第二信号作为输出模拟信号向模拟多路复用器931a输出的方式，使数字信号处理部910a工作。在本实施方式的光发送器990的信号生成装置900a～900d中，各数字信号处理部生成用于采用使用了正交二偏波的调制的调制器的四种基带信号。通过各数字信号处理部向对应的两个DAC供给使式(1)中的表示为第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的信号输出的数字信号，发挥本发明的效果。通过数字信号处理部中的本发明特有的信号处理，在由两个DAC以及模拟多路复用器构成的信号生成装置中，能够输出比单个的DAC的输出频带更宽频带的基带信号。DAC的振幅以及延迟的调整也与第一各实施方式以及第二各实施方式同样，为最低限度的调整即可。
[第四实施方式]
图11是表示了本发明的第四实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成的图。本实施方式的信号生成装置的整体构成与图1所示的第一实施方式的信号生成装置100相同，但与第一实施方式的不同点在于，具备进行图11所示那样的处理的数字信号处理部1110作为数字信号处理部。此外，第一实施方式～第三实施方式的信号生成装置是在将模拟多路复用器的时钟频率设为fc时，能生成小于上限频率fc的任意的所希望信号的装置。本实施方式的信号生成装置能生成的信号被限定为正交频分复用(OFDM：OrthogonalFrequency-Division Multiplexing)信号或离散多音调(DMT：Discrete Multi-tone)那样的多载波信号，本实施方式的信号生成装置适合于多载波信号。
生成OFDM信号或DMT等多载波信号的一般流程例如在非专利文献3中如以下表示。其概要在于，首先在数字区域中对输入数据进行串-并转换(S/P转换)而分为子信道，将各子信道的数据映射到发送星座(constellation)来生成对于各频率子载波的复符号值(complex symbol value)(子符号值)。接着，通过对子符号串进行离散傅里叶逆变换(IDFT)，来获得与将各子载波以对应的子符号进行了调制的信号相当的时域数据串。最后，进行并-串转换(P/S转换)并向DAC输送，作为DAC输出而获得多载波信号。这些一系列的处理按IDFT的点而作为模块处理进行。在大多的情况下，在P/S转换的前段或者后段对各符号附加循环前缀(CP)等保护间隔，能在接收侧将由传输路分散等引起的模块间干渉除去。此外，通常在从频域信号向时域信号的转换中使用作为高速执行IDFT的算法的逆高速傅里叶变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)。在OFDM的情况下，基本上对所有子载波使用同一的调制星座(modulation constellation)，在DMT的情况下，使用根据传输路的频率响应特性按子载波将调制阶数(modulation multi levels)与强度最佳化的调制星座(非专利文献4)。
在想要使用图5的(a)～(g)中已说明的本发明的信号生成装置的原理，获得与单个的DAC的输出频带相比宽频带的多载波信号的输出的情况下，只要简单地设定多载波信号作为第一实施方式中的所希望信号即可。即，只要将非专利文献3所示那样的进行多载波信号生成处理的数字信号处理电路与本发明的信号生成装置独立地设置于外部，并将来自该数字信号处理电路的输出数字数据信号作为向图6的数字信号处理部110的输入信号101即可。但是，在所希望信号是多载波信号的情况下，通过不独立地具备非专利文献3所示那样的用于多载波信号生成的数字信号处理电路，而使多载波信号生成过程的处理包含在本发明的数字信号处理部中，能更高效地生成多载波信号。以下，对在本发明的信号生成装置的数字信号处理部中进一步导入了将多载波信号生成过程自身改变了的处理的构成例、其工作以及安装方法进行说明。
图10是在频域对直到由本实施方式的信号生成装置生成OFDM信号为止的处理进行说明的图。图10的(a)表示作为所希望信号的基带OFDM信号。在此，子载波数为M，将对第m个(m＝0、1、...、M-1)子信道的子符号值设为cm(t)，将子载波频率设为mΔf。因此，Δf成为子载波频率间隔。而且，以在信号生成装置的模拟多路复用器131的驱动时钟频率fc与第p个子载波频率pΔf之间成立下式的关系的方式，设定Δf以及fc。
与第一实施方式的信号生成装置同样，设为所希望信号的整体的上限频率小于模拟多路复用器的时钟频率fc。因此，根据式(12)，M-1＜2p的关系成立。各复符号值cm(t)以符号率Δf变化，但在图10的各图中为了简单而省略表示时间变量t。
将具有图10的(a)所示的频谱的所希望OFDM信号基于与图5的(a)～(g)所示的频域上的一系列的数字信号处理同样的想法，分为不同的频率成分，并进行以下的信号处理。与图5的(a)～(d)同样，将所希望信号分离为用A表示的低频信号、和用B表示的高频信号(正频率成分)以及用C表示的高频信号(负频率成分)。而且，进行对B的信号成分和C的信号成分分别在纵轴方向使振幅为r倍，并使C的信号成分在横轴方向水平移动+fc、使B的信号成分在横轴方向水平移动-fc来与A的信号成分重叠的一系列的操作。不过，在本实施方式中，不使用LPF等从在数字区域中进行生成的所希望信号取出各信号成分，而在信号生成的阶段中在频域进行上述的振幅变更/频率移动操作。即，如图10的(a)所示将第0～p的子信道信号处理为信号成分A，将第p+1～M-1的子信道信号的正频率成分处理为信号成分B，将负频率成分处理为信号成分C，在OFDM信号的生成阶段中在频域移动信号成分B以及信号成分C来与信号成分A重叠。以下，对生成OFDM信号时的操作进行更详细地说明。
图10的(b)表示将作为OFDM信号的高频信号的信号成分B以及信号成分C折返后的第一频谱，该状态与图5的(c)所示的频谱的状态对应。为了生成图10的(b)的频谱，只要在OFDM信号的生成阶段预先使所希望信号的OFDM信号的从第p+1到第M-1的子符号值为r倍并取复共轭，将其与从第p-1至第2p-M+1的子符号值相加，进行IDFT运算即可。图10的(c)表示将作为OFDM信号的高频信号的信号成分B以及信号成分C折返后的第二频谱，该状态与图5的(d)所示的频谱的状态对应。为了生成图10的(c)的频谱，只要在上述的图10的(b)所示的信号的生成步骤中将加法运算置换为减法运算即可。对于用于振幅变更的系数r的值的设定与第一实施方式同样。具有图10的(b)以及(c)所示的频谱的信号的上限频率大致为fc/2+Δf/2。如果将子载波频率间隔Δf设得足够小，则即便是输出频带为fc/2左右的DAC，也成为能充分生成的波形。
如果从DAC121、122分别输出具有图10的(b)的第一频谱的信号以及具有图10的(c)的第二频谱的信号，则通过与图5的(e)～(g)所示的频谱操作同样的原理，可获得图10的(d)所示的频谱的信号作为模拟多路复用器131的输出。与图5的(g)所示的频谱同样，在f＜-fc以及fc＜f的频域分别残留不必要的信号成分B以及信号成分C。这些不必要信号成分如果使用具有在频率fc附近的截止频率的低通滤波器则能简单地除去。根据情况不同，在模拟多路复用器的输出侧电路或传输路上，或者在与本发明的信号生成装置对应的接收装置侧会被自然地除去。即使这样DAC121、122的输出频带为fc/2左右，在本实施方式的信号生成装置中，也能获得上限频率比fc/2足够大的(但比fc小)任意的OFDM信号作为最终的模拟多路复用器131的输出信号。图10中说明的OFDM信号生成的一系列的处理例也能适用于DMT信号等多载波信号。
如果将与图10一起说明了的上述的对多载波信号的频域上的一系列的处理用公式表示，则如以下所示。首先，当所希望信号的时间波形strg(t)以及频谱Strg(f)省略非本质性的定标因数时，能由下式表示。
其中，Cm(f)表示cm(t)的傅里叶变换。理想的情况下，cm(t)的脉冲波形是时间宽度1/Δf的矩形脉冲，在该情况下，Cm(f)的包络线在频率轴上成为Δf的整数倍具有null点的sinc函数。图10的(a)中的作为低频信号的信号成分A的频谱SA(f)、作为高频信号的信号成分B的频谱SB(f)以及信号成分C的频谱SC(f)分别由下式表示。
∴Strg(f)＝SA(f)+SB(f)+SC(f) 式(14)
此外，图10的(b)所示的DAC121的输出模拟信号的频谱S1(f)以及(c)所示的DAC122的输出模拟信号的频谱S2(f)如以下所示。
参照式(15)可知，结果在SA(f)、SB(f)、SC(f)、S1(f)以及S2(f)的频谱之间满足与在第一实施方式中说明的式(1)同样的关系。因此，可知模拟多路复用器131的输出信号的频谱Sout(f)成为与式(3)相同的形，在本实施方式的信号生成装置中也进行与第一实施方式等同的信号处理，获得同样的效果。即，在本实施方式的信号生成装置中，能超过单个的DAC121、122的输出频带而实现更宽频带的多载波信号输出。
再次参照图11，对本实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部1110的信号处理的流程进行说明。图11的数字信号处理部1110表现为功能框图，但由于数字信号处理部1110的各功能例如能通过使用了DSP的运算处理来执行，因此也能视为表示实际上沿着箭头的朝向执行的运算流程。当然，也能通过硬件处理来实现各模块的处理的至少一部分，此外，也能将硬件处理以及运算处理组合来实现。以下，沿着信号的流向，按顺序对数字信号处理部1110的各功能的处理进行说明。
数字信号处理部1110的信号处理基本上成为每个符号时间的模块处理。在此，为了简单而仅着眼于对某个符号时间的处理，将对该符号时间的子符号值仅表示为cm。通过OFDM信号发送的作为信息数据的输入数据1101通过S/P转换部1111被分为子信道，而且通过符号映射部1121转换为对各频率子载波的子符号值c0～cM-1。直到子符号值的生成为止与非专利文献3等所示的通常的OFDM信号的生成顺序相同。
