JP2000299674A - 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置Info
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- JP2000299674A JP2000299674A JP11105543A JP10554399A JP2000299674A JP 2000299674 A JP2000299674 A JP 2000299674A JP 11105543 A JP11105543 A JP 11105543A JP 10554399 A JP10554399 A JP 10554399A JP 2000299674 A JP2000299674 A JP 2000299674A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】新規なＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ復調方式
を提供すること。 【解決手段】Ｎ個の複素シンボルにより変調されたＮ本
のキャリアから成るＯＦＤＭ信号を得る際、２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器にＮ個の複素シンボルと、それ
らの複素共役シンボルとを入力し、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器からの実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を
直列に並べることで、Ｎ本のキャリアから成る中間周波
数信号を得る。また、Ｎ本のキャリアから成るＯＦＤＭ
信号からＮ個の複素シンボルを復調する際、２Ｎ個のデ
ィジタル信号と２Ｎ個のヌル信号とを２Ｎポイント離散
フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、２Ｎ
ポイント離散フーリエ変換器の出力の２Ｎ個の複素シン
ボルからＮ個の複素シンボルを選択することで、Ｎ本の
キャリアから成るＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル
を復調する。
を提供すること。 【解決手段】Ｎ個の複素シンボルにより変調されたＮ本
のキャリアから成るＯＦＤＭ信号を得る際、２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器にＮ個の複素シンボルと、それ
らの複素共役シンボルとを入力し、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器からの実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を
直列に並べることで、Ｎ本のキャリアから成る中間周波
数信号を得る。また、Ｎ本のキャリアから成るＯＦＤＭ
信号からＮ個の複素シンボルを復調する際、２Ｎ個のデ
ィジタル信号と２Ｎ個のヌル信号とを２Ｎポイント離散
フーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、２Ｎ
ポイント離散フーリエ変換器の出力の２Ｎ個の複素シン
ボルからＮ個の複素シンボルを選択することで、Ｎ本の
キャリアから成るＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボル
を復調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、離散フーリエ逆変
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散
フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）復調方式に関する。
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散
フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、互いに直交する多数の搬送波（キ
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
【０００３】ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。
【０００４】ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信す
る有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキ
ャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本の
ＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。ま
た、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数
ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散
フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際
は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フー
リエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
る有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキ
ャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本の
ＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。ま
た、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数
ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散
フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際
は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フー
リエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
【０００５】ＯＦＤＭ方式の変調の概略を図８及び図１
０に示す。図８は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシ
リアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並
列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの
後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データを
Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn
＋ｊＱnの実部Ｉ n、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚
数単位）として出力する。
０に示す。図８は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシ
リアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並
列信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの
後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データを
Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn
＋ｊＱnの実部Ｉ n、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚
数単位）として出力する。
【０００６】この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジ
タル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナ
ログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９
０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得ら
れた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正
弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得
る。
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジ
タル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナ
ログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９
０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得ら
れた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正
弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得
る。
【０００７】即ち発振器９０７で周波数ｆsの第１の正
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により
帯域濾波されて送信される。
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により
帯域濾波されて送信される。
【０００８】図８のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の
出力の周波数スペクトルを図９に示す。図９の（ａ）
は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力
を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周
波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散
フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合
わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれも
ヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとし
た。ディジタル直列信号列Ｉ及びＱDの周波数スペクト
ルも図９の（ａ）と同一である。
出力の周波数スペクトルを図９に示す。図９の（ａ）
は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力
を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周
波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散
フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合
わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれも
ヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとし
た。ディジタル直列信号列Ｉ及びＱDの周波数スペクト
ルも図９の（ａ）と同一である。
【０００９】図９の（ａ）の周波数スペクトルを持つデ
ィジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変
換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図
９の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で
直交変調した場合、図９の（ｃ）のように周波数ｆs/２
＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆ
s（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が
得られる。
ィジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変
換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図
９の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で
直交変調した場合、図９の（ｃ）のように周波数ｆs/２
＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆ
s（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が
得られる。
【００１０】上記直交変調をディジタル回路で行うもの
として、例えば図１０の様なＯＦＤＭ変調装置９９００
が知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変
換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング
回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、
Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋
ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散
フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部
Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
出力する。
として、例えば図１０の様なＯＦＤＭ変調装置９９００
が知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変
換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング
回路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、
Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋
ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散
フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部
Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
出力する。
【００１１】この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
【００１２】次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそ
れぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４
ｆs、即ち時間間隔１/４Ｔのディジタル直列信号とす
る。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列Ｉ
D及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号と
したものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３
１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生
器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波
の、時間間隔１/４Ｔのディジタル信号を発生させ、そ
れぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波
発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９
３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及
び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９
３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD
及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとること
で、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのデ
ィジタル直交変調がなされる。
れぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４
ｆs、即ち時間間隔１/４Ｔのディジタル直列信号とす
る。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列Ｉ
D及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号と
したものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３
１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生
器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波
の、時間間隔１/４Ｔのディジタル信号を発生させ、そ
れぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波
発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９
３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及
び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９
３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD
及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとること
で、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのデ
ィジタル直交変調がなされる。
【００１３】乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑの出力はディ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０
Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波
器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波され
る。このように得られた２つのアナログ信号を加算する
ことにより、中間周波数信号を得る。
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０
Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波
器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波され
る。このように得られた２つのアナログ信号を加算する
ことにより、中間周波数信号を得る。
【００１４】図１０のＯＦＤＭ変調装置９９００の各段
の出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フー
リエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及
びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９
０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列Ｉ
R及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００と同様、図９の（ａ）である。ま
た、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ
変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは
図９の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調
装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０
Ｑの必要性が理解される。即ち、±３/２ｆsの帯域幅が
無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変
調装置と同様の中間周波数信号が得られないということ
である。
の出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フー
リエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及
びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９
０４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列Ｉ
R及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００と同様、図９の（ａ）である。ま
た、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ
変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは
図９の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調
装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０
Ｑの必要性が理解される。即ち、±３/２ｆsの帯域幅が
無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変
調装置と同様の中間周波数信号が得られないということ
である。
【００１５】次に、従来のＯＦＤＭ復調装置について述
べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信
号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図１１及び図１２に
示す。図１１は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ
復調装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤ
Ｍ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波
（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５
２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３に
かけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９
５３の出力を直交復調部で復調する。
べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信
号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図１１及び図１２に
示す。図１１は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ
復調装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤ
Ｍ信号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波
（高調波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５
２にて検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３に
かけて中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９
５３の出力を直交復調部で復調する。
【００１６】直交復調部は中間周波数信号を各々位相の
π/２ずれた正弦波と乗じる。即ち、発振器９５４にて
周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５
で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗
算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞ
れ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰ
Ｆ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディ
ジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
π/２ずれた正弦波と乗じる。即ち、発振器９５４にて
周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５
で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗
算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞ
れ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰ
Ｆ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディ
ジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
【００１７】ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードイ
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆ
sの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも
使用される。
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆ
sの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも
使用される。
【００１８】各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジ
タル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９
６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、
Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱn
をＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数
単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数
Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。この
Ｎ対のデータＡ k及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信
されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及
びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生さ
れ、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号とし
て復号される。
タル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９
６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、
Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱn
をＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数
単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数
Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。この
Ｎ対のデータＡ k及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信
されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及
びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生さ
れ、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号とし
て復号される。
【００１９】図１１のＯＦＤＭ復調装置９０５０の各段
の出力の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置
９０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応してい
る。これを図９により説明する。図９の（ｃ）は、帯域
濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を示す。アナログ直交変
調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図９の（ｃ）の
ような、周波数帯域の中心がｆsで、周波数帯域がｆs/
２＋１/Ｔから３ｆs/２までのｆsの、中間周波数信号か
ら複素シンボルを復調するものである。
の出力の周波数スペクトルは、図８のＯＦＤＭ変調装置
９０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応してい
る。これを図９により説明する。図９の（ｃ）は、帯域
濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を示す。アナログ直交変
調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図９の（ｃ）の
ような、周波数帯域の中心がｆsで、周波数帯域がｆs/
２＋１/Ｔから３ｆs/２までのｆsの、中間周波数信号か
ら複素シンボルを復調するものである。
【００２０】図９の（ｃ）のような中間周波数信号を直
交復調すると、アナログ領域では図９の（ｂ）のような
周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これ
をサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換
（Ａ／Ｄ）すれば、図９の（ａ）のような周波数スペク
トルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復
調される。
交復調すると、アナログ領域では図９の（ｂ）のような
周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これ
をサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換
（Ａ／Ｄ）すれば、図９の（ａ）のような周波数スペク
トルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復
調される。
【００２１】上記直交復調をディジタル回路で行うもの
として、例えば図１２の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０
が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬
送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５
１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを
帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号と
する。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部
で復調する。
として、例えば図１２の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０
が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬
送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５
１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを
帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号と
する。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部
で復調する。
【００２２】直交復調部は中間周波数信号をアナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサ
ンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を
各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗じる。即
ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余
弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉ
ｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディ
ジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦
波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、
１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、
ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調され
る。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５
Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７
６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウン
サンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及
びＱDが得られる。
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサ
ンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を
各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗じる。即
ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余
弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉ
ｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディ
ジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦
波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、
１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、
ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調され
る。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５
Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７
６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウン
サンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及
びＱDが得られる。
【００２３】ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードイ
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。
【００２４】以下は上述のアナログ直交復調によるＯＦ
ＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個の
ディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱR
は、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号
｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝とし
てＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出
力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９
６２は、Ｎ対のデータＩ n及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋
ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、
離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すも
のとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊ
は虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢk
が、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボ
ルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回
路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４に
よりディジタル直列信号として復号される。
ＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個の
ディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱR
は、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号
｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝とし
てＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出
力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９
６２は、Ｎ対のデータＩ n及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋
ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、
離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すも
のとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊ
は虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢk
が、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボ
ルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回
路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４に
よりディジタル直列信号として復号される。
【００２５】図１２のＯＦＤＭ復調装置９９５０の各段
の出力の周波数スペクトルを図９で説明する。図９の
（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示す。
ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsであることが
理解される。即ち、中間周波数信号は、上述のアナログ
直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の中間周波数
信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）が必要だか
らである。
の出力の周波数スペクトルを図９で説明する。図９の
（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示す。
ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsであることが
理解される。即ち、中間周波数信号は、上述のアナログ
直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の中間周波数
信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）が必要だか
らである。
【００２６】図９の（ｃ）のようなディジタル中間周波
数信号をディジタル直交復調すると、図９の（ａ）のよ
うな周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られ
る。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することによ
り、複素シンボルが復調される。
数信号をディジタル直交復調すると、図９の（ａ）のよ
うな周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られ
る。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することによ
り、複素シンボルが復調される。
【００２７】理論上はＯＦＤＭ方式におけるキャリア
は、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使
用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバ
ンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、
干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されて
しまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変
換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリ
ア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつを
ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一
般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリ
ア）は、図９の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及
びＮ/２＋１付近におかれる。以下、本明細書におい
て、単にＮ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアとい
った場合には、このようなガードバンド（ヌルシンボル
キャリア）をキャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近に置
いたものをも含むものとする。
は、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使
用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバ
ンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、
干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されて
しまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変
換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリ
ア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつを
ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一
般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリ
ア）は、図９の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及
びＮ/２＋１付近におかれる。以下、本明細書におい
て、単にＮ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアとい
った場合には、このようなガードバンド（ヌルシンボル
キャリア）をキャリア番号Ｎ/２及びＮ/２＋１付近に置
いたものをも含むものとする。
【００２８】これに対し特開平７−２２６７２４号公報
では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」
と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる
合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及び
ＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」
と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる
合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及び
ＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
【００２９】特開平７−２２６７２４号公報記載の第１
のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部そ
れぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フ
ーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周
波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ
個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り
出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４
ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆs
で直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換
し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部そ
れぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フ
ーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周
波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ
個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り
出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４
ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆs
で直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換
し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３０】同じく特開平７−２２６７２４号公報記載
の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び
虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイン
ト高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプ
リング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）
し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信
号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、
周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高
調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものであ
る。
の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び
虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイン
ト高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプ
リング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）
し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信
号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、
周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高
調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものであ
る。
【００３１】特開平７−２２６７２４号公報記載の第１
のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング
周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダ
ウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の
複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボル
を取り出すものである。
のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング
周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダ
ウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の
複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボル
を取り出すものである。
【００３２】同じく特開平７−２２６７２４号公報記載
の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプ
リング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち
周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個
の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個
の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第
２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変
調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプ
リング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち
周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個
の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個
の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第
２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変
調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、サンプリン
グ周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプ
リング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシ
ンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高
速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或い
は４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いて
ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力する
ことも決して効率的な手段ではない。
グ周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプ
リング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシ
ンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高
速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或い
は４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いて
ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力する
ことも決して効率的な手段ではない。
【００３４】そこで本発明者らは、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力
番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の
（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をい
わゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到
達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の
一般化を経て、本発明を完成した。
ーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力
番号とそれらの係数を工夫することにより、図９の
（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をい
わゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到
達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の
一般化を経て、本発明を完成した。
【００３５】また、周波数空間での係数設定により、デ
ィジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化
を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換におけ
る一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの
結合の着想に至った。
ィジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化
を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換におけ
る一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの
結合の着想に至った。
【００３６】更に本発明者らは、２Ｎポイント離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポ
イント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれ
らの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似し
た周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復
調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキ
ャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経
て、本発明を完成した。
リエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポ
イント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれ
らの係数を工夫することにより、図９の（ｃ）に類似し
た周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復
調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキ
ャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経
て、本発明を完成した。
【００３７】よって本発明は、上記課題に鑑み、新規な
ＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規な
ＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供すること
を目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせ
た、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置
を提供することを目的とする。
ＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規な
ＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供すること
を目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせ
た、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置
を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】請求項１の手段によれ
ば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含
むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボ
ルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含む
Ｎ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'
個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段が
Ｍポイント（Ｍ＞２Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であ
り、前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、
それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フー
リエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆
変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べる
ことでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアは
Ｎ'個）からなる中間周波数信号を生成することを特徴
とする。なお、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に
は、元の複素シンボルとその共役の、合わせて２Ｎ'個
のヌルシンボル以外の複素シンボルの他、Ｍ−２Ｎ'個
のヌルシンボルを入力する。ここで複素共役シンボルの
入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の
入力を意味する。また、ヌルシンボルの入力とは、その
位置のキャリアが存在しないようにするものであり、実
部及び虚部両方への０の入力を意味する。
ば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含
むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボ
ルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含む
Ｎ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'
個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段が
Ｍポイント（Ｍ＞２Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であ
り、前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、
それらの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フー
リエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆
変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べる
ことでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアは
Ｎ'個）からなる中間周波数信号を生成することを特徴
とする。なお、Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に
は、元の複素シンボルとその共役の、合わせて２Ｎ'個
のヌルシンボル以外の複素シンボルの他、Ｍ−２Ｎ'個
のヌルシンボルを入力する。ここで複素共役シンボルの
入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転した複素数の
入力を意味する。また、ヌルシンボルの入力とは、その
位置のキャリアが存在しないようにするものであり、実
部及び虚部両方への０の入力を意味する。
【００３９】請求項２に記載の手段によれば、請求項１
に記載の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分
入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ
逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略
等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２
のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ
h＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換す
ることを特徴とする。ここで、離散フーリエ逆変換手段
の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変
換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入
力番号０に当たるキャリア番号であるという意味であ
る。また、略等しいというのはディジタルデータの演算
において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
に記載の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分
入力を０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ
逆変換手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略
等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｍ／２
のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ−１のときｘ
h＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換す
ることを特徴とする。ここで、離散フーリエ逆変換手段
の入力番号の直流成分入力が０とは、離散フーリエ逆変
換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換による変調の場合の、直流成分入
力番号０に当たるキャリア番号であるという意味であ
る。また、略等しいというのはディジタルデータの演算
において桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
【００４０】請求項３に記載の手段によれば、離散フー
リエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個
のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波
数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段
が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の
複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポ
イント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信
号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周
波数信号を生成することを特徴とする。ここで複素共役
シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転し
た複素数の入力を意味する。
リエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個
のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直交周波
数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段
が２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の
複素シンボルと、それらの複素共役シンボルとを２Ｎポ
イント離散フーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信
号を直列に並べることでＮ個のキャリアからなる中間周
波数信号を生成することを特徴とする。ここで複素共役
シンボルの入力とは、実部が等しく虚部の符号が反転し
た複素数の入力を意味する。
【００４１】また、請求項４に記載の手段によれば、請
求項３に記載の直交周波数分割多重変調方式において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ
−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対
し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャ
リア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のとき
ｋ＝ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、
Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなる
キャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３
Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャ
リア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０
