JPS63114341A - 波形合成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明はランダム　デジタル　データ信号からスペクト
ル的に整形され振幅変調された時間変動波形を生成する
ためのデジタル合成技術に関する。

〔背景技術〕

多くの通信システムはデジタル　データ信号が時間変動
波形、つまり、キャリヤ信号の振幅を変・調する変調フ
ォーマントを使用する。システムの情報搬送能力を増加
させるために、この変調プロセスは通常の２つのデジタ
ル　データ信号を同時に使用して遂行される。片方のデ
ータ信号があるキャリヤ信号の振幅を変調し、他方のデ
ータ信号が同一周波数の位相が直角関係にあるキャリヤ
信号の振幅を変調する。この位相が直角関係にあるキャ
リヤ信号の変調は、直角振幅変調（ｑｕａｄｒａ　Ｌｕ
ｒｅａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、　Ｑ
ＡＭ）　、位相シフトキーイング（ｐｈａｓｅ　５ｈｉ
ｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ、　Ｐ　Ｋ　Ｓ）−、振幅及び位相
シフト　キーイング（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ａｎｄｐｈ
ａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ、　Ａ　Ｐ　Ｓ　Ｋ
）などさまざまな呼名を持つ。デジタル　データ信号に
よって表わされる情報には、事実上制限はなく、音声、
ビデオ、ファクシミリ情報等を表わす。さらに、変調さ
れたキャリヤを伝搬する伝送チャネルにも制限はなく、
現時点においては、空気、ワイヤー、光ガイド等が含ま
れる。

直角関係のキャリヤ信号の振幅を変調する通信システム
においては、個々のデータ信号はナイキスト　フィルタ
リングによって連続波形にスペクトル整形される前に多
重レベル信号に変換される。

個々のこれらの連続波形は次に直角関係のキャリヤ信号
の関連する１つの振幅を変調するために掛算器に供給す
る。最後に、変調されたキャリヤが次に１つの信号に総
和され、これが伝送されるあるいは伝送の前にさらに処
理される。上に説明の信号処理の１つの問題は、これが
通常高価で設計の変更が容易でないアナログ回路によっ
て提供されることである。例えば、ボー速度の変更には
時間のかかるナイキスト　フィルタの再設計が必要であ
る。もう１つの短所は、説明の回路実現は信号処理ある
いは伝送媒体によって生成されるクロス　レール歪を補
正するためのベースバンド信号整形を使用できないこと
である。さらにもう１つの短所は、直角関係のキャリヤ
信号を生成するために時間のかかる調節を必要とする発
振器網が要求されることである。

１９８３年７月２７日に申請され本出願人に譲渡された
、Ｗ、デバス　ジュニア（Ｗ、　Ｄｅｂｕｓ、　Ｊｒ、
）らに公布された〔所定の時間及び周波数領域特性を持
つパルスに対するデジタル合成技術（ＤｉｇｉｔａｌＳ
ｙｎｔｈｅｓｉｓ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　Ｐｕ
１ｓｅｓ　ｌｌａｖｉｎｇＰｒｅｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ
　Ｔｉｍｅ　ａｎｄ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉ
ｎＣｈａｒａｃＬｅｒｉｓｔｉｃｓ　）　）の名称の合
衆国特許出願に説明の最近の開発は先行技術の制約の幾
つかを解消する。ここに開示の方法は、デジタル信号の
スペクトル整形を行ない、これによってアナログナイキ
スト　フィルタを不用とするためにメモリをベースとし
た技術を使用する。これに加え、メモリ内に格納された
値はイン゛　レール歪を補正するために調節できる。た
だし、この方法は、まだ直角関係のキャリヤを生成する
ための発振器をベースとする回路、キャリヤの変調を遂
行するための掛算器、及び変調されたキャリヤ信号を総
和するための加算器を必要とする。これに加え、ここに
開示の方法はクロス　レール歪を補正することができな
い。従って、イン　レール及びクロスレール歪の補正を
行なうキャリヤ信号をスペクトル的に整形されたデータ
信号にて振幅変調するためのデジタル合成法が望まれる
。

〔発明の概要〕

本発明はキャリヤ信号の振幅変調をスペクトル的に整形
されたデジタル　データ信号によってデジタル的に合成
する。本発明においては、１つのメモリ　ユニットがデ
ジタル信号内の複数のデジタル　シンボルによってアク
セスされる。個々のデジタル　シンボルは、システム用
途に依存し、デジタル信号の１ビツトあるいは複数のビ
ットに等しい。個々のアドレスに対し、メモリ　ユニッ
トから少な（とも２つのデジタル表現が読み出される。

個々のデジタル　メモリ　ユニットの出力はシンボル速
度の有理倍数の振幅を持ち互いに時間的に変位されメモ
リ　アドレス内の異なるデジタル　シンボルによって重
み付けされた複数のスペクトル的に整形されたインパル
冬時間関数の複合によって振幅変調された１つの時間変
動キャリヤ信号の異なるサンプルを代表する。