接着，在复共轭转换部1131中，使与图10的(a)所示的信号成分B以及信号成分C相当的子符号值cp+1～cM-1为r倍并取复共轭。然后，子符号值c0～cp以及rcp+1*～rcM-1*分别分支为二，一方送至加法部1141，另一方送至减法部1142。在加法部1141以及减法部1142中，分别通过下式求出中间子符号值g0～gp以及h0～hp。
接着，在IDFT运算部1151、1152中，生成以由式(16)求出的中间子符号值g0～gp以及h0～hp对频率0～pΔf(＝fc/2)的范围内的各子载波进行了调制的多载波信号的与时域信号对应的数字信号。此时，当将本实施方式中的第一DAC121以及第二DAC122的采样率设为fs＝1/Ts时，根据采样定理，需要fc/2＜fs/2。在此，将fs(DAC采样率)、fc(模拟多路复用器时钟频率)、Δf(子载波间隔)如下式设定为fs/2-fc/2正好为Δf的整数倍的关系。
在式(17)中，N是大于p的自然数。由于频率fc/2～fs/2的区域为保护带，因此将中间子符号值gn以及hn如下式定义。
gn＝0：n＝p+1，...，N
hn＝0：n＝p+1，...，N 式(18)
由于从IDFT运算部1151、1152输出的时域信号是实数信号，所以中间子符号值gn以及hn进而为下式。
将通过上述的式(16)、式(18)、式(19)获得的中间子符号值g0～g2N-1以及h0～h2N-1分别作为向IDFT运算部1151、1152的输入。不过，在图11中为了简单而仅图示g0～gN-1以及h0～hN-1作为向IDFT运算部1151、1152的输入，省略了gN～g2N-1以及hN～h2N-1。为了获得式(18)以及式(19)所示那样的保护带插入(过采样)以及实数输出的处理如在非专利文献3中也表示那样，是在基带OFDM信号生成中通常使用的处理。如果省略非本质性的定标因数，则来自IDFT运算部1151、1152的输出u0～u2N-1以及v0～v2N-1分别由下式表示。
来自IDFT运算部1151、1152的输出分别在P/S转换部1161、1162转换为串行信号。在此，当向式(20)代入式(16)以及式(17)，并稍微改写西格玛运算的索引时，来自IDFT运算部1151的输出uk以及来自IDFT运算部1152的输出vk分别为下式。
另一方面，当对式(15)所示的S1(f)以及S2(f)进行逆傅里叶变换，来表示来自DAC121的模拟输出信号的时间波形S1(t)以及来自DAC122的模拟输出信号的时间波形S2(t)时，为下式。
因此可知，来自IDFT运算部1151、1152的输出uk以及vk成为在某一符号时间内(长度1/Δf)cm(t)取了一定值cm的情况(即脉冲波形是理想的矩形脉冲的情况)下，以采样率fs＝1/Ts对s1(t)以及s2(t)进行了采样的波形。实际上由于DAC121、122的输出响应特性、之后的传输路特性(频带特性、分散等)而脉冲波形没有成为理想的矩形脉冲，产生模块间干渉。但是，通过如在OFDM中通常使用那样预先插入CP等保护间隔，能在接收侧除去模块间干渉。在本实施方式中，也希望在P/S转换部1161、1162中进行CP附加。
因此，在本发明的信号生成装置的其他构成例中，能作为下述的构成进行实施：所述所希望的信号是正交频分复用(OFDM)信号以及离散多音调(DMT)信号等由多个频率子载波信号构成的多载波信号，所述数字信号处理部1110包含：串并行转换单元1111，并列地对发送信息数据进行分支；符号映射图单元1121，对所述分支的数据进行符号映射，生成由所述多个子载波各自负载的多个子符号构成的子符号串；单元1131，通过对与所述正频率成分以及所述负频率成分对应的所述多个子符号的一部分的子符号进行所述频率轴上的移动，来生成折返到与所述低频信号对应的频带的子符号；单元1141、1142，将与所述低频信号对应的子符号以及对所述折返的子符号乘以了所述常数而得到的子符号相加或者相减，来获得中间子符号串；IDFT运算单元1151、1152，对所述中间子符号串进行离散傅里叶逆变换(IDFT)；以及并串行转换单元1161、1162，将来自所述IDFT运算单元的输出数据串串行排列。
来自P/S转换部1161、1162的输出信号与第一实施方式同样，在补偿部1181、1182中，分别补偿DAC121、122本来具有的频率响应特性。来自补偿部1171、1172的输出数字信号作为本实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部1110输出向DAC121、122供给。作为来自DAC121的输出模拟信号，可获得具有图10的(b)的频谱、且在式(15)中表示为第一信号S1(f)的信号。同样，作为来自DAC122的输出模拟信号，可获得具有图10的(c)的频谱、并在式(15)中表示为第二信号S2(f)的信号。
需要说明的是，在本实施方式的信号生成装置中，使低频信号(图10中的信号成分A)的子载波的最大频率pΔf与fc/2一致，但即便使pΔf相对于fc/2偏移Δf/2的整数倍，图10所示的本实施方式的数字信号处理部的工作原理也成立。具体而言，例如将q设为小于2p的整数，并设为pΔf以及q满足下式的关系。
在该情况下，也以fc/2为中心将高频信号(图10中的信号成分B以及信号成分C)的子载波频率mΔf(其中，m是大于p的整数)折返之前的子载波频率由下式表示。
fc-mΔf＝(2p-q-m)Δf 式(24)
如果参照式(24)，则由于折返之前的子载波频率成为Δf的整数倍，因此折返之前的子载波频率与低频信号的任意一个子载波频率一致。在使用式(23)的条件的情况下，只要在式(15)以及式(21)中将2p-m置换为2p-q-m，在式(16)中将2p-n置换为2p-q-n即可。此时低频信号的上限频率大致为fc/2+(q+1)Δf/2，折返后的高频信号的上限频率大致为fc/2-(q+1)Δf/2，如果|(q+1)Δf/2|相对于fc/2足够小，则即便是输出频带为fc/2的DAC121、122，也能够充分处理。
由于在上述的本实施方式的信号生成装置中以OFDM信号为例作为所希望信号，因此在各子信道中使用的星座为同一星座。在生成DMT信号作为所希望信号的情况下，使用在符号映射部1121中按子信道将信号点配置以及强度(电平)最佳化的星座。因此，在生成DMT信号的情况下，输出信号的频谱也不是图10的各图所示那样的各子载波的纵轴的电平为平坦的频谱，而成为按子载波(子信道)峰值强度不同那样的频谱。即便在这样的情况下，也能够实现图10的(a)～(d)所示的频谱操作，能够与OFDM信号生成的情况完全同样地获得本发明的信号生成装置的特征。而且，即使在生成OFDM信号的情况下，为了补偿模拟多路复用器131的输出响应特性，也能在符号映射部1121中实施强调高频率侧的子载波强度等的预均衡处理。
此外，如果局部改变本实施方式的数字信号处理部，则也能够生成如非专利文献5所示的DFT扩频OFDM，在符号映射部的后段插入DFT处理而生成那样的多载波信号。具体而言，在图11所示的本实施方式的数字信号处理部1110中只要在符号映射部1121的后段新插入DFT扩频处理模块即可。在本实施方式的信号生成装置中，在使用IDFT处理的多载波信号生成中，将通常的信号生成中的处理流程作为出发点，对成为向IDFT运算部输入的复符号(complex symbol)中的符合高频率成分的子载波，通过复共轭转换部1131进行本发明特有的追加处理。即，追加图5的(c)以及(d)、图10的(b)以及(c)的频谱操作(使振幅为r倍且在频率轴上的水平移动)。而且，如图11的IDFT运算部1151、1152以后的各模块所示，将IDFT运算以后的处理分为两个信号路线。在一个信号路线的IDFT运算部的前段侧配置加法部1141，在另一个信号路线的IDFT运算部的前段侧配置减法部1142，进行生成式(16)～(21)所示的用于两个DAC的数字信号输入的一系列处理。
如上述，在本实施方式的信号生成装置中，为了生成多载波信号，通过使多载波信号生成过程的处理包含在本发明的数字信号处理部的功能中，能更高效地生成多载波信号。将多载波信号生成过程自身如上述那样改变了的处理组入到本发明前述的实施方式的信号生成装置的基本的数字信号处理部的处理中。
在本实施方式的信号生成装置中，本发明的特征也在于，以两个DAC121、122将具有图10的(b)所示的频谱的第一信号以及具有图10的(c)所示的频谱的第二信号作为输出模拟信号向模拟多路复用器131输出的方式，使数字信号处理部1110工作。即，通过数字信号处理部1110将使在式(22)中表示为第一信号S1(f)以及第二信号S2(f)的信号输出的数字信号向两个DAC供给，发挥本发明特有的下述效果。
即，通过数字信号处理部1110中的包含多载波信号生成过程的处理的本发明特有的信号处理，在由两个DAC以及模拟多路复用器构成的信号生成装置中，能够输出比单个的DAC的输出频带更宽频带的多载波信号。此外，根据图1所示的信号生成装置的整体构成可知，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，从DAC121、122的各输出点至模拟多路复用器131的输出构成为以前进方向作为虚拟的中心轴而对称。因此，DAC的振幅以及延迟的调整为最低限度的调整即可。
此外，如果所希望的发送信号是多载波信号，则也能将图8所示的信号生成装置800中的数字信号处理部810、图9所示的信号生成装置900a～900d中的数字信号处理部910a～910d置换为本实施方式中使用的数字信号处理部1110来使用。
[第五实施方式]
图12是示意性地表示本发明的第五实施方式的信号生成装置的构成的图。在本实施方式中，表示了三段嵌套(套组)型结构的信号生成装置的例子，但也能够扩展为任意段数的N段(N为自然数)嵌套型结构。