又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする。こ
こで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入
力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するも
のである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分
相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換に
よる変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリ
ア番号であるという意味である。また、ヌルシンボルと
は実部虚部ともに０のシンボルである。
求項３に記載の直交周波数分割多重変調方式において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ
−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対
し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャ
リア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のとき
ｋ＝ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、
Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなる
キャリア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３
Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャ
リア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０
又はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする。こ
こで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入
力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するも
のである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分
相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換に
よる変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリ
ア番号であるという意味である。また、ヌルシンボルと
は実部虚部ともに０のシンボルである。
【００４２】また、請求項５に記載の手段によれば、請
求項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調方
式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入
力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１で
あり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各
入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝
ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ
＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を
乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において
桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この
係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比
が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包
含される。
求項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調方
式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入
力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１で
あり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各
入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝
ｘh/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ
＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を
乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。
ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算において
桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。尚、この
係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数成分の比
が本質であり、全体として定数倍することは本発明に包
含される。
【００４３】また、請求項６に記載の手段によれば、離
散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個
の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルは
Ｎ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変
調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイ
ント（Ｍ＞Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ'個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０から
Ｎ'−１であり、前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個
のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ'個の複
素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊ
πｈ/Ｍ、 ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出
力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列
信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）
からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個
の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルは
Ｎ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変
調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイ
ント（Ｍ＞Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ'個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０から
Ｎ'−１であり、前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個
のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ'個の複
素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊ
πｈ/Ｍ、 ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、
前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出
力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列
信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）
からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
【００４４】また、請求項７に記載の手段によれば、離
散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個
の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルは
Ｎ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変
調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイ
ント（Ｍ＞Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ'個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０から
Ｎ'−１であり、前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個
のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ'個の複
素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ
(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh
/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦
ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であ
り、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実
部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の
直列信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ
個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍
することは本発明に包含される。
散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含むＮ個
の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルは
Ｎ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多重変
調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイ
ント（Ｍ＞Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、該Ｍ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＭ−１であり、前記Ｎ'個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０から
Ｎ'−１であり、前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個
のキャリア番号ｋを用いてＡ(ｋ)とし、前記Ｎ'個の複
素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ*(ｋ)とし、
前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ
(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh
/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦
ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であ
り、前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実
部出力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の
直列信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ
個）からなる中間周波数信号とすることを特徴とする。
尚、各周波数成分の比が本質であり、全体として定数倍
することは本発明に包含される。
【００４５】また、請求項８に記載の手段によれば、離
散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによ
るＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直
交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変
換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１で
あり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用
いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役
シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するた
めのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力
番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/
２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ
(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝
Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ａ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)
−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数
単位、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ
個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２
Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信
号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本
質であり、全体として定数倍することは本発明に包含さ
れる。
散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによ
るＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直
交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変
換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１で
あり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用
いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役
シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するた
めのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力
番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/
２−１のときＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ
(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝
Ｎ/２のとき２Ａ*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
Ａ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)
−Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数
単位、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ
個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２
Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信
号とすることを特徴とする。尚、各周波数成分の比が本
質であり、全体として定数倍することは本発明に包含さ
れる。
【００４６】更に、請求項９に記載の手段によれば、離
散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによ
るＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直
交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変
換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１で
あり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用
いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役
シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するた
めのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力
番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/
２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)
＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ *(Ｎ/２−ｈ)｝exp
(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２
＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ
*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３
Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、α
h＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２
Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２
Ｎ）、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ
個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２
Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信
号とすることを特徴とする。√２は２の平方根である。
尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数
成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本
発明に包含される。
散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによ
るＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成する直
交周波数分割多重変調方式において、離散フーリエ逆変
換手段がＮポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流
成分入力を０として０からＮ−１であり、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ−１で
あり、Ｎ個の複素シンボルをＮ個のキャリア番号ｋを用
いてＡ(ｋ)とし、Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役
シンボルをＡ*(ｋ)とし、Ｎ個のキャリアを変調するた
めのＮポイント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力
番号ｈに対し、ｈ＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/
２−１のときαhＡ(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)
＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ/２)−αh+NＡ *(Ｎ/２−ｈ)｝exp
(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２
＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ
*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３
Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、α
h＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２
Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２
Ｎ）、であり、Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ
個の実部出力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２
Ｎ個の直列信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信
号とすることを特徴とする。√２は２の平方根である。
尚、この係数はディジタル／アナログ変換時の各周波数
成分の比が本質であり、全体として定数倍することは本
発明に包含される。
【００４７】請求項１０乃至請求項１８は、請求項１乃
至請求項９の直交周波数分割多重変調方式を適用して直
交周波数分割多重変調装置としたものである。尚、各周
波数成分の比が本質であり、全体として定数倍すること
は本発明に包含されることはいずれの請求項においても
同様である。
至請求項９の直交周波数分割多重変調方式を適用して直
交周波数分割多重変調装置としたものである。尚、各周
波数成分の比が本質であり、全体として定数倍すること
は本発明に包含されることはいずれの請求項においても
同様である。
【００４８】上述は変調方式であったが、以下は対応す
る復調に関する発明である。即ち、請求項１９に記載の
手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外
の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個の
キャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）から
なる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンド
を含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個
の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式
において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ
以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数
変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数
Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換す
るアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フ
ーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ個のディジタル信号、
Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換
手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離
散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルから
Ｎ'個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア
（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）からなるＯＦ
ＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個）を復調することを特徴とする。
る復調に関する発明である。即ち、請求項１９に記載の
手段によれば、Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外
の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個の
キャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）から
なる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハンド
を含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個
の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式
において、前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ
以下の中間周波数信号に周波数変換する検波及び周波数
変換手段と、前記中間周波数信号をサンプリング周波数
Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換す
るアナログ／ディジタル変換手段と、Ｍポイント離散フ
ーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ個のディジタル信号、
Ｍ個のヌル信号とを、前記Ｍポイント離散フーリエ変換
手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離
散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シンボルから
Ｎ'個の複素シンボルを選択することでＮ個のキャリア
（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）からなるＯＦ
ＤＭ信号からＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個）を復調することを特徴とする。
【００４９】請求項２０に記載の手段によれば、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆ
sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直
交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号
を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換
する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号を
サンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換
するアナログ／ディジタル変換手段と、２Ｎポイント離
散フーリエ変換手段とを有し、前記２Ｎ個のディジタル
信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散
フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該
２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力の２Ｎ個の複
素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ
個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボルを復調することを特徴とする。
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆ
sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直
交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤＭ信号
を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換
する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数信号を
サンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換
するアナログ／ディジタル変換手段と、２Ｎポイント離
散フーリエ変換手段とを有し、前記２Ｎ個のディジタル
信号と、２Ｎ個のヌル信号とを、前記２Ｎポイント離散
フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれぞれ入力し、該
２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力の２Ｎ個の複
素シンボルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ
個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボルを復調することを特徴とする。
【００５０】また、請求項２１に記載の手段によれば、
請求項２０に記載の直交周波数分割多重復調方式におい
て、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号
ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、前記Ｎ個の複素シンボルが、キ
ャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ
＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段
の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦
Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離
散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボル
であることを特徴とする。ここで、離散フーリエ変換手
段の出力番号の直流成分出力が０とは、離散フーリエ変
換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイン
ト離散フーリエ変換による復調の場合の、直流成分出力
番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。
請求項２０に記載の直交周波数分割多重復調方式におい
て、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号
ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、
前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、前記Ｎ個の複素シンボルが、キ
ャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ
＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段
の出力番号ｈの出力の複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦
Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる前記２Ｎポイント離
散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シンボル
であることを特徴とする。ここで、離散フーリエ変換手
段の出力番号の直流成分出力が０とは、離散フーリエ変
換の一般式に対応するものである。また、Ｎ個のキャリ
ア番号ｋが本来の直流分相当を０というのも、Ｎポイン
ト離散フーリエ変換による復調の場合の、直流成分出力
番号０に当たるキャリア番号であるという意味である。
【００５１】また、請求項２２に記載の手段によれば、
Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボル
はＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガー
ドバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる、帯域幅ｆs
（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は
Ｎ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを
復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記Ｏ
ＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記
中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞
Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段と