本発明の一面においては、説明のデジタル合成が２つの
直角関係のキャリヤ信号のデジタル　データ信号による
振幅変調を合成するために使用される０本発明はまた必
要であればイン　レール及びクロス　レール歪を補正す
るように設計することもできる。

〔実施例の説明〕

第１図はＣＡＭ変調を利用する一例としての通信システ
ムの送信機内での本発明の使用を示す。

第１図に示されるごとく、リード１４０上のデジタル　
データ信号のビットは直列／並列コンバータ１４１を通
じてバス１１１及び１１３に結合される。バス１１１及
び１１３は各々複数の並列導線を含む。個々のバス内の
これらの導線の数は合成される変調フォーマットに依存
する。より具体的には、デジタル　シンボル当たりのビ
ットの数に等しい。例えば、１６ＱＡＭ変調においては
、通常それぞれＩレール及びＱレールとよばれるバス１
１１及び１１３は、個々の変調されたキャリヤ信号が４
つの別個の振幅レベル上の情報を運ぶため各々２つの導
線を含む。従って、個々のレール上の１シンボル当たり
２ビツトが存在する。例えば、６４ＱＡＭ変調の場合は
、情報がキャリヤ信号の８つの別個の振幅上を運ばれる
ため、個々のレール上の１シンボル当たり３ビツトが存
在する。いずれの場合も、コンバータ１４１はリード１
４０上のデータ信号の一連のビットをバス１１１及び１
１３内の結合された総リード数に分配する。

バス１１１及び１１３上に出現するデータ　ビットは、
それぞれ■及びＱとよばれるが、並列にデジタル　タフ
ブト遅延ライン１１２及び１１６に結合される。個々の
遅延ラインは、ボー速度クロックＣＬＫによってクロッ
クされるが、複数の遅延要素１１２−１から１１２−Ｎ
及び１１６−１から１１６−Ｎを含む。これら遅延要素
の個々は１ボー、つまり、１シンボル期間Ｔの遅延を提
供する。

バス１１５−１から１１５−Ｎ及び１１７−１から１１
７−Ｎはそれぞれ遅延ライン１１２及び１１６からの遅
延されたビットをメモリ１１８に結合し、このメモリ　
アドレスの所定の部分を構成する。任意の時間において
、メモリ　アドレスのこの所定の部分はバス１１１及び
１１３からの個々のバスからの１つのデジタル　シンボ
ル及びこのデジタル　シンボルの前後の複数のデジタル
シンボルを表わす一連のビットを含む。従って、コンバ
ータ１４１及び遅延ライン１１２及び１１６はリード１
４０上のデジタル信号を個々がＭＸＮビットから成る重
複部分に配列する機能を持つ。

ここで、Ｍはレール当たりのシンボル当たりのデータ　
ビットの数に等しく、Ｎは個々の遅延ラインからのタフ
ブト　データ　シンボルの数に等しい。ここに開示の実
施態様においては、リード１４０上のビットのシーケン
スはランダムであるため、遅延ライン１１２及び１１６
によって提供されるメモリ　アドレスのこの部分もラン
ダムであることに注意する。メモリ１１８に対する個々
のアドレスの残りはバス１１９及び１３４上の信号を含
む。

１１２及び１１６によって生成される個々のランダム　
アドレスに対し、メモリ１１８はバス１２０上に少な（
とも２つのデジタル表現を読み出す。個々のデジタル表
現は振幅変調された直角関係のキャリヤ信号（ａｎ＋ｐ
ｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｅｄｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ−ｒｅｌａｔｅｄ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｓｉｇｎａｌ　
）の１つの異なるサンプルに対応する。ここで、個々の
キャリヤの振幅は、時間的に互いに変位され、バス１１
５及び１１７の異なる１つの上に出現する一連のデジタ
ル　シンボルによって重み付けされた、特定の形状にさ
れたインパルス時間関数の複合（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ　
ｏｆ　５ｐｅｃｉｆｉｃａｌｌｙ−ｓｈａｐｅｄ　ｉｍ
ｐｕｌｓｅｔｉｍｅ　ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ）によって変
調される。第１図内で提供される合成をより完全に理解
するため、また、回路の繁雑さを回避するため、次に第
２図に進むが、これは先行技術による１６ＱＡＭ変調器
を示す。

第２図に示されるごと（、先行技術による１６ＣＡＭ変
調器においては、リード２２０上のデジタル　データ信
号が直列／並列コンバータ２１１に結合される。コンバ
ータ２２１はこれらデータ信号の一連のビットをそれぞ
れリード２３１から２３４に分配する。デジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ）コンバータ２２２はリード２３１及び２
３２上に出現する信号をリード２３５上に出現する複数
の信号電圧に量子化する。同様に、コンバータ２２３は
リード２３３及び２３４上の信号を複数の信号電圧に量
子化−これをリード２３６に結合する。