图12的信号生成装置1200-1为将在图8所示的信号生成装置800中的DAC821、822分别用信号生成装置1200-2-1、1200-2-2置换后的构成(第一置换操作)。而且，信号生成装置1200-2-1为将在图8所示的信号生成装置800中的DAC821、822分别用与图8所示的信号生成装置800自身具有相同构成的信号生成装置1200-3-1、1200-3-2置换后的构成(第二置换操作)。对于信号生成装置1200-2-2也相同。信号生成装置1200-1是从外侧数位于第一段的信号生成装置，信号生成装置1200-2-1、1200-2-2分别是从外侧数位于第2段的信号生成装置，信号生成装置1200-3-1～1200-3-4成为分别从外侧数位于第3段的信号生成装置。因此可知，图12的信号生成装置1200-1具有其他的信号生成装置以嵌套状构成于信号生成装置中的嵌套型构成。
如前述，图8所示的第二实施方式的信号生成装置800具有在模拟多路复用器831的后段配置LPF861来将不必要频谱除去的构成。构成为：通过从模拟多路复用器831的输出信号除去与图5的(g)所示的在|f|＞fc中出现的信号成分B以及信号成分C相当的成分，获得与图5的(a)相当的所希望信号自身作为输出信号802。在模拟多路复用器831的输出特性具有充分压制超过频率fc的信号成分那样的特性的情况下，也可以省略LPF861。
在信号生成装置800中，由于接受数字信号作为输入信号801，输出所希望的模拟信号作为输出信号802，所以信号生成装置800自身作为输出频带比DAC121、122宽的一个宽频带DAC发挥功能。如果着眼于该点则可知，如果将信号生成装置800所包含的DAC121、122用信号生成装置800自身置换而成为二段嵌套型结构，使用频带充分宽的器件作为模拟多路复用器831，则能够构成与原来的信号生成装置800相比更宽频带的信号生成装置。本实施方式所示的多段嵌套型结构是基于这样的想法设计的。
以下对在本实施方式的多段嵌套型结构的信号生成装置中，各段的信号生成装置应该满足的条件进行说明。首先，各信号生成装置当然需要具有其输出信号的上限频率以上的输出频带。而且，如前述，各信号生成装置中的模拟多路复用器的驱动时钟频率必须比所希望输出信号的上限频率大。以下，将从外侧起位于第n段的信号生成装置中的模拟多路复用器1231-n的驱动时钟频率设为fc，n。
首先，在信号生成装置1200-1的数字信号处理部1210-1中，与图5所示的一系列信号处理同样，通过以fc，1/2为界将所希望信号分离为低频信号以及高频信号，将高频信号转换为折返信号，而且取得与低频信号的和以及差来获得第一信号以及第二信号。在此获得的第一以及第二信号成为向第二段的信号生成装置1200-2-1、1200-2-1的输入信号1201-2-1、1201-2-2。此时，输入信号1201-2-1、1201-2-2的上限频率是稍大于fc，1/2的程度，这成为第2段的信号生成装置1200-2-1、1200-2-2中的所希望输出信号的上限频率，因此必须是fc，1/2＜fc，2。
在第二段的信号生成装置1200-2-1中的数字信号处理部1210-2-1中，通过以fc，2/2为界将输入信号1201-2-1分离为低频信号以及高频信号，将高频信号转换为折返信号，而且取得与低频信号的和以及差，来获得上限频率稍高于fc，2/的程度的第二段的第一信号以及第二信号。如果通过该处理获得的第二段的第一信号以及第二信号的上限频率不小于输入信号1201-2-1的上限频率fc，1/2，则没有进行信号处理的优点，因此为fc，2＜fc，1。
由第二段的信号生成装置内的数字信号处理部1210-2-1获得的第一信号以及第二信号分别成为向第三段的信号生成装置1200-3-1、1200-3-2的输入信号1201-3-1、1201-3-2，通过同样的处理生成上限频率为fc，3/2左右的第一信号以及第二信号，并向DAC输入。在此，与上述fc，1和fc，2的关系同样，为fc，2/2＜fc，3＜fc，2的关系。因此，第三段的信号生成装置1200-3-1～1200-3-4所包含的DAC的输出频带可以为fc，3/2左右。另一方面，可设定为最终的输出信号1202-1的所希望信号的上限频率只要小于fc，1即可。因此可知，例如如果设定上限频率稍小于fc，1的程度的信号作为所希望信号，并分别将fc，2设定为稍大于fc，1/2的程度，将fc，3设定为稍大于fc，2/2的程度，则DAC输出频带可以是稍大于所希望信号的1/4的程度，能输出比DAC的输出频带充分宽频带的所希望信号。不过，各段的各个模拟多路复用器的输出频带必须为自身的驱动时钟频率左右或者其以上。
本实施方式的信号生成装置以及将其扩展为更多段的构成能组入到前述的第二实施方式以及第三实施方式所示那样的光发送器。此外，也能够如第四实施方式对多载波信号生成处理组入频带分离以及折返处理。而且，在图12中为了便于说明而按模块分开描绘了数字信号处理部1210-1、1210-2-1、1210-2-2、1210-3-1～1210-3-4，但也可以实际上一体组入一个信号处理电路。
[第六实施方式]
本发明的第六实施方式的信号生成装置的整体构成与图1所示的第一实施方式的信号生成装置100相同，但如后述的图14所示，在波形合成工作的详细的方面，与图5所示的第一实施方式的信号生成装置的工作不同。与该波形合成工作的不同点相关联，如后述的图16的功能框图所示那样，具备与图6的第一实施方式不同的数字信号处理部1610。
本实施方式的信号生成装置与第一实施方式之间的主要不同点是以下两点。第一，模拟多路复用器的驱动时钟频率与最终能输出的信号的上限频率的关系不同。第一实施方式的信号生成装置使用以频率fc驱动的模拟多路复用器和输出频带fc/2左右的DAC来生成上限频率fc左右的任意信号。与此相对，本实施方式的信号生成装置使用以频率fc/2驱动的模拟多路复用器和输出频带fc/2左右的DAC来生成上限频率fc左右的任意信号。例如在想要使用输出频带25GHz左右的DAC来获得上限频率50GHz左右的信号的情况下，在第一实施方式中需要将模拟多路复用器的驱动时钟频率设为50GHz，与此相对，在本实施方式中模拟多路复用器的驱动时钟频率为25GHz左右即可。在本实施方式中，公开一种能缓解对时钟源的工作频率以及模拟多路复用器的切换响应速度的要求的信号生成装置。
第二，在第一实施方式中，在超过所希望信号的上限频率的高频域产生了不必要的成分，但在本实施方式中，不同点在于能大幅抑制与之相当的不必要成分。以下，对本实施方式的信号生成装置的构成以及工作进行详细说明。
图14是在频域示意性地表示了本发明的第六实施方式的信号生成装置中的波形合成工作的图。以下，以与图5所示的第一实施方式的信号生成装置中的波形合成工作不同的点为中心来进行说明。
首先，在本实施方式中，与第一实施方式同样，将图14的(a)所示的所希望信号如图14的(b)所示那样分离为低频信号A、高频域的正频率信号B、以及高频域的负频率信号C。接下来，使用这些低频信号A、正频率信号B、负频率信号C的信号成分来获得图14的(c)以及(d)分别所示那样的第三信号以及第四信号。在说明第三信号以及第四信号的生成顺序时，将本实施方式中的“折返信号”以及“平行移动信号”如以下定义。
本实施方式中的“折返信号”是指与第一实施方式中使用的信号同样，是在频率轴上使负频率信号C的信号成分水平移动+fc、使正频率信号B的信号成分水平移动-fc而获得的信号。
另一方面，本实施方式中的“平行移动信号”是在频率轴上使负频率信号C的信号成分水平移动+fc/2、使正频率信号B的信号成分水平移动-fc/2而获得的信号。
图14的(c)所示的第三信号通过从低频信号A的信号成分减去上述的折返信号，并加上使上述的平行移动信号为r倍的值而获得。减去折返信号以及加上平行移动信号的顺序是任意的。此外，图14的(d)所示的第四信号通过从A的信号成分减去上述的折返信号，并减去使上述的平行移动信号为r倍的值而获得。减去折返信号以及减去平行移动信号的顺序是任意的。
常数r的值的设定与第一实施方式同样，根据模拟多路复用器131中的开关的切换迁移特性、即图2A的模型中的脉冲串的波形来设定，通常在π/2＜r＜2的范围设定。需要说明的是，用于生成平行移动信号的水平移动的操作以及上述的加减运算中的r倍的操作的顺序也是任意的。
图14的(c)所示的第三信号以及图14的(d)所示的第四信号的各频谱的功率都大致收敛在|f|＜fc/2的频率范围内。因此，即便是输出频带为fc/2左右的DAC，也能充分生成第三信号以及第四信号的任意一个。
具有图14的(c)以及图14的(d)分别所示的频谱的模拟信号从DAC121、122向模拟多路复用器131作为第一输入信号以及第二输入信号供给。此时，如果参照在图2A的模型中对输入信号201、202乘以脉冲串203a、203b时的、图4的(b)以及(d)的各频谱，则来自模拟多路复用器131的与第一输入信号以及第二输入信号对应的输出信号分别成为图14的(e)以及(f)所示的频谱。
在图14的(e)所示的信号中，当着眼于|f|＜fc/2的低频域时，则叠加于直流成分的折返信号-C以及-B与叠加于频率±fc/2的平行移动信号C以及B分别相互为反相。在图14的(f)所示的信号中也同样，在|f|＜fc/2左右的低频域中，叠加于直流成分的折返信号-C以及-B与叠加于频率±fc/2的平行移动信号C以及B相互为反相。
而且，在图14的(e)以及(f)所示的各频谱的信号间，关于叠加于直流成分的信号，低频信号A相互为同相，显示为rC以及rB的平行移动信号相互为反相。关于叠加于频率±fc/2的信号，显示为A/r的低频信号相互为反相，显示为C/r以及B/r的折返信号也分别相互为反相，显示为C以及B的平行移动信号分别相互为同相。
根据各信号的上述的相位关系，从模拟多路复用器131输出的信号成为具有图14的(g)所示那样的频谱的信号。即，在|f|＜fc/2的低频域中，叠加于直流成分的折返信号-C以及-B分别与叠加于频率±fc/2的平行移动信号C以及B抵消。此外，叠加于直流成分的平行移动信号rC以及rB在图14的(e)以及(f)所示的信号间相互抵消。而且，叠加于±fc/2的折返信号C/r以及B/r也在图14的(e)以及(f)所示的信号间相互抵消。因此，仅残留同相的低频信号成分A。