を有し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番
号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、前記２Ｍ個のディジタル信
号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝とし
たとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及
び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、
…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変
換手段の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ
−１）から、前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャ
リア番号ｋに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp
(−ｊπｈ/Ｍ)、 ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、
Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0
としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複
素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、と
複素演算を行うことにより、Ｎ'個のキャリア（ガード
バンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ'個
の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ'−１、ヌルシンボ
ルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特
徴とする。
Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボル
はＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガー
ドバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる、帯域幅ｆs
（ガードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分は
Ｎ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを
復調する直交周波数分割多重復調方式において、前記Ｏ
ＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記
中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ（Ｍ＞
Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段と
を有し、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番
号ｈが、直流成分出力を０として０からＭ−１であり、
前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、前記２Ｍ個のディジタル信
号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝とし
たとき、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及
び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、
…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍポイント離散フーリエ変
換手段の出力のＭ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ
−１）から、前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャ
リア番号ｋに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp
(−ｊπｈ/Ｍ)、 ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、
Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0
としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複
素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、と
複素演算を行うことにより、Ｎ'個のキャリア（ガード
バンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ'個
の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ'−１、ヌルシンボ
ルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを特
徴とする。
【００５２】また、請求項２３に記載の手段によれば、
Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯
域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調
する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤ
Ｍ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波
数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数
信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタ
ル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｎポイン
ト離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｎポイント離散
フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０と
して０からＮ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが
本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記
２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、
ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散フー
リエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、
ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記
Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シ
ンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素
シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ
/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)
−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/
Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/
２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/
２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と
複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯ
ＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ
−１）を復調することを特徴とする。
Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯
域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調
する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤ
Ｍ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波
数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間周波数
信号をサンプリング周波数２ｆsでアナログ／ディジタ
ル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、Ｎポイン
ト離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｎポイント離散
フーリエ変換手段の出力番号ｈが、直流成分出力を０と
して０からＮ−１であり、前記Ｎ個のキャリア番号ｋが
本来の直流分相当を０として０からＮ−１であり、前記
２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、
ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散フー
リエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、
ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記
Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シ
ンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素
シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ
/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)
−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/
Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/
２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/
２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と
複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯ
ＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ
−１）を復調することを特徴とする。
【００５３】請求項２４乃至請求項２８は、請求項１９
乃至請求項２３の直交周波数分割多重復調方式を適用し
て直交周波数分割多重復調装置としたものである。尚、
各周波数成分（復調された複素シンボル）の比（実部及
び虚部それぞれ）が本質であり、全体として定数倍する
ことは本発明に包含されることはいずれの請求項におい
ても同様である。
乃至請求項２３の直交周波数分割多重復調方式を適用し
て直交周波数分割多重復調装置としたものである。尚、
各周波数成分（復調された複素シンボル）の比（実部及
び虚部それぞれ）が本質であり、全体として定数倍する
ことは本発明に包含されることはいずれの請求項におい
ても同様である。
【００５４】
【作用及び発明の効果】まず、本発明のＯＦＤＭ変調方
式の概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。
式の概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。
【００５５】Ｎポイント離散フーリエ逆変換により図２
の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られ
たとする。尚、時間軸出力を周波数ｆs（時間間隔１/
Ｔ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/
２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のよう
な周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあ
れば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔１/２Ｔ）のデ
ィジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通
り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、
ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させ、
複素共役対称に入力すれば、従来のＮポイント離散フー
リエ逆変換ののち周波数ｆs/２で直交変調した信号が直
接得られる。（請求項３、１２）
の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られ
たとする。尚、時間軸出力を周波数ｆs（時間間隔１/
Ｔ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/
２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のよう
な周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあ
れば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔１/２Ｔ）のデ
ィジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通
り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、
ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させ、
複素共役対称に入力すれば、従来のＮポイント離散フー
リエ逆変換ののち周波数ｆs/２で直交変調した信号が直
接得られる。（請求項３、１２）
【００５６】これを数式を用いて説明する。目標である
アナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用
い、ｊを虚数単位として次のように示される。
アナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用
い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１】
【００５７】尚、Re、Imは複素数の実部、虚部を示し、
fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャ
リア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボル
である。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて
「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、
各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波
を示す式となる。
fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャ
リア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボル
である。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて
「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、
各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波
を示す式となる。
【００５８】ＯＦＤＭ変調波においては、キャリア番号
ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次の
ように示すことが一般的である。
ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次の
ように示すことが一般的である。
【数２】
【００５９】すると、式（１）は次のように変形でき
る。
る。
【数３】
【００６０】このアナログ信号は、ディジタル領域では
次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シン
ボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングす
れば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シン
ボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングす
れば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
【数４】
【００６１】式（４）の２箇所のシグマが、次式の通
り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散
フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦
ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散
フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦
ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
【数５】
【００６２】さて、図２の（ａ）の周波数スペクトルを
実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変
換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対
してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対
してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変
換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対
してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対
してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
【数６】
【００６３】今、請求項４に示す様な、A(k)とP(h)の対
応をとる。即ち、次の通りである。
応をとる。即ち、次の通りである。
【数７】
【００６４】ここから容易に次の関係式を導くことがで
きる。尚、共役複素数或いは複素共役シンボルを示すも
のとして上線をも用いるものとする。
きる。尚、共役複素数或いは複素共役シンボルを示すも
のとして上線をも用いるものとする。
【数８】
【００６５】式（８）を使って式（６）を変形すると以
下のようになる。
下のようになる。
【数９】
【００６６】式（９）は、２Ｎ個の複素シンボルP(h)の
離散フーリエ逆変換である２Ｎ個のp(m)が、虚部を有し
ないことを意味する。即ち、２Ｎ個の複素シンボルP(h)
の離散フーリエ逆変換すると、虚部出力はことごとく０
である。式（７）を使用して式（９）のシグマを計算す
る。
離散フーリエ逆変換である２Ｎ個のp(m)が、虚部を有し
ないことを意味する。即ち、２Ｎ個の複素シンボルP(h)
の離散フーリエ逆変換すると、虚部出力はことごとく０
である。式（７）を使用して式（９）のシグマを計算す
る。
【数１０】
【００６７】一方、式（３）で、t＝mＴ/２Ｎでサンプ
リングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるデ
ィジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
リングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるデ
ィジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
【数１１】
【００６８】式（１０）と式（１１）は以下の条件で定
数倍で一致する（請求項４、１３）。
数倍で一致する（請求項４、１３）。
【数１２】
【００６９】通常A(N/2)はガードバンドとしてヌルシン
ボルであるので問題とならない。
ボルであるので問題とならない。
【００７０】以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数の半分未満であれば良いことが容
易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより
小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１と
それより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形
成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリア
により、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれ
ば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞２Ｎ'
であれば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置
は、離散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１
≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/
２−Ｎ'−１である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２−
１＝Ｎ'＝Ｎ−１であったため、ｈ0＝０と限定していた
に過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリ
アの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'
と共にｈ0を設定することができる。（請求項１、１
０）
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数の半分未満であれば良いことが容
易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより
小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１と
それより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形
成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリア
により、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれ
ば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞２Ｎ'
であれば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置
は、離散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１
≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/
２−Ｎ'−１である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２−
１＝Ｎ'＝Ｎ−１であったため、ｈ0＝０と限定していた
に過ぎない。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリ
アの周波数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'
と共にｈ0を設定することができる。（請求項１、１
０）
【００７１】次に、本発明のＯＦＤＭ変調における第２
の概念を図４を用いて説明する。良く知られているよう
に、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対
応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτと
おくと、ｆ＝±ｎτ（ｎは自然数）で０となる図４のよ
うな関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各
キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることによ
り、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償
することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用
である。（請求項２、５、１１、１４）
の概念を図４を用いて説明する。良く知られているよう
に、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対
応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτと
おくと、ｆ＝±ｎτ（ｎは自然数）で０となる図４のよ
うな関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各
キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることによ
り、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償
することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用
である。（請求項２、５、１１、１４）
【００７２】更に、本発明のＯＦＤＭ変調における第３
の概念を説明する。良く知られているように、複素共役
対称な複素数の入力による離散フーリエ逆変換は、入力
を工夫することにより、ポイント数を半分にした離散フ
ーリエ逆変換により算出することができる。実際、式
（６）のp(m)を時間間引きにより、ｍ＝２ｚ、ｍ＝２ｚ
＋１（０≦ｚ≦Ｎ−１）に分けると、次式が成立する。
の概念を説明する。良く知られているように、複素共役
対称な複素数の入力による離散フーリエ逆変換は、入力
を工夫することにより、ポイント数を半分にした離散フ
ーリエ逆変換により算出することができる。実際、式
（６）のp(m)を時間間引きにより、ｍ＝２ｚ、ｍ＝２ｚ
＋１（０≦ｚ≦Ｎ−１）に分けると、次式が成立する。
【数１３】
【００７３】p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+
1)も虚部を持たない。ここで次の置き換えを行う。
1)も虚部を持たない。ここで次の置き換えを行う。
【数１４】
【００７４】式（１４−１）、（１４−２）を用いて
（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、次の通りであ
る。
（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、次の通りであ
る。
【数１５】
【００７５】p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるか
ら、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)
（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されるこ
とを意味する。入力はPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−
１）を式（７）、式（１４−１）、式（１４−２）から
求めれば良い。（請求項６、８、１５、１７）
ら、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)
（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されるこ
とを意味する。入力はPev(h)+jPod(h)（０≦ｈ≦Ｎ−
１）を式（７）、式（１４−１）、式（１４−２）から
求めれば良い。（請求項６、８、１５、１７）
【００７６】更にこの場合、Ｄ／Ａにおける高域劣化補
償は、実質的にはP(h)、P(h+N)について係数を設定すれ
ば良い。即ち、劣化補償しない場合のPev(h)+jPod(h)を
P(h)、P(h+N)で示した式において、P(h)、P(h+N)をαhP
(h)、αh+NP(h+N)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sin
ｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、に置き
換えれば良い。（請求項７、９、１６、１８）
償は、実質的にはP(h)、P(h+N)について係数を設定すれ
ば良い。即ち、劣化補償しない場合のPev(h)+jPod(h)を
P(h)、P(h+N)で示した式において、P(h)、P(h+N)をαhP
(h)、αh+NP(h+N)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sin
ｘh（１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、に置き
換えれば良い。（請求項７、９、１６、１８）
【００７７】次に、本発明のＯＦＤＭ復調の概念を図２
を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。ただし、キャリア番号ｋ＝Ｎ/２のみ
はヌルシンボルキャリアになる。
を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。ただし、キャリア番号ｋ＝Ｎ/２のみ
はヌルシンボルキャリアになる。
【００７８】検波及び周波数変換手段、並びにサンプリ
ング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段によ
り、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからな
る、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような
周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。
こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれ
ば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即
ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の
中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）
のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波
数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であ
ることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数ス
ペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ
変換すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルのデ
ィジタル信号をＮポイント離散フーリエ変換したものと
同一の結果が得られるはずである。以下、これを説明す
る。
ング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段によ
り、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからな
る、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような
周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。
こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれ
ば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即
ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の
中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）
のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波
数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であ
ることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数ス
ペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ
変換すれば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルのデ
ィジタル信号をＮポイント離散フーリエ変換したものと
同一の結果が得られるはずである。以下、これを説明す
る。
【００７９】検波及び周波数変換手段により最高周波数
がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）F
A(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単
位として次のように示される。
がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）F
A(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単
位として次のように示される。
【数１６】
【００８０】これは式（１）と全く同様である。よって
前述と全く同様の議論により、中間周波数信号が式
（３）でｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であ
り、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングすることにより、関係
式（９）で、本来のＮ個の複素シンボルA(k)と対応づけ
