CN101641921B - 发送装置和单边带信号生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供能够获得频谱截断较完全的单边带信号的发送装置。该发送装置使用以下电路生成单边带信号：FFT电路(103)，对发送码元进行傅立叶变换处理；插零电路(104)，使从FFT电路(103)输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零；IFFT电路(105)，对插零电路(104)的输出进行傅立叶逆变换；以及并/串变换电路(106)，对IFFT电路(105)的输出进行并/串变换。

Description

发送装置和单边带信号生成方法

技术领域

本发明涉及对发送信号进行单边带(Single Side Band：SSB)化处理来发送的发送装置和单边带信号生成方法。

背景技术

作为传统的发送信号窄带化技术，有单边带技术。单边带(SSB)为，在模拟通信的全盛时期盛行研究的技术，作为其代表性的方式，可以举出Weaver-SSB方式。另一方面，作为数字领域中的代表性方式，可以举出RZ-SSB方式、SSB-QPSK方式(Mujtaba方式)等。例如在非专利文献1和非专利文献2中，介绍了Mujtaba方式。

在数字单边带技术中，希尔伯特(Hilbert)变换是很重要的。这里说明其基础内容。

(1)希尔伯特变换

将连续时间信号x(t)的傅立叶变换假设为X(ω)时，可以用下式表示频域中的X(ω)的希尔伯特变换H[X(ω)]。

H[X(ω)]＝-jsgn(ω)X(ω)            …式(1)

其中，

$\mathrm{sgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& \mathrm{\&omega;}>0\\ 0& \mathrm{\&omega;}=0\\ -1& \mathrm{\&omega;}<0\end{array}\right.$

另一方面，可以将时域x(t)的希尔伯特变换H[x(t)]定义为H[X(ω)]的傅立叶逆变换，可以用下式表示。另外，下式中，F^-1表示傅立叶逆变换，*表示卷积运算。

$H\left[x\left(t\right)\right]=F^{-1}\left[H\right[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\left]\right]=F^{-1}[-\mathrm{jsgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)X\left(\mathrm{\&omega;}\right)]$

$=F^{-1}[-\mathrm{jsgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)]*F^{-1}\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]$

$=\frac{1}{\mathrm{\&pi;t}}*x\left(t\right)$

$=\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}\frac{x\left(\mathrm{\&tau;}\right)}{t-\mathrm{\&tau;}}\mathrm{d\&tau;}$ …式(2)

X(ω)与H[x(ω)]之间只有相位变化，所以x(t)和H[x(t)]的、功率频谱和自相关函数相同。另外，x(t)与H[x(t)]之间，成立下式的关系。

${\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{x}^{*}\left(t\right)\&CenterDot;H\left[x\left(t\right)\right]\mathrm{dt}={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{F}^{-1}[X^{*}\left(\mathrm{\&omega;}\right)*H[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\left]\right]\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}\left(\mathrm{\&omega;}\right)*H\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]e^{\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{d\&omega;dt}$

$=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}(\mathrm{\&omega;}-{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;})H\left[X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}{e}^{\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{d\&omega;dt}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{x}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}t}H\left[X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\mathrm{dt}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)H\left[X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}(-j)\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)X^{*}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$=-j{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right){\left|X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right|}^{2}d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$=0$ …式(3)

也就是说，H[x(t)]和x(t)的复数共轭x^*(t)彼此正交。

接着，用图说明连续时间信号的频谱因希尔伯特变换而变化的情况。这里设想，如图1A所示，x(t)为仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号的情况。对其进行希尔伯特变换H[x(t)]，如式(1)所示，对正频率分量乘以-j，而对负频率分量乘以+j。因此，如图1B所示，H[x(t)]的频谱成为只将虚轴区域的频率分量以原点为中心点对称配置的形状。对该H[x(t)]再进行希尔伯特变换，则如图1C所示，仅在实轴区域出现频谱。这里，由式(1)可知，希尔伯特变换中适用柯西定理(Cauchy’s Theorem)，因此在变换过程中，能量总是保持一定。因此下式成立。

H[H[X(ω)]]＝H[-jsgn(ω)X(ω)]

           ＝-jsgn(ω){-jsgn(ω)X(ω)}

           ＝-{sgn(ω)}²X(ω)