１６ＱＡＭ変日の場合は、リード２３５上に４つの信号
電圧が出現する。掛算器２２７及び２２８はリード２３
５及び２３６上のこの信号電圧をそれぞれフィルタ２２
４及び２２５によって平滑化された後に受信する。フィ
ルタ２２４及び２２５は、典型的にはハーフ　ナイキス
ト（ｈａｌｆ−Ｎｙｑｕｉｓｔ）フィルタであるが、よ
り任意的なスペクトル整形（ｓｐｅｃｔｒａｌ　ｓｈａ
ｐｉｎｇ）を提供することもできる。

掛算器２２７は２２６によって生成されるキャリヤ信号
の振幅をリード２３５上のフィルタリングの後の信号に
て変調する。同様に、掛算器２２８は第２のキャリヤ信
号の振幅をリード２３６上のフィルタリングの後の信号
にて変調する。掛算器２２８に供給されるこの第２のキ
ャリヤ信号は発振器２２６によって生成されるキャリヤ
信号を位相シフタ２２９を介して−π／２ラジアンだけ
シフトすることによって生成される。従って、掛算器２
２７及び２２８に供給されるペアのキャリヤ信号は互い
に位相が直角であり、掛算器２２７及び２２８によって
提供される積はそれぞれ両側波帯信号である。加算器２
３０は次に掛算器２２７及び２２８によって提供される
この積を加え、これも両側波帯であるこの和をリード２
０２上に加える。

第３図は１６ＱＡＭシステムに対する第２図の典型的な
り／Ａコンバータ２２２及び２２３の所に出現する一例
としての時間変調波形（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ　ｗ
ａｖｅｆｏｒｍ）　３００を示す。ここで、許容伝送シ
ンボル（ｐｅｒｍｉｓｓｉｂｌｅ　ｔｒａｎｓｍｉｔｔ
ｅｄ　ｓｙｍｂｏｌｓ）は＋１及び＋３ボルトである。

この波形は立上がり及び立下がり時間が存在しないとい
う意味において理想化されている。波形３００は個々の
ボー期間Ｔの後に許容伝送シンボル間でランダムに値を
変える振幅を持つ。このランダム性は、ボー期間３０１
．３０２．３０３．３０４及び３０５においてそれぞれ
＋１、＋３、−１、−３、及び＋１ボルトの振幅を持つ
波形３００によって示される。周波数領域においては、
波形３００のスペクトルは典型的なｘ／５ｉｎｘの形状
を持つ。ここで、Ｘは周知の周波数の関数である。

第４図は５ｉｎｘ／ｘの補正を含む第２図の理想化ハー
フ　ナイキスト　フィルタ２２４あるいは２２５の平方
パルス　レスポンス（ｓｑｕａｒｅ　ｐｕｌｓｅｒｅｓ
ｐｏｎｓｅ）　４０１を示す。この平方インパルスはボ
ー期間３０１における波形３００の分離部分である。フ
ィルタ２２４及び２２５は信号伝搬遅延τを持ち、帯域
制限されたデジタル　シンボルに対するインパルス　レ
スポンス４０１は１リングアウト（ｒｉｎｇｓ　ｏｕｔ
　）　’″、つまり、時間的に永久に拡散することに注
意する。レスポンス４０１の最大振幅は関連するボー期
間、つまり、ボー期間３０１における波形３００の振幅
に比例する。つまり、関連するデジタル　シンボルの値
に比例する。この最大幅は関連するボー期間の開始から
時間期間τの後に達成される。同様に、波形４１０、４
２０．４３０及び４４０はそれぞれボー期間３０２．３
０３．３０４、及び３０５におけるフィルタ２２４ある
いは２２５の波形３００に対するレスポンスを示す。こ
れらレスポンスの各々は時間的に永久に延び、関連する
データ　シンボルによって重み付けされた第４図のイン
パルス　レスポンスを持つ。つまり、インパルス　レス
ポンス４１０．４２０．４３０及び４４０の最大値はそ
れぞれ＋３、−１．−３、及び＋１ボルトに等しい。従
って、任意のボー期間における第２図の領域２３７ある
いは２３８上の時間変動波形は、理論的には、このボー
期間からのフィルタ　インパルス　レスポンスとこの前
後の全てのボー期間からのフィルタ　インパルス　レス
ポンスとの複合に等しい。個々がリード２３７あるいは
２３８上に出現する関連するデジタル　シンボルにて重
み付けされた同一で時間的に変位されたユニットインパ
ルス時間関数（ｉｄｅｎｔｉｃａｌ、　ｔｉｍｅ　ｄｉ
ｓｐｌａｃｅｄｕｎｉｔ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｔｉｍｅ　
ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ　）のこの重複が第５図に示される
。リード２３７及び２３８上のデジタル　シンボルは、
勿論、ランダムで、互いに独立しており、従って、結果
としての複合時間変動波形もランタムで互いに独立した
ものであることに注意する。

第１図の実施態様によっ合成される信号はリード２３７
及び２３８上のそれぞれ関連するキャリヤ信号を掛けら
れた複合関数の総和である。このｆ　（Ｅｌとよばれる
変調信号は以下によって表わすことができる。