られる２Ｎ個のP(h)を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個の
p(m)の実部と等しいことを次に示す。式（１１）を再掲
すれば、
前述と全く同様の議論により、中間周波数信号が式
（３）でｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であ
り、t＝mＴ/２Ｎでサンプリングすることにより、関係
式（９）で、本来のＮ個の複素シンボルA(k)と対応づけ
られる２Ｎ個のP(h)を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個の
p(m)の実部と等しいことを次に示す。式（１１）を再掲
すれば、
【数１７】
【００８１】このＦ2D(m)をそのままp(m)とする。即
ち、複素数p(m)を虚部が０（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とすれ
ば、p(m)の離散フーリエ変換P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）
について、次の関係式が一般に成り立つ。尚、上線で共
役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとする。
ち、複素数p(m)を虚部が０（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とすれ
ば、p(m)の離散フーリエ変換P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）
について、次の関係式が一般に成り立つ。尚、上線で共
役複素数或いは複素共役シンボルを示すものとする。
【数１８】
【００８２】式（１８）を利用して、p(m)をP(h)で表し
たのち変形する。この際、P(0)＝P(N)＝０と仮定する
と、次の通り、p(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）は実数とな
る。
たのち変形する。この際、P(0)＝P(N)＝０と仮定する
と、次の通り、p(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）は実数とな
る。
【数１９】
【００８３】P(0)＝０は、図２の（ａ）の通り実現可能
であり、P(N)＝０は、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ
＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能である。キャ
リア番号ｋ＝Ｎ/２は通常のＯＦＤＭ方式ではガードバ
ンドであるので問題なく実現できる。よって、図２の
（ａ）の通りA(k)とP(h)の対応をとればよい。
であり、P(N)＝０は、A(N/2)＝０、即ちキャリア番号ｋ
＝Ｎ/２がヌルシンボルであれば実現可能である。キャ
リア番号ｋ＝Ｎ/２は通常のＯＦＤＭ方式ではガードバ
ンドであるので問題なく実現できる。よって、図２の
（ａ）の通りA(k)とP(h)の対応をとればよい。
【数２０】
【００８４】式（２０）のような対応があれば、式（１
９）のシグマは、次の通り式（１７）と一致する。
９）のシグマは、次の通り式（１７）と一致する。
【数２１】
【００８５】以上から、次のように、Ｎ本のキャリアか
ら成る帯域ｆsのＯＦＤＭ信号を周波数ｆs以下に周波数
変換し、時間間隔Ｔ/２Ｎでサンプリングしたディジタ
ル信号Ｆ2D(m)を実部、０を虚部に入力して２Ｎポイン
ト離散フーリエ変換し、P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）とす
れば、式（２０）の対応により複素シンボルA(k)（０≦
ｋ≦Ｎ−１）が復調できる。
ら成る帯域ｆsのＯＦＤＭ信号を周波数ｆs以下に周波数
変換し、時間間隔Ｔ/２Ｎでサンプリングしたディジタ
ル信号Ｆ2D(m)を実部、０を虚部に入力して２Ｎポイン
ト離散フーリエ変換し、P(h)（０≦ｈ≦２Ｎ−１）とす
れば、式（２０）の対応により複素シンボルA(k)（０≦
ｋ≦Ｎ−１）が復調できる。
【数２２】
【００８６】次に、本発明のＯＦＤＭ復調の第２の概念
を説明する。これは変調側で述べたのと同様に、離散フ
ーリエ変換のポイント数を半分にすることである。
を説明する。これは変調側で述べたのと同様に、離散フ
ーリエ変換のポイント数を半分にすることである。
【００８７】まず変調側の立場を再考する。式（１３−
１）、式（１３−２）を再掲すれば、次の通りである。
１）、式（１３−２）を再掲すれば、次の通りである。
【数２３】
【００８８】p(m)は虚部を持たないから、p(2z)、p(2z+
1)も虚部を持たない。ここで式（１４−１）、（１４−
２）の置き換えを行う。再掲すれば、次の通りである。
1)も虚部を持たない。ここで式（１４−１）、（１４−
２）の置き換えを行う。再掲すれば、次の通りである。
【数２４】
【００８９】式（１４−１）、（１４−２）を用いて
（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、式（１５）と
なった。再掲すれば次の通りである。
（１３−１）＋ｊ（１３−２）を作れば、式（１５）と
なった。再掲すれば次の通りである。
【数２５】
【００９０】p(2z)及びp(2z+1)はどちらも実数であるか
ら、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)
（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されるこ
とを意味する。
ら、式（１５）は、Ｎ個の複素シンボルPev(h)+jPod(h)
（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、Ｎポイント離散フーリエ逆変
換により、実部にp(2z)、虚部にp(2z+1)が出力されるこ
とを意味する。
【００９１】これを復調側の立場から考える。式（２
２）によるp(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）から、p(2z)及びp
(2z+1)（０≦ｚ≦Ｎ−１）が求められたとする。これを
次式の通りＮポイント離散フーリエ変換する。
２）によるp(m)（０≦ｍ≦２Ｎ−１）から、p(2z)及びp
(2z+1)（０≦ｚ≦Ｎ−１）が求められたとする。これを
次式の通りＮポイント離散フーリエ変換する。
【数２６】
【００９２】当然、２P'(h)＝Pev(h)+jPod(h)（０≦ｈ
≦Ｎ−１）である。ところが、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役に
ついて、次の関係が成り立つ。
≦Ｎ−１）である。ところが、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役に
ついて、次の関係が成り立つ。
【数２７】
【００９３】よってP'(h)と、P'(Ｎ−ｈ)の複素共役と
から、Pev(h)とPod(h)が求められる。ここから、式（１
８）、式（２０）を利用して次の式が成立する。
から、Pev(h)とPod(h)が求められる。ここから、式（１
８）、式（２０）を利用して次の式が成立する。
【数２８】
【００９４】式（２８）の左辺、右辺の比を替え、P'
(h)をP(h)と書き替え、共役複素数を*で示せば、請求項
２３、請求項２８が成立することが判る。尚、A(N/2)＝
０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれ
ば実現可能であることは第１の復調方式と同様である。
(h)をP(h)と書き替え、共役複素数を*で示せば、請求項
２３、請求項２８が成立することが判る。尚、A(N/2)＝
０、即ちキャリア番号ｋ＝Ｎ/２がヌルシンボルであれ
ば実現可能であることは第１の復調方式と同様である。
【００９５】以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数未満であれば良いことが容易に理
解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより小さな
キャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれよ
り大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成する
ヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリアによ
り、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれば、
離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞Ｎ'であれ
ば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置は、離
散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦
ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−
１である。即ち、上述までの議論は、Ｍ−１＝Ｎ'＝Ｎ
−１であったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎな
い。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波
数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0
を設定することができる。（請求項１９、２４）
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数未満であれば良いことが容易に理
解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより小さな
キャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそれよ
り大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形成する
ヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリアによ
り、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれば、
離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ＞Ｎ'であれ
ば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置は、離
散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦
ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−
１である。即ち、上述までの議論は、Ｍ−１＝Ｎ'＝Ｎ
−１であったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎな
い。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波
数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0
を設定することができる。（請求項１９、２４）
【００９６】この方式はキャリア番号で一義的に定義す
ることができ、且つこのような変調方式又は復調方式を
用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置は、従来
のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に比べ、装置
全体としての構成を小さくすることができる。尚、上述
の係数はディジタルデータであるため、本来有るべきア
ナログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分であ
る。
ることができ、且つこのような変調方式又は復調方式を
用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置は、従来
のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に比べ、装置
全体としての構成を小さくすることができる。尚、上述
の係数はディジタルデータであるため、本来有るべきア
ナログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分であ
る。
【００９７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例を
図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定
されるものではない。
図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定
されるものではない。
【００９８】〔第１実施例〕図１は本発明の具体的な第
１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示す
ブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を
用いることが可能である。
１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示す
ブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を
用いることが可能である。
【００９９】ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通り
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が共役信号生成及び対応変
換回路１０３に出力される。共役信号生成及び対応変換
回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−
１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１）を、後述の対応により２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力する。２Ｎポイント離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は離散フーリエ
逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実部出力がディジタル
並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）として並直列変換器
（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並直列変換器（Ｐ／
Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディジタル直列信号が
ＧＩ挿入回路１０６に出力される。ＧＩ挿入回路１０６
でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でアナログ信
号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）１０８で周波数ｆ
s以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られ
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が共役信号生成及び対応変
換回路１０３に出力される。共役信号生成及び対応変換
回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−
１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１）を、後述の対応により２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力する。２Ｎポイント離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は離散フーリエ
逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実部出力がディジタル
並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）として並直列変換器
（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並直列変換器（Ｐ／
Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディジタル直列信号が
ＧＩ挿入回路１０６に出力される。ＧＩ挿入回路１０６
でガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でアナログ信
号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）１０８で周波数ｆ
s以下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られ
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１００】共役信号生成及び対応変換回路１０３にお
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）との対
応は以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０，Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2 Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのとき Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2 ｈ＝Ｎのとき ＲN＝０，ＳN＝０ Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａ3N/2-h，Ｓh＝−Ｂ3N/2-h ３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のとき Ｒh＝Ａ5N/2-h，Ｓh＝−Ｂ5N/2-h
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）との対
応は以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０，Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2 Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのとき Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2 ｈ＝Ｎのとき ＲN＝０，ＳN＝０ Ｎ＋１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａ3N/2-h，Ｓh＝−Ｂ3N/2-h ３Ｎ/２≦ｈ≦２Ｎ−１のとき Ｒh＝Ａ5N/2-h，Ｓh＝−Ｂ5N/2-h
【０１０１】このように生成された２Ｎ対のデータＲh
及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数
Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すよ
うに、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だ
けシフトしたものと、その複素共役対称な入力である。
よって上述の議論の通り、２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４の出力である２Ｎ個の複素数
ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）のう
ち、実部のみを直列に並べたものは、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk
をＮポイント離散フーリエ逆変換したのち周波数ｆs/２
で直交変調したものと同一である。尚、ｓh（０≦ｈ≦
２Ｎ−１）は丸め誤差が無ければすべて０である。
及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数
Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すよ
うに、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だ
けシフトしたものと、その複素共役対称な入力である。
よって上述の議論の通り、２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４の出力である２Ｎ個の複素数
ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）のう
ち、実部のみを直列に並べたものは、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ個の複素数Ａk＋ｊＢk
をＮポイント離散フーリエ逆変換したのち周波数ｆs/２
で直交変調したものと同一である。尚、ｓh（０≦ｈ≦
２Ｎ−１）は丸め誤差が無ければすべて０である。
【０１０２】以上のように、本実施例は、周波数２ｆs
のディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或い
は、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）
を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル
直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯ
ＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有す
るＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路
構成とすることができる。
のディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或い
は、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）
を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル
直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成できる。このＯ
ＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変調部を有す
るＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小規模な回路
構成とすることができる。
【０１０３】〔第２実施例〕図３は本発明の具体的な第
２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示す
ブロック図である。本実施例においてもキャリア数Ｎを
２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリ
エ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦ
Ｔ）装置を用いることが可能である。
２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示す
ブロック図である。本実施例においてもキャリア数Ｎを
２の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリ
エ逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦ
Ｔ）装置を用いることが可能である。
【０１０４】図３のＯＦＤＭ変調装置２００は、図１の
ＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ−２個の前補償器１１
０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋
１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１
２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−
（２Ｎ−１）を加えたほかは、全く同一の構成である。
２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−
１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−
１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−
（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）は共役信号生成
及び対応変換回路１０３と２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４の間に配置される。
ＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ−２個の前補償器１１
０−１、…、１１０−（Ｎ−１）、１１０−（Ｎ＋
１）、…、１１０−（２Ｎ−１）、１２０−１、…、１
２０−（Ｎ−１）、１２０−（Ｎ＋１）、…、１２０−
（２Ｎ−１）を加えたほかは、全く同一の構成である。
２Ｎ−２個の前補償器１１０−１、…、１１０−（Ｎ−
１）、１１０−（Ｎ＋１）、…、１１０−（２Ｎ−
１）、１２０−１、…、１２０−（Ｎ−１）、１２０−
（Ｎ＋１）、…、１２０−（２Ｎ−１）は共役信号生成
及び対応変換回路１０３と２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４の間に配置される。
【０１０５】共役信号生成及び対応変換回路１０３から
の出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦
２Ｎ−１）はそれぞれ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈ
に出力される。前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１
≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）において、入力Ｒ
h及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下の通りであ
る。 １≦ｈ≦Ｎ−１のとき αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ) Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき αh＝｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(２Ｎ−ｈ)/２
Ｎ｝
の出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦
２Ｎ−１）はそれぞれ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈ
に出力される。前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１
≦ｈ≦Ｎ又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）において、入力Ｒ
h及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下の通りであ
る。 １≦ｈ≦Ｎ−１のとき αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ) Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき αh＝｛π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(２Ｎ−ｈ)/２
Ｎ｝
【０１０６】以下、 １≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/
２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/
２Ｎとすれば、係数αhは単に次のように表現できる。 αh＝ｘh/sinｘh
２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/
２Ｎとすれば、係数αhは単に次のように表現できる。 αh＝ｘh/sinｘh
【０１０７】よって、前補償器１１０−ｈへの入力をＲ
h、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償
器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及び
Ｓ'hはそれぞれ次の通りである。 Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
h、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償
器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及び
Ｓ'hはそれぞれ次の通りである。 Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
【０１０８】２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ
＝０又はＮ、ｊは虚数単位）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ
≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）を離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換し、実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／
Ｓ変換すれば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル
信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２
Ｎ個のインパルスを、複素データ（虚部が０の実数）と
したときにその２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ
個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚
数単位）である。
＝０又はＮ、ｊは虚数単位）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ
≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）を離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換し、実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／
Ｓ変換すれば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル
信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２
Ｎ個のインパルスを、複素データ（虚部が０の実数）と
したときにその２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ
個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦
ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚
数単位）である。
【０１０９】さて、２Ｎ個のインパルスからなるディジ
タル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入
回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したの
ちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／
Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受け
る。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ
変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとな
る。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散
フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳ
h（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌ
ル）となる出力となっていることが理解できる。
タル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入
回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したの
ちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／
Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受け
る。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ
変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとな
る。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散
フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳ
h（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌ
ル）となる出力となっていることが理解できる。
【０１１０】以上のように、本実施例は、周波数２ｆs
のディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或い
は、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）
を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル
直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予め
ディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成
とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来の
ディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較
し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
のディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣＯ）或い
は、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプリング）
を必要としない、即ち、直交変調部の無い、ディジタル
直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、且つ予め
ディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償をする構成
とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置は、従来の
ディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較
し、全体として小規模な回路構成とすることができる。
【０１１１】〔第３実施例〕図５は、本発明の第３及び
第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００及び４００
の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置３
００及び４００は、複素信号生成及び対応変換回路の構
成を異にするほかは全く同一の構成である。本実施例で
も、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換
器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier T
ransform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
第４の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置３００及び４００
の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置３
００及び４００は、複素信号生成及び対応変換回路の構
成を異にするほかは全く同一の構成である。本実施例で
も、キャリア数Ｎを２の階乗とし、離散フーリエ逆変換
器として高速フーリエ逆変換（Inverse Fast Fourier T
ransform，ＩＦＦＴ）装置を用いることが可能である。
【０１１２】本発明の第３の実施例に係るＯＦＤＭ変調
装置３００について説明する。伝送すべきシリアル信号
列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）３０１によりパラレル並列
信号とし、マッピング回路３０２によるマッピングのの
ち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が複素
信号生成及び対応変換回路３０３に出力される。複素信
号生成及び対応変換回路３０３は、Ｎ対のデータＡk及
びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、Ｎ対のデータＲh及びＳ
h（０≦ｈ≦Ｎ−１）を、後述の対応によりＮポイント
離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４に出力する。
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４は
離散フーリエ逆変換演算を行い、そのＮ個の実部出力が
ディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直
列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒに出力され、Ｎ個の虚部出
力がディジタル並列信号ｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｓに出力される。Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４の演算
は、Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳhからＮ個の複素数ｒm＋ｊ
ｓmを離散フーリエ逆変換により求めるものである。
装置３００について説明する。伝送すべきシリアル信号
列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）３０１によりパラレル並列
信号とし、マッピング回路３０２によるマッピングのの
ち、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）が複素
信号生成及び対応変換回路３０３に出力される。複素信
号生成及び対応変換回路３０３は、Ｎ対のデータＡk及
びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、Ｎ対のデータＲh及びＳ
h（０≦ｈ≦Ｎ−１）を、後述の対応によりＮポイント
離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４に出力する。
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４は
離散フーリエ逆変換演算を行い、そのＮ個の実部出力が
ディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として並直
列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒに出力され、Ｎ個の虚部出
力がディジタル並列信号ｓm（０≦ｍ≦Ｎ−１）として
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｓに出力される。Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）３０４の演算
は、Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊＳhからＮ個の複素数ｒm＋ｊ
ｓmを離散フーリエ逆変換により求めるものである。
【０１１３】並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３０５Ｒ及び３０
５Ｓはそれぞれ並直列変換を行い、ディジタル直列信号
｛ｒm｝及び｛ｓm｝を多重化器（ＭＵＸ）３０６に出力
する。多重化器（ＭＵＸ）３０６は、各々Ｎ個のディジ
タル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｒ1、…、
ｒN-1｝及び｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝から、２Ｎ個のデ
ィジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｓ0、
ｒ1、ｓ1、…、ｒN-1、ｓN-1｝を生成する。これがＧＩ
挿入回路３０７に出力される。ＧＩ挿入回路３０７でガ
ードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタ
ル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０８でアナログ信号に
変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）３０９で周波数ｆs以
下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こ
うして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換
器により高調波に周波数変換されて送信される。
５Ｓはそれぞれ並直列変換を行い、ディジタル直列信号
｛ｒm｝及び｛ｓm｝を多重化器（ＭＵＸ）３０６に出力
する。多重化器（ＭＵＸ）３０６は、各々Ｎ個のディジ
タル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｒ1、…、
ｒN-1｝及び｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝から、２Ｎ個のデ
ィジタル信号から成るディジタル直列信号｛ｒ0、ｓ0、
ｒ1、ｓ1、…、ｒN-1、ｓN-1｝を生成する。これがＧＩ
挿入回路３０７に出力される。ＧＩ挿入回路３０７でガ
ードインターバル（ＧＩ）が挿入されたのち、ディジタ
ル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０８でアナログ信号に
変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）３０９で周波数ｆs以
下の成分のみ濾波され、中間周波数信号が得られる。こ
うして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変換
器により高調波に周波数変換されて送信される。
【０１１４】複素信号生成及び対応変換回路３０３にお
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は
以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０ Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2＋ＡN/2-h−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)cos(πh/
N)−(Ａh+N/2−ＡN/2-h)sin(πh/N) Ｓh＝Ｂh+N/2−ＢN/2-h＋(Ａh+N/2−ＡN/2-h)cos(πh/
N)−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)sin(πh/N) ｈ＝Ｎ/２のとき ＲN/2＝２Ａ0 ＳN/2＝−２Ｂ0 Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき Ｒh＝Ａh-N/2＋Ａ3N/2-h−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)cos(πh
/N)−(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)sin(πh/N) Ｓh＝Ｂh-N/2−Ｂ3N/2-h＋(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)cos(πh
/N)−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)sin(πh/N)
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は
以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０ Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2＋ＡN/2-h−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)cos(πh/
N)−(Ａh+N/2−ＡN/2-h)sin(πh/N) Ｓh＝Ｂh+N/2−ＢN/2-h＋(Ａh+N/2−ＡN/2-h)cos(πh/
N)−(Ｂh+N/2＋ＢN/2-h)sin(πh/N) ｈ＝Ｎ/２のとき ＲN/2＝２Ａ0 ＳN/2＝−２Ｂ0 Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき Ｒh＝Ａh-N/2＋Ａ3N/2-h−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)cos(πh
/N)−(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)sin(πh/N) Ｓh＝Ｂh-N/2−Ｂ3N/2-h＋(Ａh-N/2−Ａ3N/2-h)cos(πh
/N)−(Ｂh-N/2＋Ｂ3N/2-h)sin(πh/N)
【０１１５】上述の議論により、この構成により、Ｎポ
イント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波
数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプ
リング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、デ
ィジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき
る。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変
調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小
規模な回路構成とすることができる。
イント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波
数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプ
リング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、デ
ィジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき
る。このＯＦＤＭ変調装置は、従来のディジタル直交変
調部を有するＯＦＤＭ変調装置と比較し、全体として小
規模な回路構成とすることができる。
【０１１６】〔第４実施例〕本発明の第４の実施例に係
るＯＦＤＭ変調装置４００について説明する。ＯＦＤＭ
変調装置４００は、図５のＯＦＤＭ変調装置３００の複
素信号生成及び対応変換回路３０３を、複素信号生成及
び対応変換回路４０３に置き換えたものである。
るＯＦＤＭ変調装置４００について説明する。ＯＦＤＭ
変調装置４００は、図５のＯＦＤＭ変調装置３００の複
素信号生成及び対応変換回路３０３を、複素信号生成及
び対応変換回路４０３に置き換えたものである。
【０１１７】複素信号生成及び対応変換回路４０３にお
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は
以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０ Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝αhＡh+N/2＋αh+NＡN/2-h−(αhＢh+N/2＋αh+N
ＢN/2-h)cos(πh/N)−(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)sin
(πh/N) Ｓh＝αhＢh+N/2−αh+NＢN/2-h＋(αhＡh+N/2−αh+N
ＡN/2-h)cos(πh/N)−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)sin
(πh/N) ｈ＝Ｎ/２のとき ＲN/2＝Ａ0π/√２ ＳN/2＝−Ｂ0π/√２ Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき Ｒh＝αhＡh-N/2＋αh+NＡ3N/2-h−(αhＢh-N/2＋αh+N
Ｂ3N/2-h)cos(πh/N)−(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)si
n(πh/N) Ｓh＝αhＢh-N/2−αh+NＢ3N/2-h＋(αhＡh-N/2−αh+N
Ａ3N/2-h)cos(πh/N)−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)si
n(πh/N) ただし、 √２は２の平方根 αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ) αh+N＝｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
ける、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）と、
Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）との対応は
以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０ Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝αhＡh+N/2＋αh+NＡN/2-h−(αhＢh+N/2＋αh+N
ＢN/2-h)cos(πh/N)−(αhＡh+N/2−αh+NＡN/2-h)sin
(πh/N) Ｓh＝αhＢh+N/2−αh+NＢN/2-h＋(αhＡh+N/2−αh+N
ＡN/2-h)cos(πh/N)−(αhＢh+N/2＋αh+NＢN/2-h)sin
(πh/N) ｈ＝Ｎ/２のとき ＲN/2＝Ａ0π/√２ ＳN/2＝−Ｂ0π/√２ Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき Ｒh＝αhＡh-N/2＋αh+NＡ3N/2-h−(αhＢh-N/2＋αh+N
Ｂ3N/2-h)cos(πh/N)−(αhＡh-N/2−αh+NＡ3N/2-h)si
n(πh/N) Ｓh＝αhＢh-N/2−αh+NＢ3N/2-h＋(αhＡh-N/2−αh+N
Ａ3N/2-h)cos(πh/N)−(αhＢh-N/2＋αh+NＢ3N/2-h)si
n(πh/N) ただし、 √２は２の平方根 αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ) αh+N＝｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝/sin｛π(Ｎ−ｈ)/２Ｎ｝
【０１１８】上述の議論により、この構成により、Ｎポ
イント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波
数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプ
リング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、デ
ィジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、
且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償を
する構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置
は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調
装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすること
ができる。
イント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）を用い、周波
数２ｆsのディジタル回路で、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）或いは、ｆsから４ｆsの周波数変換（アップサンプ
リング）を必要としない、即ち、直交変調部の無い、デ
ィジタル直交変調によるＯＦＤＭ変調装置が構成でき、
且つ予めディジタル／アナログ変換時の高域劣化補償を
する構成とすることができる。このＯＦＤＭ変調装置
は、従来のディジタル直交変調部を有するＯＦＤＭ変調
装置と比較し、全体として小規模な回路構成とすること
ができる。
【０１１９】〔第５実施例〕図６は本発明の具体的な第
５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部を示す
ブロック図である。ここではガードインターバル（Ｇ
Ｉ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を
例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、
離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast Fou
rier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能であ
る。
５の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置５００の要部を示す
ブロック図である。ここではガードインターバル（Ｇ
Ｉ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を
例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗とし、
離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast Fou
rier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能であ
る。
【０１２０】ＯＦＤＭ復調装置５００の構成は次の通り
である。検波及び周波数変換器５０１により、受信され
たＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中
間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器
（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプ
リングする。このディジタル信号を同期回路５０４によ
りガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取
り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（Ｇ
Ｉ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒ
mとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制
御される。ｒmは｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2N-1｝である。こ
のディジタル直列信号ｒmを直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５
０７に出力する。
である。検波及び周波数変換器５０１により、受信され
たＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中
間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器
（ＬＰＦ）５０２により低域濾波し、アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて周波数２ｆsでサンプ
リングする。このディジタル信号を同期回路５０４によ
りガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取
り、ＧＩ除去回路５０６でガードインターバルを（Ｇ
Ｉ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒ
mとする。同期回路５０４により、アナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する発振器５０５も制
御される。ｒmは｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2N-1｝である。こ
のディジタル直列信号ｒmを直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５
０７に出力する。
【０１２１】直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７の２Ｎ個の
出力ｒm及び、ヌルシンボルであるｓm（＝０、０≦ｍ≦
２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ）５０８は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ
−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を
行い、２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を
出力する。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒ
h＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すも
のである。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５０８の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回
路５０９に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボ
ルＡk及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2 Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
出力ｒm及び、ヌルシンボルであるｓm（＝０、０≦ｍ≦
２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ）５０８は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ
−１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を
行い、２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を
出力する。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒ
h＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すも
のである。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
５０８の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回
路５０９に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボ
ルＡk及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2 Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
【０１２２】選択回路５０９から、Ｎ個の複素シンボル
Ａk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−
１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に復
号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりデ
ィジタル直列信号として出力される。
Ａk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−
１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列に復
号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によりデ
ィジタル直列信号として出力される。
【０１２３】このように、本発明によれば、周波数２ｆ
sのディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ
変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４
ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用い
ることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しない
で、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯ
ＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有す
るＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路
構成とすることができる。
sのディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ
変換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４
ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用い
ることなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しない
で、ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯ
ＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有す
るＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路
構成とすることができる。
【０１２４】〔第６実施例〕図７は、本発明の第６の実
施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００の構成を示したブロ
ック図である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ変換
（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いること
が可能である。
施例に係るＯＦＤＭ変調装置６００の構成を示したブロ
ック図である。本実施例でも、キャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ変換
（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いること
が可能である。
【０１２５】本発明の第６の実施例に係るＯＦＤＭ変調
装置６００について説明する。検波及び周波数変換器５
０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高
周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換され
る。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波
し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて
周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号
を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除
去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードイ
ンターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディ
ジタル直列信号ｐ mとする。同期回路５０４により、ア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する
発振器５０５も制御される。ｐmは｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ
2N-1｝である。このディジタル直列信号ｐmを２段直並
列変換器（Ｓ／Ｐ−２）５２０に出力する。
装置６００について説明する。検波及び周波数変換器５
０１により、受信されたＯＦＤＭ信号（受信波）が最高
周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換され
る。これを低域濾波器（ＬＰＦ）５０２により低域濾波
し、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３にて
周波数２ｆsでサンプリングする。このディジタル信号
を同期回路５０４によりガードインターバル（ＧＩ）除
去のタイミングを取り、ＧＩ除去回路５０６でガードイ
ンターバルを（ＧＩ）除去した、有効シンボル長のディ
ジタル直列信号ｐ mとする。同期回路５０４により、ア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０３を制御する
発振器５０５も制御される。ｐmは｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ
2N-1｝である。このディジタル直列信号ｐmを２段直並
列変換器（Ｓ／Ｐ−２）５２０に出力する。
【０１２６】２段直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２０は、２
Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｐm
｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝を、各々Ｎ個のディジタル信
号から成る２つのディジタル直列信号｛ｐ0、ｐ2、…、
ｐ2N-2｝及び｛ｐ1、ｐ3、…、ｐ2N-1｝として出力す
る。これをそれぞれ、ｒm｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝、ｓ
m｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝（０≦ｍ≦Ｎ−１）とおく。
２つのディジタル直列信号ｒm及びｓmは、それぞれＮ段
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２１Ｒ及び５２１Ｓに入力さ
れ、各々Ｎ個のディジタル信号から成る並列信号として
Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０に出力
される。これを、Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ）５３０はＮ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦Ｎ−
１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行
い、Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を出力す
る。Ｎ個の出力Ｒh及びＳhはＮ個の複素数Ｒh＋ｊＳ
h（０≦ｈ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものであ
る。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０の
出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）は複素演算回路５４
０に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk
及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき Ａk＝Ｒk+N/2＋ＲN/2-k−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)sin(πk/
N)−(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)cos(πk/N) Ｂk＝Ｓk+N/2−ＳN/2-k＋(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)sin(πk/