           ＝-X(ω)                        …式(4)

关于时域考虑上述变换，则成为下式。

H[H[x(t)]]＝F^-1{-X(ω)}

          ＝-x(t)                        …式(5)

对图1C的信号再进行希尔伯特变换，则得到-H[x(t)](图1D)，对其再次进行希尔伯特变换，则复原为原来的序列x(t)。

(2)上边带和下边带的生成方法

下面说明，利用上述的希尔伯特变换的特性来生成上边带(Upper SideBand：USB)和下边带(Lower Side Band：LSB)的方法。与上述同样地，设想仅由实轴区域的频率分量构成的发送数据序列x(t)。如图2A所示，重新表示x(t)的频谱。对其进行希伯尔特变换而乘以j时，如图1B所示，整个频谱旋转+90°，由此得到图2B所示的频谱。

将两者相干(coherent)累加得到的序列如下式所示。

$X\left(\mathrm{\&omega;}\right)+\mathrm{jH}\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]=X\left(\mathrm{\&omega;}\right)+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)X\left(\mathrm{\&omega;}\right)$

$=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&omega;}\&le;0\\ 2X\left(\mathrm{\&omega;}\right)& \mathrm{\&omega;}>0\end{array}\right.$ …式(6)

用附图表示式(6)，则如图2C所示。也就是说，可以获得仅由实轴区域的上边带分量构成的USB信号。将其在时间轴上表示，则如下式所示。

S_USBre(t)＝x(t)+jH[x(t)]                    …式(7)

通过同样的方法，也能够生成仅由虚轴分量构成的上边带信号S_USBim(t)、仅由实轴分量构成的下边带信号S_LSBre(t)、以及仅由虚轴分量构成的下边带信号S_LSBim(t)。具体而言，仅由虚轴分量构成的上边带信号S_USBim(t)的形成过程如图3A、图3B和图3C所示，可以用式(8)表示其结果。另外，仅由实轴分最构成的下边带信号S_LSBre(t)的形成过程如图4A、图4B和图4C所示，可以用式(9)表示其结果。另外，仅由虚轴分量构成的下边带信号S_LSBim(t)的形成过程如图5A、图5B和图5C所示，可以用式(10)表示其结果。

S_USBim(t)＝-H[x(t)]+jx(t)           …式(8)

S_LSBre(t)＝x(t)-jH[x(t)]            …式(9)

S_LSBim(t)＝H[x(t)]+jx(t)            …式(10)

(3)Mujtaba方式

下面说明数字SSB调制方式的代表例即Mujtaba方式。另外，例如在非专利文献1和非专利文献2中介绍了Mujtaba方式。该方式的目的为，通过单边带化处理，使QPSK中的I轴分量和Q轴分量的各个比特流变成窄带，从而能够减轻由于衰减等产生的特性劣化。

图6表示采用了Mujtaba方式的发送装置的结构。另外，图7表示采用了Mujtaba方式的接收装置的结构。

图6的发送装置10首先通过串/并变换单元(S/P变换单元)12对数据生成单元11所生成的发送数据进行串/并行变换。发送装置10通过过采样(oversampling)单元13和14对串/并行变换后的发送序列x(t)和y(t)进行过采样后，将其输入到平方根奈奎斯特滤波器15或16。平方根奈奎斯特滤波器15和16将滤波输出u(t)和v(t)传送到单边带化/复用单元17。

单边带化/复用单元17将滤波输出u(t)输入到延迟器18和希尔伯特变换器19，将滤波输出v(t)输入到希尔伯特变换器20和延迟器21。

希尔伯特变换器19和20由抽头系数为1/πt的FIR滤波器构成(参照式(2))。延迟器18和21是用于将输入信号延迟相当于希尔伯特变换处理的时间而输出的部件。

延迟器18的输出被传送到乘法器24，希尔伯特变换器19的输出被传送到乘法器25，希尔伯特变换器20的输出被传送到乘法器26，而延迟器21的输出被传送到乘法器27。另外，乘法器24和26输入由载波频率信号生成器22生成的载波频率信号(cosω_ct)，乘法器25和27输入其相位由移相器23移位了90°的载波频率信号(sinω_ct)。由此，在乘法器24和26中，将延迟器18和希尔伯特变换器20的输出与载波频率信号相乘，在乘法器25和27中，将希尔伯特变换器19和延迟器21的输出与其相位移位了90°的载波频率信号相乘。