ｆ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ２πｆｃｔ　＋ｂ（ｔ）ｓｉ
ｎ２πｆｃｔ：ここで、ｆｃは発振器２２６の波形であ
り；ａ　（ｔ）及びｂ　（ｔ）はそれぞれリード２３７
及び２３８上の複合両側波帯である。

信号ｆ　（ｔ）は両側波帯信号であり、第６図に示され
る周波数スペクトルを持つ。

本発明によると、ｆ　（ｔ）の合成は任意のボー期間に
おいてそれぞれａ　（ｔ）及びｂ　（ｔ）を複合波形ａ
　’　（ｔｌ及びｂ　’　（ｔ）によって近似すること
によって得られる。ここで、個々の複合波形はある与え
られたボー期間における重み付けされたインパルス　レ
スポンスと隣接ボー期間からの重み付けされたあらかじ
め決定された有限数のインパルス　レスポンスの総和で
ある。典型的には、これら隣接ボー期間は連続のこのあ
る与えられたボー期間の直前直後のボー期間である。こ
の近似は、フィルタ、インパルス　レスポンスの規模が
時間とともに急速に減衰するため満足できる結果をを与
える。

第４図において、ライン４０２及び４０３は振幅の絶対
値が最大となる時間４０４からある整数個のボー期間だ
け前後してのインパルス　レスポンス４０１の切り捨て
を示す。以降、絶対値が最大となる時間、例えば、４０
４を最大振幅時間とよぶ。説明を節単にするため、レス
ポンス４０１の切り捨ては最大振幅時間に対して対称で
ある。

ただし、これは必ず必要ではない。例えば、個々のレス
ポンスは時間４０４から５ボ一期間前、そして３ボ一期
間後で切り捨てることもできる。切り捨てされたレスポ
ンス４０１はライン４０２と４０３の間に横わる２ｎボ
一期間だけ延び、その他はゼロとなる。この切り捨てプ
ロセスが他のインパルス　レスポンスに対しても行なわ
れる。ライン４１２．４１３及び４２２．４２３及び４
３２．４３３及び４４２．４４３はそれぞれ最大振幅期
間４１４．４２４．４３４、及び４４４のｎボー期間前
後でのレスポンス４１０．４２０．４３０及び４４０の
切り捨てを示す。このように切り捨てされたインパルス
　レスポンスをみると、任意の切り捨てされたインパル
ス　レスポンスはこれを包囲する有限数の切り捨てされ
たインパルスレスポンスによってのみ影響されることが
明白となる。こうすることによって、最大規模時間から
延びる１つのｌボー期間幅のウィンドウ内の個々の切り
捨てされたインパルス　レスポンスの部分をこのウィン
ドウに対する有限数のこれを包囲するインパルス　レス
ポンスからの寄与と結合することが可能となる。リード
２３７及び２３７と関連する切り捨てされたインパルス
　レスポンスに対しこれら複合をつぎつぎ結合すること
によってそれぞれａ　’　（ｔ）及びｂ　’　（ｔｌが
形成される。波形ａ　’　（ｔ）及びｂ　’　（ｔ）は
それぞれ第５図に示される波形と類似する波形を近似す
る。勿論、この近似は、ｎの大きさに比例して精度が異
なる。

第１図に戻り、メモリ　ユニット１１８は信号ｆ　’　
（ｔ）のデジタル表現を生成する。

ｆ’（ｔ）　＝ａ’（ｔ）ｃｏｓ２　πｆ’ｃｔ　＋ｂ
’（ｔｌｓｉｎ２７ｒｆ’ｃｔ；ここで、ａ　’　（ｔ
）及びｂ　’　（ｔ）及はそれぞれ個ｋがｎボー期間の
後に切り捨てられ個々が関連するデータ　シンボルにて
重み付けされた有限数の時間変位されたインパルス　レ
スポンスによって形成される複合波形であり； ｆ′ｃｃはボー速度のある有理倍数（ｒａｔｉｏｎａｌ
ｍｕｌｔｉｐｌｅ）である所定の周波数である。

個々のボー期間において、バス１１５はメモリ１１８に
このボー期間においてａ　’　（ｔｌを生成するために
使用されるセットのＮ個の２進符号デジタル　シンボル
を供給し、バス１１７はメモリ１１８にｂ　’　（ｔ）
を生成するために使用される他のセントのＮ個の２進デ
ジタル　シンボルを供給する。

個々のセット内のデジタル　シンボルのｆｉＮはフィル
タ　インパルス　レスポンスがどこで切り捨てられるか
によって決定される。より具体的には、上の例において
は、 Ｎ÷２　ｎ　＋　１　　　　　　　　　　　　　（３）
である。ここで、２ｎは切り捨てされたインパルス　レ
スポンスが延びるボー期間の数を表わす。