N)−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)cos(πk/N) Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2＋Ｒ3N/2-k＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)sin(πk
/N)＋(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)cos(πk/N) Ｂk＝Ｓk-N/2−Ｓ3N/2-k−(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)sin(πk
/N)＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)cos(πk/N)
Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｐm
｛ｐ0、ｐ1、…、ｐ2N-1｝を、各々Ｎ個のディジタル信
号から成る２つのディジタル直列信号｛ｐ0、ｐ2、…、
ｐ2N-2｝及び｛ｐ1、ｐ3、…、ｐ2N-1｝として出力す
る。これをそれぞれ、ｒm｛ｒ0、ｒ1、…、ｒN-1｝、ｓ
m｛ｓ0、ｓ1、…、ｓN-1｝（０≦ｍ≦Ｎ−１）とおく。
２つのディジタル直列信号ｒm及びｓmは、それぞれＮ段
直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２１Ｒ及び５２１Ｓに入力さ
れ、各々Ｎ個のディジタル信号から成る並列信号として
Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０に出力
される。これを、Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ）５３０はＮ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦Ｎ−
１、ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行
い、Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）を出力す
る。Ｎ個の出力Ｒh及びＳhはＮ個の複素数Ｒh＋ｊＳ
h（０≦ｈ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すものであ
る。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３０の
出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦Ｎ−１）は複素演算回路５４
０に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡk
及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２−１のとき Ａk＝Ｒk+N/2＋ＲN/2-k−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)sin(πk/
N)−(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)cos(πk/N) Ｂk＝Ｓk+N/2−ＳN/2-k＋(Ｒk+N/2−ＲN/2-k)sin(πk/
N)−(Ｓk+N/2＋ＳN/2-k)cos(πk/N) Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2＋Ｒ3N/2-k＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)sin(πk
/N)＋(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)cos(πk/N) Ｂk＝Ｓk-N/2−Ｓ3N/2-k−(Ｒk-N/2−Ｒ3N/2-k)sin(πk
/N)＋(Ｓk-N/2＋Ｓ3N/2-k)cos(πk/N)
【０１２７】複素演算回路５４０から、Ｎ個の複素シン
ボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦
Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列
に復号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によ
りディジタル直列信号として出力される。
ボルＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ/２−１、Ｎ/２＋１≦ｋ≦
Ｎ−１）がデマッピング回路５１０に出力され、信号列
に復号されたのち、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１１によ
りディジタル直列信号として出力される。
【０１２８】このように、本発明によれば、周波数２ｆ
sのディジタル回路においてＮポイント離散フーリエ変
換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆ
sからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いる
ことなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、
ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤ
Ｍ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯ
ＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成
とすることができる。
sのディジタル回路においてＮポイント離散フーリエ変
換器を用いることで、数値制御発振器（ＮＣＯ）、４ｆ
sからｆsへの周波数変換器（ダウンサンプラ）を用いる
ことなく、即ち、ディジタル直交復調部を有しないで、
ＯＦＤＭ信号を直交復調することができる。このＯＦＤ
Ｍ復調装置は、従来のディジタル直交復調部を有するＯ
ＦＤＭ復調装置に比べて、全体として小規模な回路構成
とすることができる。
【０１２９】上記実施例では、離散フーリエ逆変換器或
いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれば
有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるの
で、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）
によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア
数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換或いは離散フーリエ変換
のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換
器或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ逆変換
器（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）或い
は高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform，ＦＦ
Ｔ）を用いることができる点で、２Ｎは２５６、５１
２、１０２４その他の２の整数乗が望ましい。
いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれば
有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるの
で、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）
によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア
数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換或いは離散フーリエ変換
のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フーリエ逆変換
器或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ逆変換
器（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）或い
は高速フーリエ変換器（Fast Fourier Transform，ＦＦ
Ｔ）を用いることができる点で、２Ｎは２５６、５１
２、１０２４その他の２の整数乗が望ましい。
【０１３０】上記実施例ではガードインターバル挿入部
を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を
有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤ
Ｍ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明に
より得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信
号と同様に行うことができる。また、ガードインターバ
ル除去部を有しない、変調装置において他の同期方法に
よるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用できる。ま
た、本発明は、検波及び周波数変換器の調整により従来
のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を
有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤ
Ｍ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明に
より得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信
号と同様に行うことができる。また、ガードインターバ
ル除去部を有しない、変調装置において他の同期方法に
よるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用できる。ま
た、本発明は、検波及び周波数変換器の調整により従来
のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
【０１３１】本発明におけるｈ0は、離散フーリエ逆変
換の入力、及び離散フーリエ変換の出力のキャリアシフ
トと言えるが、これはそのまま中間周波数信号の周波数
シフトと比例している。本発明の復調において、例えば
干渉の影響を考慮し、このｈ 0を不確定のまま復調を始
めたとしても、適当な補正手段によりｈ0が適当な整数
を取るように中間周波数信号を周波数変換し、また、選
択回路において、選択することが可能である。
換の入力、及び離散フーリエ変換の出力のキャリアシフ
トと言えるが、これはそのまま中間周波数信号の周波数
シフトと比例している。本発明の復調において、例えば
干渉の影響を考慮し、このｈ 0を不確定のまま復調を始
めたとしても、適当な補正手段によりｈ0が適当な整数
を取るように中間周波数信号を周波数変換し、また、選
択回路において、選択することが可能である。
【図１】 本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の概念を示したグラフ図。
【図３】 本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
【図４】 時間間隔Ｔ/２Ｎのインパルス列を方形波に
ディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示す
ためのグラフ図。
ディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示す
ためのグラフ図。
【図５】 本発明の具体的な第３及び第４の実施例に係
るＯＦＤＭ変調装置３００或いは４００の要部の構成を
示したブロック図。
るＯＦＤＭ変調装置３００或いは４００の要部の構成を
示したブロック図。
【図６】 本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ復調装置５００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ復調装置５００の要部の構成を示したブロック図。
【図７】 本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ復調装置６００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ復調装置６００の要部の構成を示したブロック図。
【図８】 従来のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調
装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
【図９】 従来のＯＦＤＭ変調装置９０００、９９００
の作用を示したグラフ図。
の作用を示したグラフ図。
【図１０】 従来のディジタル直交変調によるＯＦＤＭ
変調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
変調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
【図１１】 従来のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復
調装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
調装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
【図１２】 従来のディジタル直交復調によるＯＦＤＭ
復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
１０１、３０１、５０７、５２０、５２１Ｒ及びＳ、９
０１、９６１Ｉ及びＱ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ） １０２、３０２、９０２ マッピング回路 １０３ 共役信号生成及び対応変換回
路 １０４ ２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ） １０５、３０５Ｒ及びＳ、５１１、９０４Ｉ及びＱ、９
６４並直列変換器（Ｐ／Ｓ） １０６、３０７、９１０Ｉ及びＱ ＧＩ挿入回路 １０７、３０８、９０５Ｉ及びＱ ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １０８、３０９、５０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及
びＱ 低域濾波器（ＬＰＦ） １１０−ｈ、１２０−ｈ （１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１
≦ｈ≦２Ｎ−１） ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器 ３０３、４０３ 複素信号生成及び対応変換回
路 ３０４、９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変
換器（ＩＤＦＴ） ３０６ 多重化器（ＭＵＸ） ５０１ 検波及び周波数変換回路 ５０３ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）2fs ５０４、９５９ 同期回路 ５０５、９０７、９５１、９５４ 発振器 ５０６、９６０Ｉ、９６０Ｑ ＧＩ除去回路 ５０８ ２Ｎポイント離散フーリエ変
換器（ＤＦＴ） ５０９ 選択回路 ５１０、９６３ デマッピング回路 ５３０、９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換
器（ＤＦＴ） ５４０ 複素演算回路 ９０７１、９５５ 移相器 ９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及
びＱ、９７４Ｉ及びＱ 乗算器 ９０９ 加算器 ９５８Ｉ、９５８Ｑ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）ｆs ９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ） ９５４ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）4fs ９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ） ９７６Ｉ、９７６Ｑ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ Ａk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１） 送信シンボルの実部、虚部 Ｒh、Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１又は０≦ｈ≦Ｎ−１） ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、虚部 ｒm、ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１又は０≦ｍ≦Ｎ−１） ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、虚部
０１、９６１Ｉ及びＱ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ） １０２、３０２、９０２ マッピング回路 １０３ 共役信号生成及び対応変換回
路 １０４ ２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器（ＩＤＦＴ） １０５、３０５Ｒ及びＳ、５１１、９０４Ｉ及びＱ、９
６４並直列変換器（Ｐ／Ｓ） １０６、３０７、９１０Ｉ及びＱ ＧＩ挿入回路 １０７、３０８、９０５Ｉ及びＱ ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １０８、３０９、５０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及
びＱ 低域濾波器（ＬＰＦ） １１０−ｈ、１２０−ｈ （１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１
≦ｈ≦２Ｎ−１） ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器 ３０３、４０３ 複素信号生成及び対応変換回
路 ３０４、９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変
換器（ＩＤＦＴ） ３０６ 多重化器（ＭＵＸ） ５０１ 検波及び周波数変換回路 ５０３ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）2fs ５０４、９５９ 同期回路 ５０５、９０７、９５１、９５４ 発振器 ５０６、９６０Ｉ、９６０Ｑ ＧＩ除去回路 ５０８ ２Ｎポイント離散フーリエ変
換器（ＤＦＴ） ５０９ 選択回路 ５１０、９６３ デマッピング回路 ５３０、９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換
器（ＤＦＴ） ５４０ 複素演算回路 ９０７１、９５５ 移相器 ９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及
びＱ、９７４Ｉ及びＱ 乗算器 ９０９ 加算器 ９５８Ｉ、９５８Ｑ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）ｆs ９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ） ９５４ アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）4fs ９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ） ９７６Ｉ、９７６Ｑ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ Ａk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１） 送信シンボルの実部、虚部 Ｒh、Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１又は０≦ｈ≦Ｎ−１） ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、虚部 ｒm、ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１又は０≦ｍ≦Ｎ−１） ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、虚部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 秀昭 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33
Claims (28)
- 【請求項１】 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシ
ンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバ
ンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなる中間周波数信号を生成する直交周
波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞２
Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、 前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それ
らの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ
逆変換手段に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換
手段の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べること
でＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'
個）からなる中間周波数信号を生成することを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項２】 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段
の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１
であり、 前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入
力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、
１≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦
Ｍ−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フ
ーリエ逆変換することを特徴とする請求項１に記載の直
交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項３】 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数
信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリ
エ逆変換手段であり、 前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボル
とを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力
し、該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力
の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成することを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項４】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手
段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア
番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝
ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋
１≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなるキャ
リア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ/
２≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャリ
ア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又
はＮのときヌルシンボルであることを特徴とする請求項
３に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項５】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手
段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入
力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ
≦２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘ
h/sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋
１≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗
じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求
項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調方
式。 - 【請求項６】 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシ
ンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバ
ンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなる中間周波数信号を生成する直交周
波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ'）
離散フーリエ逆変換手段であり、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、 前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個のキャリア番号ｋ
を用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルを
Ａ*(ｋ)とし、 前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊ
πｈ/Ｍ、 ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出
力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列
信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）
からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周
波数分割多重変調方式。 - 【請求項７】 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシ
ンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバ
ンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなる中間周波数信号を生成する直交周
波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ＞Ｎ'）
離散フーリエ逆変換手段であり、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、 前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個のキャリア番号ｋ
を用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルを
Ａ*(ｋ)とし、 前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、 αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ
(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh
/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦
ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、であ
り、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段のＭ個の実部出
力及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列
信号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）
からなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周
波数分割多重変調方式。 - 【請求項８】 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数
信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ
逆変換手段であり、 該Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを
用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ
*(ｋ)とし、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離
散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ
＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ
＋Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ
*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ*
(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋Ａ
*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−
ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、
前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出
力及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列
信号をＮ個のキャリアからなる中間周波数信号とするこ
とを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項９】 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数
信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＮポイント離散フーリエ
逆変換手段であり、 該Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを
用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ
*(ｋ)とし、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離
散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ
＝０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ
(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ
/２)−αh+NＡ *(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/
２のときＡ*(０)π/√2、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のとき
αhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ
(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/
Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦
Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１の
ときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、前記Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換手段のＮ個の実部出力及びＮ個の
虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号をＮ個の
キャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とす
る直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項１０】 ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボ
ル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個、ただし
Ｎ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア
（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間
周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置にお