在加法器28中，从乘法器24的输出中减去乘法器25的输出，在加法器29中，将乘法器26的输入和乘法器27的输出相加。进而，通过加法器30将加法器28的输出和加法器29的输出相加，从而能够获得单边带调制波S_SSB-QPSK(t)。也就是说，可以用下式表示S_SSB-QPSK(t)。

S_SSB-QPSK(t)＝{u(t)+H[v(t)]}cosω_ct+{-H[u(t)]+v(t)}sinω_ct    …式(11)

图8表示其频谱。

接着，使用图7说明对Mujtaba方式的信号进行解调的接收装置的结构。从式(11)可知，若在解调中进行通常的正交检波，则除了期望的数据序列u(t)和v(t)以外，还出现被线性组合的成对支路(pair branch)的希尔伯特变换分量H[v(t)]和H[u(t)]。如果对其直接进行解调处理，则H[v(t)]和H[u(t)]成为干扰，接收特性极大地劣化。于是，在Mujbata方式中，通过在接收端对期望的序列和其正交序列的希尔伯特变换分量分别进行相干累加，去除不需要的希尔伯特变换分量。这称为双支路(Double Branch)法。

以下，使用图7说明双支路法。首先，接收装置40通过正交检波单元41与通常的正交检波同样地将接收信号S_SSB-QPSK(t)乘以载波频率信号(cosω_ct)后，使乘法结果通过低通滤波器(LPF)42，从而提取接收信号S_SSB-QPSK(t)的同相分量。低通滤波器42的输出如下式所示。

I(t)＝S_SSB-QPSK(t)cosω_ct|_LPF

    ＝u(t)+H[v(t)]                    …式(12)

接收装置40与上述处理并行地进行以下处理：通过正交检波单元41将接收信号S’_SSB-QPSK(t)乘以载波频率信号(sinω_ct)后，使乘法结果通过低通滤波器(LPF)43，从而提取接收信号S’_SSB-QPSK(t)的正交分量，进而通过希尔伯特变换器47对其进行希尔伯特变换。通过上述处理，可以获得下式的信号。

H[Q(t)]＝H[S_SSB-QPSK(t)sinω_ct|LPF]

       ＝-u(t)+H[v(t)]                …式(13)

接收装置40通过加法器50以下式的方式将该I(t)与H[Q(t)]相干累加，从而去除希尔伯特变换分量，仅获得期望的信号序列u(t)。

$u^{\&prime;}\left(t\right)=\frac{1}{2}\{I\left(t\right)-H[Q\left(t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{2}[u\left(t\right)+H[v\left(t\right)]-\{-u\left(t\right)+H\left[v\left(t\right)\right]\left\}\right]$

$=u\left(t\right)$ …式(14)

也可以同样地获得成对支路的信号序列v’(t)。也就是说，接收装置40通过正交检波单元41将接收信号S’_SSB-QPSK(t)乘以载波频率信号(cosω_ct)后，使乘法结果通过低通滤波器(LPF)44，从而提取接收信号S’_SSB-QPSK(t)的同相分量，进而通过希尔伯特变换器48对其进行希尔伯特变换。

另外，接收装置40与上述处理并行地进行以下处理：通过正交检波单元41将接收信号S’_SSB-QPSK(t)乘以载波频率信号(sinω_ct)后，使乘法结果通过低通滤波器(LPF)45，从而提取接收信号S’_SSB-QPSK(t)的正交分量。

接收装置40通过加法器51，将该H[I(t)]与Q(t)如下式那样相干累加，从而去除希尔伯特变换分量，仅获得期望的信号序列v’(t)。

$v^{\&prime;}\left(t\right)=\frac{1}{2}\{-H[I\left(t\right)]+Q\left(t\right)\}$

$=\frac{1}{2}[-\{H\left[u\left(t\right)\right]-v\left(t\right)\}+H[u\left(t\right)]+v\left(t\right)]$

$=v\left(t\right)$ …式(15)