另一方面，在|f|＞fc/2左右的高频域中，在图14的(e)以及(f)所示的信号间叠加于±fc/2的低周波成分A/r相互抵消。而且，叠加于±fc/2的折返信号C/r以及B/r也在图14的(e)以及(f)所示的信号间相互抵消。因此，仅残留来自呈同相的平行移动信号的信号成分C以及B。作为结果，在|f|＜fc的频率范围中可获得图14的(a)以及(b)所示的所希望的信号。
在本实施方式的信号生成装置中，当如上述仅考虑一次的时钟成分(±fc/2)的情况下，与第一实施方式的情况不同，在超过所希望信号的上限频率的频率范围不产生不必要的信号成分。实际上如图15所示，在|f|＞fc产生由三次时钟成分(±3fc/2)引起的不必要成分。但是，如接下来叙述，由三次时钟成分引起的不必要成分的强度充分小于在第一实施方式的信号生成装置中在|f|＞fc产生的不必要成分。
图15是在频域示意性地表示在本发明的第六实施方式的信号生成装置的输出信号中产生的不必要成分的图。由于在第一实施方式中在|f|＞fc产生的不必要成分是叠加于一次时钟成分的信号的残留成分，因此在原理上具有与在|f|＜fc生成的所希望信号的正频率信号B以及负频率信号C相同程度的强度。但是，图15所示的本实施方式中的|f|＞fc的不必要成分是叠加于三次时钟成分的信号的残留成分。因此，比所希望信号小图3A以及图3B中的一次成分(±fc/2)与三次成分(±3fc/2)的强度比的量。具体而言，在图3A以及图3B所示的频谱中，将DC成分的振幅设为1、将一次成分的振幅设为1/r、将三次成分的振幅设为1/r3。此时，在图2B的模型中，即使对各输入信号乘以的脉冲串的波形完全为的矩形波，也是1/r＝2/π、1/r3＝2/(3π)。因此，所希望信号成分与不必要成分的振幅比为3：1，强度比为9：1。在脉冲串时间波形的钝化大，脉冲串是能以自乘余弦波来近似那样的波形的情况下，1/r3大致为0，因此几乎消灭不必要成分。由于在实际的装置中视为脉冲串的波形完全为的矩形波和自乘余弦波的中间的波形，因此强度比大致为9：1以上。
这样，与第一实施方式相比，在本实施方式的信号生成装置中不必要成分的强度被大幅抑制的情况在以下的方面为优点。首先，由于能抑制模拟多路复用器131的输出中的峰值对平均信号功率比，因此能缓解对模拟多路复用器131的输出侧传输路的线性的要求。此外，由于能在模拟多路复用器131的输出侧不使用低通滤波器便大幅抑制不必要成分，因此能够使装置构成更简易。为了进一步提高不必要成分的抑压比，可以使用具有在频率fc附近的截止频率的低通滤波器，但在该情况下，与第一实施方式相比，也能缓解对低通滤波器的抑压比的要求。
如果参照图14的(a)至(g)的一系列频谱操作，则应该从DAC121、122输出的信号的频谱为(c)以及(d)。因此，即便DAC121、122的输出频带为fc/2左右，也能获得图14的(a)以及(g)所示那样的、上限频率充分大于fc/2(但小于fc)的任意的所希望信号作为本发明的信号生成装置的最终的输出信号102。
当将本实施方式的信号生成装置中的从图14的(a)到(g)的频谱操作的过程用数式表示时，如以下所示。由于也包含高频域的不必要成分进行记述，所以对于脉冲串考虑到三次成分。将图14的(a)所示的所希望信号的频谱设为Strg(f)，将图14的(b)中的信号成分A、信号成分B以及信号成分C分别设为SA(f)、SB(f)以及SC(f)。而且，将对向模拟多路复用器输入的第一输入信号以及第二输入信号分别乘以的脉冲串的频谱设为P1(f)以及P2(f)。在此，图14的(c)所示的第一DAC121的输出模拟信号的频谱S3(f)、图14的(d)所示的第二DAC122的输出模拟信号的频谱S4(f)分别为下式。
如式(25)，可知模拟多路复用器131的输出信号Sout(f)成为对所希望信号Strg(f)加上了振幅为r/r3倍那样的不必要成分的信号，与图15所示的信号一致。
需要说明的是，在使用了上述的数式的说明中省略非本质性的定标因数。为了记述本实施方式的信号发生装置的实际的电路工作，需要在式(25)的右边乘以例如与模拟多路复用器131的损失或者增益(包括放大电路的情况)对应的常数。
图16是对本发明的第六实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。图16的数字信号处理部1610与图1的信号发生装置中的数字信号处理部110对应。如上所述，在本实施方式的信号生成装置中数字信号处理部1610起到的作用是：生成来自两个DAC121、122的各输出模拟信号具有图14的(c)以及(d)所示的频谱的信号那样的数字信号，并分别供给至图1的DAC121、122。为此，只要基于所希望信号在数字区域生成与图14的(c)以及(d)相当的信号，并且如果存在DAC121、122所具有的输出特性的频率依存性，则一并进行对其进行补偿的处理即可。
图16的数字信号处理部1610表现为功能框图，但数字信号处理部1610的各模块的功能例如也能通过使用了DSP的运算处理来执行。因此，也能视为图16表示了实际上沿箭头的朝向执行的运算流程。当然，也能通过硬件处理实现各模块的处理的一部分，此外，也可以将硬件处理以及运算处理组合来实现。以下，沿着信号的流向，按顺序对数字信号处理部1610的各功能的处理进行说明。
作为本发明的信号生成装置的输入信号101，与图6所示的第一实施方式同样，使用以采样率fs0采样了所希望信号的数字信号。与第一实施方式同样，作为输入信号101，可以使用对采样了所希望信号的信号进一步实施对实施模拟多路复用器131的响应特性预先进行补偿的处理而得到的数字信号。
图16的频带分割部1611与图6所示的第一实施方式中的频带分割部661等同，能使用LPF和减法器或者HPF等来构成。从图16的频带分割部1611输出的高频信号1662分支为二，分别向折返部1621以及平行移动部1622输送。
图16的折返部1621中的处理除了不进行常数r倍的操作这一点以外，与图6所示的第一实施方式中的折返部621中的处理等同。具体而言，能使用希尔伯特变换、余弦波的乘法与滤波器处理的组合等来实现。从折返部1621输出折返信号1663。
在图16的平行移动部1622中，在频域中使高频信号1662的正频率成分移动-fc/2、使负频率成分移动+fc/2，并且使振幅为r倍来输出平行移动信号1664。该平行移动部1622中的运算也与图6所示的第一实施方式中的折返部的运算类似，例如在使用希尔伯特变换分割为正频率成分以及负频率成分之后，使其分别移动-fc/2和+fc/2即可。此外，如后面详细说明，也可以使用余弦波的乘法以及滤波器处理的组合。
在图16的重采样部1631、1632以及1633中，将低频信号1661、折返信号1663以及平行移动信号1664的数字信号的采样率分别从fs0变换为fs1。在此，fs1是DAC121、122的采样率，需要设为比DAC121的输出信号S3(f)以及DAC122的输出信号S4(f)的上限频率的2倍大的值。S3(f)以及S4(f)的上限频率是稍大于fc/2的程度，由于比所希望信号Strg(f)的上限频率小，所以一般可认为fs1＜fs0。但是，也能够设为fs1＝fs0，在该情况下，当然能省略重采样部1631、1632。设为fs1＝fs0的情况是例如DAC121、122的能够工作的采样率相对大到该DAC的输出频带fc/2的4倍左右的情况。
在图16的减法部1643中，从重采样后的低频信号1661减去重采样后的折返信号1663。在加法部1641中，对来自减法部1643的输出信号加上重采样后的平行移动信号1664，生成第三信号1671。第三信号1671相当于图14的(c)所示的全部的频谱的总和，即式(25)中的用S3(f)表示的第三信号。在减法部1642中，从来自减法部1643的输出信号减去重采样后的平行移动信号1664，生成第四信号1672。第四信号1672相当于图14的(d)所示的所有的频谱的总和，即式(25)中的用S4(f)表示的第四信号。希望注意第三信号1671以及第四信号1672在该阶段还是数字信号。
因此，本发明能作为信号生成装置来实施，其特征在于，具备：数字信号处理部1610；两个数模转换器(DAC)121、122；以及模拟多路复用器131，以频率fc/2交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号(信号成分A)，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分(信号成分B)以及负频率成分(信号成分C)，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc/2的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc/2的信号设为平行移动信号时，生成与将对所述平行移动信号乘以了常数的信号和所述低频信号相加，再减去所述折返信号的信号相等的第三信号1671的单元；以及生成与从所述低频信号减去对所述平行移动信号乘以了所述常数的信号，再减去所述折返信号的信号相等的第四信号1672的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第三信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第四信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。