バス１１５及び１１７上に符号化されるセントのシンボ
ルに対し、個々のボー期間において、メモリ１１８は２
つあるいはそれ以上の等間隔におかれた時間において、
ａ’（ｔ）ｓｉｎ２　πｆ’ｃ　＋ｂ’（ｔ）ｃｏｓ　
２　πｆ　’ｃ　ｔＯ値を読み出す。最後にｆ’ｃがボ
ー速度の１／２に等しいかそれ以上の有理倍数に制限さ
れる。ｆ’ｃがボー速度の有理倍数とされるこの要件は
、デジタル合成においてこの制限なしには無限のメモリ
１１８が要求されるため必要となる。（ビット速度は、
勿論、最高の効率を達成するためにはボー速度の整数倍
数とされる。

有理倍数とは２つのゼロでない整数の商と定義され、こ
の有理倍数をＰ／Ｈによって表わす。ここで、これは約
された分数であると想定され、Ｐ及、びＲは正の整数と
定義される。ｆ’ｃはボー速度の任意の有理倍数であり
うるが、整数倍数、つまり、Ｒ＝１が最も実現が楽であ
る。

ボー期間ごとにメモリ１１８から読み出されるデジタル
表現の数は、ｆ　’　（ｔｌを再生するためには、ナイ
キスト　サンプリング定理を満すことが必要である。本
発明においては、この定理はボー期間光たりに読み出さ
れるデジタル表現の数がその後伝送される出力信号周波
数スペクトルのエイリアシングを回避するボー速度の有
理倍数であるかぎり満される。この有理倍数はＪ／にと
よばれ、ここで、Ｊ／に≧Ｚとされる。この数は個々の
アプリケーションによって異なり、また２以下であって
はならない。ここでは、Ｊ／には約された分数であり、
Ｊ及びＫは正の整数であると仮定する。

本発明による出力信号はリード１２９上出現する。

これはまた、後に説明されるように、計算器１２６及び
帯域フィルタ１２８が必要とされないようなシステム用
途においては、リード１２５上に出現する。

サンプリング　カウンタ１３１は個々のメモリ１１８の
ボー期間光たりに読み出されるデジタル表現の数を決定
するアドレスの部分を与える。この部分はバス１３４上
に出現する。カウンタ１３１はＪ／Ｋにボー速度を掛け
たのに等しいバス１３３上のクロック信号によってクロ
ックされる。有理倍数クロック発生器１３２はこのクロ
ック信号をボー速度クロックＣＬＫから生成する。勿論
、ボー期間あたり整数個のデジタル表現、つまりに＝１
を読み出すことが最も実現を楽にする。

センタ周波数（ｗ’ｃ　）カウンタ１３０は、個々のメ
モリ１１８のバス１１５及び１１７上の任意のセントの
デジタル　シンボルに対して任意のボ−期間においてア
クセスされるべきメモリ１１８のセクションを定義する
部分を生成する（ここで、匈″ｃ＝２πｆ’ｃ　）。Ｃ
ＬＫによってクロックされるカウンタ１３０は、ｗ’ｃ
がある非整数の有理倍数Ｐ／ＲにＣＬＫを掛けたもので
あるとき必要とされる。後に説明されるごとく、バス１
１５及び１１７上の任意のセットのデジタル　シンボル
に対してＲ個の異なるデジタル表現が存在し、従って、
カウンタ１３０は１からＲまでカウントし、その後リセ
ットする。

第７図及び第８図はメモリ１１８内に格納されるデジタ
ル表現がいかに決定されるかを示す。第７図及び第８図
には、Ｎ＝５と想定した場合の一連のボー期間７０１．
７０２及び７０３に対して第１図の遅延ライン１１２及
び１１６内に格納される一連デジタルシンボルを示す、
２バス１１１及び１１３上に出現するボー期間７０１に
おける現在のデジタル　シンボルがそれぞれａＯ及びす
。

として表わされる。過去及び未来のシンボルはそれぞれ
負及び正のサブスクリプトによって表わされる。勿論、
サブスクリプトの数値は現在伝送されているデジタル　
シンボルに対する現在のボー、つまり、シンボル期間に
おける近似を示す。それぞれボー期間から１及び２ボ一
期間だけ後のボー期間７０２及び７０３においては、現
在のデジタル　シンボルはそれぞれａｌ、ｂｌ及びａ２
、ｂ２である。

第７図の波形ａ　’　（ｔｌは個々のボー期間に個々が
個々のボー期間において遅延ライン１１２内に格納され
た５つのデジタル　データ　シンボルによって重み付け
された５つの変位され切り捨てされたレスポンスを重複
することによって生成される複合波形を示す。同様に、
波形ｂ　’　（１１は、この総和プロセスを個々のボー
期間において遅延ライン１１６内に格納されたデジタル
　シンボルに対して遂行することによって生成される複
合波形を示す。ａ’（ｔ）ｃｏｓ　２　πｆ’ｃ　＋　
ｂ’（ｔ）ｓｉｎ　２ｒｃ　ｆ’ｃ　ｔの変調を合成す
るためには、これら積のナイキスト定理を満す総和をボ
ー期間ごとに所定の数の等間隔のサンプリング時間に対
して決定することが必要である。個々のサンプリング時
間に対するこの総和が次にメモリ１１８の異なる位置に
格納される。