接收装置40将如上所述获得的u’(t)和v’(t)，分别经由平方根奈奎斯特滤波器52或53以及下采样单元54或55输入到阈值判定单元56或57，通过阈值判定单元56或57对其进行硬判定处理，从而获得接收数据序列x’(t)和y’(t)。之后，接收装置40通过并/串变换单元(P/S变换单元)58将接收数据序列x’(t)和y’(t)变换为串行数据。

[非专利文献1]Syed Aon Mujtaba，“A Novel Scheme for TransmittingQPSK as a Single-Sideband Signal”，IEEE Globalcomm.pp.592-597，1998

[非专利文献2]Syed Aon Mujtaba，”Performance Analysis of CodedSSB-QPSK in Mobile Radio Channels”，IEEE Globalcomm.PP.112-117，1998

发明内容

本发明需要解决的问题

另外，如上所述，在进行单边带化处理时，进行希尔伯特变换。一般而言，使用抽头系数为1/(πt)的FIR滤波器来实现此变换。

但是存在如下的问题，也就是说，如果该希尔伯特滤波器的抽头数不设置几百个抽头以上，则频谱截断(spectral cut)不完全。

图9表示在改变希伯尔特滤波器的抽头系数时的下边带频谱的变化。这里，设中心频率为2[Hz]。从图9可知，即使设置100～200左右的抽头数，泄漏到相邻信道的功率泄漏较大，甚至设置500左右的抽头也发生了若干泄漏。另外，虽然未图示，但对上边带也确认到同样的泄漏功率。

图10表示此时的接收星座图。这里，设传播路径环境为1path Static，Noise Free(静态、无噪声的1路径)。在传统技术的Mujtaba方式中，采用使上边带与下边带紧靠的频谱配置，因此有容易受到各个相邻信道泄漏功率的影响的缺点。图10如实地表示该事实。

本发明的目的为提供能够获得频谱截断较完全的单边带信号的发送装置和单边带信号形成方法。

解决问题的方案

本发明的发送装置采用的结构包括：傅立叶变换电路，对发送码元进行傅立叶变换处理；插零电路，使从所述傅立叶变换电路输出的USB分量信号和LSB分量信号的其中一方的分量为零；傅立叶逆变换电路，对所述插零电路的输出进行傅立叶逆变换；以及并/串变换电路，对所述傅立叶逆变换电路的输出进行并/串变换。

本发明的有益效果

根据本发明，能够获得频谱截断较完全的单边带信号，能够抑制泄漏到相邻信道的泄漏功率。

附图说明

图1是用于说明对于连续时间信号x(t)的希尔伯特变换的图，图1A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图1B是表示H[x(t)]的频谱的图，图1C是表示H[H[x(t)]]的频谱，图1D表示-H[x(t)]的频谱的图。

图2是用于说明仅由实数分量构成的上边带的生成方法的图，图2A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图2B是表示jH[x(t)]的频谱的图，图2C是表示x(t)+jH[x(t)]的频谱的图。

图3是用于说明仅由虚数分量构成的上边带的生成方法的图，图3A是表示-H[x(t)]的频谱的图，图3B是表示jx(t)的频谱的图，图3C是表示-H[x(t)]+jx(t)的频谱的图。

图4是用于说明仅由实数分量构成的下边带的生成方法的图，图4A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图4B是表示-jH[x(t)]的频谱的图，图4C是表示x(t)-jH[x(t)]的频谱的图。

图5是用于说明仅由虚数分量构成的下边带的生成方法的图，图5A是表示H[x(t)]的频谱的图，图5B是表示jx(t)的频谱的图，图5C是表示H[x(t)]+jx(t)的频谱的图。

图6是表示以往的Mujtaba方式的发送装置的结构的方框图。

图7是表示以往的Mujtaba方式的接收装置的结构的方框图。

图8是表示图6的发送装置所生成的SSB-QPSK信号的频谱的图。

图9是表示与希尔伯特变换器的抽头数对应的下边带信号的频谱的图，

图9A是表示抽头数为101的情况下的频谱的图，图9B是表示抽头数为201的情况下的频谱的图，图9C是表示抽头数为501的情况下的频谱的图。

图10是表示与希尔伯特变换器的抽头数对应的下边带信号的接收星座图，图10A是表示抽头数为101的情况下的接收星座图，图10B是表示抽头数为201的情况下的接收星座图，图10C是表示抽头数为501的情况下的接收星座图。