最后，在图16的补偿部1651、1652中DAC121、122本来具有的频率响应特性被补偿。具体而言，作为补偿部，只要使用具有成为近似地将DAC121、122的频率响应特性取消的逆特性那样的响应特性的滤波器即可。这样的补偿处理也被称为预均衡，在使用了DAC的高速通信系统中普遍进行。来自补偿部1651、1652的输出数字信号作为数字信号处理部1610的输出分别供给至DAC121、122。根据DAC121的输出，可获得作为模拟信号而具有图14的(c)所示的频谱、且式(25)中的表示为S3(f)的第三信号。同样，根据DAC122的输出可获得作为模拟信号而具有图14的(d)所示的频谱、且式(25)中的表示为S4(f)的第四信号。在DAC121、122的频率响应特性在到第三信号S3(f)以及第四信号S4(f)的上限频率为止的频带中大致平坦的情况下，能省略补偿部1651、1652。
图16的平行移动部1622中的运算也能不使用希尔伯特变换而通过余弦波的乘法以及LPF的组合来安装。即，只要输入的高频信号1662，在时域乘以频率fc/2的余弦波并设为2r倍，进而使用截止频率fc/2左右的低通滤波器即可。当将输入的高频信号1662的频谱如数式(6)所示设为X(f)，将对X(f)乘以频率fc/2的余弦波并设为2r倍后的信号的频谱设为Y″(f)时，Y″(f)由下式表示。
在此，式(26)的右边第二项以及第三项是作为平行移动信号必要的成分，第一项以及第四项是不必要成分。
图17A以及图17B是对不使用希尔伯特变换的情况的平行移动部中的运算工作进行说明的频谱图。图17A以及图17B的频谱图与第一实施方式的说明中使用的图7A以及图7B不同。该差异来自于模拟多路复用器131的驱动频率在第一实施方式中为fc，在本实施方式中为fc/2。
以下，着眼于式(26)的右边第3行的第一项rSB(f-fc/2-kfs0)。式(8)的该第一项表示了使图14的(b)的正频率信号B的信号成分为r倍并在频率轴上移动了+fc/2的结果以fs0间隔反复出现的频谱。在此，将正频率信号B的信号成分的上限频率设为fMax，将下限频率设为fMin。在式(26)的第一项的频谱在输入信号101的采样率fs0为fs0＞fMax+fc/2的情况下，如图17A所示，在奈奎斯特频带内即|f|＜fs0/2中仅出现k＝0的成分即SB(f-fc/2)。例如如果使用截止频率fc/2左右的LPF则能简单地除去这些不必要成分。
另一方面，在输入信号101的采样率fs0为fs0＜fMax+fc/2的情况下，如图17B所示，k＝-1的成分即SB(f-fc/2+fs0)在负频率侧出现。该在负频率侧出现的不必要成分的上限频率为fMax+fc/2-fs0。另一方面，作为必要成分的Sc(f-fc/2)的下限频率为-fMax+fc/2。在此，如果从上述必要成分的下限频率减去上述不必要成分的上限频率，则(-fMax+fc/2)-(fMax+fc/2-fs0)＝fs0-2fMax，但当基于采样定理考虑为fs0＞2fMax时，可知上述必要成分的下限频率始终大于上述不必要成分的上限频率(在频率轴上接近零)。因此，能够使用截止频率|-fMax+fc/2|左右的LPF除去该在负频率侧出现的不必要成分。以上的讨论对于式(8)的右边第三行的第四项SC(f+fc-kfs0)也同样成立。即，作为平行移动部1622中的处理，在乘以了频率fc的余弦波之后，通过适当的LPF除去不必要频率成分即可。
而且作为其他的安装方法，图16所示的数字信号处理部1610中的处理流程整体能与第一实施方式同样，不是此前说明那样的时域中的处理，而采用使用了DFT等的频域的处理来实现。
以上，对数字信号处理部1610的各模块的处理表示了其安装方法的不同的多个变动，但在本实施方式的信号生成装置中，也与第一实施方式同样，本发明的特征不依赖于数字信号处理部1610中的具体的运算处理的安装方法。本发明的特征在于，以将具有图14的(c)所示的频谱的第三信号、以及具有图14的(d)所示的频谱的第四信号作为两个DAC121、122的输出模拟信号向模拟多路复用器131输出的方式，使数字信号处理部1610工作。即，通过数字信号处理部1610将使式(25)中的表示为第三信号S3(f)以及第四信号S4(f)的信号输出的数字信号分别向两个DAC供给，来发挥本发明的特征以及效果。本实施方式的信号生成装置的整体构成与图1所示的第一实施方式同样，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，关于从DAC121、122的各输出点至模拟多路复用器131的输出，构成为以前进方向作为虚拟的中心轴而对称。因此，与第一实施方式的情况同样，DAC的振幅以及延迟等的调整变得简单。
而且，也能通过本实施方式中使用的数字信号处理部1610分别置换图8所示的信号生成装置800的数字信号处理部810、图9所示的信号生成装置900a～900d的数字信号处理部910a～910d、图12所示的信号生成装置1200-3-1～4的数字信号处理部1210-3-1～4而使用。在该情况下，当将DAC821、822、921、922的输出频带设为一定时，则需要将模拟多路复用器131的驱动时钟频率设定为置换之前的约1/2。
[第七实施方式]
本发明的第七实施方式的信号生成装置是对作为第四实施方式表示的适于多载波信号生成的信号生成装置，应用了在上述的第六实施方式中使用的使模拟多路复用器的驱动时钟频率为一半的信号生成的原理的装置。因此，第四实施方式与本实施方式之间的不同点和第六实施方式与第一实施方式之间的不同点是同样的。即，与第四实施方式比较，本实施方式的信号生成装置的特征在于，对所给的所希望信号模拟多路复用器的驱动时钟频率只要一半即可，能大幅抑制在最终的输出信号中在超过所希望信号的上限频率的高频域出现的不必要成分。以下，仅对本实施方式与第四实施方式之间的不同点进行说明。
图18在频域中示意性地说明直到由本发明的第七实施方式的信号生成装置生成OFDM信号为止的处理。图18的(a)表示作为所希望信号的基带OFDM信号的频谱。图18的(b)的频谱与第六实施方式的图14的(c)所示的频谱的状态对应。为了生成图18的(b)的频谱，只要在OFDM信号的生成阶段预先取得所希望信号的OFDM信号的第p+1至第M-1的子符号值的复共轭，并从第p-1至第2p-M+1的子符号值减去该子符号值的复共轭，此外，使第p+1至第M-1的子符号值为r倍，将其与第1至第-p+M-1的子符号值相加，然后进行IDFT运算即可。
图18的(c)的频谱与第六实施方式的图14的(d)所示的频谱的状态对应。为了生成图18的(c)的频谱，只要在OFDM信号的生成阶段预先取得所希望信号的OFDM信号的从第p+1至第M-1的子符号值的复共轭，并从第p-1至第2p-M+1的子符号值减去该子符号值的复共轭，此外，使从第p+1至第M-1的子符号值为r倍，从第1至第M-p-1的子符号值减去该值，然后进行IDFT运算即可。
如果从DAC121、122分别输出具有图18的(b)的第一频谱的信号以及具有图18的(c)的第二频谱的信号，则基于与图14的(e)～(g)所示的频谱操作同样的原理，可获得图18的(d)所示的频谱的信号作为模拟多路复用器131的输出。这样，即便DAC121、122的输出频带是fc/2左右，在本实施方式的信号生成装置中，也能够获得上限频率充分大于fc/2(但小于fc)的任意的OFDM信号作为来自模拟多路复用器131的最终的输出信号。图18的(a)～(d)中说明了的OFDM信号生成的一系列处理例在DMT信号等其他多载波信号中也能应用。
如果使用与数式(15)同样的记号表示，则图18的(b)所示的第三频谱以及(c)所示的第四信号的频谱如以下所示。
如果参照式(27)，则结果在SA(f)、SB(f)、SC(f)、S3(f)以及S4(f)的频谱之间，与第六实施方式中说明的式(25)同样的关系成立。式(27)的模拟多路复用器131的输出信号的频谱Sout(f)成为与式(25)相同的形状，可知在本实施方式的信号生成装置中也进行与第六实施方式等同的信号处理。因此，通过第六实施方式的信号生成装置获得的效果在本实施方式中也原样获得。即，通过本实施方式的信号生成装置，能超过单个的DAC121、122的输出频带而实现更宽频带的多载波信号输出。此时，模拟多路复用器的驱动时钟频率fc/2为所希望信号的上限频率的1/2左右。此外，同时与第四实施方式的信号生成装置相比，能大幅抑制在最终输出信号中在超过所希望信号的上限频率的频带出现的不必要信号成分。
图19是表示了本发明的第七实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成的图。图19的数字信号处理部1910与图11所示的第四实施方式的信号发生装置的数字信号处理部1110对应。以下的说明着重于图11所示的数字信号处理部1110与图19的数字信号处理部1910的不同点来进行。
首先，从符号映射部1921输出的子符号值c0～cM-1中的与信号成分B以及信号成分C相当的子符号值cp+1～cM-1分别分支为二，一方向复共轭转换部1931输送，另一方向常数乘法部1932输送。复共轭转换部1931取得输入的子符号值的复共轭，将其输出至减法部1943。在减法部1943中，根据下式求出子符号值d0～dp。
在常数乘法部1932中，使输入的符号值分别为r倍。然后，子符号值d1～dp以及rcp+1～rcM-1分别分支为二，一方向加法部1941输送，另一方向减法部1942输送。在加法部1941以及减法部1942中，根据下式求出中间子符号值g0～gp以及h0～hp。
比加法部1941以及减法部1942靠后的处理与图11所示的第四实施方式中的数字信号处理部相同。来自IDFT运算部1951的输出uk以及来自IDFT运算部1952的输出vk成为将式(27)所示的S3(f)以及S4(f)的作为逆傅里叶变换而获得的时间波形以采样率fs＝1/Ts采样后的波形能与第四实施方式的说明的情况同样地确认。
需要说明的是，在本实施方式中，使低频信号(图10中的信号成分A)的子载波的最大频率pΔf与fc/2一致，但与第四实施方式的情况同样，即便使pΔf相对于fc/2错移Δf/2的整数倍，图18所示的本实施方式的数字信号处理部的工作原理也成立。