第７図及び第８図においては、サンプリング速度＝７Ｘ
ＣＬＫ、そしてｆ’ｃ＝５／２ＣＬＫと仮定される。サ
ンプリング時間は７０５から７２５によって表わされ、
これら時間におけるｃｏｓ２πｆ’ｃ　を及びｓｉｎ　
２πｆ’ｃ　ｔの値はそれぞれポイント７２６から７４
６及び８１２から８３２によって表わされる。ｆ’ｃは
ＣＬＫの整数の倍数でないため、サンプリング時間７０
５から７１１におけるｃｏｓ　２πｆ’ｃ　を及びｓｉ
ｎ　２πｆ’ｃ　ｔの値は時間７１２から７１８におけ
るこれら値と異なることに注意する。しかし、２ボ一期
間の後にｃｏｓ　２πｆ’ｃ　を及びｓｉｎ　２πｆ’
ｃ　ｔはそれぞれ整数個のサイクルを完結する。この結
果、時間７０５から７１１におけるｃｏｓ　２πｆ’ｃ
　を及びｓｉｎ　２πｆ’ｃ　ｔの値はそれぞれ時間７
１９から７２５におけるそれら値と等しくなる。結果と
して、遅延ライン１１２及び１１６内の任意のセットの
デジタル　シンボル及び有理倍数Ｐ／ＲＸボー速度の周
波数を持つ直角関係にあるキャリヤ信号に対し、第１図
のメモリ　ユニット１１８はＲ個の異なるセットのｆ　
’　（’ｔ）のデジタル表現を格納する必要がある。さ
らに、個々のデジタル表現は１ボ一期間内のｆ　’　（
ｔ）の１サンプルに対応するため、個々のセット内のデ
ジタル表現の数はそのボー期間に対するサンプル時間の
数に等しい。特定のセットのデジタル表現の選択はセン
タ周波数カウンタ１３０のカウントによって決定され、
一方、カウンタ１３１のカウントはセット当たり格納さ
れる複数のデジタル表現を順番に配列する。例えば、サ
ンプリング時間７０５及び７０６においてｆ　’　（ｔ
）のデジタル表現を格納するメモリ１１８の位置はアド
レスａ−ｚａ−１ａｏａ＊１ａ＊ｚｂ−ｚｂ−＋ｂｏｂ
＋＋ｂ＊ｚＯ０００及びａ−ｇａ−１ａｏａ＊＋ａ＊ｚ
ｂ−ｚｂ−＋ｔ１６ｂ＋１ｂａｚＯ０１０を持つ。ここ
で、最後のビット位置の前にくる０００及び００１はサ
ンプリング　カウンタ１３１のカウントを示し、また最
後のビット位置内のゼロはセンタ周波数カウンタ１３０
のカウントを示す。この場合、サンプリング　カウンタ
１３１はＯから６までカラントしくこの２進表現はそれ
ぞれ０００及び１１０である）、センタ周波数カウンタ
１３０は０から１までカウントする。同様に、サンプリ
ング時間７１２．７１３．７１９及び７２０におけるｒ
　’　（ｔｌのデジタル表現に対するアドレスはそれぞ
れ以下の通りである。

ａ−＋ａｏａ＋＋ａ＋ｚａ＋：＋ｂ−＋ｂｏｂ＊１ｂ＋
ｚｂ＊ＪＯＯ１＋ａ−＋ａｏａ＋＋ａ＋ｚａ＋３ｂ−＋
ｂ（１ｂ＊１ｂ＋ｚｂ＋ＪＯ１１＋ａｏａ＊＋ａ＋ｚａ
＋ｉａ＋Ｊｏｂ＋ｔＥｌ＋ｚｂ＋：＋ｂ＋ａＯＯＯＯ＋
ａ　ｏ　ａ　＊　ｒ　ａ　＋　ｚ　ａ　＋　：ｌ　ａ　
＊　ａ　ｂ　ｏ　ｂ　＋　Ｉｂ　＋　２　ｂ　＋　３　
ｂ　＋　ａ　Ｏ０１０゜メモリ１１８から読み出された
デジタル表現はバス１２０上に出現し、Ｄ／Ａコンバー
タ１２１に結合されるが、コンバータ１２１はリード１
２２上にアナログ波形を生成する。このアナログ波形は
第９図に示されるスペクトルを持つ。ここで、ｆｓはサ
ンプリング周波数に等しい。ロー　パスフィルタ１２３
はこのスペクトルから高調波を除去し、リード１２５上
に第１０図に示される信号スペクトルを与える。上に説
明のごとく、本発明による合成技術においては、直角関
係のキャリヤ信号の周波数はボー速度の有理倍数に制限
される。