图11是表示实施方式1的发送装置的结构的方框图。

图12是表示实施方式1的发送装置所生成的单边带信号的频谱的图。

图13是表示实施方式1的发送装置所生成的单边带信号的接收星座图。

图14是表示实施方式2的发送装置的结构的方框图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图11表示本发明实施方式1的发送装置的结构发送装置100将发送数据输入到调制电路101。调制电路101进行例如QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying：四相移相键控)调制，从而获得调制码元。

调制电路101所获得的码元被传送到串/并变换电路(S/P)102。S/P102对依序输入的码元进行并行变换而输出。也就是说，S/P102对依次输入的第一至第N的码元进行并行化，将它们同时传送到后级的FFT电路103。

FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)电路103对输入的码元进行快速傅立叶变换处理，将处理后的信号传送到插零电路104。

插零电路104使从FFT电路103输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零。也就是说，在进行上边带传输的情况下，插零电路104使下边带分量为零，在进行下边带传输的情况下，使上边带分量为零。例如，在进行上边带传输时，将N系统的FFT输出中的相当于上边带分量的系统直接输出到后级的IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶逆变换)电路105，并且使相当于下边带分量的系统的信号为零，将其输出到IFFT电路105。这样，由插零电路104进行单边带化处理。

发送装置100通过后级的IFFT电路105和并/串变换电路(P/S)106，将作为频域的信号的发送数据序列变换为时域的信号。后级的变频器107将变换为时域的信号乘以载波fc，从而使其为无线信号，将其从未图示的天线发送出去。

作为仿真结果，图12表示本实施方式的发送装置100所生成的下边带信号(也就是在插零电路104中使上边带分量为零的情况)的频谱。另外，该仿真为，设中心频率为2[Hz]的情况下的仿真。与图9比较可知，使用发送装置100时，与以往的结构相比，能够获得频谱截断更完全的单边带信号。

另外，作为仿真结果，图13表示本发明实施方式的发送装置100所生成的下边带信号的接收星座图。与图10比较可知，使用发送装置100时，能够获得近乎理想的接收星座图。另外，虽然仅表示了下边带信号的仿真结果，但是对于上边带信号也能够获得相同的特性。

如以上的说明，根据本实施方式，设置了：FFT电路103，对发送码元进行傅立叶变换处理；插零电路104，使从FFT电路103输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零；IFFT电路105，对插零电路104的输出进行傅立叶逆变换；以及并/串变换电路106，对IFFT电路105的输出进行并/串变换，由此，能够获得频谱截断较完全的单边带信号，并且能够抑制泄漏到相邻信道的泄漏功率。

(实施方式2)

图14表示本实施方式的发送装置的结构。发送装置200包括：下边带信号生成单元203；上边带信号生成单元204；以及复用单元205，将下边带信号生成单元203生成的下边带信号与上边带信号生成单元204生成的上边带信号进行复用。

发送装置200首先通过调制电路201对发送数据进行QPSK调制等调制处理，从而获得调制码元，然后通过后级的串/并变换电路(S/P)202，将调制码元分流为两个系统。发送装置200将第一系统的信号传送到下边带信号生成单元203，同时将第二系统的信号传送到上边带信号生成单元204。

下边带信号生成单元203将第一系统的调制码元经由过采样器(OVS)211和平方根奈奎斯特滤波器212输入到串/并变换电路(S/P)213。S/P213对依序输入的码元进行并行化而输出到FFT电路214。FFT电路214的输出被输入到插零电路215。插零电路215使从FFT电路214输出的上边带分量信号和下边带分量信号中的上边带分量为零，然后输出到IFFT电路216。通过IFFT电路216和并/串变换电路(P/S)217，从插零电路215输出的信号被变换为时域的信号。这样，通过下边带信号生成单元203生成下边带信号。