关于除了OFDM以外能够使用DMT或DFT扩频OFDM等作为所希望信号、以及为了补偿模拟多路复用器131的输出响应特性而在符号映射部1921中实施强调高频率侧的子载波强度等的预均衡处理等，也与第四实施方式的信号生成装置的情况相同。
此外，也能通过本实施方式中使用的数字信号处理部1910置换图8所示的信号生成装置80的数字信号处理部810、图9所示的信号生成装置900a～900d的数字信号处理部910a～910d、图12所示的信号生成装置1200-3-1～4的数字信号处理部1210-3-1～4来使用。在该情况下，当将DAC821、822、921、922的输出频带设为一定时，需要将模拟多路复用器131的驱动时钟频率设定为置换之前的约1/2。
[第八实施方式]
图20是示意性地表示本发明的第八实施方式的信号生成装置的构成的图。本实施方式的信号生成装置2000由数字信号处理部2010、两个DAC2021、2022、模拟加减运算部2041、以及模拟多路复用器2031构成。向信号生成装置2000输入的输入信号2001在数字信号处理部2010中被实施本发明特有的数字信号处理。进行了后述的信号处理的来自数字信号处理部2010的数字数据信号在第一DAC2021以及第二DAC2022中分别向模拟信号转换。来自两个DAC的模拟信号输出在模拟加减运算处理部2041中被实施加减运算处理。最后，来自模拟加减运算处理部2041的模拟信号输出通过模拟多路复用器2031向输出信号2002转换。
本实施方式的信号生成装置在其整体构成中与图1所示的第一实施方式的信号生成装置类似，但不同点在于第一实施方式中的低频信号以及折返信号的加减运算处理的方法。具体而言，在第一实施方式的信号生成装置中，该加减运算处理在数字信号处理部110内进行，与此相对，在本实施方式中，等同的加减运算处理在模拟加减运算处理部2041内进行。由此，与第一实施方式的信号生成装置相比，存在模拟部件增加、或者模拟电路构成复杂化的缺点，但可获得如后述那样能够改善最终的输出信号的信噪比(SNR)的优点。
图21A是对本实施方式的信号生成装置中的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。图6所示的第一实施方式的数字信号处理部110与图21A的本实施方式的数字信号处理部2110之间的不同点仅为以下的两点。第一，在本实施方式的数字信号处理部2110中，省略了与图6的加法部641以及减法部642相当的部分。因此，由重采样部2131对低频信号2161重采样后的信号直接作为第五信号2171，经由补偿部2151向DAC2021输出。同样，由重采样部2132对折返信号2163重采样后的信号直接作为第六信号2172，经由补偿部2152向DAC2022输出。第二，在本实施方式的数字信号处理部2110中，在折返部2121中不进行常数r倍的处理。
图21B是对本发明的第八实施方式的信号生成装置中的模拟加减运算处理部的构成以及流程进行说明的框图。从DAC2021、2022输送的两个系统的模拟输入信号分别首先在振幅调整部2151、2152中被调整成相对振幅为1：r(即r倍)。接下来，两个系统的各信号分别分支为二。关于分支光的一方的组，在加法部2141中，将来自振幅调整部2151、2152的两个信号相加。关于分支光的另一个组，在减法部2142中，从来自振幅调整部2151的信号减去来自振幅调整部2152的信号。加法部2141以及减法部2142的输出信号都向模拟多路复用器2031输送。
图22是在频域示意性地表示了本发明的第八实施方式的信号生成装置中的作为重采样部输出的第五信号以及第六信号的图。以下，在参照本实施方式的图22以及第一实施方式的图5的同时，着重说明本实施方式中的波形合成工作与第一实施方式中的波形合成工作的不同点。如图5(c)以及(d)所示那样，在第一实施方式中，分别在所有数字区域进行了以同相对低频信号A重叠折返信号rB以及rC来生成第一信号的阶段、以及以反相对低频信号A重叠折返信号rB以及rC来生成第二信号的阶段。
与此相对，在本实施方式中，图22的(a)所示的低频信号A作为第五信号向DAC2021输送。此外，图22的(b)所示的尚且未被进行常数r倍的折返信号B以及折返信号C作为第六信号向DAC2022输送。第五信号以及第六信号通过DAC2021、2022被分别转换为模拟信号。然后，在模拟区域，在模拟加减运算处理部2041中进行加减运算等处理，输出与图5的(c)以及(d)相当的信号。即，作为加法部2141的输出，输出与图5的(c)所示的r倍后的折返信号rB以及rC和低频信号A相加而得到的信号相当的信号。此外，作为减法部2142的输出，分别输出与从低频信号A减去了图5的(d)所示的被r倍后的折返信号rB以及rC而得到的信号相当的信号。之后的信号合成的原理与图5的(e)～(g)所示的第一实施方式的情况相同。
图23A是表示了第八实施方式的信号生成装置中的模拟加减运算部的构成例的图。考虑到无数种模拟加减运算部2041的具体的电路构成，图23A表示其一个例子。在此，表示了DAC2021、2022的输出、以及模拟多路复用器2031都是差动输入输出的情况的构成。分别使用差动输入输出的放大电路作为振幅调整部2151、2152，相对于振幅调整部2151将振幅调整部2152的输出振幅设定为r倍。除了该构成以外，也能够成为使用减衰电路而不是放大电路的构成。在加法部2141中，将振幅调整部2151的正输出以及振幅调整部2152的正输出输入至加法运算电路并将其加法运算输出作为正输出。此外，将振幅调整部2151的负输出以及振幅调整部2152的负输出输入至加法运算电路，将其加法运算输出作为负输出。在减法部2142中，将振幅调整部2151的正输出以及振幅调整部2152的负输出输入至加法运算电路，将其加法运算输出作为正输出。此外，将振幅调整部2151的负输出以及振幅调整部2152的正输出输入至加法运算电路，将其加法运算输出作为负输出。
在DAC2021、2022的输出不是差动构成而是单相(单端构成)的情况下，使用单相输入/差动输出放大器作为振幅调整部2151、2152，或者使用平衡-不平衡变压器将单相信号转换为差动信号即可。此外，在模拟多路复用器2031不是差动构成而是单相(单端构成)的情况下，只要使用平衡-不平衡变压器、差动输入/单相输出的放大器等将加法部2141以及减法部2142的差动输出转换为单相输出即可。图23A所示的模拟加减运算部2041可以制作为都独立的部件，此外也可以与模拟多路复用器2031一体地制作为一个模拟集成电路。
图23B是表示了第八实施方式的信号生成装置中的模拟加减运算部的其他构成例的图。在此，也表示了DAC2021、2022的输出、以及模拟多路复用器2031都为差动输入输出的情况的构成。但是，输入至模拟多路复用器2031的差动信号的共模在模拟多路复用器2031内被除去。在该情况下，如果对模拟多路复用器2031的一方的输入端口的正输入侧输入信号x、对负输入侧输入信号y，则可获得与对该输入端口输入了信号x-y的情况等同的工作。在图23B的构成中，分别使用差动输入输出的放大电路作为振幅调整部2151、2152，并将振幅调整部2151与振幅调整部2152的输出振幅比设定为2：r。振幅调整部2151的负输出为终端，振幅调整部2151的正输出在分支为二之后，分别与模拟多路复用器2031的各输入端口的正输入侧连接。另一方面，振幅调整部2152的负输出与模拟多路复用器2031的第一输入端口的负输入侧连接，振幅调整部2151的正输出与模拟多路复用器2031的第二输入端口的负输入侧连接。由于振幅调整部2151的正输出通过分支为二而振幅变为一半，因此通过图23B的构成能够实现与采用了图23A的构成的情况等同的工作。
因此，本发明也能作为信号生成装置来实施，其特征在于，具备：数字信号处理部2010；两个数模转换器(DAC)2021、2022；模拟加减运算处理部2041，调整两个系统的模拟输入信号的相对振幅，输出与调整了相对振幅后的所述两个系统的模拟输入信号之和相等的第一模拟输出信号、和与调整了相对振幅后的所述两个系统的模拟输入信号之差相等的第二模拟输出信号；以及模拟多路复用器2031，以频率fc交替切换从所述模拟加减运算处理部输出的所述第一模拟输出信号以及所述第二模拟输出信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号(信号成分A)，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分(信号成分B)以及负频率成分(信号成分C)，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上将所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号时，生成与所述低频信号相等的第一信号2161的单元；以及生成与所述折返信号相等的第二信号2163的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC2021，与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC2022，来自所述两个DAC的各模拟输出作为所述两个系统的模拟输入信号输入至所述模拟加减运算处理部2031。