しかし、ある用途においては、伝送されるキャリヤ周波
数がボー速度の有理倍数でない任意の周波数であること
が要求される。この場合は、掛′に器１２６がフィルタ
リングされたスペクトルにｃｏｓ　２πｆｚ　ｔを掛け
るためにリード１２５に接続される。ここで、どちらが
より現実的であるかによってｆｚ＝ｆｃ−ｆｓあるいは
ｆｚ＝ｆｃ＋ｆＥが選択される。ｆｚ＝ｆｃ−ｒｃの場
合は、掛算器１２６によって生成されるリード１２７上
の信号スペクトルは第１１図に示されるような波形を持
つ。次に帯域フィルタ１２８を使用して周波数トランス
レーションに起因するスペクトルの望ましくない部分が
除去され、第６図に示されるスペクトルがリード１２９
上に生成される。ｆｚ＝ｆｃ−ｆ’ｃの場合はフィルタ
１２８に対してハイ　パス　フィルタで十分であり、一
方ｆｚ　＝　ｆｃ　＋　ｆｓの場合は、フィルタ１２８
に対してロー　バス　フィルタが使用される。

本発明は一例としての実施態様と関連して説明されたが
、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく他のさま
ざまな変形が可能であることは勿論である。第１に、例
えば、本発明はデータ信号による信号キャリヤの振幅変
調を合成するのに使用することもできる。第２に、メモ
リ１１８内に格納されるデジタル表現はイン　レール及
びクロス　レール歪を補正するために改良することもで
きる。前者に関しては、例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２
１からの出力信号内の５ｉｎｘ／ｘ特性がメモリ１１８
内に格納された信号をｘ／５ｉｎｘによってプレエンフ
ァシスすることによって補正できる。この補正は単一の
振幅変調キャリヤ信号に対しても行なうことができる。