接着说明上边带信号生成单元204。上边带信号生成单元204和下边带信号生成单元203的区别在于，通过插零电路225插零的对象的分量不同。上边带信号生成单元204将第二系统的调制码元经由过采样器(OVS)221和平方根奈奎斯特滤波器222输入到串/并变换电路(S/P)223。S/P223对依序输入的码元进行并行化而输出到FFT电路224。FFT电路224的输出被输入到插零电路225。插零电路225使从FFT电路224输出的上边带分量信号和下边带分量信号中的下边带分量为零，然后输出到IFFT电路226。通过IFFT电路226和并/串变换电路(P/S)227，从插零电路225输出的信号被变换为时域的信号。这样，通过上边带信号生成单元204生成上边带信号。

复用单元205将下边带信号生成单元203生成的下边带信号和上边带信号生成单元204生成的上边带信号，分别乘以相位相差90°的载波fc，从而将这些下边带信号和上边带信号进行正交复用。

这里，在下边带信号生成单元203中，如在实施方式1中的说明，生成频谱截断较完全、泄漏到相邻信道的泄漏功率非常小的下边带信号，并且也在上边带信号生成单元204中，生成频谱截断较完全、泄漏到相邻信道的泄漏功率非常小的上边带信号，因此复用后的下边带信号和上边带信号相互不干扰地被传输。

如以上的说明，根据本实施方式，设置了下边带信号生成单元203、上边带信号生成单元204、以及用于将下边带信号生成单元203生成的下边带信号与上边带信号生成单元204生成的上边带信号进行复用的复用单元205，其中，下边带信号生成单元203包括：第一FFT电路214，对发送码元进行傅立叶变换处理；第一插零电路215，在从该第一FFT电路214输出的上边带分量信号和下边带分量信号中，使上边带分量为零；第一IFFT电路216，对该第一插零电路215的输出进行傅立叶逆变换；以及第一并/串变换电路217，对该第一IFFT电路216的输出，进行并/串变换，上边带信号生成单元204包括：第二FFT电路224，对发送码元进行傅立叶变换处理；第二插零电路225，在从该第二FFT电路224输出的上边带分量信号和下边带分量信号中，使下边带分量为零；第二IFFT电路226，对该第二插零电路225的输出，进行傅立叶逆变换；以及第二并/串变换电路227，对该第二IFFT电路226的输出进行并/串变换。

由此，在将下边带信号和上边带信号进行复用而传输时，能够相互不干扰地传输这些信号。

工业实用性

本发明能够广泛地适用于对发送信号进行单边带化处理来发送的无线通信设备。

Claims (2)

1.发送装置，对发送信号进行单边带化处理而发送，该发送装置包括：

下边带信号生成单元；

上边带信号生成单元；以及

复用单元，将所述下边带信号生成单元生成的下边带信号和所述上边带信号生成单元生成的上边带信号进行复用，

所述下边带信号生成单元包括：

第一傅立叶变换电路，对发送码元进行傅立叶变换处理；

第一插零电路，使从该第一傅立叶变换电路输出的上边带分量信号和下边带分量信号中的上边带分量为零；

第一傅立叶逆变换电路，对该第一插零电路的输出进行傅立叶逆变换；以及

第一并/串变换电路，对该第一傅立叶逆变换电路的输出进行并/串变换，

所述上边带信号生成单元包括：

第二傅立叶变换电路，对发送码元进行傅立叶变换处理；

第二插零电路，使从该第二傅立叶变换电路输出的上边带分量信号和下边带分量信号中的下边带分量为零；

第二傅立叶逆变换电路，对该第二插零电路的输出进行傅立叶逆变换；以及

第二并/串变换电路，对该第二傅立叶逆变换电路的输出进行并/串变换。

2.单边带信号生成方法，包括：

下边带信号生成步骤，对发送码元进行傅立叶变换，使傅立叶变换后的信号所包含的上边带分量信号为零，对上边带分量被置为零的傅立叶变换信号进行傅立叶逆变换，从而生成下边带信号；

上边带信号生成步骤，对发送码元进行傅立叶变换，使傅立叶变换后的信号所包含的下边带分量信号为零，对下边带分量被置为零的傅立叶变换信号进行傅立叶逆变换，从而生成上边带信号；以及

复用步骤，将在所述下边带信号生成步骤中生成的下边带信号和在所述上边带信号生成步骤中生成的上边带信号进行复用。

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