いて、 Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞２Ｎ'）と、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の
時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、 前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルと、それ
らの複素共役シンボルとを前記Ｍポイント離散フーリエ
逆変換器に入力し、該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器
の実部出力のＭ個の時間軸信号を直列に並べることでＮ
個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）
からなる中間周波数信号を生成することを特徴とする直
交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１１】 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器
の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１
であり、 前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力
に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、１
≦ｈ≦Ｍ／２のときｘh＝πｈ/Ｍ、Ｍ／２＋１≦ｈ≦Ｍ
−１のときｘh＝π(Ｍ−ｈ)/Ｍ）を乗じたのち離散フー
リエ逆変換することを特徴とする請求項１０に記載の直
交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１２】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調装置において、 ２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、 該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ
個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、 前記Ｎ個の複素シンボルと、それらの複素共役シンボル
とを前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、
該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ
個の時間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べる
ことでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成す
ることを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１３】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換
器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、１
≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア番
号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎ−１のときｋ＝ｈ
−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、Ｎ＋１
≦ｈ≦３Ｎ/２−１のときｋ＝３Ｎ/２−ｈとなるキャリ
ア番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、３Ｎ/２
≦ｈ≦２Ｎ−１のときｋ＝５Ｎ/２−ｈとなるキャリア
番号ｋの複素シンボルの複素共役シンボル、ｈが０又は
Ｎのときヌルシンボルであることを特徴とする請求項１
２に記載の直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１４】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換
器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力
（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ−１又はＮ＋１≦ｈ≦
２Ｎ−１）に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/
sinｘh、１≦ｈ≦Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１
≦ｈ≦２Ｎ−１のときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）を乗じ
たのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請求項
１２又は請求項１３に記載の直交周波数分割多重変調装
置。 - 【請求項１５】 ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボ
ル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個、ただし
Ｎ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア
（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間
周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置にお
いて、 前記Ｎ'個の複素シンボルからＭ個の複素数を算出する
複素演算装置と、 Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞Ｎ'）と、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の
時間軸信号、及び虚部出力のＭ個の時間軸信号をそれぞ
れ直列に並べる２つの並直列変換器と 該２つの並直列変換器の各々Ｍ個の出力から交互に信号
を取り出して２Ｍ個のディジタル直列信号を生成する多
重化器とを有し、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ−１であり、 前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個のキャリア番号ｋ
を用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルを
Ａ*(ｋ)とし、 前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ(ｈ＋Ｍ)｝expｊ
πｈ/Ｍ、 ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、であり、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器のＭ個の実部出力
及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信
号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）か
らなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波
数分割多重変調装置。 - 【請求項１６】 ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボ
ル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個、ただし
Ｎ'≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア
（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間
周波数信号を生成する直交周波数分割多重変調装置にお
いて、 前記Ｎ'個の複素シンボルからＭ個の複素数を算出する
複素演算装置と、 Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ＞Ｎ'）と、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の
時間軸信号、及び虚部出力のＭ個の時間軸信号をそれぞ
れ直列に並べる２つの並直列変換器と該２つの並直列変
換器の各々Ｍ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｍ
個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、 前記Ｎ'個の複素シンボルを前記Ｎ'個のキャリア番号ｋ
を用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ'個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルを
Ａ*(ｋ)とし、 前記Ｎ'個のキャリアを変調するための前記Ｍポイント
離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、 αhＰ(ｈ)＋αh+MＰ(ｈ＋Ｍ)＋ｊ｛αhＰ(ｈ)−αh+MＰ
(ｈ＋Ｍ)｝expｊπｈ/Ｍ ただし、複素数Ｐ(ｈ)は、 ｈ0＋１≦ｈ≦Ｎ'/２＋ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ＋Ｎ'/２−ｈ0)、 Ｎ'/２＋ｈ0≦ｈ≦Ｎ'＋ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ(ｈ−Ｎ'/２−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'−ｈ0≦ｈ≦２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ２Ｍ−Ｎ'/２−ｈ0＋１≦ｈ≦２Ｍ−ｈ0−１のとき Ｐ(ｈ)＝Ａ*(２Ｍ＋Ｎ'/２−ｈ−ｈ0)、 ｈがそれ以外のときＰ(ｈ)＝０（ヌル）、 ただしｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、αh＝ｘh
/sinｘh（１≦ｈ≦Ｍのときｘh＝πｈ/２Ｍ、Ｍ＋１≦
ｈ≦２Ｍ−１のときｘh＝π(２Ｍ−ｈ)/２Ｍ）、 であり、 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器のＭ個の実部出力
及びＭ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｍ個の直列信
号をＮ'個のキャリア（ガードバンドを含めてＮ個）か
らなる中間周波数信号とすることを特徴とする直交周波
数分割多重変調装置。 - 【請求項１７】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調装置において、 前記Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素数を算出する複
素演算装置と、 Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、 該Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＮ個の
時間軸信号、及び虚部出力のＮ個の時間軸信号をそれぞ
れ直列に並べる２つの並直列変換器と該２つの並直列変
換器の各々Ｎ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｎ
個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、 前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを
用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ
*(ｋ)としたとき、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離
散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝
０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｈ＋
Ｎ/２)＋Ａ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ＋Ｎ/２)−Ａ*(Ｎ/
２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/２のとき２Ａ
*(０)、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のときＡ(ｈ−Ｎ/２)＋
Ａ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛Ａ(ｈ−Ｎ/２)−Ａ*(３Ｎ/２−
ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、であり、
前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器のＮ個の実部出力
及びＮ個の虚部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信
号を、Ｎ個のキャリアからなる中間周波数信号とするこ
とを特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１８】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調装置において、 前記Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素数を算出する複
素演算装置と、 Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、 該Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＮ個の
時間軸信号、及び虚部出力のＮ個の時間軸信号をそれぞ
れ直列に並べる２つの並直列変換器と該２つの並直列変
換器の各々Ｎ個の出力から交互に信号を取り出して２Ｎ
個のディジタル直列信号を生成する多重化器とを有し、 前記Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルを前記Ｎ個のキャリア番号ｋを
用いてＡ(ｋ)とし、 前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)の複素共役シンボルをＡ
*(ｋ)としたとき、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記Ｎポイント離
散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、ｈ＝
０のとき０（ヌル）、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときαhＡ
(ｈ＋Ｎ/２)＋αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αhＡ(ｈ＋Ｎ
/２)−αh+NＡ*(Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/Ｎ)、ｈ＝Ｎ/
２のときＡ*(０)π/√２、Ｎ/２＋１≦ｈ≦Ｎ−１のと
きαhＡ(ｈ−Ｎ/２)＋αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)＋ｊ｛αh
Ａ(ｈ−Ｎ/２)−αh+NＡ*(３Ｎ/２−ｈ)｝exp(ｊπｈ/
Ｎ)、ただしｊは虚数単位、αh＝ｘh/sinｘh（１≦ｈ≦
Ｎ−１のときｘh＝πｈ/２Ｎ、Ｎ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１の
ときｘh＝π(２Ｎ−ｈ)/２Ｎ）、であり、前記Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器のＮ個の実部出力及びＮ個の虚
部出力を交互に取り出した２Ｎ個の直列信号を、Ｎ個の
キャリアからなる中間周波数信号とすることを特徴とす
る直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１９】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方
式において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段
と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ
＞２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換手段と、 Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記Ｍ個のディジタル信号、Ｍ個のヌル信号とを、前記
Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれ
ぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力
のＭ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボルを選択
することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個）を復
調することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項２０】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複
素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式にお
いて、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段と、 ２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号と
を、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び
虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変
換手段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シ
ンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤ
Ｍ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴と
する直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項２１】 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手
段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０
≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポ
イント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素
シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２
となる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番
号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする請求
項２０に記載の直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項２２】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方
式において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段
と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ
（Ｍ＞Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ
／ディジタル変換手段と、 Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、
直流成分出力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、 前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、
…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散
フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ
2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍ
ポイント離散フーリエ変換手段の出力のＭ個の複素シン
ボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ'個の複素
シンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp
(−ｊπｈ/Ｍ)、 ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、
Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0
としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複
素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、 と複素演算を行うことにより、Ｎ'個のキャリア（ガー
ドバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ'
個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ'−１、ヌルシン
ボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを
特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項２３】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複
素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式にお
いて、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段と、 Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、
直流成分出力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、
…、ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、前記Ｎポイント離散
フーリエ変換手段の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ
2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝と入力し、前記Ｎ
ポイント離散フーリエ変換手段の出力のＮ個の複素シン
ボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−１）から、前記Ｎ個の複素シ
ンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/
２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)
−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/
Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/
２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/
２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、ただしｊは虚数単位、と
複素演算を行うことにより、Ｎ個のキャリアからなるＯ
ＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ
−１）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重
復調方式。 - 【請求項２４】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装
置において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ
＞２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換器と、 Ｍポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記Ｍ個のディジタル信号と、Ｍ個のヌル信号とを、前
記Ｍポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部にそれ
ぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換器の出力の
Ｍ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボルを選択す
ることでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリア
はＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボ
ル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個）を復調
することを特徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項２５】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる帯域幅ｆ sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素
シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置におい
て、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器
と、 ２Ｎポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のヌル信号と
を、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚
部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換
器の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボ
ルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信
号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とする
直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項２６】 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器
の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−
１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０
≦ｋ≦Ｎ/２−１のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポ
イント離散フーリエ変換器の出力番号ｈの出力の複素シ
ンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２と
なる前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力番号ｈ
の出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項２
５に記載の直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項２７】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装
置において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２Ｍｆs/Ｎ
（Ｍ＞Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ
／ディジタル変換器と、 Ｍポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、
直流成分出力を０として０からＭ−１であり、 前記Ｎ'個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０と
して０からＮ'−１であり、 前記２Ｍ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、
…、ｒ2M-2、ｒ2M-1｝としたとき、前記Ｍポイント離散
フーリエ変換器の実部及び虚部に｛ｒ0、ｒ2、…、ｒ
2M-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2M-1｝と入力し、前記Ｍ
ポイント離散フーリエ変換器の出力のＭ個の複素シンボ
ルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｍ−１）から、前記Ｎ'個の複素シ
ンボルＡ(ｋ)が、キャリア番号ｋに対し、 Ｐ(ｈ)＋Ｐ*(ｈ＋Ｍ)−ｊ｛Ｐ(ｈ)−Ｐ*(ｈ＋Ｍ)｝exp
(−ｊπｈ/Ｍ)、 ただし、０≦ｋ≦Ｎ'/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ'/２＋ｈ0、
Ｎ'/２＋１≦ｋ≦Ｎ'−１のとき、ｈ＝ｋ−Ｎ'/２＋ｈ0
としたものであり、Ｐ*(ｈ＋Ｍ)はＰ(ｈ＋Ｍ)の共役複
素シンボル、ｊは虚数単位、０≦ｈ0≦Ｍ−Ｎ'−１、 と複素演算を行うことにより、Ｎ'個のキャリア（ガー
ドバンドを含めてＮ個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ'
個の複素シンボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ'−１、ヌルシン
ボルを含めればＮ個の複素シンボル）を復調することを
特徴とする直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項２８】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複
素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置にお
いて、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器
と、 ２段直並列変換器と、 ２つのＮ段直並列変換器と、 Ｎポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈが、
直流成分出力を０として０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記中間周波数信号を周波数２ｆsでサンプリングした
２Ｎ個のディジタル信号を｛ｒ0、ｒ1、ｒ2、ｒ3、…、
ｒ2N-2、ｒ2N-1｝としたとき、 前記２段直並列変換器により２つの直列信号｛ｒ0、
ｒ2、…、ｒ2N-2｝及び｛ｒ1、ｒ3、…、ｒ2N-1｝とし
た上、前記２つのＮ段直並列変換器により２つの並列信
号ｒ0、ｒ2、…、及びｒ2N-2並びにｒ1、ｒ3、…、及び
ｒ2N-1として前記Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実
部及び虚部に入力し、前記Ｎポイント離散フーリエ変換
手段の出力のＮ個の複素シンボルＰ(ｈ)（０≦ｈ≦Ｎ−
１）から、前記Ｎ個の複素シンボルＡ(ｋ)が、キャリア
番号ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２−１のときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ
＋Ｎ/２)＋Ｐ*(Ｎ/２−ｋ)−｛Ｐ(ｋ＋Ｎ/２)−Ｐ*(Ｎ/
２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１の
ときＡ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−Ｎ/２)＋Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)＋｛Ｐ
(ｋ−Ｎ/２)−Ｐ*(３Ｎ/２−ｋ)｝exp(−ｊπｋ/Ｎ)、
ただしｊは虚数単位、と複素演算を行うことにより、Ｎ
個のキャリアからなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボルＡ(ｋ)（０≦ｋ≦Ｎ−１）を復調することを特徴と
する直交周波数分割多重復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10554399A JP4174905B2 (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 |
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| JP10554399A JP4174905B2 (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 |
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| JP2000299674A true JP2000299674A (ja) | 2000-10-24 |
| JP4174905B2 JP4174905B2 (ja) | 2008-11-05 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004079958A1 (ja) * | 2003-03-05 | 2004-09-16 | Fujitsu Limited | マルチキャリア信号の受信処理方法及びこれを適用するマルチキャリア受信装置 |
| JP2009089135A (ja) * | 2007-10-01 | 2009-04-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
-
1999
- 1999-04-13 JP JP10554399A patent/JP4174905B2/ja not_active Expired - Fee Related
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