第３に、カウンタ１３０及び１３１は個々のアドレスに
寄与するが、カウンタ１３０は続がボー速度の整数倍数
である場合は必要でなく、またカウンタ１３１はメモリ
出力の所の単一のアドレスに対して読み出される複数の
デジタル表現を適当な順番に配列する周知の回路と置換
することができる。第４に、本発明はハーフ　ナイキス
ト　フィルタリングの合成との関連において説明された
が、他のスペクトル形状、例えば、フル　ナイキスト　
フィルタリングあるいは部分レスポンス信号法と関連す
るスペクトルを合成することも可能である。実際のとこ
ろ、本発明は事実上全ての任意スペクトル形状を合成で
きる。最後に、メモリ１１８はＲ個のセクションを持つ
単一のメモリから成るが、メモリ１１８０代わりに加算
器とともに２つのメモリユニット、つまり、ａ’（ｔ）
　ｃｏｓ　２７Ｃｆｓｔ　を格納するための１つのメモ
リ及びｂ’（ｔ）　５ｉｎ２　ｙｒｆ３　ｔを格納する
ためのもう１つのメモリを使用することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は直角関係のキャリヤ信号の振幅変調を合成する
ために設計された本発明の１つの実施態様のブロック図
を示し； 第２図は直角関係のキャリヤ信号の振１陥変調を提供す
る先行技術による回路のブロック図を示し；第３図は４
レベル信号に対する第２図のリード２３５及び２３６上
の波形の時間領域を示し；第４図及び第５図は本発明を
理解する上で役立つハーフ　ナイキスト　フィルタリン
グされたデジタル　シンボルの時間領域を示し； 第６図は本発明によって合成されるＱＡＭ信号の周波数
スペクトルを示し；そして 、第７図及び第８図はメモリに記憶された情報がどのよ
うに決定されるかを示す図； 第９図から第１１図は第１図の装置内の異なるポイント
での周波数スペクトルを示す。 〔主要部分の符号の説明〕 アクセス手段・・・１１２．１１６ 出力手段・・・１１８ 変換手段・・・１２１ 惨 廣 ＦＩＧ、５ ＦＩＯ，６ 掲ブＵ臥（”　ｚ） ズ＝の浄瞥 認　　　　　　に Ｘ回の一ンＪ 剤−〇　　　　　　　　− ＦＩ（３，１０ でγ二＋２−ド ＦＩＧ、１１ マグ２千２−ド 一「−続　７市　ＩＥ　プ）（方式） ％式％ １、事件の表示 昭和６２年　特　許　願　第１９３８６５号２、発Ｉｊ
ｌの名称 波形合成装置 ３、補正をする者 π件との関係　　特許出願人 ４、代理人 ７、補正の内容　　別紙のとおり （１）別紙の通り１図面第７図及び第８図の図の番号を
正確に記載した図面１通を提出致します。 ８６添付書類の１１録 図面（第７図、第８図）　　　　　１通１．パ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、波形合成装置において、該装置が ２進入力データ信号内の所定の数のビットを連続的に第
   １及び第２のアレイに変換するためのアクセス手段（１
   １２、１１６）； 個々のアレイに応答して少なくとも２つのデジタル表現
   を出力するための出力手段（１１８）ここで、個々の該
   デジタル表現が第１の振幅変調キャリヤ信号の１つのサ
   ンプルと該第１のキャリヤ信号と位相が直角の第２の振
   幅変調キャリヤ信号のもう１つのサンプルとの和に対応
   し、該キャリヤ信号の片方の信号の振幅が個々が該第１
   のアレイ内の異なるビットと関連する所定の数によって
   重み付けされた時間的に互いに変位された複数のインパ
   ルス時間関数の複合によって変調され、該キャリヤ信号
   の他方の信号の振幅が該第２のアレイ内の異なるビット
   と関連する該所定の数によって重み付けされた時間的に
   互いに変位された複数のインパルス時間関数の複合によ
   って変調され、該装置がさらに 該出力手段に応答して該デジタル表現を該第１と第２の
   振幅変調キャリヤ信号の和に等しいアナログ波形に変換
   するための変換手段（１２１）を含むことを特徴とする
   波形合成装置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該アクセス手段が該アレイを生成するための複数の遅延
   手段（１１２−１、・・・、１１２−Ｎ、１１６−１、
   ・・・、１１６−Ｎ）を含むことを特徴とする波形合成
   装置。 ３、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該アクセス手段が並列ビット流を該遅延手段に供給する
   ための直列／並列コンバータ（１４１）を含むことを特
   徴とする波形合成装置。 ４、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該入力データ信号が１つのビット速度を持ち、該出力手
   段が該振幅変調キャリヤ信号のサンプルに対応するデジ
   タル表現を出力し、該キャリヤ信号が該ビット速度の有
   理倍数である周波数を持つことを特徴とする波形合成装
   置。 ５、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該入力データ信号が１つのビット速度を持ち、該出力手
   段が該振幅変調キャリヤ信号のサンプルに対応するデジ
   タル表現を出力し、該キャリヤ信号が該ビット速度の整
   数倍数である周波数を持つことを特徴とする波形合成装
   置。 ６、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該出力手段が個々のアレイに応答して出力される該デジ
   タル表現を所定の順番に配列するための配列手段（１３
   ０、１３１、１３２）を含むことを特徴とする波形合成
   装置。 ７、特許請求の範囲第４項に記載の装置において、 該配列手段が該出力手段に接続されたカウンタを含むこ
   とを特徴とする波形合成装置。 ８、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該出力手段がメモリを含むことを特徴とする波形合成装
   置。 ９、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 個々の該振幅変調キャリヤ信号が歪を含み、該デジタル
   表現がこの歪を補正することを特徴とする波形合成装置
   。 １０、波形合成装置において、該装置が ２進入力データ信号内の所定の数のビットを連続的に１
   つのアレイに変換するためのアクセス手段（１１２、１
   １６）； 個々のアレイに応答して少なくとも２つのデジタル表現
   を出力するための出力手段（１１８）、ここで、個々の
   該デジタル表現が１つの振幅変調キャリヤ信号の異なる
   サンプルに対応し、該キャリヤ信号の振幅が個々が該ア
   レイ内の異なるビットと関連する所定の数によって重み
   付けされた時間的に互いに変位された複数のインパルス
   時間関数の複合によって変調され、該装置がさらに 該出力手段に応答して該デジタル表現を該振幅変調キャ
   リヤ信号に変換するための変換手段（１２１）を含むこ
   とを特徴とする波形合成装置。 １１、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該アクセス手段が該アレイを生成するための複数の遅延
   手段（１２２−１、・・・、１１２−Ｎ、１１６−１、
   ・・・、１１６−Ｎ）を含むことを特徴とする波形合成
   装置。 １２、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該アクセス手段が並列ビット流を該遅延手段に供給する
   ための直列／並列コンバータ（１４１）を含むことを特
   徴とする波形合成装置。 １３、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該出力手段が個々のアレイに応答して出力される該デジ
   タル表現を所定の順番に配列するための配列手段（１３
   ０、１３１、１３２）を含むことを特徴とする波形合成
   装置。 １４、特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、 該配列手段が該出力手段に接続されたカウンタ（１３１
   ）を含むことを特徴とする波形合成装置。 １５、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該入力データ信号が１つのビット速度を持ち、該出力手
   段が該振幅変調キャリヤ信号のサンプルに対応するデジ
   タル表現を出力し、該キャリヤ信号が該ビット速度の有
   理倍数である周波数を持つことを特徴とする波形合成装
   置。 １６、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該入力データ信号が１つのビット速度を持ち、該出力手
   段が該振幅変調キャリヤ信号のサンプルに対応するデジ
   タル表現を出力し、該キャリヤ信号が該ビット速度の整
   数倍数である周波数を持つことを特徴とする波形合成装
   置。 １７、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該出力手段がメモリ（１８）を含むことを特徴とする波
   形合成装置。 １８、特許請求の範囲第１０項に記載の装置において、 該振幅変調キャリヤ信号が歪を含み、該デジタル表現が
   この歪を補正することを特徴とする波形合成装置。