以下对将在模拟区域进行加减运算处理等的一部分的本实施方式的信号生成装置、与在数字区域进行了所有的处理的第一实施方式相比的情况的优点进行进一步说明。在此前叙述的本发明的所有的实施方式的信号生成装置中，输出信号中的主要的噪声的发生源为两个DAC。准确而言会发生噪声以及失真，但在以下的讨论中，为了简单而使失真也包含在噪声中来进行说明。各DAC中的噪声的大小由DAC的满度(full scale)值大致决定，不大幅依赖于DAC实际输出的信号的波形。此外，必须以向DAC的输入数字信号基本上在时间波形中的最大值以及最小值为DAC的满度值的范围内的方式进行标准化。在如图5的(c)以及(d)所示，在将在数字区域重叠了多个信号成分的信号输入至DAC的情况下，必须进行标准化以使重合后的信号的时间波形中的最大值以及最小值为DAC的满度的范围内。因此，与单独从DAC输出各信号成分的情况相比，需要降低各信号成分的信号强度。结果，导致DAC的输出信号的SNR劣化。鉴于此，在本实施方式的信号生成装置中，通过不在数字区域而在模拟区域进行多个信号成分的重合(加减运算)，来避免上述的SNR的劣化的问题。
为了更具体地说明上述的SNR的劣化的问题，以下考虑生成单纯的二音信号的情况。首先，将各DAC的满度值设为最小-1、最大+1。在通过一个DAC生成频率f1的单音正弦波信号的情况下，由于能够将该正弦波的整个振幅设定为2(最小值-1、最大值+1)，所以信号强度为1/2。接着，考虑在数字区域对原来的f1的正弦波以振幅比1：1新加上频率f2的正弦波，将DAC输出信号变更为二音信号的情况。此时为了将二音信号的时间波形(拍频波形)的整个振幅设为2(最小值-1、最大值+1)，必须使频率f1以及f2的成分的整个振幅减半而分别为1(最小值-1/2、最大值+1/2)。整个振幅1的正弦波的信号强度为1/8。因此，如果仅着眼于频率f1的成分的信号强度，则在加上频率f2的成分的情况下，频率f1的成分的信号强度与相加前相比减少至1/4。如前述只要满度值一定，则由DAC附加的噪声强度一定。因此，由于加上频率f2的成分，所以SNR变为1/4，以对数记载劣化6dB。
如果分别将上述的频率f1的成分换言为低频信号，将频率f2的成分换言为折返信号，则能大致理解与本实施方式的信号生成装置相比的情况下的第一实施方式中的DAC部的SNR劣化的机制。实际上，在第一实施方式中的数字处理中，由于使折返信号为r倍而进行折返，因此低频信号的劣化量与高频信号在DAC部中的SNR劣化幅度不同，但平均为劣化6dB以上。
生成由上述的DAC的满度值规定的SNR的劣化，另一方面，在第一实施方式中，两个DAC的输出分别包含低频信号以及折返信号双方的信号成分，将它们最后进行模拟相加而进行重建信号这样一种分集合成(diversity synthesis)。因此，与分别由个别的DAC2021、2022输出低频信号以及折返信号的本实施方式相比，反而还能获得基于分集效果(diversity effect)的SNR改善。但是，该基于分集效果的SNR改善为3dB，在该改善效果下无法弥补上述的DAC中的6dB的SNR劣化量。结果，与第一实施方式相比，本实施方式的信号生成装置能实现良好的SNR。
需要说明的是，在一般的数据调制信号等中，由于与上述那样的单纯的二音信号的情况相比低频信号与折返信号之间的相关小，因此第一实施方式的DAC部中的SNR劣化量小于6dB。但是，在所希望信号中的低频信号(A)与高频信号(B以及C)的信号强度相等的情况下，在第一实施方式的DAC部中的SNR劣化量变为3dB以上。因此，即使考虑第一实施方式中的基于分集效果的改善，本实施方式也能实现比一般好的SNR。在低频信号的信号强度以及高频信号的信号强度之间存在大的差，且两者的相关小的情况下，在第一实施方式中的DAC部的基于定标(scaling)的SNR劣化小于3dB。因此，可认为也存在能实现比本实施方式良好的SNR的情况。但是，最大限度发挥本发明效果的是极力扩展能够利用的频带(DC～频率fc)来使用的情况，在那样的情况下低频信号以及高频信号之间的信号强度差变小。因此，在大多情况下，通过使用在模拟区域进行加减运算处理等的一部分的本实施方式的信号生成装置，与第一实施方式相比能获得SNR改善的优点。
根据图20、图21A、图21B以及图23A所示的构成可知，从DAC2021、2022的各输出点至模拟多路复用器2031的输出成为在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，当将前进方向作为虚拟的中心轴时，大致对称的构成。因此，在本实施方式的信号生成装置中，也与第一实施方式同样，只要DAC的振幅以及延迟的调整为最低限度的调整即可。在采用了图23B的构成的情况下，虽然两个信号路径不对称，但只是无源的电路的连接形态在路径间不同的差异。如图13A所示的现有技术的构成例，如果与通常将由有源元件构成的混频器只插入到一方的路径那样的构成相比，则在本实施方式的信号生成装置中，DAC的振幅以及延迟等的调整为更轻度的调整即可。
[第九实施方式]
图24是对本发明的第九实施方式的信号生成装置的数字信号处理部的构成以及流程进行说明的框图。本实施方式的信号生成装置的整体构成与图20所示的包含模拟加减运算处理部2041的第八实施方式的信号生成装置2000相同。本实施方式的信号生成装置与第八实施方式的不同点在于，进而将图14的(a)～(g)所示的第六实施方式的一系列波形合成处理作为工作原理。由于进行第六实施方式的一系列波形合成处理，因此具备类似于图16的构成，但不包含数字区域的一部分的加减运算处理的图24所示那样的数字信号处理部2410。因此，本实施方式的信号生成装置具备第六实施方式的特征以及第八实施方式的特征双方。
本实施方式的信号生成装置的工作原理与第六实施方式类似，但在模拟区域进行一部分的加减运算处理。在第六实施方式中，低频信号与平行移动信号的加减运算处理在数字信号处理部1610内进行。与此相对，在本实施方式中，等同的加减运算处理在模拟加减运算处理部2041内进行。因此，对于本实施方式的信号生成装置，第八实施方式中说明了的相对于第一实施方式的优缺点的关系也直接适用于本实施方式的信号生成装置。即，在本实施方式的信号生成装置中，虽然产生与第六实施方式相比模拟部件增加、或者模拟电路构成复杂化的缺点，但可获得能改善最终的输出信号的信噪比(SNR)的优点。
在图24所示的本实施方式的数字信号处理部2410与图16所示的第六实施方式的数字信号处理部1610中，仅以下两点不同。第一，从数字信号处理部2410省略了与图16的加法部1641以及减法部1642相当的部分。因此，从低频信号2461减去折返信号2421的减法部2443的输出直接作为第七信号2471经由补偿部2451输出至DAC2021。同样，由重采样部2433对平行移动信号2422重采样后的信号直接作为第八信号2472经由补偿部2452输入至DAC2022。第二，在数字信号处理部2410中，不在平行移动部2422中进行常数r倍的处理。
图25是在频域示意性地表示了本发明的第九实施方式的信号生成装置中的减法部输出的第七信号以及重采样部输出的第八信号的图。以下，在参照本实施方式的图25以及第六实施方式的图16的同时，着重说明本实施方式的信号生成装置中的波形合成工作与第六实施方式中的波形合成工作之间的不同点。如图14的(c)以及(d)所示，在第六实施方式中，分别在所有数字区域进行了直到将折返信号B以及折返信号C以反相重叠于低频信号A，进而将r倍后的平行移动信号rB以及rC以同相重叠，或者将r倍后的平行移动信号rB以及rC以反相重叠的阶段为止的处理。
与此相对，在本实施方式中，图25的(a)所示的将折返信号B以及C以反相重叠于低频信号A的信号作为第七信号向DAC2021输送。此外，图25的(b)所示的常数尚且未被r倍的平行移动信号B以及C作为第八信号向DAC2022输送。第七信号以及第八信号被DAC2021、2022分别转换为模拟信号。然后，在模拟区域中，在模拟加减运算处理部2041中进行加减运算等处理，输出与图14的(c)以及(d)相当的信号。即，作为加法部2141的输出，输出与将图14的(c)所示的r倍后的平行移动信号rB以及rC和上述的第七信号相加而得到的信号相当的信号。此外，作为减法部2142的输出，输出与从上述的第八信号减去了图14的(d)所示的r倍后的平行移动信号rB以及rC而得到的信号相当的信号。之后的信号合成的原理与图14的(e)～(g)所示的第六实施方式的情况相同。
因此，本发明也能作为信号生成装置来实施，其特征在于，具备：数字信号处理部2410；两个数模转换器(DAC)2021、2022；模拟加减运算处理部2041，调整两个系统的模拟输入信号的相对振幅，并输出与调整了相对振幅的所述两个系统的模拟输入信号之和相等的第一模拟输出信号、和与调整了相对振幅后的所述两个系统的模拟输入信号之差相等的第二模拟输出信号；以及模拟多路复用器2031，以频率fc/2交替切换从所述模拟加减运算处理部输出的所述第一模拟输出信号以及所述第二模拟输出信号来作为模拟信号进行输出，所述数字信号处理部包含：在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号2463，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc/2的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc/2的信号设为平行移动信号2464时，生成与从所述低频信号减去所述折返信号的信号相等的第七信号的单元；以及生成与所述平行移动信号相等的第八信号的单元，与由所述数字信号处理部生成的所述第七信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，与由所述数字信号处理部生成的所述第八信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC，来自所述两个DAC的各模拟输出作为所述两个系统的模拟输入信号输入至所述模拟加减运算处理部。
如已经叙述那样，本实施方式的信号生成装置是将第六实施方式的特征与第八实施方式的特征组合而成的装置，同时具有双方的特征。相对于第一实施方式在第八实施方式中已经说明了的优缺点的关系相对于第六实施方式，也直接适用于本实施方式的信号生成装置。即，在本实施方式的信号生成装置中，通过在模拟区域而不是数字区域进行对平行移动信号进行加减运算的处理，虽然产生模拟部件增加、或者模拟电路构成复杂化的缺点，但是获得能改善最终的输出信号的信噪比(SNR)的优点。与第六实施方式相比，能抑制因用于使向DAC输入的输入数字信号的振幅收敛在DAC满度以内的定标引起的SNR劣化，改善最终的输出信号的SNR。
而且，如果将本实施方式的信号生成装置与第八实施方式相比，则能与前述的第六实施方式和第一实施方式相比的情况的优点同样，使模拟多路复用器的时钟频率为一半，并且抑制图像信号。不过，在本实施方式中，如图25的(a)所示，由于使用将低频信号A与折返信号B以及C重叠的信号作为向一方DAC2021的输入信号，因此与第八实施方式相比SNR变差。
在本实施方式的信号生成装置中，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，从DAC2021、2022的各输出点至模拟多路复用器2031的输出也构成为如果以前进方向为虚拟的中心轴则大致对称。因此，在本实施方式中，也与第一实施方式的情况同样，DAC中的振幅以及延迟的调整为最低限度的调整即可。
在以上叙述的本发明的信号生成装置的所有实施方式中，假定了实数信号作为向数字信号处理部输入的输入信号。因此，在与图5以及图14关联的说明中，将正频率成分B的成分以及负频率成分C的信号成分记述为在频率轴上相互折返而取得复共轭的关系那样的信号。但实际上，在使用图5以及图14说明了的信号生成过程中，即使B的信号成分以及C的信号成分相互独立，因反相干渉引起的信号成分的抵消、以及因同相干渉引起的信号成分的残留也成立。换而言之，从图5以及图14能容易地理解到即便在B的信号成分以及C的信号成分不处于折返而取得了复共轭的关系的情况下也依旧成立。这意味着向数字信号处理部输入的输入信号即便是复信号(complex signal)，也能不变地获得本发明的效果。
实际上向图1中的DAC121以及122的输入信号需要是实数信号，但在例如图9所示的第三实施方式的光发送器进行IQ调制的情况下，不需要在分为复信号的同相(I)成分和正交(Q)成分之后单独地进行数字信号处理。即，也能够采取在复信号的状态下进行数字信号处理而获得了第三信号以及第四信号之后，将实部向I信道侧的DAC输送、将虚部向Q信道侧的DAC输送的方法。
如以上详细叙述，根据本发明的信号生成装置，能够超过由装置内所包含的单个的DAC本来能够输出的频带而输出更宽频带的模拟信号。而且，在沿着电信号的前进方向观察两个信号路径的情况下，从DAC的各输出点至模拟多路复用器的输出构成为如果以前进方向为虚拟的中心轴则对称。因此，DAC的振幅以及延迟的调整只要是最低限度的调整即可，还能消除现有技术的信号生成装置中的电路构成的非对称性的问题。
产业上的可利用性
本发明通常能利用于通信系统。尤其能利用于包含高速的数字信号处理的装置。

Claims (13)

1.一种信号生成装置，其特征在于，具备：
数字信号处理部；
两个数模转换器DAC；以及
模拟多路复用器，以频率fc交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，
所述数字信号处理部包含：
在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号时，
生成与对所述折返信号乘以常数并加于所述低频信号而得到的信号相等的第一信号的单元；以及
生成与对所述折返信号乘以所述常数并从所述低频信号将其减去而得到的信号相等的第二信号的单元，
与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，
与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。
2.根据权利要求1所述的信号生成装置，其特征在于，
所述常数是π/2以上的实数。
3.根据权利要求1或2所述的信号生成装置，其特征在于，
所述模拟多路复用器的输出频带是比所述两个DAC各自的输出频带宽的频带。
4.根据权利要求1所述的信号生成装置，其特征在于，
所述数字信号处理部还包含对所述第一信号以及所述第二信号进行补偿所述DAC的响应特性的处理的补偿单元。
5.根据权利要求1所述的信号生成装置，其特征在于，
在所述模拟多路复用器的后段还具备抑制fc以上的频率成分的低通滤波器。
6.根据权利要求1所述的信号生成装置，其特征在于，
进行了发送信息数据的符号映射、脉冲整形、信道均衡处理的信号向所述数字信号处理部输入，来自所述模拟多路复用器的所述模拟信号向调制单元输入。
7.根据权利要求6所述的信号生成装置，其特征在于，
所述调制单元是正交调制器、偏波复用正交调制器、电光转换E/O器件中的任意一个。
8.根据权利要求1所述的信号生成装置，其特征在于，
所述所希望的信号是由多个频率子载波信号构成的多载波信号，
所述数字信号处理部包含：
串并行转换单元，并列地对发送信息数据进行分支；
符号映射图单元，对所述分支的数据进行符号映射，生成由分别载于所述多个子载波的多个子符号形成的子符号串；
通过对与所述正频率成分以及所述负频率成分对应的所述多个子符号的一部分的子符号进行所述频率轴上的移动，生成折返至与所述低频信号对应的频带的子符号的单元；
加上或减去对与所述低频信号对应的子符号以及所述折返的子符号乘以所述常数而得到的子符号，来获得中间子符号串的单元；
IDFT运算单元，对所述中间子符号串进行离散傅里叶逆变换IDFT；以及
并串行转换单元，将来自所述IDFT运算单元的输出数据串串行排列。
9.一种多段嵌套型信号生成装置，其特征在于，
具有在权利要求1至7中任意一项所述的信号生成装置中，将由权利要求1至7中任意一项所述的信号生成装置自身分别置换所述两个DAC的操作重复N次而得到的N+1段嵌套型结构，
当将所述N+1段嵌套型结构中从外侧起位于第n段的2n-1个所述信号生成装置中的所述模拟多路复用器的切换频率设为fc，n时，fc，k/2＜fc，k+1＜fc，k，
其中，N是1以上的任意整数，n是1以上N+1以下的整数，k是1以上N以下的整数。
10.一种信号生成装置，其特征在于，具备：
数字信号处理部；
两个数模转换器DAC；以及
模拟多路复用器，以频率fc/2交替切换从所述两个DAC输出的模拟信号来作为模拟信号进行输出，
所述数字信号处理部包含：
在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc/2的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc/2的信号设为平行移动信号时，
生成与将对所述平行移动信号乘以常数而得到的信号加于所述低频信号，再减去所述折返信号的信号相等的第三信号的单元；以及
生成与从所述低频信号减去对所述平行移动信号乘以所述常数而得到的信号，再减去所述折返信号的信号相等的第四信号的单元，
与由所述数字信号处理部生成的所述第三信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，
与由所述数字信号处理部生成的所述第四信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC。
11.根据权利要求10所述的信号生成装置，其特征在于，
所述数字信号处理部还具备对所述第三信号以及所述第四信号进行补偿所述DAC的响应特性的处理的补偿单元。
12.根据权利要求10所述的信号生成装置，其特征在于，
所述所希望的信号是由多个频率子载波构成的多载波信号，
所述数字信号处理部包含：
串并行转换单元，并列地发送信息数据进行分支；
符号映射图单元，对所述分支的数据进行符号映射，生成由分别载于所述多个子载波的多个子符号形成的子符号串；
通过对与所述正频率成分以及所述负频率成分对应的所述多个子符号的一部分的子符号进行所述频率轴上的移动操作，生成折返至与所述低频信号对应的频带的子符号以及平行移动至与所述低频信号对应的频带的子符号的单元；
加上或减去对与所述低频信号对应的子符号、所述折返的子符号、以及所述平行移动的子符号乘以所述常数而得到的子符号，来获得中间子符号串的单元；
IDFT运算单元，对所述中间子符号串进行离散傅里叶逆变换IDFT；以及
并串行转换单元，将来自所述IDFT运算单元的输出数据串串行排列。
13.一种信号生成装置，其特征在于，具备：
数字信号处理部；
两个数模转换器DAC；
模拟加减运算处理部，调整两个系统的模拟输入信号的相对振幅，输出与调整了相对振幅的所述两个系统的模拟输入信号之和相等的第一模拟输出信号和与调整了相对振幅的所述两个系统的模拟输入信号之差相等的第二模拟输出信号；以及
模拟多路复用器，以频率fc交替切换从所述模拟加减运算处理部输出的所述第一模拟输出信号以及所述第二模拟输出信号来作为模拟信号进行输出，
所述数字信号处理部包含：
在将由上限频率小于fc的所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以下的成分形成的信号设为低频信号，对于由所述所希望的输出信号中频率的绝对值大致为fc/2以上的成分形成的正频率成分以及负频率成分，将在频率轴上使所述正频率成分移动了-fc的信号、以及在频率轴上使所述负频率成分移动了+fc的信号设为折返信号时，
生成与所述低频信号相等的第一信号的单元；以及
生成与所述折返信号相等的第二信号的单元，
与由所述数字信号处理部生成的所述第一信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的一个DAC，
与由所述数字信号处理部生成的所述第二信号对应的数字信号输入至所述两个DAC中的另一个DAC，
来自所述两个DAC的各模拟输出作为所述两个系统的模拟输入信号输入至所述模拟加减运算处理部。
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